CN113098278A - 交错并联llc电路的均流调节方法、调节电路及谐振变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种交错并联LLC电路的均流控制方法、调节电路及谐振变换器，该方法首先获取各相LLC支路的支路电流，根据各相的支路电流，确定第一基准电流，再根据第一基准电流和各相的支路电流，确定各相的调节增量，最后根据各相的调节增量，调节各相的副边同步整流管的驱动信号的占空比。因此，该均流调节方法可以通过调节增量调节各相副边同步整流管的驱动信号的占空比，进而调节各相LLC支路的副边同步整流管的导通或截止时间，使得各相LLC支路的电流均流，从而实现各相LLC支路功率平衡，提高电源的可靠性，由于该方法作用于各相副边同步整流管，因而不影响原边主开关管的零电压开关状态，同时，该方法成本较低，适用范围较广。

Description

交错并联LLC电路的均流调节方法、调节电路及谐振变换器

技术领域

本发明涉及直流电压变换领域，特别是涉及一种交错并联LLC电路的均流调节方法、调节电路及谐振变换器。

背景技术

LLC谐振变换器是一种通过控制开关频率来实现输出增益调节的变换器，多相交错并联LLC电路不仅可以提高电源的输出容量，还能有效降低输入、输出纹波电流，减少输入、输出滤波电容数量，既提高了电源的功率密度，也降低了硬件成本。

只有保证各相LLC严格错并联才能有效减小输入和输出的纹波电流，因此交错并联的各相LLC的主开关管工作频率必须保持一致。然而，受电路元器件参数尤其是谐振参数偏差的影响，同样的开关频率下，各相交错并联的LLC增益不一致，从而导致各相电流不均衡，严重影响了系统的可靠运行。

因此，需要对多相交错并联LLC谐振变换器进行均流控制，目前的一部分均流调节方法虽然能够实现均流控制，但却使得LLC谐振变换器出现硬开关的问题，另一部分均流调节方法需要额外增加调节网络，增加硬件成本，或者适用范围较窄，不具有普遍性。

发明内容

本发明实施例旨在提供一种交错并联LLC电路的均流调节方法、调节电路及谐振变换器，以能够使得流过各相LLC支路的电流均流，实现各相LLC支路功率平衡，进而提高电源的可靠性，同时不影响原边主开关管的零电压开关状态，成本较低，适用范围较广。

为解决上述技术问题，本发明实施例采用的一个技术方案是：

在第一方面，本发明实施例提供一种交错并联LLC电路的均流调节方法，

应用于交错并联LLC电路，所述交错并联LLC电路包括多相LLC支路，所述多相LLC支路包括副边同步整流管，所述交错并联LLC电路的均流调节方法包括：

获取各相所述LLC支路的支路电流；

根据各相的所述支路电流，确定第一基准电流；

根据所述第一基准电流和各相的所述支路电流，确定各相的调节增量；

根据各相的所述调节增量，调节各相的所述副边同步整流管的驱动信号的占空比。

在一些实施例中，所述根据各相的所述支路电流，确定第一基准电流，包括：

将各相的所述支路电流进行比较，获取第二基准电流；

将所述第二基准电流叠加预设电流增量，得到所述第一基准电流。

在一些实施例中，所述第二基准电流为各相所述支路电流中的最小电流或最大电流或平均电流。

在一些实施例中，所述根据所述第一基准电流和各相的所述支路电流，确定各相的调节增量，包括：

获取各相所述支路电流与所述第一基准电流之间的电流差值；

根据所述电流差值和PI控制器，计算各相的所述调节增量。

在一些实施例中，所述根据所述电流差值和PI控制器，计算各相的所述调节增量，包括：

通过下式计算各相的所述调节增量：

ΔTd＝Kp*ΔI_i+K_i*ΔI_i

其中，ΔTd为所述调节增量，Kp为所述PI控制器的比例环节系数，K_i为所述PI控制器的积分环节系数，ΔI_i为第i相的所述电流差值，i为1至N的整数,N为所述交错并联LLC电路的相数。

在一些实施例中，在所述根据所述电流差值和PI控制器，计算各相的所述调节增量之后，所述根据所述第一基准电流和各相的所述支路电流，确定各相的调节增量，还包括：

对所述调节增量进行限幅判断，判断所述调节增量是否小于预设幅值；

若是，则将所述调节增量重置为预设调节增量。

在一些实施例中，所述根据各相的所述调节增量，调节各相的所述副边同步整流管的驱动信号的占空比，包括：

若所述调节增量为死区时间增量，则将所述死区时间增量与所述驱动信号的死区时间叠加，以调节所述副边同步整流管的所述驱动信号的占空比。

在一些实施例中，所述驱动信号的死区时间包括第一死区时间和第二死区时间，所述第一死区时间为所述副边同步整流管的驱动信号的上升沿的死区时间，所述第二死区时间为所述副边同步整流管的驱动信号的下降沿的死区时间，所述将所述死区时间增量与所述驱动信号的死区时间叠加，包括：

将所述死区时间增量与所述第一死区时间叠加；或，

将所述死区时间增量与所述第二死区时间叠加。

在一些实施例中，所述支路电流为所述LLC支路的输入电流或输出电流。

在第二方面，本发明实施例一种交错并联LLC电路的均流调节电路，

应用于交错并联LLC电路，所述交错并联LLC电路包括多相LLC支路，所述多相LLC支路包括副边同步整流管，所述交错并联LLC电路的均流调节电路包括：

采样电路，用于采样各相所述LLC支路的支路电流；以及控制器，

所述控制器包括至少一个处理器；以及，

与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如上所述的交错并联LLC电路的均流调节方法。

在第三方面，本发明实施例提供一种交错并联LLC谐振变换器，包括：

交错并联LLC电路，所述交错并联LLC电路包括多相LLC支路，所述多相LLC支路包括副边同步整流管；以及，

如上所述的交错并联LLC电路的均流调节电路。

本发明实施例的有益效果是：区别于现有技术的情况，在本发明实施例中，交错并联LLC电路的均流调节方法应用于交错并联LLC电路，该交错并联LLC电路包括多相LLC支路，且多相LLC支路包括副边同步整流管，该交错并联LLC电路的均流调节方法首先获取各相LLC支路的支路电流，根据各相的支路电流，确定第一基准电流，再根据第一基准电流和各相的支路电流，确定各相的调节增量，最后根据各相的调节增量，调节各相的副边同步整流管的驱动信号的占空比。因此，该交错并联LLC电路的均流调节方法可以通过调节增量调节各相副边同步整流管的驱动信号的占空比，进而调节各相LLC支路的副边同步整流管的导通或截止时间，使得各相LLC支路的电流均流，从而实现各相LLC支路功率平衡，提高电源的可靠性，同时，由于该调节方法作用于各相副边同步整流管，因而不影响原边主开关管的零电压开关状态，同时，该均流调节方法无需增加额外调节网络，成本较低，适用范围较广。

附图说明

图1是本发明实施例提供的其中一种交错并联LLC谐振变换器的结构示意图；

图2是本发明实施例提供的其中一种LLC谐振变换器的电路结构示意图；

图3是本发明实施例提供的其中一种驱动信号、副边同步整流管电流、励磁电流以及谐振电流的信号波形示意图；

图4是本发明实施例提供的其中一种同步整流管驱动信号死区时间大小的控制框图示意图；

图5是本发明实施例提供的其中一种交错并联LLC电路的均流调节方法流程图；

图6是本发明实施例提供的其中一种交错并联LLC电路的均流调节控制框图示意图；

图7是本发明实施例提供的其中一种谐振参数偏差5％，三相交错并LLC谐振变换器未采用均流调节方法时各相LLC谐振变换器的输出电流及总的负载纹波电流波形图；

图8是本发明实施例提供的其中一种谐振参数偏差5％，三相交错并LLC谐振变换器采用均流调节方法时各相LLC谐振变换器的输出电流及总的负载纹波电流波形图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施方式，对本发明进行更详细的说明。需要说明的是，当元件被表述“固定于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上、或者其间可以存在一个或多个居中的元件。当一个元件被表述“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件、或者其间可以存在一个或多个居中的元件。本说明书所使用的术语“垂直的”、“水平的”、“左”、“右”以及类似的表述只是为了说明的目的。

除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本说明书中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施方式的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

请参阅图1，图1是本发明实施例提供的其中一种交错并联LLC谐振变换器的结构示意图。如图1所示，该交错并联LLC谐振变换器100包括三路交错并联的LLC电路10以及均流调节电路20，其中，输入电源Vin的正极和第一电容C1的一端相连，输入电源Vin的负极和第一电容C1的另一端相连。所述交错并联LLC电路10包括多相LLC支路，每相LLC支路包括一个LLC谐振变换器，所有LLC谐振变换器的输入正极Vin+和输入电源的正极相连，所有LLC谐振变换器的输入负极Vin-和输入电源的负极相连。所有LLC谐振变换器的输出正极Vout+都和输出的正极相连，所有LLC谐振变换器的输出负极Vout-都和输出的负极相连。输出的正负极之间连接第二电容C2。

请一并参阅图2，图2是本发明实施例提供的其中一种LLC谐振变换器的电路结构示意图，该LLC谐振变换器为副边带同步整流管的对称半桥LLC谐振变换器，其包括变压器T1、原边谐振电路和副边同步整流电路，其中，变压器T1的原边采用一个绕组，其副边采用两个绕组。原边谐振电路由第一原边主开关管Q1、第二原边主开关管Q2，谐振电感Lr1、第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2组成，副边同步整流电路由第一副边同步整流管Q3和第二副边同步整流管Q4组成。第一原边主开关管Q1、第二原边主开关管Q2、第一副边同步整流管Q3以及第二副边同步整流管Q4均为MOS管。变压器T1原边的两个串联的第一原边主开关管Q1、第二原边主开关管Q2与变压器T1原边两个串联的第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2进行并联，并联后将第一原边主开关管Q1的D端接至输入电源的正极Vin+，将第二原边主开关管Q2的S端接至输入电源的负极Vin-。谐振电感Lr1和变压器T1的原边绕组同名端p1串联，串联后谐振电感Lr1的另一端连接至第一原边主开关管Q1与第二原边主开关管Q2的中点(Q1的S端)，变压器T1原边绕组的异名端m1接至第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2的共同连接处。变压器T1副边绕组、第一副边同步整流管Q3以及第二副边同步整流管Q4组成副边同步整流。副边第一绕组的同名端p2和第二副边同步整流管Q4的D极相连，异名端m2和副边第二绕组的同名端p3相连，并接至输出的正极Vout+。副边第二绕组的异名端m3和第一副边同步整流管Q3的D极相连。第一副边同步整流管Q3的S极以及第二副边同步整流管Q4的S极相连，并共同连接至输出的负极Vout-。

第一原边主开关管Q1、第二原边主开关管Q2、第一副边同步整流管Q3以及第二副边同步整流管Q4的驱动信号分别为g1、g2、g3、g4，该驱动信号分别控制第一原边主开关管Q1、第二原边主开关管Q2、第一副边同步整流管Q3以及第二副边同步整流管Q4的开通和关断。驱动信号为高电平时，开通对应的开关管；驱动信号为低电平时，关断对应的开关管。其中，驱动信号可由相应的控制器产生。

请一并参阅图3，图3是本发明实施例提供的其中一种驱动信号、副边同步整流管电流、励磁电流以及谐振电流的信号波形示意图，如图3所示，第一原边主开关管Q1和第二原边主开关管Q2的驱动信号g1、g2为固定50％占空比的同频率互补方波，其开关频率为fsw。为避免原边上下开关管直通并保证实现零电压开关(Zero Voltage Switch，简称ZVS)，即实现软开关，需要在驱动信号g1与g2的上升边沿插入原边死区时间Td0，因此，若通过调整原边整流管的驱动信号的占空比来达到均流的目的，则可能会使得原边整流管出现硬开关的情况，不会实现软开关，因此，下述发明实施例提供的均流调节方法应用于副边同步整流管。

第一副边同步整流管Q3以及第二副边同步整流管Q4的驱动信号g3、g4参考原边驱动信号g1、g2产生，为避免副边同步整流管出现短路情况，需要在驱动信号g3、g4的上升边沿及下降边沿分别插入第一死区时间Td1和第二死区时间Td2，第一死区时间Td1为所述副边同步整流管的驱动信号的上升沿的死区时间，第二死区时间Td2为所述副边同步整流管的驱动信号的下降沿的死区时间。

对原边死区时间Td0、第一死区时间Td1及第二死区时间Td2作进一步描述：原边死区时间Td0表示驱动信号g1上升降沿到驱动信号g2下降沿(或者驱动信号g2上升沿到驱动信号g1下降沿)的最小延迟时间；第一死区时间Td1表示驱动信号g3上升沿到驱动信号g2下降沿(或者驱动信号g4上升沿到驱动信号g1下降沿)的最小延迟时间；第二死区时间Td2表示驱动信号g3下降沿到驱动信号g1下降沿(或者驱动信号g4下降沿到驱动信号g2下降沿)的最小超前时间。

请一并参阅图4，图4是本发明实施例提供的其中一种同步整流管驱动信号死区时间大小的控制框图示意图，如图4所示，原边死区时间Td0、第一死区时间Td1及第二死区时间Td2可由死区控制器控制，其具体的大小可以通过LLC谐振变换器的谐振参数，如：谐振电流Lr、谐振电容Cr、谐振电感Lm、变压器变比n、开关频率Fsw、输入电压Uin、输出电压Uo以及负载电流Io的大小实时计算得到。

其中，LLC谐振变换器的开关频率Fsw的具体计算方式为：将LLC谐振变换器的输出电压给定值Uo_ref与实际输出电压Uo进行比较，得到电压偏差量，将电压偏差量通过电压环比例-积分控制器调节后得到第一频率增量△f1，将输出电流给定值Io_ref与实际输出电流Io进行比较，得到电流偏差量，将电流偏差量通过电流环比例-积分控制器调节后得到第二频率增量△f2，将第一频率增量△f1与第二频率增量△f2进行比较取最小值，然后将最小频率增量与最大开关频率Fsw_max做差后得到LLC谐振变换器的工作开关频率Fsw。

请再次参阅图1，均流调节电路20包括采样电路21和控制器22，其中，采样电路21用于采样各相LLC支路的支路电流，其可以由相应的电流检测模块实现，采样电路21采样的支路电流传送至控制器22，由控制器22进行处理和分析，所述控制器22包括至少一个处理器，以及与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行下述实施例所述的交错并联LLC电路的均流调节方法。

在一些实施例中，控制器22可以为通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、单片机、ARM(Acorn RISC Machine)或其它可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑、分立的硬件组件或者这些部件的任何组合。还有，控制器22还可以是任何传统处理器、控制器、微控制器或状态机。控制器22也可以被实现为计算设备的组合，例如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器、一个或多个微处理器结合DSP和/或任何其它这种配置。

该交错并联LLC谐振变换器100可通过采样电路21获取各相LLC支路的支路电流，并将各相LLC支路的支路电流传送至控制器，控制器22根据各相所述LLC支路的支路电流，可确定各相的调节增量，再根据各相的调节增量，调节各相的副边同步整流管的驱动信号的占空比，进而使得各个LLC支路的支路电流均流，达到平衡功率的目的，同时，控制器调节的是副边同步整流管的驱动信号的占空比，而不是调节原边主开关管的驱动信号，因而不影响原边主开关管的零电压开关状态，同时，该均流调节过程无需增加额外调节网络，成本较低，适用范围较广。

请参阅图5，图5是本发明实施例提供的其中一种交错并联LLC电路的均流调节方法流程图，如图5所示，该交错并联LLC电路的均流调节方法S50包括：

步骤S51、获取各相所述LLC支路的支路电流；

通过采样电路或电流检测模块获取各相LLC支路的支路电流，该支路电流为所述LLC支路的输入电流或输出电流。但采样的每一相的支路电流的类型相同，即，若某一相获取的是所述LLC支路的输入电流，则其他相获取的也是其输入电流。

步骤S52、根据各相的所述支路电流，确定第一基准电流；

该第一基准电流是用于评述各个支路电流的大小，第一基准电流的具体确定方式为，首先将各相的所述支路电流进行比较，获取第二基准电流，再将所述第二基准电流叠加预设电流增量，得到所述第一基准电流。其中，第二基准电流可以为各相所述支路电流中的最小电流或最大电流或平均电流。以第二基准电流为各相支路电流中的最小电流为例，具体地，将各相的支路电流进行比较，获取各相支路电流中的最小电流，以该最小电流作为第二基准电流。需要说明的是，若比较结果为输入电流的比较结果，则最小电流为最小输入电流，若比较结果为输出电流的比较结果，则最小电流为最小输出电流。

另外，为了便于进行电流大小比较，可以对输入电流或输出电流进行低通滤波后得到各相的平均电流，再进行比较，选出平均电流最小的相，最小的平均电流即为第二基准电流。

得到第二基准电流以后，将第二基准电流叠加预设电流增量，得到第一基准电流，将第一基准电流作为各相电流的电流基准。预设电流增量的具体大小可以根据需要而设置，在本发明实施例中，该预设电流增量大于零，其可以根据各相间的额定工作电流及均流精度确定，通常取每相额定工作电流的1％便可。

步骤S53、根据所述第一基准电流和各相的所述支路电流，确定各相的调节增量；

将第一基准电流与各相的支路电流进行比较，确定各相的调节增量，具体地，获取各相所述支路电流与所述第一基准电流之间的电流差值，根据所述电流差值和PI控制器，计算各相的所述调节增量。将每一相支路电流与第一基准电流进行一一比较，获取每一相支路电流与第一基准电流之间的电流差值，再将每一相对应的电流差值通过PI控制器，得到每一相对应的调节增量。具体地，通过下式计算各相的所述调节增量：

ΔTd＝Kp*ΔI_i+K_i*ΔI_i (1)

其中，ΔTd为所述调节增量，Kp为所述PI控制器的比例环节系数，K_i为所述PI控制器的积分环节系数，ΔI_i为第i相的所述电流差值，i为1至N的整数,N为所述交错并联LLC电路的相数。

在一些实施例中，得到各相对应的调节增量之后，对所述调节增量进行限幅判断，判断所述调节增量是否小于预设幅值，若是，则将所述调节增量重置为预设调节增量。其中，预设幅值和预设调节增量的具体数值可根据需要而设置，在本发明实施例中，预设幅值为零，预设调节增量也为零，即若调节增量ΔTd小于零，则通过限幅器将调节增量ΔTd重置为零。

步骤S54、根据各相的所述调节增量，调节各相的所述副边同步整流管的驱动信号的占空比。

获取各相的调节增量以后，通过各相的调节增量调整对应相的副边同步整流管的驱动信号的占空比，若调节增量为死区时间增量，则将所述死区时间增量与所述驱动信号的死区时间叠加，以调节所述副边同步整流管的所述驱动信号的占空比。若死区时间增量与电流较大相的驱动信号的死区时间叠加，则会使得该驱动信号的死区时间变大，从而使得该相的LLC谐振变换器的工作电流减小，进而使得各路LLC谐振变换器的功率平衡，提高电源的可靠性。

其中，副边同步整流管的驱动信号的死区时间包括第一死区时间Td1和第二死区时间Td2，所述第一死区时间Td1为所述副边同步整流管的驱动信号的上升沿到所述原边主开关管的驱动信号的下降沿的最小延迟时间，所述第二死区时间Td2为所述副边同步整流管的驱动信号的下降沿到所述原边主开关管的驱动信号的下降沿的最小超前时间。那么将所述死区时间增量与所述驱动信号的死区时间叠加时，可以将死区时间增量ΔTd与第一死区时间Td1叠加，或者将死区时间增量ΔTd与第二死区时间Td2叠加。但需要说明的是，若某一相在调节副边同步整流管的驱动信号时，是将死区时间增量ΔTd与所述驱动信号的第一死区时间Td1叠加，那么其他相在调节副边同步整流管的驱动信号时，也需将死区时间增量ΔTd与其对应的驱动信号的第一死区时间Td1叠加，同样地，若某一相在调节副边同步整流管的驱动信号时，是将死区时间增量ΔTd与所述驱动信号的第二死区时间Td2叠加，那么其他相在调节副边同步整流管的驱动信号时，也需将死区时间增量ΔTd与其对应的驱动信号的第二死区时间Td2叠加。

同时，在将各相中的最小电流上叠加一个预设电流增量再作为各相的电流基准，可以保证电流最小相的死区增量尽可能往小的方向减，从而实现效率最优。

在一些实施例中，调节增量还可以为导通时间增量，将副边整流管的驱动信号的导通时间与导通时间增量叠加，使得电流较大相的驱动信号的导通时间变小，从而使得该相的LLC谐振变换器的工作电流减小，进而使得各路LLC谐振变换器的功率平衡。

综上所述，该交错并联LLC电路的均流调节方法可以通过调节增量调节各相副边同步整流管的驱动信号的占空比，进而调节各相LLC支路的副边同步整流管的导通或截止时间，使得各相LLC支路的电流均流，从而实现各相LLC支路功率平衡，提高电源的可靠性，同时，由于该方法作用于各相副边同步整流管，因而不影响原边主开关管的零电压开关状态，另外，该均流调节方法无需增加额外调节网络，成本较低，适用范围较广。

为了更好地描述该交错并联LLC电路的均流调节方法，请参阅图6，图6是本发明实施例提供的其中一种交错并联LLC电路的均流调节控制框图示意图，如图6所示，以三路LLC支路为例，获取各相LLC谐振变换器的支路电流，将各支路电流进行比较，选出最小支路电流(第二基准电流)，将最小支路电流叠加一个大于零的预设电流增量，得到第一基准电流，第一基准电流为各相的电流基准；再将各相LLC谐振变换器的支路电流与第一基准电流进行比较，计算得到各支路电流与第一基准电流之间的差值；将各电流差值通过对应的均流PI控制器，再通过限幅器，得到各相LLC谐振变换器对应的死区时间增量ΔTd，其中，限幅器的作用是使时间增量大于或者等于零；再将各个死区时间增量ΔTd叠加到原先的副边同步整流管的驱动信号的第一死区时间Td1上，或者叠加到原先的副边同步整流管的驱动信号的第一死区时间Td2上，进而调节各个驱动信号的占空比，实现功率平衡的目的。

请一并参阅图7和图8，图7为本发明实施例提供的其中一种谐振参数偏差5％，三相交错并LLC谐振变换器未采用均流调节方法时各相LLC谐振变换器的输出电流及总的负载纹波电流波形图。如图7所示，交错并联的方式使各路驱动信号互差120°，电流的峰值由于相差互相错开，纹波变小。但由于谐振参数的不一致(存在5％的偏差)，在未施加均流调节方法时，各路输出的功率不平衡，纹波电流抵消效果也不够理想。

图8为本发明实施例提供的其中一种谐振参数偏差5％，三相交错并LLC谐振变换器采用均流调节方法时各相LLC谐振变换器的输出电流及总的负载纹波电流波形图，如图8所示，交错并联的方式使各路驱动信号互差120°，谐振参数不一致(存在5％的偏差)，但均流调节方法使各相LLC谐振变换器的副边同步整流管驱动信号的死区时间Td1有所不同，从而使各相LLC谐振变换器的输出功率趋于一致,同时也达到了较好的纹波抵消效果。

综上所述，该交错并联LLC电路的均流调节方法可以通过调节增量调节各相副边同步整流管的驱动信号的占空比，进而调节各相LLC支路的副边同步整流管的导通或截止时间，使得各相LLC支路的电流均流，从而实现各相LLC支路功率平衡，提高电源的可靠性，同时，由于该方法作用于各相副边同步整流管，因而不影响原边主开关管的零电压开关状态另外，该均流调节方法无需增加额外调节网络，成本较低，适用范围较广。

需要说明的是，本发明的说明书及其附图中给出了本发明的较佳的实施例，但是，本发明可以通过许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例，这些实施例不作为对本发明内容的额外限制，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。并且，上述各技术特征继续相互组合，形成未在上面列举的各种实施例，均视为本发明说明书记载的范围；进一步地，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (11)

1.一种交错并联LLC电路的均流调节方法，其特征在于，应用于交错并联LLC电路，所述交错并联LLC电路包括多相LLC支路，所述多相LLC支路包括副边同步整流管，所述交错并联LLC电路的均流调节方法包括：

获取各相所述LLC支路的支路电流；

根据各相的所述支路电流，确定第一基准电流；

根据所述第一基准电流和各相的所述支路电流，确定各相的调节增量；

根据各相的所述调节增量，调节各相的所述副边同步整流管的驱动信号的占空比。

2.根据权利要求1所述的交错并联LLC电路的均流调节方法，其特征在于，所述根据各相的所述支路电流，确定第一基准电流，包括：

将各相的所述支路电流进行比较，获取第二基准电流；

将所述第二基准电流叠加预设电流增量，得到所述第一基准电流。

3.根据权利要求2所述的交错并联LLC电路的均流调节方法，其特征在于，所述第二基准电流为各相所述支路电流中的最小电流或最大电流或平均电流。

4.根据权利要求1所述的交错并联LLC电路的均流调节方法，其特征在于，所述根据所述第一基准电流和各相的所述支路电流，确定各相的调节增量，包括：

获取各相所述支路电流与所述第一基准电流之间的电流差值；

根据所述电流差值和PI控制器，计算各相的所述调节增量。

5.根据权利要求4所述的交错并联LLC电路的均流调节方法，其特征在于，所述根据所述电流差值和PI控制器，计算各相的所述调节增量，包括：

通过下式计算各相的所述调节增量：

ΔTd＝Kp*ΔI_i+K_i*ΔI_i

其中，ΔTd为所述调节增量，Kp为所述PI控制器的比例环节系数，K_i为所述PI控制器的积分环节系数，ΔI_i为第i相的所述电流差值，i为1至N的整数,N为所述交错并联LLC电路的相数。

6.根据权利要求4所述的交错并联LLC电路的均流调节方法，其特征在于，在所述根据所述电流差值和PI控制器，计算各相的所述调节增量之后，所述根据所述第一基准电流和各相的所述支路电流，确定各相的调节增量，还包括：

对所述调节增量进行限幅判断，判断所述调节增量是否小于预设幅值；

若是，则将所述调节增量重置为预设调节增量。

7.根据权利要求1所述的交错并联LLC电路的均流调节方法，其特征在于，所述根据各相的所述调节增量，调节各相的所述副边同步整流管的驱动信号的占空比，包括：

若所述调节增量为死区时间增量，则将所述死区时间增量与所述驱动信号的死区时间叠加，以调节所述副边同步整流管的所述驱动信号的占空比。

8.根据权利要求7所述的交错并联LLC电路的均流调节方法，其特征在于，所述驱动信号的死区时间包括第一死区时间和第二死区时间，所述第一死区时间为所述副边同步整流管的驱动信号的上升沿的死区时间，所述第二死区时间为所述副边同步整流管的驱动信号的下降沿的死区时间，所述将所述死区时间增量与所述驱动信号的死区时间叠加，包括：

将所述死区时间增量与所述第一死区时间叠加；或，

将所述死区时间增量与所述第二死区时间叠加。

9.根据权利要求1-8任一项所述的交错并联LLC电路的均流调节方法，其特征在于，所述支路电流为所述LLC支路的输入电流或输出电流。

10.一种交错并联LLC电路的均流调节电路，其特征在于，应用于交错并联LLC电路，所述交错并联LLC电路包括多相LLC支路，所述多相LLC支路包括副边同步整流管，所述交错并联LLC电路的均流调节电路包括：

采样电路，用于采样各相所述LLC支路的支路电流；以及控制器，

所述控制器包括至少一个处理器；以及，

与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如权利要求1-9任一项所述的交错并联LLC电路的均流调节方法。

11.一种交错并联LLC谐振变换器，其特征在于，包括：

交错并联LLC电路，所述交错并联LLC电路包括多相LLC支路，所述多相LLC支路包括副边同步整流管；以及，

如权利要求10所述的交错并联LLC电路的均流调节电路。

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