WO2019182161A1

WO2019182161A1 - 電力変換システム、電力変換装置、電力変換方法、発電システム、有効電力授受システム、電力系統、電力授受システム、負荷システム及び送配電システム

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Publication number: WO2019182161A1
Application number: PCT/JP2019/012611
Authority: WO
Inventors: 加藤　修治; 良和 ▲高▼橋; 哲郎遠藤
Original assignee: 国立大学法人東北大学
Priority date: 2018-03-23
Filing date: 2019-03-25
Publication date: 2019-09-26
Also published as: JP7168240B2; JPWO2019182161A1

Abstract

ロバスト性の高い電力変換システム、電力変換装置、電力変換方法、発電システム、有効電力授受システム、電力系統、電力授受システム、負荷システム及び送配電システムを提供する。本発明の電力変換システム１は、連系インピーダンスを介して交流電圧源に接続された電力変換システム１であって、交流電圧源の電圧を検出する電源電圧検出器１１と、検出した電圧に基づく交流電圧である第１所定電圧を出力する第１変換器２と、第１変換器２に接続され、第２所定電圧を出力する第２変換器３と、第１変換器２に第１所定電圧を出力させる第１制御装置４とを備え、第１所定電圧と第２所定電圧とに基づいた交流電圧を交流電圧源に出力する。

Description

電力変換システム、電力変換装置、電力変換方法、発電システム、有効電力授受システム、電力系統、電力授受システム、負荷システム及び送配電システム

　本発明は、電力変換システム、電力変換装置、電力変換方法、発電システム、有効電力授受システム、電力系統、電力授受システム、負荷システム及び送配電システムに関する。

　再生可能エネルギーとして風力や太陽光などが注目されている。風力や太陽光を利用して発電する発電装置では、パワーコンディショナーと呼ばれる電力変換システムで発電された直流電力を交流電力に変換して電力系統に出力している。例えば、太陽光発電用の電力変換システムには、昇圧チョッパ及びコンバータが備えられ、発電された直流電圧を、電力変換システムから出力しようとする交流波形の波高値以上に昇圧チョッパで昇圧し、昇圧された直流電圧を所定の交流波形にコンバータで整形している。このとき、コンバータが、系統電圧と大略同じ電圧で、位相が異なる交流電圧を出力することで、電力系統に発電装置で発電された電力を供給できる。

特開２０１６－１５２６３４号公報

　しかしながら、従来の電力変換システムでは、系統電圧、系統電圧の位相に加えて、コンバータの直流電圧等を制御していた。そのため、コンバータでの交流電圧の制御が複雑であり、系統電圧が変化したときに、変化した系統電圧にコンバータの出力する交流電圧が追随するのに時間がかかる。そのため、例えば、電力系統に事故が生じ、系統電圧が急激に低下した場合は、電力変換システムの出力電圧と、系統電圧との間の電位差が大きくなり、電力変換システムに過電流が流れてしまい、電力変換システムが停止もしくは故障する恐れがある。このように従来の電力変換システムには、系統事故や瞬時電力低下などの外乱に対する耐性が低く、ロバスト性が低いという問題があった。

　また、従来の電力変換装置では、系統電圧、系統電圧の位相に加えて、コンバータの直流電圧等を制御していた。そのため、コンバータでの交流電圧の制御が複雑であり、コンバータの出力を制御するのに時間がかかる。特に、系統電圧の位相検出のために、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）やＤＦＴ（Discrete Fourier transform）を用いた位相検出処理を行っているので、位相検出に５ｍｓ以上の時間がかかり、コンバータの出力を制御するのに時間がかかる。そのため、例えば、系統電圧の位相が急激に変化した場合は、コンバータの出力が系統電圧の変化に追従できず、電力変換装置の出力電圧と、系統電圧との間の差電圧が大きくなり、電力変換装置に過電流が流れてしまい、電力変換装置が停止もしくは故障する恐れがある。このように従来の電力変換装置には、系統電圧の位相跳躍などの外乱に対する耐性が低く、ロバスト性が低いという問題があった。

　そこで、本発明は、上記のような問題に鑑みてなされたものであり、ロバスト性の高い電力変換システム、電力変換装置、電力変換方法、発電システム、有効電力授受システム、電力系統、電力授受システム、負荷システム及び送配電システムを提供することを目的とする。

　本発明による電力変換システムは、連系インピーダンスを介して接続された電力変換システムであって、前記交流電圧源の電圧を検出する電源電圧検出器と、所定の交流電圧を出力する少なくとも１つの変換器と、前記変換器を制御する制御装置とを備え、前記制御装置は、検出した前記電圧に基づく電圧を前記変換器に出力させる。

　本発明による電力変換システムは、連系インピーダンスを介して交流電圧源に接続された電力変換システムであって、前記交流電圧源の電圧を検出する電源電圧検出器と、検出した前記電圧に基づく交流電圧である第１所定電圧を出力する第１変換器と、前記第１変換器に接続され、第２所定電圧を出力する第２変換器と、前記第１変換器に前記第１所定電圧を出力させる第１制御装置とを備え、前記第１所定電圧と前記第２所定電圧とに基づいた交流電圧を前記交流電圧源に出力する。

　本発明による電力変換方法は、交流電圧源の電圧を検出する検出工程と、検出した前記電圧に基づく交流電圧である第１所定電圧を第１変換器に出力させる第１出力工程と、第２所定電圧を第２変換器に出力させる第２出力工程と、前記第１所定電圧と前記第２所定電圧とに基づいた交流電圧を前記交流電圧源に出力する第３出力工程とを有する。

　本発明による発電システムは、上記の電力変換システムを備える。

　本発明による有効電力授受システムは、上記の電力変換システムを備える。

　本発明による電力系統は、上記の電力変換システム、上記の発電システム、上記の有効電力授受システムが接続されている。

　また、本発明による電力変換装置は、連系インピーダンスを介して交流電圧源に接続された電力変換装置であって、所定交流電圧を出力する変換器と、前記交流電圧源の電圧を検出する電源電圧検出器と、前記変換器を制御する制御部とを備え、前記制御部は、検出した前記電圧に基づく電圧成分と、検出した前記電圧から位相がずれた電圧とに基づいて、前記変換器を制御する。

　本発明による発電システムは、請求項２～１１のいずれか１項に記載の電力変換装置を備える。

　本発明による電力授受システムは、請求項２～１１のいずれか１項に記載の電力変換装置を備える。

　本発明による負荷システムは、請求項２～１１のいずれか１項に記載の電力変換装置を備える。

　本発明による送配電システムは、請求項２～１１のいずれか１項に記載の電力変換装置、請求項１２に記載の発電システム、請求項１３に記載の電力授受システム又は請求項１４に記載の負荷システムを備える。

　本発明による電力変換方法は、交流電圧源の電圧を検出する検出工程と、検出した前記電圧をｑ倍（ｑは実数）した無効成分用電圧を算出する無効成分用電圧算出工程と、検出した前記電圧から位相が（２ｎ－１）・９０度（ｎは１以上の正の整数）ずれた電圧をｄ倍（ｄは実数）した有効成分用電圧を算出する有効成分用電圧算出工程と、検出した前記電圧と、前記無効成分用電圧と、前記有効電圧成分との和電圧を算出する和電圧算出工程と、前記和電圧に基づいた交流電圧を前記交流電圧源に出力する出力工程とを有する。

　本発明によれば、検出した交流電圧源の電圧に基づく電圧を変換器に出力させるので、電力変換システムの出力電圧が交流電圧源の変動に追従でき、電力変換システムに過電流が流れ、電力変換システムが破壊されることを抑制できるので、外乱に強く、ロバスト性の高い電力変換システム及び電力変換方法を提供できる。

　本発明によれば、第１変換器が交流電圧源の電圧に基づいた第１所定電圧を出力し、第１所定電圧と第２所定電圧とに基づいた交流電圧を交流電圧源に出力するようにし、第１制御装置が第１所定電圧を出力させればよいので、交流電圧源の電圧が急激に低下した場合も、第１所定電圧が電圧の急激な変化に追従して電力変換システムの出力電圧を低下できる。その結果、電力変換システムに過電流が流れ、電力変換システムが破壊されることを抑制できるので、外乱に強く、ロバスト性の高い電力変換システム及び電力変換方法を提供できる。

　さらに、本発明によれば、交流電圧源の位相が大きく変化した場合も、検出した電圧に基づく電圧成分が交流電圧源の電圧に追従でき、当該電圧成分を含む変換器の出力電圧も、交流電圧源の電圧の位相の変化に追従できるので、交流電圧源の電圧と電力変換装置の出力電圧との間の差電圧が大きくなることを抑制できる。その結果、電力変換装置に過電流が流れ、電力変換装置が故障することを抑制できるので、外乱に強く、ロバスト性の高い電力変換装置を提供できる。

本発明の第１実施形態の電力変換システムを示す概略図である。図２Ａは、本発明のＲ相第１変換部の構成を示す概略図であり、図２Ｂは、Ｒ相第２変換部の構成を示す概略図である。電力変換システムを表すフェーザ図である。本発明の他の実施形態の電力変換システムを示す概略図である。本発明の他の実施形態の電力変換システムを示す概略図である。本発明の他の実施形態の電力変換システムを示す概略図である。電力変換システムの出力電流のシミュレーション結果を示すグラフである。本発明の第２実施形態の電力変換装置を示す概略図である。本発明のＲ相変換部の構成を示す概略図である。図１０Ａは、本発明の電力変換装置を表すフェーザ図であり、図１０Ｂは、図１０Ａのフェーザ図の一部を拡大したフェーザ図である。図１１Ａは、無効電力の増加を説明するフェーザ図であり、図１１Ｂは、有効電力の増加を説明するフェーザ図である。第３実施形態の制御部を示す概略図である。第３実施形態の変形例の制御部の一部を拡大して示す概略図である。第３実施形態の変形例の制御部が備える電圧補償値演算ブロックを示す概略図である。

１．第１実施形態
　本発明の第１実施形態を、図１から図７を参照して説明する。

（１）本発明の第１実施形態の電力変換システムの全体構成
　図１に示すように、電力変換システム１は、第１変換器２と、第２変換器３と、第１変換器２の動作を制御する第１制御装置４と、第２変換器３の動作を制御する第２制御装置５と、後述する第１変換器２のコンデンサ２０のコンデンサ電圧（直流コンデンサ電圧）を検出するコンデンサ電圧検出器１０と、交流電圧源としての電力系統の電圧を測定する電源電圧検出器１１とを備えている。電力変換システム１は、例えば、風力発電装置や太陽光発電装置などの有効電力源７が第１変換器２の正側入力端子Ｐと負側入力端子Ｎとに接続されて、直流電圧が有効電力源７から正側入力端子Ｐと負側入力端子Ｎとの間に供給される。

　電力変換システム１は、入力された直流電力を交流電力に変換し、電力系統に供給する。このとき、電力変換システム１は、電力変換システム１と電力系統の間に電位差を生じさせる。その結果、電力変換システム１から電力系統に電位差に応じた電流が流れ、電力変換システム１から電力系統へ、すなわち、有効電力源７から電力系統に有効電力が出力される。コンデンサ電圧検出器１０は、正側入力端子Ｐと負側入力端子Ｎに接続され、コンデンサ電圧として、正側入力端子Ｐ及び負側入力端子Ｎ間の電圧を検出し、検出した電圧を第２制御装置５に送出する。電源電圧検出器１１は、電力変換システム１と、電力系統との連系点に設けられている。電源電圧検出器１１は、系統電圧として電力系統のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の連系点電圧を検出し、検出した各相の電圧を第１制御装置４に送出する。電源電圧検出器１１は、図示しない配線によって第２制御装置５にも接続されており、検出した連系点電圧を第２制御装置５に送出する。

　第１変換器２は、正側入力端子Ｐと、負側入力端子Ｎと、第１変換部２１と、コンデンサ２０とを備え、３相フルブリッジ回路構成をしている。コンデンサ２０は、正側入力端子Ｐと負側入力端子Ｎとに直接接続されており、有効電力源７から供給された直流電力によって充電される。第１変換部２１は、コンデンサ２０のコンデンサ電圧（例えば、Ｖ１）を、電力系統の交流電圧に大略等しい第１所定電圧に変換し、電力系統の交流電圧に大略等しい交流相電圧を出力する。本実施形態の場合、第１変換部２１は、Ｒ相第１変換部２１Ｒと、Ｓ相第１変換部２１Ｓと、Ｔ相第１変換部２１Ｔとからなり、三相交流の電力系統のＲ相、Ｓ相、Ｔ相にそれぞれ対応した電圧に変換できる。なお、コンデンサ２０として、電力系統の電圧のピーク値よりも高い定格電圧のコンデンサを用いる。

　Ｒ相第１変換部２１Ｒと、Ｓ相第１変換部２１Ｓと、Ｔ相第１変換部２１Ｔは、同じ構成であるので、代表してＲ相第１変換部２１Ｒについて説明する。Ｒ相第１変換部２１Ｒは、ハイサイドスイッチ２２Ｈと、ローサイドスイッチ２２Ｌと、出力端子２３Ｒとを備えている。Ｒ相第１変換部２１Ｒでは、ハイサイドスイッチ２２Ｈとローサイドスイッチ２２Ｌとが直列に接続され、ハイサイドスイッチ２２Ｈとローサイドスイッチ２２Ｌとの間の接続点に出力端子２３Ｒが設けられている。Ｒ相第１変換部２１Ｒのハイサイドスイッチ２２Ｈ側が正側入力端子Ｐに接続され、Ｒ相第１変換部２１Ｒのローサイドスイッチ２２Ｌ側が負側入力端子Ｎに接続されている。

　そのため、Ｒ相第１変換部２１Ｒは、ハイサイドスイッチ２２Ｈがオンでローサイドスイッチ２２Ｌがオフのとき、出力端子２３Ｒから正のコンデンサ電圧＋Ｖ１を出力し、ハイサイドスイッチ２２Ｈがオフでローサイドスイッチ２２Ｌがオンのとき、出力端子２３Ｒから負のコンデンサ電圧－Ｖ１を出力する。このように、Ｒ相第１変換部２１Ｒは、ハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌのオンとオフを切り替えることで、直流電圧を交流電圧に変換する。

　図２Ａに示すように、ハイサイドスイッチ２２Ｈ、ローサイドスイッチ２２Ｌは、例えば、ＩＧＢＴなどでなるスイッチング素子２４と、還流ダイオード２５とでなる。ハイサイドスイッチ２２Ｈ、ローサイドスイッチ２２Ｌは、スイッチング素子２４の正側（ＩＧＢＴのコレクタ）と還流ダイオード２５の負側とが接続され、スイッチング素子２４の負側（ＩＧＢＴのエミッタ）と還流ダイオード２５の正側とが接続された、スイッチング素子２４及び還流ダイオード２５が逆並列に接続された構成である。

　このように、ハイサイドスイッチ２２Ｈ、ローサイドスイッチ２２Ｌは、スイッチング素子２４及び還流ダイオード２５を逆並列に接続することで、ハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌの負側から正側に電圧が印加されたとき、還流ダイオード２５に電流が流れるようにし、スイッチング素子２４であるＩＧＢＴのエミッタからコレクタに電流が流れることを防止して、ＩＧＢＴを保護できる。

　再び図１に戻り、第１制御装置４は、Ｒ相第１変換部２１Ｒ、Ｓ相第１変換部２１Ｓ、及び、Ｔ相第１変換部２１Ｔのハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌに図示しない配線で接続されており、ハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌのオン・オフを制御する。本実施形態では、第１制御装置４は、Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＰＷＭ：パルス幅変調）制御によるハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌのオン・オフの切り替えにより、Ｒ相第１変換部２１Ｒ、Ｓ相第１変換部２１Ｓ、及び、Ｔ相第１変換部２１Ｔの出力端子２３Ｒ、２３Ｓ、２３Ｔから出力されるコンデンサ電圧を、ハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌのオンの時間に対応した電圧に変換する。第１制御装置４は、コンデンサ電圧をＰＷＭ制御により変換して第１所定電圧を出力し、第１変換器２の出力電圧を連系点電圧に追従させる。

　本実施形態では、第１制御装置４は、電源電圧検出器１１からＲ相、Ｓ相、Ｔ相の電圧を受け取ると、それを電圧指令値として、Ｒ相第１変換部２１Ｒ、Ｓ相第１変換部２１Ｓ、及び、Ｔ相第１変換部２１Ｔの出力電圧を制御するためのＰＷＭ制御を行う。なお、電源電圧検出器１１からの電圧を比例倍や一次遅れを補償する演算をして、出力電圧指令Ｒ相Ｖ_ｒｅｆ１、Ｓ相Ｖ_ｒｅｆ１、Ｔ相Ｖ_ｒｅｆ１に変換してもよい。この場合、電源電圧検出器１１での電圧検出に伴う一次遅れを１／（Ｔ１ｓ＋１）と表すこととすると、１／（Ｔ１ｓ＋１）に補正項（Ｔ１ｓ＋１）／（Ｔ２ｓ＋１）をかけることで一次遅れの影響を軽減できる（但し、ｓはラプラス演算子、Ｔ１＞＞Ｔ２である）。この場合、電源電圧検出器１１と第１制御装置４との間に、伝達関数が（Ｔ１ｓ＋１）／（Ｔ２ｓ＋１）の補償要素を挿入する。

　その後、第１制御装置４は、出力電圧指令Ｒ相Ｖ_ｒｅｆ１、Ｓ相Ｖ_ｒｅｆ１、Ｔ相Ｖ_ｒｅｆ１に応じてＲ相第１変換部２１Ｒ、Ｓ相第１変換部２１Ｓ、及び、Ｔ相第１変換部２１Ｔのハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌ（より具体的にはＩＧＢＴのゲート）をオン・オフ制御するためのゲートパルスをスイッチ毎に生成し、対応するＲ相第１変換部２１Ｒ、Ｓ相第１変換部２１Ｓ、及び、Ｔ相第１変換部２１Ｔのハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌにゲートパルスを出力する。ゲートパルスＲ相ｇ_{ｃｏｎｖ１}、Ｓ相ｇ_{ｃｏｎｖ１}、Ｔ相ｇ_{ｃｏｎｖ１}は、出力電圧指令Ｒ相Ｖ_ｒｅｆ１、Ｓ相Ｖ_ｒｅｆ１、Ｔ相Ｖ_ｒｅｆ１を変調波として、公知のパルス幅変調（ＰＷＭ）により生成される。

　第１制御装置４は、ゲートパルスにより、Ｒ相第１変換部２１Ｒ、Ｓ相第１変換部２１Ｓ、及び、Ｔ相第１変換部２１Ｔのハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌがオン・オフ制御される。第１制御装置４は、Ｒ相第１変換部２１Ｒ、Ｓ相第１変換部２１Ｓ、及び、Ｔ相第１変換部２１Ｔでのハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌのオン・オフの切り替えにより、コンデンサ２０のコンデンサ電圧を、電力系統の電圧に基づいた第１所定電圧に変換する。このようにして、第１制御装置４は、Ｒ相第１変換部２１Ｒ、Ｓ相第１変換部２１Ｓ、及び、Ｔ相第１変換部２１Ｔの出力端子２３Ｒ、２３Ｓ、２３Ｔから、電力系統のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と大略等しい交流電圧を出力する。

　第２変換器３は、Ｒ相第２変換部３１Ｒと、Ｒ相第２変換部３１Ｒに接続されたコンデンサ３０Ｒと、Ｓ相第２変換部３１Ｓと、Ｓ相第２変換部３１Ｓに接続されたコンデンサ３０Ｓと、Ｔ相第２変換部３１Ｔと、Ｔ相第２変換部３１Ｔに接続されたコンデンサ３０Ｔとを備え、Ｒ相第２変換部３１Ｒ、Ｓ相第２変換部３１Ｓ、及び、Ｔ相第２変換部３１Ｔが電気的に独立した構成となっている。第２変換器３は、電力変換システム１が任意の電流もしくは電力を電力系統に出力するのに必要な電力変換システム１の出力電圧と、連系点電圧との差電圧（第２所定電圧）を出力する。コンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔは、第２所定電圧よりも高い定格電圧のコンデンサを選定すればよく、後述する目標出力電圧に基づいて、適宜選定できる。本実施形態では、コンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔは、同じコンデンサを用いることを想定している。なお、本実施形態では、第１所定電圧は、第１変換器２の正側入力端子Ｐと負側入力端子Ｎとの平均電位を基準電位とした電圧である。第２所定電圧は、第１変換器２の出力端子２３Ｒ、２３Ｓ、２３Ｔに接続された第２変換器３の端子３２ＲＩ、３２ＳＩ、３２ＴＩを基準とした電圧である。

　Ｒ相第２変換部３１Ｒについて、図２Ｂを参照して説明する。Ｒ相第２変換部３１Ｒは、ハイサイドスイッチ３３ＩＨ、３３ＯＨと、ローサイドスイッチ３３ＩＬ、３３ＯＬとを備えている。Ｒ相第２変換部３１Ｒは、ハイサイドスイッチ３３ＩＨ及びローサイドスイッチ３３ＩＬが直列に接続され、ハイサイドスイッチ３３ＯＨ及びローサイドスイッチ３３ＯＬが直列に接続されており、これらが並列に接続された構成をしている。Ｒ相第２変換部３１Ｒは、ハイサイドスイッチ３３ＩＨ及びローサイドスイッチ３３ＩＬの間の接続点に端子３２ＲＩを備え、端子３２ＲＩが入力側の端子とされて第１変換器２のＲ相第１変換部２１Ｒの出力端子２３Ｒに接続されている。Ｒ相第２変換部３１Ｒは、ハイサイドスイッチ３３ＯＨ及びローサイドスイッチ３３ＯＬの間の接続点に出力端子３２ＲＯを備えている。

　本実施形態では、ハイサイドスイッチ３３ＩＨ、３３ＯＨと、ローサイドスイッチ３３ＩＬ、３３ＯＬは、第１変換器２のスイッチより電圧定格が低くても構わないので、ＧａＮでなるＦＥＴやＭＯＳ－ＦＥＴなどの高周波でもスイッチング損失の小さな低圧低損失スイッチング素子を用いることができる。このようにすることで、ハイサイドスイッチ３３ＩＨ、３３ＯＨと、ローサイドスイッチ３３ＩＬ、３３ＯＬのスイッチング周波数を上げることができ、後述する出力電圧指令への第２変換器３の出力電圧の応答をよくすることができる。さらに、Ｒ相第２変換部では、同期整流しているため、還流ダイオードを省略している。なお、ハイサイドスイッチ３３ＩＨ、３３ＯＨと、ローサイドスイッチ３３ＩＬ、３３ＯＬを、上記で説明したような、スイッチング素子と還流ダイオードを逆並列に接続した構成としてもよい。

　Ｒ相第２変換部３１Ｒは、２レベルフルブリッジ回路構成の変換器であり、コンデンサ３０Ｒのコンデンサ電圧を例えばＶ２とすると、ローサイドスイッチ３３ＩＬとハイサイドスイッチ３３ＯＨとがオンのとき端子３２ＲＩと出力端子３２ＲＯとの間に＋Ｖ２を出力でき、ハイサイドスイッチ３３ＩＨとローサイドスイッチ３３ＯＬとがオンのとき端子３２ＲＩと出力端子３２ＲＯとの間に－Ｖ２を出力でき、他の場合は、端子３２ＲＩと出力端子３２ＲＯとの間の出力がゼロとなる。このようにＲ相第２変換部３１Ｒは、±Ｖ２とゼロとの電圧を出力できる。Ｓ相第２変換部３１Ｓ、Ｔ相第２変換部３１Ｔも、Ｒ相第２変換部３１Ｒと同様の構成である。なお、Ｒ相第２変換部３１Ｒ、Ｓ相第２変換部３１Ｓ、Ｔ相第２変換部３１Ｔは、直列に接続された２つのスイッチと、コンデンサとが並列に接続された構成の双方向チョッパ回路構成の変換器とすることもできる。

　再び図１に戻り、第２変換器３は、Ｒ相第２変換部３１Ｒ、Ｓ相第２変換部３１Ｓ、及び、Ｔ相第２変換部３１Ｔの端子３２ＲＩ、３２ＳＩ、３２ＴＩが、Ｒ相第１変換部２１Ｒ、Ｓ相第１変換部２１Ｓ、及び、Ｔ相第１変換部２１Ｔの出力端子２３Ｒ、２３Ｓ、２３Ｔとそれぞれ接続されて、第１変換器２と電気的に直列に接続されている。そのため、正側入力端子Ｐと負側入力端子Ｎとの平均電位を基準電位としたときの第２変換器３の出力端子３２ＲＯ、３２ＳＯ、３２ＴＯの電位は、第１変換器２のＲ相第１変換部２１Ｒ、Ｓ相第１変換部２１Ｓ、Ｔ相第１変換部２１Ｔの出力電圧と、上述のＲ相第２変換部３１Ｒ、Ｓ相第２変換部３１Ｓ、Ｔ相第２変換部３１Ｔの出力電圧との合計電圧となり、電力変換システム1は合計電圧を出力する。第２変換器３は、Ｒ相第２変換部３１Ｒ、Ｓ相第２変換部３１Ｓ、及び、Ｔ相第２変換部３１Ｔの出力端子３２ＲＯ、３２ＳＯ、３２ＴＯが、リアクトル（連系インピーダンスともいう）１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔを介して電力系統のＲ相、Ｓ相、Ｔ相にそれぞれ接続され、電力系統に接続されている。

　第２制御装置５は、Ｒ相第２変換部３１Ｒ、Ｓ相第２変換部３１Ｓ、及び、Ｔ相第２変換部３１Ｔの各ハイサイドスイッチ及び各ローサイドスイッチに図示しない配線で接続されており、第２変換器３を制御する。第２制御装置５は、Ｒ相第２変換部３１Ｒ、Ｓ相第２変換部３１Ｓ、及び、Ｔ相第２変換部３１Ｔの各ハイサイドスイッチ及び各ローサイドスイッチのオン・オフを制御する。本実施形態では、第２制御装置５は、ＰＷＭ制御による各ハイサイドスイッチ及び各ローサイドスイッチのオン・オフの切り替えにより、端子３２ＲＩ、３２ＳＩ、３２ＴＩと出力端子３２ＲＯ、３２ＳＯ、３２ＴＯとの間に出力されるコンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔのコンデンサ電圧を、ハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌのオンの時間に対応した電圧を変換する。第２制御装置５は、コンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔのコンデンサ電圧をＰＷＭ制御により変換して、端子３２ＲＩ、３２ＳＩ、３２ＴＩと出力端子３２ＲＯ、３２ＳＯ、３２ＴＯとの間に第２所定電圧を出力させる。

　第２制御装置５は、例えば、交流電流制御、有効電力制御、無効電力制御など従来の系統連系変換器の制御装置で行われている制御を行う。加えて、第２制御装置５は、他変換器の直流コンデンサ電圧制御、すなわち、第１変換器２のコンデンサ２０のコンデンサ電圧の制御を行う。交流電流制御、有効電力制御、無効電力制御については、従来の制御方法と同様なので説明は省略し、ここでは、直流コンデンサ電圧制御を中心に第２制御装置５の動作を説明する。

　従来の系統連系変換器の制御装置は、当該制御装置が出力電圧を制御する変換器の直流コンデンサ制御を行っていたが、他の変換器の直流コンデンサ電圧制御は行っていなかった。これに対して本発明では、第２制御装置５が、他の変換器、すなわち第１変換器２のコンデンサ２０のコンデンサ電圧も制御する。コンデンサ２０のコンデンサ電圧は、有効電力源７から電力変換システム１に流入する有効電力が、電力変換システム１から電力系統に流出する有効電力より大きければ、高くなる。一方、コンデンサ２０のコンデンサ電圧は、有効電力源７から電力変換システム１に流入する有効電力が、電力変換システム１から電力系統に流出する有効電力より小さければ、低くなる。すなわち、電力変換システム１から電力系統に出力する有効電力を増減することで、電力変換システム１に流入する有効電力と電力変換システム１から流出する有効電力のバランスを変え、コンデンサ２０のコンデンサ電圧を増減できる。具体的には、電力変換システム１から電力系統に流出する有効電力を小さくすることで、コンデンサ２０のコンデンサ電圧を増加させることができ、電力変換システム１から電力系統に流出する有効電力を大きくすることで、コンデンサ２０のコンデンサ電圧を減少させることができる。よって、電力系統と電力変換システム１の間で授受する有効電力を制御することにより該直流コンデンサ電圧を制御できる。

　より具体的には、電力変換システム１では、第１変換器２の出力電圧である第１所定電圧が連系点電圧と等しくなるようにしているので、第２変換器３の出力電圧である第２所定電圧の大きさを制御する。電力変換システム１が出力する有効電力は第２変換器３が出力する電圧フェーザに大きく影響される。そこで、図３に示す任意相のフェーザを用いて説明する。第１変換器２と第２変換器３と連系インピーダンスとが直列に接続されているので、連系点電圧は、第１所定電圧と第２所定電圧と連系Ｘ電圧の和である（図１参照）。連系Ｘ電圧は、連系インピーダンスにかかる電圧である。この例では、第２所定電圧は、第１所定電圧より位相が９０度遅れたベクトルに任意の実数を積算したベクトルである。電力変換システム１が有効電力を出力するには、第２所定電圧は、連系点電圧や第１所定電圧より位相を９０度進める必要があるが、未来の電圧値を知ることはできない。そのため、本実施形態では、連系点電圧に対して位相が９０度遅れた電圧を求め、位相が９０度遅れた電圧に負の実数を積算することで、９０度位相が進んだ電圧としている。すなわち、１／４周期前に検出した連系点電圧に負の実数を積算した電圧を第２所定電圧とすればよい。図３の例でも、位相が９０度遅れた電圧に負の値を積算したベクトルを第２所定電圧として記載している。電力変換システム１が電力系統と授受する有効電力の量は、連系点電圧に対して、第２所定電圧の振幅を変えることにより調整できる。すなわち、第２所定電圧の振幅を変えることにより、電力変換システム１の出力電圧ベクトルと連系点電圧の位相差が変化して、有効電力を調整できる。

　ここで、第１所定電圧は、電源電圧検出器１１により検出された連系点電圧（系統電圧）の検出値と同じ電圧となるように制御されているので、理想的には連系点電圧と一緒である。したがって、連系インピーダンスにかかる電圧は、第２所定電圧の位相を反転させた電圧となる。本実施形態では、連系インピーダンスが理想的にはインダクタンスであるので、連系インピーダンスを流れる電流（電力変換システム１から電力系統へ流れる電流）は、連系Ｘ電圧から９０度遅れた位相になる。

　このケースでは、電流フェーザと連系点電圧フェーザが反対の向きであり、電流が連系点電圧と同じ位相なので、電流と連系点電圧の積が連系点電圧から電力系統に供給される有効電力になる。よって、電流を増減することで、電力変換システム１から電力系統に流出する有効電力を増減できる。なお、第２変換器３の出力電圧からみると電流の位相は９０度進んだ位相になり、電流の大きさは第２所定電圧を連系インピーダンスのインピーダンスで割った値となる。したがって、第２所定電圧を増減することにより、電流を増減でき、電力変換システム１と電力系統の間で授受する有効電力を制御できる。よって、第２制御装置５が、第２所定電圧を増減することで、電力変換システム１と電力系統の間で授受する有効電力を増減し、電力変換システム１に流入する有効電力と電力変換システム１から流出する有効電力とのバランスを調整し、第１変換器２のコンデンサ２０のコンデンサ電圧を制御できる。第２制御装置５は、コンデンサ電圧検出器１０により検出したコンデンサ２０のコンデンサ電圧に基づいて、第２所定電圧を決定し、第２変換器３に第２所定電圧を出力させる。このように、第２制御装置５は、第２所定電圧を調整することで、第１変換器２のコンデンサ２０のコンデンサ電圧を制御し、コンデンサ２０のコンデンサ電圧をバランスさせる。

　例えば、コンデンサ電圧検出器１０により検出したコンデンサ電圧が所定値より高い場合は、第２制御装置５が、連系点電圧より９０度位相が進んだ第２所定電圧を高くすることで、電流を大きくし、電力変換システム１から電力系統へ流出する有効電力を大きくして、電力変換システム１へ流入する有効電力より、電力変換システム１から流出する有効電力を大きくし、コンデンサ２０のコンデンサ電圧を低下させる。コンデンサ電圧検出器１０により検出したコンデンサ電圧が所定値より低い場合は、第２制御装置５が、連系点電圧より９０度位相が進んだ第２所定電圧を低くすることで、電流を小さくし、電力変換システム１から電力系統へ流出する有効電力を小さくして、電力変換システム１から流出する有効電力より、電力変換システム１へ流入する有効電力を大きくし、コンデンサ２０のコンデンサ電圧を上昇させる。

　また、コンデンサ電圧が所定値より低い場合、電力変換システム１が電力系統から有効電力を受け取ることによりコンデンサ２０を充電し、第１変換器２のコンデンサ２０のコンデンサ電圧をバランスさせることができる。この場合、第２制御装置５が、連系点電圧に対して位相が９０度遅れた電圧を求め、当該電圧に正の実数を積算した電圧を、第２変換器３に出力させる。すなわち、１／４周期前に検出した連系点電圧に正の実数を積算した電圧を第２所定電圧とすればよい。

　また、電力変換システム１は、電力系統に無効電力を授受することもでき、さらには、上記のようなコンデンサ電圧制御（有効電力の授受）をしつつ、無効電力を電力系統に授受することもできる。この場合は、有効電力を授受するための電圧成分（検出した連系点電圧の位相よりも９０度遅れた位相の電圧成分や９０度進んだ位相の電圧成分）に、無効電力を授受するための電圧成分を加算した第２所定電圧を第２変換器３から出力するようにする。無効電力を授受するための電圧成分は、検出した連系点電圧と同位相の電圧又は位相が１８０度ずれた電圧であり、検出した連系点電圧を実数倍して算出する。

　このように、第２制御装置５は、第２所定電圧に含まれる、有効電力を授受するための電圧成分と無効電力を授受するための電圧成分の大きさ調整することで、電力変換システム１が電力系統との間で授受する有効電力及び無効電力の量を調整できる。よって、第２制御装置５は、有効電力を授受するための電圧成分、すなわち、検出した連系点電圧の位相よりも９０度遅れた位相の電圧成分、又は、９０度進んだ位相の電圧成分の大きさにより、第１変換器２のコンデンサ２０のコンデンサ電圧を制御する。なお、第２制御装置５は、従来のベクトル制御により第２変換器３が出力する有効電力を調整し、コンデンサ電圧をバランスさせたり、無効電力の量を調整できる。

　一方、系統事故や瞬時電力低下など系統擾乱が生じたときに、電力変換システム１に過電流が流れること抑制するには、第２変換器３の出力電圧を制限する必要がある。第２変換器３の出力電圧を第１変換器２の出力電圧の１／４以下に制限するのが好ましい。特に、第２変換器３のコンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔのコンデンサ電圧を制限すると確実に出力電圧を抑制できる。第２変換器３のコンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔのコンデンサ電圧は、第１変換器２のコンデンサ２０のコンデンサ電圧のおおよそ１／４～１／２０倍程度となるように設定するのが好ましい。

　より具体的には、第２変換器３のコンデンサ電圧の第１変換器２のコンデンサ電圧に対する比Ｘは、連系インピーダンスと許容過電流レベルから設定するのが好ましい。ここで、Ｘは、Ｘ＜連系インピーダンスのインピーダンス（但し、単位法表示）／過電流制限倍率を満足するように設定する。過電流制限倍率は、電力変換システム１に過電流が流れることをどの程度許容するかにより任意に設定できる値である。連系インピーダンスのインピーダンスは、本実施形態では、リアクトル１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔのインダクタンスの値である。後述のように、連系インピーダンスが変換器の場合は、その漏れインダクタンスがインピーダンスであり、単位法表示で０．０５ｐ.ｕ.～０．２ｐ.ｕ.程度のことが多い。単位法表示は、連系インピーダンスのインピーダンス値を、連系インピーダンスにおいて基準電流が流れたときの電圧降下で表したものである。例えば、連系インピーダンスの値が０．１ｐ.ｕ.の場合は、基準電流が流れたときの電圧降下が０．１ｐ.ｕ.、すなわち、連系インピーダンスで１０％の電圧降下があることを意味する。例えば、連系インピーダンスのインピーダンスを１０％、過電流制限倍率は１．２５倍とするとＸ＝０．１ｐ.ｕ.×１．２５倍＝約１／８となる。

　実際上、第２制御装置５が、コンデンサ２０のコンデンサ電圧などに基づいた第２所定電圧を第２変換器３が出力するための出力電圧指令Ｒ相Ｖ_ｒｅｆ２、Ｓ相Ｖ_ｒｅｆ２、Ｔ相Ｖ_ｒｅｆ２を算出する。具体的には、電力変換システム１が、任意の有効電力を出力したいときは、連系点電圧検出値に負の実数を積算した値を、１／４周期後に（検出時から連系点電圧の１／４周期に相当する時間後に）電圧指令値（出力電圧指令Ｒ相Ｖ_ｒｅｆ２、Ｓ相Ｖ_ｒｅｆ２、Ｔ相Ｖ_ｒｅｆ２）とする。有効電力を受け取りたいときは、電圧検出値に正の実数を積算した値を１／４周期後に電圧指令値とする。一方、無効電力を授受したいときは、系統電圧検出値に実数を積算したものを電圧指令値とする。有効電力・無効電力のいずれも授受したいときは、前述の有効電圧入出力のための電圧指令値と無効電力入出力のための電圧指令値の和を電圧指令値とする。また、連系点電圧に積算する実数値は、コンデンサ２０のコンデンサ電圧などに基づいて適宜調整できる。第２制御装置５は、出力電圧指令Ｒ相Ｖ_ｒｅｆ２、Ｓ相Ｖ_ｒｅｆ２、Ｔ相Ｖ_ｒｅｆ２に応じてＲ相第２変換部３１Ｒ、Ｓ相第２変換部３１Ｓ、及び、Ｔ相第２変換部３１Ｔの各ハイサイドスイッチ及び各ローサイドスイッチをオン・オフ制御するためのゲートパルスをスイッチ毎に生成し、対応する各ハイサイドスイッチ及び各ローサイドスイッチに送出する。ゲートパルスＲ相ｇ_{ｃｏｎｖ２}、Ｓ相ｇ_{ｃｏｎｖ２}、Ｔ相ｇ_{ｃｏｎｖ２}は、出力電圧指令Ｒ相Ｖ_ｒｅｆ２、Ｓ相Ｖ_ｒｅｆ２、Ｔ相Ｖ_ｒｅｆ２を変調波として、公知のＰＷＭにより生成される。

　なお、第２変換器３の電圧位相は、後述のように理想的には、連系インピーダンス（リアクトル１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔ）と逆向きの電圧位相となるので、第２変換器３単体が出力する電力は無効電力であり、各コンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔの電圧は周期内変動を除いて、理想的には変化しない。したがって、第２変換器３の各コンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔの電圧制御に必要な電力は微小であり、外部回路などからの供給が容易であり、電圧制御も容易である。

　前記ゲートパルスにより、各ハイサイドスイッチ及び各ローサイドスイッチがオン・オフ制御される。第２制御装置５は、Ｒ相第２変換部３１Ｒ、Ｓ相第２変換部３１Ｓ、及び、Ｔ相第２変換部３１Ｔでの各ハイサイドスイッチ及び各ローサイドスイッチのオン・オフの切り替えにより、第１変換器２のコンデンサ２０のコンデンサ電圧に応じて第２所定電圧、より具体的には連系点電圧より９０度位相がずれた電圧成分を増減させ、コンデンサ電圧を適正な電圧に保つための第２所定電圧を出力させる。よって第２変換器３は、Ｒ相第２変換部３１Ｒ、Ｓ相第２変換部３１Ｓ、Ｔ相第２変換部３１Ｔの端子３２ＲＩ、３２ＳＩ、３２ＴＩに、第１変換器２の出力端子２３Ｒ、２３Ｓ、２３Ｔが接続されるので、Ｒ相第２変換部３１Ｒ、Ｓ相第２変換部３１Ｓ、Ｔ相第２変換部３１Ｔの出力端子３２ＲＯ、３２ＳＯ、３２ＴＯから、第１所定電圧に第２所定電圧が加算された交流電圧を出力する。

　本実施形態では、第１変換器２から電力系統の連系点電圧と同じ第１所定電圧を出力し、第２変換器３で生成した第２所定電圧を第１所定電圧に加算して合計電圧を第２変換器３から出力し、リアクトル１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔを介して電力系統に電圧を出力するようにしている。そのため、連系点電圧と第１所定電圧が等しいので、リアクトル１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔの両端にかかる電圧（連系Ｘ電圧）は、第２所定電圧の逆位相となり、連系Ｘ電圧によってリアクトル１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔに電流が生じる。リアクトル１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔを交流電流が流れると、交流電流の位相が交流電圧に対して９０度遅れるので、連系Ｘ電圧に対してリアクトル１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔを流れる電流の位相は９０度遅れる。リアクトル１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔを流れる電流が第２変換器３を流れる電流となり、第２所定電圧が連系Ｘ電圧の逆位相であるので、第２変換器３を流れる電流は、上述のように第２所定電圧に対して位相が９０度進んでいる。そのため、第２変換器３が出力する電力が理想的には無効電力となり、第２変換器３のコンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔの電圧変動が生じない（但し、周期内変動は除く）。よって、理想的には、コンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔのコンデンサ電圧を制御しなくてすみ、第２制御装置５による第２変換器３の制御を簡略化できる。測定遅れなどの影響により多少コンデンサ電圧変動が生じる場合も、極めて簡素な外部回路でコンデンサ電圧補償が可能である。

　なお、本発明の電力変換システム１は、有効電力源７が第１変換器２から取り外されていても動作する。また、本発明の電力変換システム１は、３相平衡状態での動作に限定されるものではなく、３相不平衡状態であっても動作する。

（２）第１実施形態の作用及び効果
　以上の構成において、電力変換システム１は、リアクトル１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔ（連系インピーダンス）を介して電力系統（交流電圧源）に接続された電力系統の連系点電圧（電圧）を検出する電源電圧検出器１１と、検出した連系点電圧に基づく交流電圧である第１所定電圧を出力する第１変換器２と、第１変換器２に接続され、第２所定電圧を出力する第２変換器３と、第１変換器２に第１所定電圧を出力させる第１制御装置４とを備え、第１所定電圧と第２所定電圧とに基づいた交流電圧を電力系統に出力するように構成した。

　よって、電力変換システム１は、第１変換器２が連系点電圧に基づいた第１所定電圧を出力し、第１所定電圧と第２所定電圧に基づいた交流電圧を電力系統に出力するようにし、第１制御装置４が第１所定電圧を出力させればよいので、交流電圧源の電圧が急激に低下した場合も、第１所定電圧が電圧の急激な変化に追従して電力変換システム１の出力電圧を小さくできる。その結果、電力変換システム１に過電流が流れ、電力変換システムが故障することを抑制できるので、外乱に強く、ロバスト性の高い電力変換システムを提供できる。

　さらに、電力変換システム１は、第２変換器３のコンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔのコンデンサ電圧を、第１変換器２のコンデンサ２０のコンデンサ電圧の１／４～１／２０程度にすることで、交流電圧源の電圧が急激に低下した場合も、連系点電圧との差電圧である第２変換器３の出力電圧が、連系点電圧に対して過大になることがなく、過電流の発生を抑制できる。

（３）第１実施形態の他の実施形態
　なお、本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、図１と同じ構成には同じ符号を付して示す図４に示す電力変換システム４０のように、第１変換器２と、第２変換器４６とを変圧器５０によって直列に接続するようにしてもよい。電力変換システム４０は、第１変換器２と、第２変換器４６と、第１変換器２の動作を制御する第１制御装置４と、第２変換器の動作を制御する第２制御装置５と、コンデンサ電圧検出器１０と、電源電圧検出器１１と、連系インピーダンスとしての変圧器５０とを備え、変圧器５０を介して電力系統に連系されている。

　以下では、電力変換システム１とは異なる構成を中心に説明する。電力変換システム４０では、第１変換器２の出力端子２３Ｒ、２３Ｓ、２３Ｔが、後述する変圧器５０の第１Ｒ相２次巻線５３Ｒ、第１Ｓ相２次巻線（図４には不図示）、第１Ｔ相２次巻線（図４には不図示）にそれぞれ接続されている。第１変換器２の他の構成は同様である。第２変換器４６は、Ｒ相第２変換部４１Ｒと、Ｓ相第２変換部４１Ｓと、Ｔ相第２変換部４１Ｔと、コンデンサ４４が並列に接続されており、第１変換器２と同様の３相フルブリッジ回路構成をしている。Ｒ相第２変換部４１Ｒ、Ｓ相第２変換部４１Ｓ、Ｔ相第２変換部４１Ｔは、直列に接続されたハイサイドスイッチ４２Ｈとローサイドスイッチ４２Ｌとでなり、ハイサイドスイッチ４２Ｈ及びローサイドスイッチ４２Ｌの間の接続点に出力端子４３Ｒ、４３Ｓ、４３Ｔを備えている。

　第２変換器４６は、ハイサイドスイッチ４２Ｈがオンで、ローサイドスイッチ４２Ｌがオフのとき、出力端子４３Ｒ、４３Ｓ、４３Ｔからコンデンサ４４のコンデンサ電圧と大略等しい正の電圧を出力でき、ハイサイドスイッチ４２Ｈがオフで、ローサイドスイッチ４２Ｌがオンのとき、出力端子４３Ｒ、４３Ｓ、４３Ｔからコンデンサ４４のコンデンサ電圧と大略等しい負の電圧を出力できる。コンデンサ４４は、上述の出力目標電圧よりも大きい定格電圧のコンデンサに選定されている。第２変換器４６は、第２変換器３と同様に、第２制御装置５によって制御され、出力端子４３Ｒ、４３Ｓ、４３Ｔから第２所定電圧を出力する。第２変換器４６は、出力端子２３Ｒ、２３Ｓ、２３Ｔが、変圧器５０の第２Ｒ相２次巻線５７Ｒ、第２Ｓ相２次巻線（図４には不図示）、第２Ｔ相２次巻線（図４には不図示）にそれぞれ接続されている。

　変圧器５０は、１次側に電力系統の各相が接続され、２次側に第１変換器２の各相と第２変換器４６の各相が接続されており、第１変換器２が出力する第１所定電圧に、１値次側のコイル（例えば、後述する第１Ｒ相１次巻線５１Ｒ）と２次側のコイル（例えば、第１Ｒ相２次巻線５３Ｒ）の巻き数比を乗算した電圧と、第２変換器４６の出力する第２所定電圧に、１値次側のコイル（例えば、第２Ｒ相１次巻線５５Ｒ）と２次側のコイル（例えば、第２Ｒ相２次巻線５７Ｒ）の巻き数比を乗算した電圧とを加算した合計電圧を電力系統に出力する（以下、１次側のコイルと２次側のコイルの巻き数比を単に巻き数比という）。変圧器５０は、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相毎に同様の構成を有するので、ここではＲ相に注目して説明する。電力変換システム４０は、第１Ｒ相１次巻線５１Ｒと、第１Ｒ相２次巻線５３Ｒと、第１Ｒ相鉄心５２Ｒと、第２Ｒ相１次巻線５５Ｒと、第２Ｒ相２次巻線５７Ｒと、第１Ｒ相鉄心５６Ｒとを備えている。第１Ｒ相１次巻線５１Ｒ及び第１Ｒ相２次巻線５３Ｒと、第２Ｒ相１次巻線５５Ｒ及び第２Ｒ相２次巻線５７Ｒとを同極性に磁気結合している。また、第１Ｒ相１次巻線５１Ｒ及び第２Ｒ相１次巻線５５Ｒも同極性に磁気結合している。そのため、第１Ｒ相２次巻線５３Ｒ及び第２Ｒ相２次巻線５７Ｒは同じ方向に磁場を発生する。

　第１Ｒ相１次巻線５１Ｒと、第１Ｒ相２次巻線５３Ｒとは、第１Ｒ相鉄心５２Ｒに巻回されている。本実施形態では、第１所定電圧が連系点電圧と等しくなるようにしているので、第１Ｒ相１次巻線５１Ｒと第１Ｒ相２次巻線５３Ｒの巻き数を同じ（巻き数比１）にしている。そのため、第１Ｒ相２次巻線５３Ｒに印加された第１所定電圧と等しい電圧が第１Ｒ相１次巻線５１Ｒに生じる。同様に、第２Ｒ相１次巻線５５Ｒと、第２Ｒ相２次巻線５７Ｒとは、第２Ｒ相鉄心５６Ｒに巻回されている。本実施形態では、第２Ｒ相１次巻線５５Ｒと第２Ｒ相２次巻線５７Ｒの巻き数を同じ（巻き数比１）にしているので、第２Ｒ相２次巻線５７Ｒに印加された第２所定電圧と等しい電圧が第２Ｒ相１次巻線５５Ｒに生じる。

　第１Ｒ相１次巻線５１Ｒと第２Ｒ相１次巻線５５Ｒとは、直列に接続されている。そのため、第１Ｒ相１次巻線５１Ｒに生じた第１所定電圧に巻き数比（本実施形態では１）を乗算した電圧と、第２Ｒ相１次巻線５５Ｒに生じた第２所定電圧に巻き数比（本実施形態では１）を乗算した電圧とを加算して、電力系統のＲ相に出力することができる。なお、巻き数比は適宜調整することができるが、第１Ｒ相１次巻線５１Ｒに生じた電圧が、電力系統のＲ相の連系点電圧とほぼ等しくなるように設定する。巻き数比を１以外にする場合、第１所定電圧を連系点電圧と巻き数比とに基づいて決定する。

　風力発電や太陽光発電など、系統に有効電力を供給する有効電力源７を接続した電力変換システム４０では、通常、第２変換器４６の出力電圧である第２所定電圧を系統電圧や第１所定電圧より９０度進めた位相とすることにより有効電力を出力する。仮に、有効電力源７から電力変換システム４０へ流入する有効電力より、電力変換システム４０から電力系統に流出する有効電力が大きくなると、第１変換器２のコンデンサ２０のコンデンサ電圧が低下する。この場合、第２変換器４６の出力電圧である第２所定電圧を低下させることにより、系統に出力する有効電力を低減させ、コンデンサ２０の電圧を所定の電圧に回復させる。言い換えると、電力変換システム４０は、これにより、変圧器５０の１次側のコイルに生じる電圧と電力系統の位相差を小さくして電力変換システム４０から電力系統へ出力させる有効電力を減少させる。このようにして、電力変換システム４０は、電力変換システム４０へ流入する有効電力より、電力変換システム４０から電力系統に流出する有効電力を小さくしてコンデンサ電圧を上昇させる。電力変換システム４０は、コンデンサ電圧に基づいた第２所定電圧を第２変換器４６から出力し、コンデンサ２０のコンデンサ電圧を制御する。巻き数比を１以外にする場合、巻き数比に応じた第２所定電圧とする。

　また、図１、図４と同じ構成には同じ符号を付して示す図５に示す電力変換システム６０のように、第１変換器２と第２変換器４６とを２次巻線６４Ｒ、６４Ｓ、６４Ｔとを介して直列に接続するようにしてもよい。電力変換システム６０は、第１変換器２と、第２変換器４６と、第１変換器２の動作を制御する第１制御装置４と、第２変換器の動作を制御する第２制御装置５と、コンデンサ電圧検出器１０と、電源電圧検出器１１と、鉄心６７Ｒ、６７Ｓ、６７Ｔと、鉄心６７Ｒ、６７Ｓ、６７Ｔに巻回された１次巻線６８Ｒ、６８Ｓ、６８Ｔ及び２次巻線６４Ｒ、６４Ｓ、６４Ｔとを備えている。

　本実施形態では、１次巻線６８Ｒの巻き数と２次巻線６４Ｒの巻き数を等しくし、１次巻線６８Ｓの巻き数と２次巻線６４Ｓの巻き数を等しくし、１次巻線６８Ｔの巻き数と２次巻線６４Ｔの巻き数を等しくしている。実際は、Ｓ相電力系統の系統電圧として連系点電圧を測定する電源電圧検出器、Ｔ相電力系統の系統電圧として連系点電圧を測定する電源電圧検出器も備えているが、便宜上、図５では、Ｒ相電力系統の系統電圧として連系点電圧を測定する電源電圧検出器１１のみ示している。なお、第１所定電圧は連系点の交流相電圧と等しくなるように制御する。

　変圧器７０は、鉄心６７Ｒ、６７Ｓ、６７Ｔと、１次巻線６８Ｒ、６８Ｓ、６８Ｔと、２次巻線６４Ｒ、６４Ｓ、６４Ｔとを有する。１次巻線６８Ｒ、６８Ｓ、６８Ｔは、Ｒ相電力系統６５Ｒ、Ｓ相電力系統６５Ｓ、Ｔ相電力系統６５Ｔに接続されている。２次巻線６４Ｒ、６４Ｓ、６４Ｔは、一端が第１変換器２の出力端子２３Ｒ、２３Ｓ、２３Ｔに接続され、他端が第２変換器４６の出力端子４３Ｒ、４３Ｓ、４３Ｔに接続されている。変圧器７０の漏れインピーダンスが本電力変換システム６０の連系インピーダンスとして機能する。

　単位法の概念をベースに説明すると、電力変換システム６０の出力電圧と系統電圧との差電圧が、変圧器７０の１次巻線６８Ｒ、６８Ｓ、６８Ｔ及び２次巻線６４Ｒ、６４Ｓ、６４Ｔの漏れインピーダンスに印加される。すなわち、該１次巻線、２次巻線の漏れインピーダンスが連系インピーダンスとして機能する。よって電流が１次巻線６８Ｒ、６８Ｓ、６８ＴとＲ相電力系統６５Ｒ、Ｓ相電力系統６５Ｓ、Ｔ相電力系統６５Ｔの間に電流が流れる。

　他の実施例と同様に、第２変換器４６の出力すなわち第２所定電圧を第１所定電圧より９０度位相をずらすことで、有効電力を入出力できる。

　電力変換システム６０では、第２所定電圧を第１所定電圧より９０度位相をずらし、且つ、該第２所定電圧を増減することで、電力変換システム６０から電力系統へ流出する有効電力を増減できる。すなわち、コンデンサ２０の電圧を調整できる。

　また、この実施形態では、第２所定電圧を連系点電圧と同じ位相にすることで、第２変換器４６の出力電力を無効電力とすることができる。

　上記の実施形態では、電力変換システム１が３相フルブリッジ回路構成の第１変換器２を備えている場合について説明したが、本発明はこれには限られず、図１と同じ構成には同じ符号を付した図６に示す電力変換システム１００のように、３相ＮＰＣ(Neutral‐Point‐Clamped)３レベル変換器である第１変換器１０２を備えるようにしてもよい。第１変換器１０２は、正側入力端子Ｐと、負側入力端子Ｎと、第１変換部２１０と、コンデンサとを備えている。以下では、第１変換器２とは構成が異なる点を中心に第１変換器１０２を説明する。第１変換器１０２の第１変換部２１０は、Ｒ相第１変換部２１０Ｒと、Ｓ相第１変換部２１０Ｓと、Ｔ相第１変換部２１０Ｔとからなる。

　Ｒ相第１変換部２１０Ｒと、Ｓ相第１変換部２１０Ｓと、Ｔ相第１変換部２１０Ｔは、同じ構成であるので、代表してＲ相第１変換部２１０Ｒについて説明する。Ｒ相第１変換部２１０Ｒは、ハイハイサイドスイッチＳＡ、ハイローサイドスイッチＳＢ、ローハイサイドスイッチＳＣ、ローローサイドスイッチＳＤの４つのスイッチが直列に接続されたスイッチ直列体と、２つのダイオードＤが直列に接続されたダイオード直列体とで構成される。ダイオード直列体は、負側がハイハイサイドスイッチＳＡ及びハイローサイドスイッチＳＢの接続点に接続され、正側がローハイサイドスイッチＳＣとローローサイドスイッチＳＤの接続点に接続されている。

　Ｒ相第１変換部２１０Ｒは、スイッチ直列体のハイハイサイドスイッチＳＡ側が正側入力端子Ｐに接続され、ローローサイドスイッチＳＤ側が負側入力端子Ｎに接続されている。Ｒ相第１変換部２１０Ｒは、ハイローサイドスイッチＳＢとローハイサイドスイッチＳＣの接続点に出力端子２３０Ｒが設けられ、出力端子２３０Ｒが第２変換器３のＲ相第２変換部３１Ｒの端子３２ＲＩに接続されている。本実施形態では、ハイハイサイドスイッチＳＡ、ハイローサイドスイッチＳＢ、ローハイサイドスイッチＳＣ、ローローサイドスイッチＳＤは、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子と還流ダイオードを逆並列に接続した構成であるが、スイッチの構成は特に限定されない。

　第１変換器１０２は、コンデンサとして、ハイサイドコンデンサ２００Ｈ及びローサイドコンデンサ２００Ｌが直列に接続されたコンデンサ直列体を備えている。本実施形態では、ハイサイドコンデンサ２００Ｈ及びローサイドコンデンサ２００Ｌは、同じコンデンサを用いているが、それぞれ定格電圧が異なるコンデンサとしてもよい。ハイサイドコンデンサ２００Ｈ及びローサイドコンデンサ２００Ｌの定格電圧は、定格電圧の合計値が電力系統の電圧のピーク値よりも高くなるように選定する。ハイサイドコンデンサ２００Ｈの正側とローサイドコンデンサ２００Ｌの負側とにコンデンサ電圧検出器１０が接続され、第１変換器１０２のコンデンサ直列体のコンデンサ電圧として、ハイサイドコンデンサ２００Ｈのコンデンサ電圧と、ローサイドコンデンサ２００Ｌのコンデンサ電圧との合計値を検出し、第２制御装置５に送出する。ハイサイドコンデンサ２００Ｈとローサイドコンデンサ２００Ｌの電圧をバランスさせるために、ハイサイドコンデンサ２００Ｈとローサイドコンデンサ２００Ｌのコンデンサ電圧をそれぞれ測定し、第２制御装置５に送るようにしてもよい。

　第１変換器１０２では、このようなＲ相第１変換部２１０Ｒと、Ｓ相第１変換部２１０Ｓと、Ｔ相第１変換部２１０Ｔと、コンデンサ直列体とが並列に接続されている。さらに、Ｒ相第１変換部２１０Ｒの２つのダイオードＤの接続点とＳ相第１変換部２１０Ｓの２つのダイオードＤの接続点とが配線２４０で接続されている。そして、Ｓ相第１変換部２１０Ｓの２つのダイオードＤの接続点とＴ相第１変換部２１０Ｔの２つのダイオードＤの接続点とが配線２４１で接続されている。

　さらに、Ｔ相第１変換部２１０Ｔの２つのダイオードＤの接続点と、コンデンサ直列体のハイサイドコンデンサ２００Ｈとローサイドコンデンサ２００Ｌの接続点とが配線２４２で接続されている。そのため、Ｒ相第１変換部２１０Ｒ、Ｓ相第１変換部２１０Ｓ、Ｔ相第１変換部２１０Ｔは、スイッチの制御によって、出力端子２３０Ｒ、２３０Ｓ、２３０Ｔから、ゼロと、ハイサイドコンデンサ２００Ｈのコンデンサ電圧と、ゼロ電圧からローサイドコンデンサ２００Ｌのコンデンサ電圧を差し引いた電圧の３つの電圧を出力できる。なお、第１変換器１０２の出力電圧（第１所定電圧）は、ハイサイドコンデンサ２００Ｈとローサイドコンデンサ２００Ｌの接続点を基準とした電位である。

　第１変換器１０２の機能、制御は、第１変換器２と同様である。第１変換器１０２は、第１制御装置４からのゲートパルスにより、各スイッチのオン・オフを繰り返し、検出した連系点電圧に大略等しい交流電圧を出力端子２３０Ｒ、２３０Ｓ、２３０Ｔから出力する。このように、第１変換器を３つの電圧を出力するＮＰＣ３レベル変換器とすることで、より正弦波に近い電圧を出力できる。

　第２変換器３のコンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔのコンデンサ電圧を、第１変換器１０２のコンデンサ電圧、すなわち、ハイサイドコンデンサ２００Ｈのコンデンサ電圧とローサイドコンデンサ２００Ｌのコンデンサ電圧の合計電圧の１／６にすると、電力変換システム１としては、第２変換器３のコンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔのコンデンサ電圧で量子化された９レベルの電圧を、出力端子３２ＲＯ、３２ＳＯ、３２ＴＯからそれぞれ出力できる。また、第２変換器３のコンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔのコンデンサ電圧を、第１変換器２のハイサイドコンデンサ２００Ｈのコンデンサ電圧とローサイドコンデンサ２００Ｌのコンデンサ電圧の合計電圧の１／４にすると、電力変換システム１としては、第２変換器３のコンデンサ３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔのコンデンサ電圧で量子化された７レベルの電圧を出力できる。なお、第１変換器１０２から出力される第１所定電圧は、第１変換器１０２の正側入力端子Ｐと負側入力端子Ｎとの平均電位を基準電位とした電圧である。

　上記の実施形態では、電力変換システムが３相交流の交流電圧源に電力を供給する場合について説明したが、本発明は、これに限られず、単相交流の交流電圧源に電力を供給するようにすることもできる。この場合、電力変換システム１を用い、リアクトル１２Ｒを単相の交流電圧源に接続して、電力変換システム１から交流電圧源に電力を供給するようにしてもよい。また、電力変換システム１の第１変換器２からＳ相第１変換部２１Ｓ、Ｔ相第１変換部２１Ｔを除去し、第２変換器３からＳ相第２変換部３１Ｓ、Ｔ相第２変換部３１Ｔを除去して、電力変換システム１を単相交流用の電力変換システムとして、単相の交流電圧源に電力を供給するようにしてもよい。また、第１変換器２を単相用のＮＰＣ３レベル変換器構成としてもよい。

　上記の実施形態では、交流電圧源としての電力系統に電力を供給する場合について説明したが、本発明はこれに限られず、３相交流電圧や単相交流電圧を出力する交流電圧源に電力を供給することもできる。

　また、上記の実施形態では、第１変換器２は、連系点電圧と等しい第１所定電圧を出力するように制御している。しかし、実際には、連系点電圧の検出遅れや第１変換器２の出力電圧制御の制御遅れにより、連系点電圧と第１所定電圧のフェーザにずれ（位相のずれ）が生じる場合がある。そのため、電力変換システム１は、第２制御装置５が、第１変換器２の出力電圧ある第１所定電圧と連系点電圧との位相のずれを第２所定電圧で補償するように制御することが好ましい。このようにすることで、電力変換システム１は、より適正な有効電力を電力系統に出力できる。

　具体的には、第２制御装置５が、位相ずれによるフェーザを算出し、当該フェーザに基づいて位相ずれを補償する補償電圧として位相ずれ補償電圧を計算し、位相ずれ補償電圧を加えた電圧を第２所定電圧として第２変換器３が出力するようにする。第１所定電圧と連系点電圧の位相ずれは、連系点電圧に対しておよそ垂直なフェーザになるので、第２変換器３出力電圧は、第２所定電圧に、この垂直なフェーザ（位相ずれ補償電圧）が足し合わされた電圧となる。

　さらに、連系インピーダンス（リアクトル１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔ）は、実際には抵抗成分が存在する。すなわち、連系インピーダンスの抵抗成分と電流の積の電圧が、さらなる連系点電圧と第１所定電圧との差電圧となる。第２制御装置５は、この差電圧を補償する補償電圧として電圧降下補償電圧を算出し、電圧降下補償電圧を加えた電圧を第２所定電圧として出力するように第２変換器３を制御する方が好ましい。

（４）第１実施形態の電力変換システムの用途
　電力変換システム１、４０、６０、１００は、例えば、上記で説明したように、風力発電装置や太陽光発電装置などの有効電力源７で発電された電力を電力系統や交流電圧源に供給するために用いられる。このような、電力変換システム１（４０、６０、１００）を備えた発電システムでは、電力系統の周波数を検出する周波数検出器を備えるようにし、検出した周波数を第２制御装置５に送出し、電力系統の周波数に基づいて、第２変換器の出力電圧である第２所定電圧を制御するようにすることもできる。例えば、電力系統の周波数が基準範囲より低い場合、当該電力系統は需要過多である。この場合、第２制御装置５は、第２所定電圧を上昇させ、電力系統への有効電力の供給量を増加させる。一方で、電力系統の周波数が基準範囲より高い場合、当該電力系統は供給過多である。この場合、第２制御装置５は、第２所定電圧を低下させ、電力系統への有効電力の供給量を減少させる。

　また、上記の有効電力源７の代わりに、供給側電力系統に電力変換システム１（４０、６０、１００）を接続し、供給側電力系統から電力系統（以下、需要側電力系統という。）へ電力を授受する有効電力授受システムに、電力変換システム１（４０、６０、１００）を用いるようにしてもよい。この場合も同様に、第２制御装置５が、需要側電力系統の周波数、第１変換器２のコンデンサ２０のコンデンサ電圧に基づいて、第２所定電圧を決定し、電力変換システム１（４０、６０、１００）が出力する有効電力を制御し、供給側電力系統から需要側電力系統への有効電力の授受量を制御するようにしてもよい。また、第２制御装置５は、需要側電力系統の指令所や供給側電力系統の指令所からの指令に基づいて、第２所定電圧を決定し、電力変換システム１（４０、６０、１００）が出力する有効電力を制御するようにしてもよい。

　また、その他の応用として、有効電力の供給を受ける負荷システムとして利用してもよい。

（５）第１実施形態の検証試験
　図１に示す電力変換システム１の構成を用いて、電気回路シミュレーションにより、電力変換システム１の各相の出力電流の時間変化を計算した。このとき、シミュレーション開始後、０．５秒のとき、Ｒ相の電圧を１／１０に低減させて、電力系統に事故が発生して系統電圧が急激に低下したときの動作をシミュレーションした。その結果を示すのが図７のグラフである。図７は横軸が時間で、縦軸が電流である。Ｒ相の電圧が１／１０に低下したとき、従来の電力変換システムであれば、電力変換システムに過電流が流れ、Ｒ相の出力電流が急激に上昇する。しかし、図７を見ると、電力変換システム１では、Ｒ相の電圧が１／１０に低下したとき、Ｒ相の出力電流が低下しており、過電流が生じていないことがわかる。その後も、出力電流の値は、Ｒ相の電圧の低下前より小さくなっているが、安定して動作していることがわかる。図７には示されていないが、Ｒ相の出力電流は、その後、Ｒ相の電圧の低下前の水準に回復する。このように、本発明の電力変換システムが、Ｒ相の電圧が１／１０に低下するという非常時でも、過電流の発生が抑制され、過電流により破壊されることが抑制されており、ロバスト性が高いことがわかる。

［第１実施形態の符号の説明］
　１、４０、６０　　電力変換システム
　２　　第１変換器
　３、４６　　第２変換器
　４　　第１制御装置
　５　　第２制御装置
　７　　有効電力源
　１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔ　　リアクトル

２．第２実施形態
　本発明の第２実施形態を、図８から図１１Ｂを参照して説明する。なお、第２実施形態を説明するにあたって、図８から図１１Ｂでは、各構成の番号を全て振りなおしている。

（１）本発明の第２実施形態の電力変換装置の全体構成
　本実施形態では、図８に示すように、風力発電装置や太陽光発電装置などの有効電力源７で発電した電力を交流電圧源としての電力系統に供給する発電システム１００に用いる場合を例として、本発明の電力変換システムとしての電力変換装置１を説明する。発電システム１００は、有効電力源７と、電力変換装置１と、連系インピーダンスとを備えている。連系インピーダンスは、変換器２を電力系統に連系するために、変換器２と電力系統の間に挿入されるインピーダンスであり、本実施形態では、インダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔである。発電システム１００は、有効電力源７で得られた直流電圧を、電力変換装置１で所定の３相交流電圧に変換し、インダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔを介して、電力系統の各相に連系する。なお、本実施形態では、交流電圧の周波数が５０Ｈｚの電力系統を想定して説明する。

　電力変換装置１は、変換器２と、変換器２の動作を制御する制御装置としての制御部４と、電力系統の電圧として、後述する連系点電圧を検出する電源電圧検出器１１と、電力系統の周波数を検出する周波数検出器１０３と、ゲイン制御部１０４と、後述する変換器２のコンデンサ２０のコンデンサ電圧（直流コンデンサ電圧）を検出するコンデンサ電圧検出器１０５とを備えている。電力変換装置１は、例えば、有効電力源７が変換器２の正側入力端子Ｐと負側入力端子Ｎとに接続されて、有効電力源７から正側入力端子Ｐと負側入力端子Ｎを介して供給される。

　変換器２は、正側入力端子Ｐと、負側入力端子Ｎと、変換部と、コンデンサ２０とを備えている。コンデンサ２０は、正側入力端子Ｐと負側入力端子Ｎとに直接接続されており、有効電力源７から供給された直流電力によって充電される。変換部は、コンデンサ２０のコンデンサ電圧（例えば、Ｖ１）を、連系点電圧に大略等しい所定交流電圧に変換する。本実施形態の場合、変換部は、Ｒ相変換部２１Ｒと、Ｓ相変換部２１Ｓと、Ｔ相変換部２１Ｔとからなり、３相交流の電力系統のＲ相、Ｓ相、Ｔ相にそれぞれ対応した連系点電圧に変換できる。なお、コンデンサ２０として、連系点電圧のピーク値よりも高い定格電圧のコンデンサを用いる。

　Ｒ相変換部２１Ｒと、Ｓ相変換部２１Ｓと、Ｔ相変換部２１Ｔは、同じ構成であるので、代表してＲ相変換部２１Ｒについて説明する。Ｒ相変換部２１Ｒは、ハイサイドスイッチ２２Ｈとローサイドスイッチ２２Ｌと、出力端子２３Ｒとを備えている。Ｒ相変換部２１Ｒでは、ハイサイドスイッチ２２Ｈとローサイドスイッチ２２Ｌとが直列に接続され、ハイサイドスイッチ２２Ｈとローサイドスイッチ２２Ｌとの間の接続点に出力端子２３Ｒが設けられている。Ｒ相変換部２１Ｒのハイサイドスイッチ２２Ｈ側が正側入力端子Ｐに接続され、Ｒ相変換部２１Ｒのローサイドスイッチ２２Ｌ側が負側入力端子Ｎに接続されている。

　そのため、Ｒ相変換部２１Ｒは、ハイサイドスイッチ２２Ｈがオンでローサイドスイッチ２２Ｌがオフのとき、出力端子２３Ｒから正のコンデンサ電圧＋Ｖ１を出力し、ハイサイドスイッチ２２Ｈがオフでローサイドスイッチ２２Ｌがオンのとき、出力端子２３Ｒから負のコンデンサ電圧－Ｖ１を出力する。このように、Ｒ相変換部２１Ｒは、ハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌのオンとオフを切り替えることで、直流電圧を交流電圧に変換する。変換器２は、このようなハイサイドスイッチ２２Ｈとローサイドスイッチ２２Ｌとが直列に接続された構成のＲ相変換部２１Ｒ、Ｓ相変換部２１Ｓ、Ｔ相変換部２１Ｔ及びコンデンサ２０が並列に接続されており、３相フルブリッジ回路構成をしている。

　図９に示すように、ハイサイドスイッチ２２Ｈ、ローサイドスイッチ２２Ｌは、例えば、ＩＧＢＴなどでなるスイッチング素子２４と、還流ダイオード２５とでなる。ハイサイドスイッチ２２Ｈ、ローサイドスイッチ２２Ｌは、スイッチング素子２４の正側（ＩＧＢＴのコレクタ）と還流ダイオード２５の負側とが接続され、スイッチング素子２４の負側（ＩＧＢＴのエミッタ）と還流ダイオード２５の正側とが接続された、スイッチング素子２４及び還流ダイオード２５が逆並列に接続された構成である。

　再び図８に戻り、出力端子２３Ｒ、２３Ｓ、２３Ｔは、インダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔを介して、電力系統のＲ相、Ｓ相、Ｔ相にそれぞれ接続されている。本明細書では、インダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔと、電力系統のＲ相、Ｓ相、Ｔ相との接続点を連系点と呼ぶ。電源電圧検出器１１は、この連系点に設けられており、インダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔの電力系統側（交流電圧源側）の電圧を測定する。電源電圧検出器１１は、電力系統の電圧として、電力系統のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の連系点電圧を検出し、検出した各相の連系点電圧を制御部４に送出する。

　制御部４は、乗算部３３と、無効成分用電圧生成部３４と、有効成分用電圧生成部３５と、位相遅延部３１と、出力電圧指令生成部３６と、ゲートパルス生成部３７とを備えている。乗算部３３と、無効成分用電圧生成部３４と、位相遅延部３１とは、電源電圧検出器１１と接続されており、電源電圧検出器１１から各相の連系点電圧を受け取る。乗算部３３は、各相の連系点電圧を受け取ると、各相の連系点電圧を１倍して、連系点電圧成分として、出力電圧指令生成部３６に送出する。本実施形態では、乗算部３３は、ゲインが１の乗算器である。

　このように、連系点電圧成分は、連系点電圧の検出電圧が単に１倍されただけ、すなわち検出した系統電圧をそのまま出力するものであり、複雑な制御をされていないので、連系点電圧の位相が急激にずれた場合も、連系点電圧に追従できる。そのため、電力変換装置１の出力電圧が、連系点電圧の変化に追従できるので、連系点電圧と電力変換装置１の出力電圧との間の差電圧が大きくなることを抑制し、電力変換装置１に過電流が流れることを抑制できる。なお、乗算部３３を設けずに、各相の連系点電圧が連系点電圧成分として出力電圧指令生成部３６に直接入力されるようにしてもよい。

　無効成分用電圧生成部３４は、各相の連系点電圧を受け取ると、各相の連系点電圧をｑ倍して、電力変換装置１と電力系統との間で無効電力を流出入させるための無効成分用電圧を算出し、出力電圧指令生成部３６に送出する。本実施形態では、無効成分用電圧生成部３４は、ゲインがｑの乗算器であり、連系点電圧をｑ倍して出力電圧指令生成部３６に送出する。ｑは、実数であり、後述するように、電力変換装置１が入出力したい無効電力により適宜設定する。

　位相遅延部３１は、各相の連系点電圧を受け取ると、各相の連系点電圧の位相を９０度（π／２、すなわち１／４周期）遅らせ、有効成分用電圧生成部３５に送出する。本実施形態では、位相遅延部３１は、遅延回路であり、電力系統が周波数５０Ｈｚの系統であるので、各相の連系点電圧の検出信号を５ｍｓ遅らせる。電力系統の周波数が５０Ｈｚの場合、系統電圧の１周期は２０ｍｓであるので、５ｍｓの信号の遅れは、９０度の位相の遅れに相当する。そのため、連系点電圧の検出信号を５ｍｓ遅らせることで、位相遅延部３１の出力は、出力された時点の連系点電圧の位相に対して９０度遅れることとなる。なお、電力系統の周波数が６０Ｈｚの場合は、１周期が約１６．７ｍｓであるので、検出信号を約４．２秒遅らせる。このように、位相遅延部３１での信号の遅れ時間は、電力系統の周波数に応じて設定する。

　有効成分用電圧生成部３５は、９０度位相が遅れた各相の連系点電圧を受け取ると、受け取った各相の連系点電圧をｄ倍して、電力変換装置１と電力系統との間で有効電力を流出入させるため有効成分用電圧を算出し、出力電圧指令生成部３６に送出する。本実施形態では、有効成分用電圧生成部３５は、ゲインがｄの乗算器であり、連系点電圧をｄ倍して出力電圧指令生成部３６に送出する。ｄは、実数であり、後述するように、電力変換装置１が入出力したい有効電力により適宜設定する。

　ここで、電力変換装置１から電力系統に有効電力を出力するためには、有効電圧成分の位相が連系点電圧の位相より進んでいることが必要である。特に、効率よく有効電力を出力するためには、位相が９０度進んでいることが望ましい。しかし、実際には未来位相を知ることはできない。そこで、本実施形態では、位相遅延部３１により連系点電圧の位相を９０度遅らせ、有効成分用電圧生成部３５のゲインを負の実数に設定して位相を９０度遅らせた電圧に負の実数を積算することで、有効電圧成分を連系点電圧に対して９０度位相が進んだ電圧としている。

　出力電圧指令生成部３６は、各相の連系点電圧成分と、各相の無効成分用電圧と、各相の有効成分用電圧とを受け取ると、連系点電圧と、無効成分用電圧と、有効成分用電圧とを相ごとに加算して、和電圧を算出する。

　出力電圧指令生成部３６は、相毎に算出した和電圧をＲ相変換部２１Ｒ、Ｓ相変換部２１Ｓ、及び、Ｔ相変換部２１Ｔからそれぞれ出力するための、Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＰＷＭ：パルス幅変調）用の出力電圧指令Ｒ相Ｖ_ｒｅｆ、Ｓ相Ｖ_ｒｅｆ、Ｔ相Ｖ_ｒｅｆを生成し、ゲートパルス生成部３７に送出する。出力電圧指令生成部３６は、算出した和電圧を規格化することで、出力電圧指令Ｒ相Ｖ_ｒｅｆ、Ｓ相Ｖ_ｒｅｆ、Ｔ相Ｖ_ｒｅｆを生成する。ゲートパルス生成部３７は、出力電圧指令Ｒ相Ｖ_ｒｅｆ、Ｓ相Ｖ_ｒｅｆ、Ｔ相Ｖ_ｒｅｆに応じてＲ相変換部２１Ｒ、Ｓ相変換部２１Ｓ、及び、Ｔ相変換部２１Ｔのハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌ（より具体的にはＩＧＢＴのゲート）をオン・オフ制御するためのゲートパルスをスイッチ毎に生成する。ゲートパルスは、出力電圧指令Ｒ相Ｖ_ｒｅｆ、Ｓ相Ｖ_ｒｅｆ、Ｔ相Ｖ_ｒｅｆを変調波として、公知のパルス幅変調（ＰＷＭ）により生成される。

　なお、ＰＷＭを行うための規格化は、出力電圧指令生成部３６で実施しても、その前段で実施してもどちらでもよい。

　ゲートパルス生成部３７は、Ｒ相変換部２１Ｒ、Ｓ相変換部２１Ｓ、及び、Ｔ相変換部２１Ｔのハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌに図示しない配線で接続されており、生成したゲートパルスを各スイッチに送出し、対応するＲ相変換部２１Ｒ、Ｓ相変換部２１Ｓ、及び、Ｔ相変換部２１Ｔのハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌにゲートパルスを出力する。Ｒ相変換部２１Ｒ、Ｓ相変換部２１Ｓ、及び、Ｔ相変換部２１Ｔは、ゲートパルスによりハイサイドスイッチ２２Ｈ及びローサイドスイッチ２２Ｌのオンの時間を制御し、コンデンサ２０のコンデンサ電圧を、出力電圧指令に応じた所定交流電圧に変換し、所定交流電圧を電力系統に出力する。このように、制御部４は、変換器２を制御する。そして制御部４は、検出した連系点電圧に基づく電圧成分と、検出した連系点電圧の位相を９０度遅らせた（１／４周期遅れの）電圧とに基づいて、変換器２を制御するための電圧指令を演算する出力電圧指令生成部３６を有するようにすることで、変換器２に有効電力をより効率的に出力させることができる。

　続いて、図１０Ａ、図１０Ｂに示すフェーザ図を用いて、電力変換装置１の動作を説明する。各相が不平衡でも問題なく制御できるが、説明を簡単にするために、各相は平衡状態で、各相電圧不平衡はないと仮定する。電力変換装置１では、変換器２が、連系点電圧に大略等しい連系点電圧成分と、連系点電圧成分と同位相の無効成分用電圧と、連系点電圧成分より位相が９０度進んだ有効成分用電圧との和電圧を出力するようにしているので、変換器２の出力電圧は、図１０Ａに示すように、連系点電圧より位相が進んだ電圧となる。該９０度位相が進んだ電圧成分は、上述の通り、連系点電圧より９０度位相が遅れた電圧に負の実数を積算することにより作成している。変換器２がインダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔを介して電力系統に接続されているので、変換器２の出力電圧と連系点電圧との差電圧である連系Ｘ電圧がインダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔにかかる（図８参照）。この連系Ｘ電圧によって、インダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔに、連系Ｘ電圧より９０度位相が遅れた電流が流れ、電力変換装置１から電力系統へ電力が供給される。

　この電流は、図１０Ａのフェーザ図の一部を拡大した図１０Ｂに示すように、連系点電圧と逆向きの電流フェーザＩｈと、連系点電圧に対して９０度位相がずれた電流フェーザＩｖとを含んでいる。そのため、インダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔを流れる電流が連系点電圧と同位相の電流成分を含んでおり、当該電流成分と連系点電圧の積であらわされる有効電力が、電力変換装置１から電力系統に出力される。また、インダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔを流れる電流が連系点電圧から位相が９０度ずれた電流成分を含んでおり、当該電流成分と連系点電圧の積であらわされる無効電力が電力変換装置１から電力系統に供給される。このように、電力変換装置１は、有効電力と無効電力を供給できる。

　また、電力変換装置１は、無効成分用電圧生成部３４のゲインｑを変えることで、出力する無効電力を変えることができ、有効成分用電圧生成部３５のゲインｄを変えることで、出力する有効電力を変えることができる。図１１Ａは、図１０Ｂのフェーザ図の状態から、当初、正の実数であったゲインｑの値をより大きくし、無効成分用電圧を上昇させたときのフェーザ図である。無効成分用電圧が上昇したことにより、電力変換装置１を流れる電流も増加する。その結果、電流フェーザＩｈの大きさが大きくなり、連系点電圧から位相が９０度ずれた電流成分も増加し、電力系統に供給される遅相無効電力も増加する。なお、ｑの値を小さくすることで供給する無効電力を減少でき、ｑの値を負の実数とすることで、電力系統から電力変換装置１に無効電力を流入させることができる。

　同様に、図１１Ｂは、図１０Ｂのフェーザ図の状態から、当初、負の実数であったゲインｄの値をより小さくし、有効成分用電圧のベクトル上の大きさを大きくさせたときのフェーザ図である。有効成分用電圧の大きさが大きくなったことにより、電力変換装置１を流れる電流も増加する。その結果、電流フェーザＩｈの大きさが大きくなり、連系点電圧と同位相の電流成分も増加し、電力系統に供給される有効電力も増加する。なお、ｄの値を小さくすることで供給する有効電力を減少でき、ｄの値を正の実数とすることで、電力系統から電力変換装置１に有効電力を流入させることができる。

　ここで、無効成分用電圧生成部３４のゲインｑ及び有効成分用電圧生成部３５のゲインｄの値は、概ね、－０．２≦ｑ、ｄ≦＋０．２（もしくはｑ、ｄの絶対値が０．２以下）であることが望ましい。ｑ、ｄの値がこの範囲外にあると、電力変換装置１を流れる電流が大きくなり、電力変換装置１が故障する恐れがあるからである。

　また、無効成分用電圧生成部３４のゲインｑ及び有効成分用電圧生成部３５のゲインｄの値は、変換器２が出力する各相の交流電圧が、連系インピーダンスのインピーダンス、すなわち、インダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２ＴのインダクタンスＬ（単位法表示）の値に１を加算した値を、各相の系統電圧に乗算して得られた電圧値以下となるように、それぞれ設定するのが望ましい。このようにすることで、電力変換装置１に過電流が流れることをより抑制できる。なお、単位法表示でのインダクタンスは、インダクタのインダクタンスを、インダクタにおいて基準電流が流れたときの電圧降下で表したものである。例えば、インダクタンスＬ、が０．１（ｐ.ｕ.）の場合は、基準電流が流れたときの電圧降下（電圧のロスに相当する）が０．１（ｐ.ｕ.）、すなわち、インダクタで１０％の電圧降下があることを意味する。

　さらに、無効成分用電圧生成部３４のゲインｑ及び有効成分用電圧生成部３５のゲインｄのリミッタ値は、式（１）を満たすように、すなわち、ｑとｄの二乗和の平方根がインダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２ＴのインダクタンスＬ（単位法表示）と等しくなるようにそれぞれ定められるのが望ましい。このようにすることで、電力変換装置１に流れる過電流をさらに抑制して系統事故時にも運転継続できる。但し、過電流を許容する場合は、Ｌに過電流制限倍率を積算する。過電流制限倍率は、電力変換装置１に過電流が流れることをどの程度許容するかにより任意に設定できる値である。

　ゲイン制御部１０４は、電源電圧検出器１１で検出した連系点電圧や、周波数検出器１０３で検出した電力系統の周波数、コンデンサ電圧検出器１０５で検出した変換器２のコンデンサ電圧に基づいて、無効成分用電圧生成部３４のゲインｑや有効成分用電圧生成部３５のゲインｄの値を決定し、電力変換装置１が出力する無効電力及び有効電力を制御する。

　例えば、コンデンサ電圧が所定範囲より高い場合は、有効電力源７から電力変換装置１に流入する有効電力より、電力変換装置１から電力系統に流出する有効電力を多くすることにより、コンデンサ電圧を低減できる。すなわち、ゲイン制御部１０４は、有効成分用電圧生成部３５のゲインｄの値を大きくし、電力変換装置１が出力する有効電力を大きくすることで、有効電力源７から電力変換装置１に流入する有効電力と、電力変換装置１から電力系統に流出する有効電力とをバランスさせる。一方で、コンデンサ電圧が所定範囲より低い場合は、有効電力源７から電力変換装置１に流入する有効電力より、電力変換装置１から電力系統に流出する有効電力を小さくすることにより、コンデンサ電圧を上昇できる。すなわち、ゲイン制御部１０４は、有効成分用電圧生成部３５のゲインｄの値を小さくし、電力変換装置１が出力する有効電力を小さくすることで、有効電力源７から電力変換装置１に流入する有効電力と、電力変換装置１から電力系統に流出する有効電力とをバランスさせる。

　また、例えば、連系点電圧が基準範囲より低い場合、ゲイン制御部１０４は、無効成分用電圧生成部３４のゲインｑの値を大きくし、連系点電圧、すなわち、系統電圧を上昇させる。一方で、連系点電圧が基準範囲より高い場合、ゲイン制御部１０４は、無効成分用電圧生成部３４のゲインｑの値を小さくし、系統電圧を低下させる。さらに、電力系統の周波数が基準範囲より低い場合、当該電力系統は需要過多である。この場合、ゲイン制御部１０４は、負の実数に設定された有効成分用電圧生成部３５のゲインｄの値を小さくし（ｄの絶対値を大きくし）電力系統への有効電力の供給量を増加させる。一方で、電力系統の周波数が基準範囲より高い場合、ゲイン制御部１０４は、負の実数に設定された有効成分用電圧生成部３５のゲインｄの値を大きくし（ｄの絶対値を小さくし）、電力系統への有効電力の供給量を減少させて、周波数を低減させる。あるいは、ゲイン制御部１０４は、ゲインｄの値を正の実数に設定し、電力系統から電力変換装置１に有効電力を流入させる。

（２）第２実施形態の作用及び効果
　以上の構成において、電力変換装置（電力変換システム）１は、インダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔ（連系インピーダンス）を介して電力系統（交流電圧源）に接続され、所定交流電圧を出力する変換器２と、電力系統の連系点電圧（交流電圧源の電圧）を検出する電源電圧検出器１１と、変換器２を制御する制御部（制御装置）４とを備え、制御部４は、検出した連系点電圧に基づく連系点電圧成分と、検出した連系点電圧から位相がずれた電圧とに基づいて、変換器２を制御するように構成した。

　よって、電力変換装置１は、電力系統の位相が大きく変化した場合も、検出した連系点電圧に基づく連系点電圧成分が連系点電圧に追従でき、連系点電圧成分を含む変換器２の出力電圧も、連系点電圧の位相の変化に追従できるので、連系点電圧と電力変換装置１の出力電圧との間の差電圧が大きくなることを抑制できる。その結果、電力変換装置１に過電流が流れ、電力変換装置が故障することを抑制できるので、外乱に強く、ロバスト性の高い電力変換装置を提供できる。

　また、電力変換装置１は、制御部４が、検出した連系点電圧に基づく連系点電圧成分と、検出した連系点電圧をｑ倍（ｑは実数）した無効成分用電圧と、検出した連系点電圧から位相が（２ｎ－１）・９０度（ｎは１以上の正の整数）ずれた電圧をｄ倍（ｄは実数）した有効成分用電圧との和電圧を、変換器２に出力させるようにすることで、有効電力及び無効電力の量を制御でき、かつ、ロバスト性の高い電力変換装置を提供できる。

　さらに、電力変換装置１は、無効成分用電圧生成部３４のゲインｑと有効成分用電圧生成部３５のゲインｄとを上述の範囲内に制限することで、電力変換装置１を流れる電流が過電流になることを防ぐことができ、過電流が電力変換装置１を流れることをより抑制できる。

（３）第２実施形態の他の実施形態
　なお、本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、上記の実施形態では、インダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔを介して電力変換装置１の変換器２を電力系統に接続した場合について説明したが、本発明はこれに限られず、例えば、変圧器を介して変換器２を電力系統に接続するようにしてもよい。

　上記の実施形態では、制御部４が、連系点電圧から位相が９０度遅れた電圧をｄ倍した有効成分用電圧を含む和電圧を、変換器２から出力させる場合について説明したが、本発明はこれに限られず、制御部４が、連系点電圧から位相が４５０度、８１０度、・・・（９０度＋３６０ｎ度、ｎは１以上の正の整数）遅れた有効成分用電圧を含む和電圧を出力させるようにしてもよい。また、連系点電圧から位相が２７０度、６３０度、・・・・（２７０度＋３６０ｎ度、ｎは１以上の正の整数）遅れた電圧を出力するようにしてもよい。すなわち、制御部４が、連系点電圧から位相が（２ｎ－１）・９０度（ｎは１以上の正の整数）ずれた電圧をｄ倍した有効成分用電圧を含む和電圧を、変換器２に出力させる。なお、連系点電圧から位相が２７０度＋３６０ｎ度（ｎは１以上の正の整数）遅れた電圧を用い、電力変換装置１から電力系統へ有効電力を流出させる場合は、ｄを負の値に設定する。なお、位相のずれは、（２ｎ－１）・９０度（ｎは１以上の正の整数）と厳密に一致している必要はない。

　また、上記の実施形態では、無効成分用電圧生成部３４のゲインｑと、有効成分用電圧生成部３５のゲインｄの値を変えることで、電力変換装置１が出力する無効電力と有効電力とを制御する場合について説明してきたが、本発明はこれに限られず、制御部４が、有効成分用電圧（以下、遅れ電圧という）の連系点電圧からの位相のずれを任意に設定することで、電力変換装置１が出力する無効電力と有効電力とを制御することもできる。以下では、ゲインｑ＝０として説明する。この場合、遅れ電圧の、連系点電圧からの位相の遅れを（２ｎ－１）・９０度（ｎは１以上の正の整数）とし、電力変換装置１を流れる電流が連系点電圧と同位相又は逆位相になるので、電力変換装置１と電力系統との間で、有効電力を流出入できる。

　一方、遅れ電圧の、連系点電圧からの位相の遅れを（ｎ－１）・１８０度（ｎは１以上の正の整数）とすると、電力変換装置１を流れる電流が連系点電圧より位相が９０度遅れた又は位相が９０度進んだ電流であるので、電力変換装置１と電力系統との間で、無効電力を流出入できる。遅れ電圧の連系点電圧からの位相の遅れを上記以外に設定すると、電力変換装置１を流れる電流が、連系点電圧と同位相又は逆位相の電流成分と、連系点電圧より位相が９０度遅れた又は位相が９０度進んだ電流成分を含むので、電力変換装置１と電力系統との間で、位相のずれに応じた無効電力及び有効電力を流出入できる。このように、制御部４は、検出した連系点電圧に基づく電圧成分と、検出した連系点電圧から位相がずれた電圧をｄ倍（ｄは実数）した遅れ電圧との和電圧を、変換器２に出力させ、検出した連系点電圧と遅れ電圧との位相のずれに基づいて、出力する無効電力及び有効電力を制御するようにすることで、電力変換装置１と電力系統の間で流出入させる無効電力及び有効電力を制御できる。なお、連系点電圧と有効成分用電圧との間の位相のずれは、位相遅延部３１での連系点電圧の検出信号の遅延時間を調整することで調整できる。このように、制御部４が、連系点電圧と遅れ電圧とに基づいて無効電力及び有効電力を制御する場合は、無効成分用電圧生成部３４を制御部４から除去してもよい。

　上記の実施形態では、電力変換装置１が３相交流の交流電圧源に電力を供給する場合について説明したが、本発明は、これに限られず、単相交流の交流電圧源に電力を供給するようにすることもできる。この場合、電力変換装置１を用い、インダクタ１２Ｒを単相の交流電圧源に接続して、電力変換装置１から交流電圧源に電力を供給するようにしてもよい。また、電力変換装置１の変換器２からＳ相変換部２１Ｓ、Ｔ相変換部２１Ｔを除去し、電力変換装置１を単相交流用の電力変換装置として、単相の交流電圧源に電力を供給するようにしてもよい。

　また、上記の実施形態では、連系点電圧の検出遅れにより、制御部４での和電圧の算出に用いる連系点電圧と、実際の連系点電圧との間にフェーザのずれ（位相のずれ）が生じる場合がある。そのため、電力変換装置１は、制御部４が上記の位相のずれも制御するようにしてもよい。このようにすることで、電力変換装置１は、より安定して有効電力を電力系統に出力できる。具体的には、有効電力成分の遅れ時間を検出遅れ分だけ短くする方が好ましい。

　また、制御部４が、補償電圧として、位相ずれ補償電圧を計算し、位相ずれ補償電圧を加えた電圧を和電圧に加えて位相ずれを補償するようにする。例えば、位相ずれ補償電圧は、予め測定しておいた、検出遅れによって生じる平均的な位相のずれ量に基づいて位相ずれ補償電圧を算出するようにしてもよい。

　さらに、インダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔは、理想的にはインダクタンス成分しか有さないが、実際には抵抗成分が存在する。そのため、インダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔに電圧が印加されると、電圧降下が生じる。この電圧降下分だけ、電力変換装置１の実際の出力電圧と、理想的な電力変換装置１の出力電圧との間に差電圧が生じる。すなわち、インダクタ１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔの抵抗成分と電流との積の電圧フェーザが、この差電圧となる。制御部４は、補償電圧として、電圧降下補償電圧を算出し、電圧降下補償電圧を和電圧に加えて、この差電圧を補償するようにしてもよい。

　上記の実施形態では、発電システム１００に電力変換装置１を用いる場合について説明したが、本発明はこれに限られず、例えば、上記の発電システム１００の有効電力源７の代わりに供給側電力系統を接続し、供給側電力系統から電力系統（以下、需要側電力系統という。）へ電力を授受する電力授受システムに、電力変換装置１を用いるようにしてもよい。この場合、発電システム１００と同様に、ゲイン制御部１０４が、需要側電力系統の系統電圧や、周波数、電力変換装置１の変換器２のコンデンサの電圧に基づいて、ゲインｑ、ｄの値を決定し、電力変換装置１が出力する無効電力や有効電力を制御し、供給側電力系統から需要側電力系統への電力の授受量を制御するようにしてもよい。また、ゲイン制御部１０４は、需要側電力系統の指令所や供給側電力系統の指令所からの指令に基づいて、ゲインｑ、ｄの値を決定し、電力変換装置１が出力する無効電力や有効電力を制御するようにしてもよい。

　上記の実施形態では、発電システム１００に電力変換装置１を用いる場合について説明したが、本発明はこれに限られず、例えば、負荷システムに用いることもできる。負荷システムは、例えば、電力変換装置１に、有効電力源の代わりに有効電力を消費する負荷や有効電力を出し入れする蓄電池などの電力貯蔵システムが接続されてもよい。ゲイン制御部１０４がゲインｄを正の実数に設定することで、２次電池や有効電力負荷に有効電力を供給できる。

　また、上記で説明した、電力変換装置１や発電システム１００、電力授受システム、負荷システムなどが電線を介して接続され、発電した電力を、種々の需要家に供給する送配電システムを構築することもできる。

　上記の実施形態では、スイッチング素子２４としてＩＧＢＴを用いた場合について説明したが、本発明はこれに限られず、例えば、ＧＣＴ、ＳｉＣで形成されたＭＯＳ－ＦＥＴやＧａＮで形成されたＦＥＴ、ＭＯＳ－ＦＥＴなどを用いることができる。なお、双方向導通可能なＦＥＴやＭＯＳ－ＦＥＴを用い、所謂同期整流をすれば、還流ダイオード２５を省略できる。

　上記の実施形態では、電源電圧検出器１１で検出した電圧値を検出した連系点電圧の値として用いる場合について説明したが、本発明はこれに限られない。例えば、電源電圧検出器１１が検出した電圧検出値についてパルス幅変調制御に用いる搬送波の１周期分の期間の移動平均を算出することで連系点電圧（交流電圧源の電圧）を算出するようにしてもよい。パルス幅変調制御は、変換器２の出力制御、すなわち、変換器２の各スイッチのゲートパルスを生成するためのものである。このようにすることで、算出（検出）した連系点電圧にリプルが生じるのを抑制でき、実際の連系点電圧により近い電圧成分を出力できる。さらに、移動平均の算出は計算負荷が軽いので、検出遅れを小さくでき、電力変換装置の出力電圧が、連系点電圧の変動により追従できるようになる。

　この場合、例えば、メモリと、演算部とを備える移動平均算出部を制御部４が備えるようにする。具体的には、メモリが、電源電圧検出器１１で検出した検出電圧値を搬送波の１周期分の期間記憶する。そして、演算部が、メモリに記憶されている検出電圧値の平均値を算出する。メモリに記憶されている検出電圧値の平均を算出することで、所定期間の間に検出された電圧の平均を算出することとなり、検出した検出電圧値の移動平均を算出することとなる。この算出された検出電圧値の平均を連系点電圧として用いる。

　メモリは、例えば、ＤＲＡＭ、ＳＲＡＭ、フラッシュメモリ及びハードディスクドライブなどの公知の記憶装置で構成できる。演算部は、検出電圧の平均値を計算する専用のハードウェアや汎用のプロセッサと組み込みソフトウェア、ＰＣで実行するプログラムなどによって実現できる。このように移動平均により連系点電圧を算出する電力変換装置を、上記の発電システム、電力授受システム、負荷システム及び送配電システムに用いてもよい。また、制御部４とは別体に移動平均フィルタを設け、上記のように連系点電圧Ｖの移動平均を算出するようにしてもよい。

　上記の実施形態では、電圧位相遅延部３１で、各相の連系点電圧の位相を１／４周期遅らせることで、検出した連系点電圧から位相がずれた電圧を生成する場合について説明したが、本発明はこれに限られない。例えば、検出した連系点電圧の時間微分を算出することで、連系点電圧から位相が（約１／４周期）ずれた電圧を算出するようにしてもよい。これは、正弦波を微分すると９０度位相が進む定理を利用したものである。

　例えば、時間微分演算部を制御部４に設け、検出した連系点電圧を時間微分演算部に入力して、連系点電圧を時間微分する。時間部分演算部は、微分演算回路などのハードウェアで実現してもよく、時間微分演算プログラムを実行するプロセッサであってもよい。また、例えば、現在と所定時間（例えば、１制御周期）前の連系点電圧の差分を用いて離散的に微分演算するようにしてもよい。また、検出電圧値の移動平均により算出した連系点電圧を時間微分して、連系点電圧から位相がずれた電圧を算出するようにしてもよい。さらに、このように検出した連系点電圧を時間微分することにより算出する電力変換装置を、上記の発電システム、電力授受システム、負荷システム及び送配電システムに用いてもよい。なお、演算の都合上、位相のずれが１／４周期からずれる場合があるが、±５％程度の誤差であれば許容できる。

［第２実施形態の符号の説明］
　１　　電力変換装置（電力変換システム）
　２　　変換器
　４　　制御部（制御装置）
　７　　有効電力源
　１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔ　　インダクタ

３．第３実施形態
　第３実施形態の電力変換装置（電力変換システム）は、移動平均フィルタを有していることと、ゲイン制御部を有していないこと、制御部の構成及び動作とが第２実施形態の電力変換装置１と異なる。以下では、第３実施形態の電力変換装置について、図１２から図１４を参照して、第２実施形態の電力変換装置１と異なる構成を中心に説明する。

　第３実施形態の電力変換装置では、電源電圧検出器で検出した交流電圧源の電圧としての連系点電圧（以下、単に検出電圧ともいう）を電流指令値として扱う。より正確に説明すると、有効電流と検出電圧の位相は同じなので、有効電流指令値を検出電圧の実数倍として算出し、当該有効電流指令値から有効電圧指令値（有効成分用電圧）を算出する。第３実施形態では、検出電圧を電流指令値１ｐｕとして、有効電流指令値を決める。例えば、有効電流指令値（ｐｕ値）が０．２ｐｕの場合は、検出電圧と０．２の積をとったものが有効電流指令値となる。一方、無効電流指令値に関しては、検出電圧の位相を９０度ずらしたものを電流指令値１ｐｕとする。有効電流指令値と同様に、検出電圧位相を９０度ずらしたものを実数倍することにより、無効電流指令値を決定する。

　図１２は、第３実施形態の電力変換装置の一部を示す図である。第３実施形態の電力変換装置は、移動平均フィルタ４６００を備えており、検出した連系点電圧Ｖが移動平均フィルタ４６００で所定の時間範囲で移動平均されてスムージングされ、制御部４０００に入力される。移動平均フィルタ４６００の構成及び動作は、上記の第２実施形態の他の実施形態で説明した連系点電圧Ｖの移動平均の算出手法と同様であるので、説明を省略する。

　制御部（制御装置）４０００は、位相補償ブロック４１００と、９０度位相進み演算ブロック４２００と、無効分演算ブロック（演算手段）４３００と、有効分演算ブロック（演算手段）４４００と、電圧指令生成ブロック４００１と、ＰＷＭブロック４５００とで構成される。このような制御部４０００動作を以下で説明する。

　検出した連系点電圧（検出電圧）Ｖは移動平均フィルタ４６００を介してスムージングされた後に、制御部４０００に取り込まれる。制御部４０００に取り込まれた検出電圧Ｖの信号は、位相補償ブロック４１００に入力される。位相補償ブロック４１００の出力は、有効分演算ブロック４４００と、９０度位相進み演算ブロック４２００と、電圧指令生成ブロック４００１へ入力される。

　有効分演算ブロック４４００では、位相補償ブロック４１００から入力された検出電圧Ｖと有効電流指令値（ｐｕ値）とが乗算器４４０１で積算された後に、乗算器４４０１の積算結果が電流変換部４４０２で有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒに変換される。そして、有効分演算ブロック４４００では、有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒが電圧推定部４４０３に入力され、有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒから、当該電流を通流させるために連系インピーダンス（リアクトル）に印加する必要がある電圧値（有効分電圧推定値Ｖｉ＿ｄ）が推定され、推定結果が有効電圧指令値として電圧指令生成ブロック４００１に出力される。具体的には、有効分演算ブロック４４００は、検出電圧Ｖから算出された有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒを時間微分し、微分した有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒと連系インピーダンスのインダクタンス値の積と、有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒと連系インピーダンスの抵抗値の積とを加算することで、有効分電圧推定値Ｖｉ＿ｄを推定する。

　なお、上記のように、電流値を時間微分すると位相が９０度進んだ電圧が算出される。よって、算出結果と－１との積をとれば、位相が９０度遅れた電圧と等価である。正負の記号は、電流・電圧の向きによって、入れ替わるので、９０度遅れの電圧を算出する変形例ともいえる。検出した連系点電圧Ｖを電流値としてみなしているので、検出した連系点電圧Ｖから位相が９０度（１／４周期）ずれた電圧は、検出した連系点電圧Ｖを微分して実数倍（ここでは連系インピーダンスのインダクタンス値Ｌ倍）することで算出できる。この手法を上記の第２実施形態に適用することもできる。なお、連系インピーダンスの抵抗値を考慮する場合は、さらに連系点電圧と連系インピーダンスの抵抗値の積を加算する。位相が９０度遅れた電圧を算出する場合は、さらに－１倍する。

　９０度位相進み演算ブロック４２００では、位相補償ブロック４１００から入力された検出電圧Ｖの位相が、回転行列を使って９０度位相を回転されることで、９０度すすめられて、無効分演算ブロック４３００に入力される。無効分演算ブロック４３００では、９０度進み演算ブロックの出力（位相進み電圧値）と無効電力指令値（ｐｕ値）とが乗算器４３０１で積算された後に、乗算器４３０１の出力が電流変換部４３０２で無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒに変換される。そして、無効分演算ブロック４３００では、無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒが電圧推定部４３０３に入力され、無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒを時間微分することで、無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒから、当該電流を通流させるために連系インピーダンス（リアクトル）に印加する必要がある電圧値（無効分電圧推定値Ｖｉ＿ｑ）が推定され、推定結果が無効電圧指令値（無効成分用電圧）として電圧指令生成ブロック４００１に出力される。具体的には、電圧推定部４３０３は、位相進み電圧値から算出された無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒを微分し、微分した無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒと連系インピーダンスのインダクタンス値の積と、無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒと連系インピーダンスの抵抗値の積とを加算することで、無効分電圧推定値Ｖｉ＿ｑを推定する。

　９０度位相進み演算ブロック４２００の出力は、入力された連系点電圧Ｖから位相が９０度（１／４周期）進んだ電圧である。よって、９０度位相進み演算ブロック４２００の出力と、－１との積は、位相が９０度遅れた電圧と等価である。そして、無効電力の正負の向きによって、－１との積の実施要否がかわるので、９０度位相進み演算ブロック４２００も９０度遅れの電圧を算出する変形例ともいえる。よって、検出した連系点電圧から位相がずれた電圧は、検出した連系点電圧Ｖを三相二相変換した後に、回転行列を使って９０度位相を回転させて、さらに二相三相変換を行うことで算出できる。この手法を上記の第２実施形態に適用することもできる。

　電圧指令生成ブロック（出力電圧指令生成部）４００１では、位相補償ブロック４１００から入力された検出電圧Ｖと、有効分演算ブロック４４００から入力された有効電圧指令値と、無効分演算ブロック４３００から入力された無効電圧指令値とが加算され、電力変換装置の電圧指令が生成される。ＰＷＭブロック４５００では、該電圧指令が入力され、ＰＷＭブロック４５００内にて、規格化される。ＰＷＭブロック４５００では、規格化された電圧指令がＰＷＭによって変調されて変換器の各スイッチのゲートパルスが生成され、各スイッチにゲートパルスが出力されて各スイッチが駆動される。

　続いて、制御部４０００を構成する各ブロックの動作を説明する。まず、位相補償ブロック４１００の動作を説明する。位相補償ブロック４１００は、移動平均フィルタ４６００にてスムージングしたことで遅れた検出電圧Ｖの位相を補償する。具体的には、入力された検出電圧Ｖの位相を移動平均フィルタ４６００で遅れた位相分進める。より具体的には、移動平均算出時間の半分の時間に相当する位相分を進めるのが好ましい。位相を進める手段としては、後述する９０度位相進み演算ブロック４２００のように、三相二相変換した後、回転行列にて前記位相分位相を進め、二相三相変換すればよい。

　次に、９０度位相進み演算ブロック４２００の動作を説明する。９０度位相進み演算ブロック４２００は、位相補償ブロック４１００から入力された各相の検出電圧Ｖを三相二相変換部４２０１で三相二相変換し、三相二相変換された検出電圧Ｖを位相回転部４２０２で回転行列にて位相を９０度進める。９０度位相進み演算ブロック４２００は、位相が９０度進んだ検出連圧Ｖを二相三相変換部４２０３で二相三相変換し、９０度位相が進んだ各相の検出電圧Ｖを無効分演算ブロック４３００に出力する。なお、９０度位相進み演算ブロック４２００は、９０度位相を遅らせても構わない。ただし、この場合、無効電流指令値の符号が反対となる。

　次いで、無効分演算ブロック４３００及び有効分演算ブロック４４００ついて説明する。これらの２つのブロックは、動作がほぼ同じであるのでまとめて説明する。電流変換部４３０２及び電流変換部４４０２は、電圧値（乗算器４３０１又は乗算器４４０１の出力）を相電圧定格電圧で割って、電流定格値アンペア値に換算して有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒ、無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒを算出する。

　電圧推定部４３０３及び電圧推定部４４０３は、有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒから有効分電圧推定値Ｖｉ＿ｄを算出し、無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒ及び無効分電圧推定値Ｖｉ＿ｑを算出する。この演算は、以下の式（２）（３）により行われる。
　　　　　Ｖｉ＿ｄ＝（Ｌｓ＋Ｒ）・Ｉｒｅｆ＿ｄｒ・・・・（２）
　　　　　Ｖｉ＿ｑ＝（Ｌｓ＋Ｒ）・Ｉｒｅｆ＿ｑｒ・・・・（３）
　ここで、Ｌは各相のインダクタンス値、Ｒは各相のリアクトルの抵抗値、ｓはラプラス演算子である。有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒ（無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒ）が微分されてインダクタンス値Ｌが乗算され、有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒ（無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒ）と抵抗値の積が乗算結果に加算されて有効分電圧推定値Ｖｉ＿ｄ（無効分電圧推定値Ｖｉ＿ｑ）が算出される。無効分演算ブロック４３００は、算出した無効分電圧推定値Ｖｉ＿ｑを無効電圧指令値として電圧指令生成ブロック４００１に出力し、有効分演算ブロック４４００は、算出した有効分電圧推定値Ｖｉ＿ｄを有効電圧指令値として電圧指令生成ブロック４００１に出力する。

　第３実施形態の電力変換装置は、制御部４０００を有するので、位相跳躍に対するロバスト性が高い。さらに、第３実施形態の電力変換装置は、移動平均フィルタ４６００を備えるようにすることで、検出する連系点電圧Ｖのリプルを除去できる。

（第３実施形態の変形例１）
　検出した連系点電圧Ｖにノイズが進入した際に、電圧推定部４３０３及び電圧推定部４４０３で算出するＶｉ＿ｄ及びＶｉ＿ｑが大きく変動する。このような場合、電圧推定部４３０３及び電圧推定部４４０３は、式（２）（３）を、次式（４）（５）のように微分演算を不完全微分とした式で、有効分電圧推定値Ｖｉ＿ｄ及び無効分電圧推定値Ｖｉ＿ｑを算出するのがよい。式（４）（５）のＴは時定数で、任意に設定できる。
　　　　　Ｖｉ＿ｄ＝（Ｌｓ／（Ｔｓ－１）＋Ｒ）・Ｉｒｅｆ＿ｄｒ・・・・（４）
　　　　　Ｖｉ＿ｑ＝（Ｌｓ／（Ｔｓ－１）＋Ｒ）・Ｉｒｅｆ＿ｑｒ・・・・（５）

（第３実施形態の変形例２）
　さらに、不完全微分でもノイズの影響を避けられなかった場合を考慮して、無効分演算ブロック４３００及び有効分演算ブロック４４００の出力にリミッタをつけることが好ましい。そのリミッタ値は、連系インピーダンスに定格電流が通流したときに、当該連系インピーダンスに印加される電圧(正負双方)と同じか、それに若干の余裕を持たせた程度、例えば前記電圧の１．５倍前後とすることが好ましい。

（第３実施形態の変形例３）
　なお、第３実施形態のように、連系点電圧Ｖの検出値を電流指令値として扱う場合、系統に高調波電圧が重畳すると、連系点電圧Ｖにも高調波が重畳しする。さらに、それにより系統電圧（連系点電圧Ｖ）が変動すると電流指令値も変動する。そのため、これらに対する対策をするのが好ましい。なお、ここでいう系統電圧（連系点電圧Ｖ）の変動とは、系統電圧の定格値と、連系点電圧の値との間に差が生じていることを意味する。

　まず、高調波に対する対策を述べる。低次高調波に対しては、例えば、検出した連系点電圧Ｖをノッチフィルタに通すなどし、高次高調波に対しては、例えば、検出した連系点電圧Ｖをローパスフィルタに通すなどし、連系点電圧Ｖに重畳した高調波を減衰させ、電流指令値に重畳した高調波を減衰することが好ましい。有効電流指令実効値や無効電流指令実効値などをフィルタして高調波を減衰するようにしてもよい。

　なお、上記の式（４）（５）による不完全微分演算や高調波への対策として上記ローパスフィルタを用いると、有効電圧指令値や無効電圧指令値に位相遅れが発生する。この位相遅れを補償するには、無効電流を通流させる際は、有効電流指令値をわずかに増加させ、無効電流に有効電流を加えることが好ましい。同様に有効電流を通流させる際は、無効電流指令値をわずかに増加させ、有効電流に無効電流を加えることが好ましい。

（第３実施形態の変形例４）
　次に、変形例４では、連系点電圧Ｖの各種誤差に対する対策を述べる。まず、有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒ及び無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒから連系インピーダンスに印加する電圧にそれぞれ換算する際に、微分ではなく、不完全微分を用いると位相が遅れる。その位相遅れに対する補償方法を説明する。変形例４の制御部は、図１２に示す第３実施形態の制御部４０００の無効分演算ブロック４３００と有効分演算ブロック４４００の構成が異なる。図１３は、変形例４の制御部の一部を拡大して示す図であり、図１２に示す制御部４０００において、一点鎖線で囲まれた領域に相当する。図１３に示す領域以外の制御部の構成は、第３実施形態と同様であるので、説明は省略する。

　図１３に示す無効分演算ブロック４３００ａ及び有効分演算ブロック４４００ａの様に、位相遅れ補償を実施する際は、両ブロックを完全に分離できず、両ブロックが互いに干渉する。

　まず、無効分演算ブロック４３００ａの動作について説明する。第３実施形態と同様に、電流変換部４３０２で無効電流指令値から変換された各相の無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒは、乗算器４３０９で、後述の電圧補償値演算ブロックで算出された各相の電圧補償値と同じ相同士それぞれ乗算され、電圧変動が補償される。電圧変動が補償された無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒは、フィルタブロック４３０５に出力されて、高調波が減衰される。フィルタブロック４３０５は例えばローパスフィルタで構成される。

　高調波が減衰された無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒは、乗算部４３０７で、有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒを乗算器４４０６で実数β倍して算出したフィルタブロック４３０５での位相遅れ補償用の電流が加算され、電圧推定部４３０３に入力される。そして、電圧推定部４３０３では、加算された電流を流すのに必要な連系インピーダンスの電圧である無効分電圧推定値Ｖｉ＿ｑが上記の式（３）又は式（５）により算出され、無効電圧指令値としてリミッタブロック４３０８へ出力される。

　リミッタブロック４０３８では、無効電圧指令値が所定範囲内にある場合、無効電圧指令値がそのまま電圧指令生成ブロック４００１に出力され、無効電圧指令値が所定範囲をはずれた場合、あらかじめ設定されたリミッタ値が無効分演算ブロック４３００ａの出力、すなわち無効電圧指令値として電圧指令生成ブロック４００１に出力される。また、無効分演算ブロック４３００ａでは、フィルタブロック４３０５で高調波を減衰した無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒが、乗算器４３０６で実数β倍されて、フィルタブロック４４０５での位相遅れ補償用の電流として、有効分演算ブロック４４００ａに出力される。

　次いで、有効分演算ブロック４４００ａの動作について説明する。第３実施形態と同様に、電流変換部４４０２で有効電流指令値から変換された各相の有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒは、乗算器４４０９で、後述の電圧補償値演算ブロックで算出された各相の電圧補償値と同じ相同士それぞれ乗算され、電圧変動が補償される。電圧変動が補償された有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ_ｄｒは、フィルタブロック４４０５に出力されて、高調波が減衰される。

　高調波が減衰された有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒは、無効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｑｒを乗算器４３０６で実数β倍して算出したフィルタブロック４３０５での位相遅れ補償用の電流が乗算部４４０７で加算され、電圧推定部４４０３に入力される。そして、電圧推定部４４０３では、加算された電流を流すのに必要な連系インピーダンスの電圧である有効分電圧推定値Ｖｉ＿ｄが上記の式（２）又は式（４）により算出され、有効電圧指令値としてリミッタブロック４４０８へ出力される。

　リミッタブロック４４０８では、有効電圧指令値が所定範囲内にある場合、有効電圧指令値がそのまま電圧指令生成ブロック４００１に出力され、有効電圧指令値が所定範囲をはずれた場合、あらかじめ設定されたリミッタ値が有効分演算ブロック４４００ａの出力、すなわち有効電圧指令値として電圧指令生成ブロック４００１に出力される。また、有効分演算ブロック４４００ａでは、フィルタブロック４４０５で高調波を減衰した有効電流指令実効値Ｉｒｅｆ＿ｄｒが、乗算器４３０６で実数β倍されて、フィルタブロック４３０５での位相遅れ補償用の電流として、無効分演算ブロック４３００ａに出力される。

　電圧指令生成ブロック（出力電圧指令生成部）４００１では、位相補償ブロック４１００から入力された検出電圧Ｖと、有効分演算ブロック４４００から入力された有効電圧指令値と、無効分演算ブロック４３００から入力された無効電圧指令値とが加算され、電力変換装置の電圧指令が生成される。なお、有効電圧指令値と無効電圧指令値には、過度な電流を流さぬようにリミッタを設けることが好ましい。リミッタは、定格電流通流時に連系インピーダンスに印加される電圧の最小値と最大値に必要な余裕を持たせた値とすることが好ましい。

　最後に、電圧変動を補償するための電圧補償値を算出する電圧補償値演算ブロックについて説明する。電圧補償値演算ブロックは、制御部４０００に設けられ、入力された各相の検出電圧Ｖから相毎に電圧補償値を算出する。図１４に、定常時において電圧変動したときに、電流指令値（無効電流指令実効値、有効電流指令実効値）を補償するための電圧補償値を算出する電圧補償値演算ブロック４７００を示す。電圧補償値演算ブロック４７００では、各相（Ｒ相、Ｓ相及びＴ相）の電圧補償値を算出する。電圧補償値の算出動作は、各相共に同じであるので、以下ではＲ相を代表として説明する。

　電圧補償値演算ブロック４７００では、移動平均フィルタ４６００でスムージングされたＲ相の連系点電圧Ｖの検出値が入力され、当該検出電圧の２乗値が乗算器４７０１で算出される。検出電圧の２乗値は、１／４周期遅延部４７０２と加算器４７０３とに出力される。１／４周期遅延部４７０２は、例えばメモリなどで構成されている。１／４周期遅延部４７０２は、検出電圧の２乗値を１／４周期の期間メモリに保持し、１／４周期経過後に、検出電圧の２乗値の１／４周期前の過去値として、加算器４７０３に出力する。加算器４７０３は、乗算器４７０１から入力された検出電圧の２乗値（現在値）と、１／４周期遅延部４７０２から入力された検出電圧の２乗値の過去値とを加算し、ルート演算部４７０４に出力する。

　ルート演算部４７０４は、加算器４７０３の出力をルート演算し、除算器４７０５に入力する。除算器４７０５は、ルート演算部４７０４の出力を√２で除算する。この除算結果は、Ｒ相の連系点電圧Ｖの実効値に相当する値である。除算器４７０５は、除算結果を連系点電圧Ｖの実効値としてＲ相電圧補償値算出部４７０６に出力する。Ｒ相電圧補償値算出部４７０６には、Ｒ相の定格相電圧の値も入力されている。Ｒ相電圧補償値算出部４７０６は、Ｒ相の定格電圧をＲ相の連系点電圧Ｖの実効値で除算することで、Ｒ相電圧補償値を算出する。

　なお、一般の電力系統では、定常時の電圧変動は小さいので、ＰＣＳ（Power Conditioning Subsystem：パワーコンディショナー）用途では電圧変動を許容できることが多い。例えば、日本国内の定常時の配電系統の電圧変動は、わずか±１０％である。

　また、系統事故時に電圧変動の電圧補償を行うと、不要な電流を流し込むことになる。したがって、連系点電圧値が定常範囲を超えた場合は、電圧変動補償をしない方が好ましい。電圧補償実施・不実施は、定常時電圧許容値もしくは、それにある程度の余裕分を持たせた電圧値を基準として、各相電圧補償値にリミッタを設けるのが好ましい。なお、変形例４の様に、電圧補償演算（乗算器４３０９、４４０９での演算）を微分演算（電圧推定部４３０３、４４０３での演算）の前段に入れると、電圧変動補償あり・なしの切替直後の微分演算で大きな電圧指令値を出力してしまう可能性がある。そのため、電圧補償演算は、微分演算の後段に入れる方が好ましい。なお、前段に挿入する場合は、電圧補償値演算ブロック４７００と乗算器４３０９、４４０９の間に、乗算器など実数倍できる乗算手段を挿入し、電圧補償を急に停止しないように、少しずつ当該乗算手段のゲインを小さくするような措置が必要となる。

　第３実施形態及びその変形例の電力変換装置を上記の発電システム、電力授受システム、負荷システム及び送配電システムに用いてもよい。

Claims

　連系インピーダンスを介して接続された電力変換システムであって、
　交流電圧源の電圧を検出する電源電圧検出器と、
　所定の交流電圧を出力する少なくとも１つの変換器と、
　前記変換器を制御する制御装置とを備え、
　前記制御装置は、検出した前記電圧に基づく交流電圧を前記変換器に出力させる
　電力変換システム。
　連系インピーダンスを介して交流電圧源に接続された電力変換装置であって、
　所定交流電圧を出力する変換器と、
　前記交流電圧源の電圧を検出する電源電圧検出器と、
　前記変換器を制御する制御部とを備え、
　前記制御部は、検出した前記電圧に基づく電圧成分と、検出した前記電圧から位相がずれた電圧とに基づいて、前記変換器を制御する
　電力変換装置。
　前記制御部が、検出した前記電圧に基づく電圧成分と、検出した前記電圧をｑ倍（ｑは実数）した無効成分用電圧と、検出した前記電圧から位相が（２ｎ－１）・９０度（ｎは１以上の正の整数）ずれた電圧をｄ倍（ｄは実数）した有効成分用電圧との和電圧を、前記変換器に出力させる
　請求項２に記載の電力変換装置。
　前記ｄの値が負の実数である
　請求項３に記載の電力変換装置。
　前記電源電圧検出器が、前記連系インピーダンスの前記交流電圧源側の電圧を検出し、
　前記制御部は、検出した前記電圧に基づく電圧成分と、検出した前記電圧の１／４周期遅れの電圧とに基づいて、前記変換器を制御するための電圧指令を演算する出力電圧指令生成部を有する
　請求項２に記載の電力変換装置。
　前記出力電圧指令生成部は、１／４周期遅れの前記電圧に、負の実数を積算する
　請求項５に記載の電力変換装置。
　前記変換器が出力する前記所定交流電圧は、前記連系インピーダンスのインピーダンス（単位法表示）に１を加算した値を、検出した前記電圧に乗算して得られた電圧値以下である
　請求項２～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記ｑ及び前記ｄのリミッタ値が、前記ｑと前記ｄの二乗和の平方根が前記連系インピーダンスのインピーダンス（単位法表示）と等しいという関係に基づいて定められる
　請求項３又は４に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記電源電圧検出器で検出した前記電圧と、実際の前記交流電圧源の前記電圧との位相のずれを補償する補償電圧を算出する
　請求項２～８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記連系インピーダンスでの電圧降下分の電圧を補償する補償電圧を算出する
　請求項２～８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、検出した前記電圧に基づく電圧成分と、検出した前記電圧から位相がずれた電圧をｄ倍（ｄは実数）した遅れ電圧との和電圧を、前記変換器に出力させ、
　検出した前記電圧と前記遅れ電圧との位相のずれに基づいて、出力する無効電力及び有効電力を制御する
　請求項２に記載の電力変換装置。
　請求項２～１１のいずれか１項に記載の電力変換装置を備える発電システム。
　請求項２～１１のいずれか１項に記載の電力変換装置を備える電力授受システム。
　請求項２～１１のいずれか１項に記載の電力変換装置を備える負荷システム。
　請求項２～１１のいずれか１項に記載の電力変換装置、請求項１２に記載の発電システム、請求項１３に記載の電力授受システム又は請求項１４に記載の負荷システムを備える送配電システム。
　交流電圧源の電圧を検出する検出工程と、
　検出した前記電圧をｑ倍（ｑは実数）した無効成分用電圧を算出する無効成分用電圧算出工程と、
　検出した前記電圧から位相が（２ｎ－１）・９０度（ｎは１以上の正の整数）ずれた電圧をｄ倍（ｄは実数）した有効成分用電圧を算出する有効成分用電圧算出工程と、
　検出した前記電圧と、前記無効成分用電圧と、前記有効成分用電圧との和電圧を算出する和電圧算出工程と、
　前記和電圧に基づいた交流電圧を前記交流電圧源に出力する出力工程と
　を有する電力変換方法。
　検出した前記電圧から位相がずれた電圧は、検出した前記電圧を微分して実数倍することで算出される請求項２に記載の電力変換装置。
　検出した前記電圧を微分し、微分した前記電圧と前記連系インピーダンスのインダクタンス値の積と、検出した前記電圧と前記連系インピーダンスの抵抗値の積とを加算する演算手段を備える
　請求項２又は１７に記載の電力変換装置。
　検出した前記電圧から位相がずれた電圧は、検出した前記電圧を三相二相変換した後に、回転行列を使って９０度位相を回転させて、さらに二相三相変換を行うことで算出される請求項２に記載の電力変換装置。
　検出した前記電圧を三相二相変換した後に、回転行列を使って９０度位相を回転させて、さらに二相三相変換を行うことで算出した位相進み電圧値を微分し、微分した前記位相進み電圧値と前記連系インピーダンスのインダクタンス値の積と、前記位相進み電圧値と前記連系インピーダンスの抵抗値の積とを加算する演算手段を備える
　請求項２又は１９に記載の電力変換装置。
　パルス幅変調制御により前記変換器が制御され、
　前記電源電圧検出器が検出した電圧検出値について前記パルス幅変調制御に用いる搬送波の１周期分の期間の移動平均を算出することで前記交流電圧源の前記電圧を算出する
　請求項２に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記交流電圧源の前記電圧の時間微分を算出することで、検出した前記電圧から位相がずれた電圧を算出する
　請求項２又は２１に記載の電力変換装置。
　連系インピーダンスを介して交流電圧源に接続された電力変換システムであって、
　前記交流電圧源の電圧を検出する電源電圧検出器と、
　検出した前記電圧に基づく交流電圧である第１所定電圧を出力する第１変換器と、
　前記第１変換器に接続され、第２所定電圧を出力する第２変換器と、
　前記第１変換器に前記第１所定電圧を出力させる第１制御装置とを備え、
　前記第１所定電圧と前記第２所定電圧とに基づいた交流電圧を前記交流電圧源に出力する
　電力変換システム。
　前記第２変換器に前記第２所定電圧を出力させる第２制御装置を備え、
　前記第１変換器は、コンデンサを備え、前記コンデンサのコンデンサ電圧を前記第１所定電圧に変換して出力し、
　前記第２制御装置は、前記第２所定電圧を調整することで、前記第１変換器の前記コンデンサのコンデンサ電圧を制御する
　請求項２３に記載の電力変換システム。
　前記第２制御装置は、前記第２所定電圧に含まれる、検出した前記電圧の位相よりも９０度遅れた位相の電圧成分、又は、９０度進んだ位相の電圧成分の大きさにより、前記第１変換器の前記コンデンサのコンデンサ電圧を制御する
　請求項２４に記載の電力変換システム。
　前記第２制御装置は、前記交流電圧源の前記電圧の検出遅れによる位相のずれを補償する電圧を、前記第２変換器に出力させる
　請求項２４又は２５に記載の電力変換システム。
　前記第２制御装置は、前記連系インピーダンスの抵抗成分により前記連系インピーダンスに発生する電圧を補償する電圧を、前記第２変換器に出力させる
　請求項２４～２６のいずれか１項に記載の電力変換システム。
　前記第２変換器は、コンデンサを備え、
　前記第２変換器の前記コンデンサのコンデンサ電圧は、前記第１変換器の前記コンデンサ電圧の１／４以下である
　請求項２３～２７のいずれか１項に記載の電力変換システム。
　前記第２変換器は、コンデンサを備え、
　前記第２変換器の前記コンデンサのコンデンサ電圧は、前記第１変換器の前記コンデンサ電圧のＸ倍である請求項２３～２７のいずれか１項に記載の電力変換システム。
　但し、Ｘは下記を満足する。
Ｘ＜前記連系インピーダンスのインピーダンス（但し、単位法表示）×過電流制限倍率
　前記電源電圧検出器の検出遅れを補償する補償要素を備える
　請求項２３～２９のいずれか１項に記載の電力変換システム。
　前記第１変換器と前記第２変換器とが電気的に直列に接続されている
　請求項２３～３０のいずれか１項に記載の電力変換システム。
　前記第１変換器と前記第２変換器とが変圧器の２次巻線を介して直列に接続され、
　前記変圧器から前記交流電圧が出力される
　請求項２３～３１のいずれか１項に記載の電力変換システム。
　前記第１変換器と前記第２変換器とが変圧器を介して接続されている
　請求項２３～３１のいずれか１項に記載の電力変換システム。
　前記交流電圧は、前記第１所定電圧と前記第２所定電圧の合計電圧又は差電圧である
　請求項２３～３３のいずれか１項に記載の電力変換システム。
　前記第１変換器が３レベル変換器である
　請求項２３～３４のいずれか１項に記載の電力変換システム。
　交流電圧源の電圧を検出する検出工程と、
　検出した前記電圧に基づく交流電圧である第１所定電圧を第１変換器に出力させる第１出力工程と、
　第２所定電圧を第２変換器に出力させる第２出力工程と、
　前記第１所定電圧と前記第２所定電圧とに基づいた交流電圧を前記交流電圧源に出力する第３出力工程と
　を有する電力変換方法。
　請求項２３～３５のいずれか１項に記載の電力変換システムを備える発電システム。
　請求項２３～３５のいずれか１項に記載の電力変換システムを備える有効電力授受システム。
　請求項２３～３５のいずれか１項に記載の電力変換システム、請求項３７に記載の発電システム又は請求項３８に記載の有効電力授受システムが接続されている電力系統。