JPH07194008A - 交流システムにおける有効電力及び無効電力制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】本発明は、負荷条件がどのように変わっても，
安定な電力を供給できる交流システムにおける有効電力
及び無効電力制御装置を提供することにある。 【構成】本発明は、交流き電線の適当な位置に，電流制
御可能な第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器と
電気的に絶縁された電圧制御可能な第２の電力変換器を
設置し、前記第１の電力変換器は交流から直流への変換
機能を持ち、かつき電線に対して並列に設置され、設置
点の電圧が設定電圧を維持するようにその変換器の入力
電流の有効分と無効分を制御し、前記第２の電力変換器
は直流から交流への変換機能を持ち，かつその出力を変
圧器を介してき電線に対して直列に挿入し、設置点の電
圧が設定電圧を維持するようにき電線電圧に対して同相
の電圧と、き電線電流に対して９０°進んだ電圧を発生
させ、き電線のインピーダンスによる電圧降下を補償す
ることを特徴とする交流システムにおける有効電力及び
無効電力制御装置である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は交流システムにおける有
効電力及び無効電力の制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】交流電力配電網は巨大な回路網であり、
き電線は分布定数回路と見られる。き電線が長くなると
インピーダンス降下は大きくなり、電流の位相遅れも大
きくなるので送電可能な電力は減少する。そのため既設
の交流システムと並列に電流源を設けて注入する電流の
大きさと位相を変え、一方、交流システムと直列に電圧
源を設けて印加する電圧の大きさと位相を変え、交流シ
ステムによって送られる電力を負荷の要求に応じて増強
するために有効電力及び無効電力の制御装置が用いられ
ている。

【０００３】以下、このような従来の制御装置を図１４
について説明する。図１４は一般の配電網を簡略化して
図示している。送電端の電圧はＥ₁ 、位相はθ₁ であ
り、インピーダンスＸのき電線を介してトランスＴｒに
伝達され、そのトランスＴｒの２次側より需要家Ｕ₁ ，
Ｕ₂ ，Ｕ₃ ，Ｕ₄ ，Ｕ₅ に配電される。トランスＴｒに
おける電圧と位相をそれぞれＥ₂ とθ₂ とすると、この
配電網において送られる電力Ｐは進んだ位相から遅れた
位相の方向に送られ、次のような式で表現される。ここ
で、δは相差角である。 Ｐ＝（Ｅ₁ ・Ｅ₂ ／Ｘ）ｓｉｎδ、δ＝θ₁ −θ₂ このような交流システムにおいて、一部または全部の需
要家が非常に大きな電力を要求したり、大きな遅れ無効
電力を要求すると、き電線による電圧降下が大きくな
る。上式ではＥ₂ が小さくなりθ₂ は更に遅れるので、
相差角δは大きくなって送電電力を維持することにな
る。しかし、安定な電力供給を確保するためには相差角
δは９０°以上になることは許されない。むしろ、９０
°に余裕を持って運転することが必要であり、その意味
で送電電力には限界が存在する。

【０００４】定常的な電圧降下の他に、時として負荷変
動が問題となることがある。一部の需要家が変動する負
荷を取ったとき、送電線のインピーダンス降下も変動す
ることになり、変動負荷を取る需要家自身の他、トラン
スＴｒを共有する他の需要家も受電端で電圧が変動す
る。これはフリッカーと呼ばれる照明器具のチラツキと
なって現れ、また、各種コンデンサ類の発熱を招く。こ
のような問題を解決するためにいくつかの方法が実用さ
れ、また検討がなされている。

【０００５】図１５は既に実系統で使用されている一つ
の方法で、交流系統に並列に補償装置を設ける方法であ
る。補償装置はコンデンサＣとそれと並列に接続された
リアクトルＬ、サイリスタＳ₁ ，Ｓ₂ の逆並列回路から
構成される。このＣ，Ｌの並列回路がないとき、需要家
の取る遅れ無効電力Ｑ₂ が大きくなると、き電線のイン
ピーダンスによる電圧降下が大きくなって電圧変動が大
きくなる。ここで、コンデンサＣをき電線に接続する
と、無効電力Ｑ4 は進み無効電力となり、インピーダン
スＸ₁ による電圧降下を小さくすることが出来るが、進
み成分を一定にしていては負荷が軽くなったとき系統全
体として進み電力をとることになり電圧の安定化の上で
好ましくない。

【０００６】そこで、コンデンサＣと並列にリアクトル
Ｌを入れ、リアクトルＬの電流をサイリスタＳ₁ ，Ｓ₂
によって連続的に制御し、インピーダンス降下を補償し
つつ無効電力を調整して系統全体の無効電力も進みとな
らないように制御する。需要家のとる負荷が無効電力変
動を伴うような場合、インピーダンス降下も変動しフリ
ッカーの原因になるが、変動成分を吸収するようにリア
クトルＬの電流を制御することもできる。このように、
交流系統にＣ，Ｌ並列回路を接続し並列回路のとる無効
電力Ｑ₃ を進みにして遅れ無効電力Ｑ₂ と打ち消した
り、遅れ無効電力Ｑ₂ の変動分を無効電力Ｑ₃ によって
吸収したりして、負荷が大きくなったときの送電電力を
維持する。

【０００７】図１６はき電線のインピーダンス降下を補
償するために、き電回路に直列にコンデンサＣ₁ ，
Ｃ₂ ，Ｃ₃ を入れる方法である。進相量を変化させるた
めにコンデンサは分割されており、不要なコンデンサは
切り放すことが出来るようにそれぞれのコンデンサに並
列にサイリスタの逆並列回路Ｓ_p1，Ｓ_p2，Ｓ_p3が接続さ
れている。コンデンサの投入が必要ないときはサイリス
タの逆並列回路Ｓ_p1，Ｓ_p2，Ｓ_p3はすべてゲート信号が
与えられ生かされる。コンデンサ容量を最大にしたいと
きは例えばＣ₁ のみを生かし、サイリスタの逆並列回路
Ｓ_p2，Ｓ_p3にはゲート信号を与えてコンデンサＣ₂ ，Ｃ
₃ は短絡状態にする。き電線のインピーダンスＸ₂ によ
る遅れ無効電力Ｑ6 をコンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ ，Ｃ₃ によ
る進み無効電力Ｑ₇ ，Ｑ₈ ，Ｑ₉ で打ち消したり補償し
たりする考えは図１５の場合と同じである。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】図１５と図１６に示し
た従来方法では、実際に制御するのはサイリススタであ
り、検出法の如何を問わず交流系統の１周期において１
回修正を加えるのが基本である。そうすると、高調波を
補償しようとしても交流の１サイクル以上に早い変動を
補償することはできない。実質的には低周波の変動成分
においてのみしか効果は期待できない。また図１５の回
路においてはサイリスタＳ₁ ，Ｓ₂ にオン信号を入れた
ら、後はその時の電圧とリアクトルＬの大きさで電流が
決まるので、電流波形は高調波を含んだままである。図
１５の回路においては、推進用のコンデンサＣ₁ ，
Ｃ₂ ，Ｃ₃ を投入するときステップ的に変化させざるを
得ないし、進み無効電力量Ｑ₇ ，Ｑ₈ ，Ｑ₉ もステップ
的にしか変化させることができない。

【０００９】本発明は上記事情に鑑みてなされたもの
で、その目的は、無効電力補償装置として交流系統の周
波数より早い変動にも高速応答できること、無効電力を
進み領域から遅れの領域まで連続に変えられること、ま
たできるだけ正弦波に近い電圧，電流を発生できるこ
と、さらに並列補償と直列補償を組み合わせて負荷条件
がどのように変わっても，安定な電力を供給できること
の可能な交流システムにおける有効電力及び無効電力制
御装置を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の発明は、交流き電線の適当な位置
に，電流制御可能な第１の電力変換器と、前記第１の電
力変換器と電気的に絶縁された電圧制御可能な第２の電
力変換器を設置し、前記第１の電力変換器は交流から直
流への変換機能を持ち、かつき電線に対して並列に設置
され、設置点の電圧が設定電圧を維持するようにその変
換器の入力電流の有効分と無効分を制御し、前記第２の
電力変換器は直流から交流への変換機能を持ち，かつそ
の出力を変圧器を介してき電線に対して直列に挿入し、
設置点の電圧が設定電圧を維持するようにき電線電圧に
対して同相の電圧と、き電線電流に対して９０°進んだ
電圧を発生させ、き電線のインピーダンスによる電圧降
下を補償することを特徴とする交流システムにおける有
効電力及び無効電力制御装置である。

【００１１】請求項２記載の発明は】交流き電線の適当
な位置に、電流制御可能な第１の電力変換器と、前記第
１の電力変換器とき電線の交流より高い周波数の交流を
介して接続された出力電圧制御可能な第２の電力変換器
を設置し、第１の電力変換器はき電線の交流から高周波
の交流への変換機能を持ち、かつき電線に対して並列に
設置され、設置点の電圧が設定電圧を維持するようにそ
の変換器の入力電流の有効分と無効分を制御し、第２の
電力変換器は高周波の交流からき電線の交流への変換機
能を持ち、かつその出力を変圧器を介してき電線に対し
て直列に挿入し、設置点の電圧が設定電圧を維持するよ
うにき電線電圧の同相の電圧とき電線電流に対して９０
°遅れた電圧を発生させ、き電線のインピーダンスによ
る電圧降下を補償することを特徴とする交流システムに
おける有効電力・無効電力制御装置である。

【００１２】請求項３記載の発明は、請求項１記載の交
流システムにおける有効電力及び無効電力制御装置にお
いて、前記第１の電力変換器の直流回路と前記第２の電
力変換器の直流回路を電気的に接続し、前記第１の電力
変換器の入力電流制御と前記第２の電力変換器の出力電
圧制御を併用し、き電線のインピーダンスによる電圧降
下を補償することを特徴とする。

【００１３】請求項４記載の発明は、請求項１記載の交
流システムにおける有効電力及び無効電力制御装置にお
いて、前記第１の電力変換器はき電線の交流から高周波
の交流への変換機能を持ち、また前記第２の電力変換器
は高周波の交流からき電線の交流への変換機能を持つこ
とを特徴とする。

【００１４】請求項５記載の発明は、請求項１記載の交
流システムにおける有効電力及び無効電力制御装置にお
いて、第１の電力変換器と第２の電力変換器を結ぶ回路
に設置されたコンデンサの電圧が一定に維持なるよう
に、第１の電力変換器の入力電流を制御することを特徴
とする。

【００１５】請求項６記載の発明は、請求項１あるいは
請求項２記載の交流システムにおける有効電力及び無効
電力制御装置において、設定点電圧を制御する代わり
に、設定点の電圧と電流の移送を制御してき電線のイン
ピーダンスによる電圧降下を補償することを特徴とす
る。

【００１６】請求項７記載の発明は、請求項２記載の交
流システムにおける有効電力及び無効電力制御装置にお
いて、第１の電力変換器と第２の電力変換器を結ぶ回路
に設置されたコンデンサの電圧が一定に維持なるよう
に、第１の電力変換器の循環電流を制御することを特徴
とする。

【００１７】請求項８記載の発明は、請求項３記載の交
流システムにおける有効電力及び無効電力制御装置にお
いて、前記第１の電力変換器の高周波側と前記第２の電
力変換器の高周波側の結合線路に他の高周波電源を接続
し、前記第１の電力変換器の入力電流制御と前記第２の
電力変換器の出力電圧制御を併用し、き電線のインピー
ダンスによる電圧降下を補償することを特徴とする。

【００１８】請求項９記載の発明は、請求項３記載の交
流システムにおける有効電力及び無効電力制御装置にお
いて、前記前記第１の電力変換器の高周波側と前記第２
の電力変換器の高周波側を電気的に絶縁し、前記第１の
電力変換器の入力電流制御と前記第２の電力変換器の出
力電圧制御を併用し、き電線のインピーダンスによる電
圧降下を補償することを特徴とする。

【００１９】

【作用】本発明は電流制御可能な変換器をき電線に並列
に挿入し、また電圧制御可能な変換器の出力を変圧器を
介してき電回路に直列に挿入し、き電線を通して輸送さ
れる電力を制御する。前者は変換器の直流電圧または高
周波電圧を一定に維持しながら、き電線の無効電力を打
ち消すような無効電流を供給し、送電端と本制御装置の
接続点との間の電圧降下を補償し、後者は本制御装置の
接続点において能動的な電圧源を挿入して強化し、送電
端と受電端との間を実質的に別系統にして需要家の負荷
が悪質であっても異常なく電力を供給することができる
ようにしたものである。

【００２０】

【実施例】以下、本発明の実施例を図を参照して説明す
る。図１は本発明の一実施例の回路構成図であり、図２
は図１の回路の等価回路図である。図１に示すように、
交流き電系統において、ＶS は送電端電圧、ＶR は受電
端電圧であり、両者はインピーダンスＸのき電線によっ
て結ばれている。き電線中間点（電圧Ｖ_M ）には本実施
例の有効電力及び無効電力制御装置を設置し、き電損失
を最小限にするための補償装置として用いている。すな
わち、トランスＴｒ1 を介して電流Ｉq を供給すること
のできるコンバータＣＯＮＶ1 が、き電線に並列に接続
されている。コンバータＣＯＮＶ1 の直流出力側はコン
デンサＣ₁₁が接続され、直流電圧Ｖ_d1は一定になるよう
に制御される。一方、き電線に直列にトランスＴｒ2 の
２次巻線を接続し、その１次巻線にはコンバータＣＯＮ
Ｖ2 を接続し、き電線に交流電圧Ｖpqを供給する電圧源
として作動する。また、コンバータＣＯＮＶ1 は制御回
路ＣＯＮＴ1 によって制御され、またコンバータＣＯＮ
Ｖ2 の直流回路は直流定電圧源Ｖdcに接続されており、
制御回路ＣＯＮＴ2 によって制御される。また、直流電
圧源Ｖ_dcは、可変電圧整流装置ＣＯＮＶ3 とリアクトル
Ｌ₁₂、コンデンサＣ₁₂からなり、直流電圧はＶ_d2であ
る。

【００２１】なお、本実施例では、き電線の中間点に本
発明の有効電力及び無効電力制御装置を設置している
が、図にはインピーズンスＸは省略されている。また、
中間点以外の場所に設置しても実用上何の問題もないこ
とは明かである。

【００２２】図１の回路の等価回路は図２に示される。
すなわち、本実施例の電力制御装置は、き電線の中間位
置に電流Ｉ_q を供給することのできるコンバータＣＯＮ
Ｖ1を並列に、交流電圧Ｖ_pqを供給することのできる電
圧源ＣＯＮＶ2 をき電線に直列に接続し、き電損失を最
小限にするための補償装置である。

【００２３】ところで、需要家の要求する電力がだんだ
ん大きくなると、特に補償装置を設置しないと、き電線
インピーダンスによる電圧降下が大きくなり、受電端の
電圧がどんどん低くなる。これを防ぐためには負荷の遅
れ電流成分を補償装置の進み電流成分によって打ち消す
ことである。両者の合成電流が理想的に打ち消し合い電
圧と同相の電流のみしか残らないとすると、これは実質
的にはき電線の抵抗ドロップだけしか残らないことを意
味し、インピーダンス降下は極めて小さいものとなる。
たとえ完全に打ち消すことができなくとも補償装置によ
り進み電流をとるようにすると、送電端と中間点間のイ
ンピーダンス降下を軽減することが出来る。

【００２４】それを具体化した制御回路が図３である。
すなわち図３において、送電端と中間点との電圧降下
は、中間点電圧の指令値Ｖ_M0 ^* （３相の平均値）と測定
された電圧の平均値Ｖ_M0との偏差により検出される。ま
た、き電線とコンバータＣＯＮＶ1 との間で安定な電流
制御を行うためには、直流電圧Ｖ_d1すなわちコンデンサ
Ｃ₁₁の両端の電圧が確立していなければならない。従っ
て、図３はＶ_d1とＶ_M0の二つの電圧制御ループをもち、
二つの電圧を安定に制御しながら進み電流Ｉ_q （線電流
としてはＩ_R ，Ｉ_S ，Ｉ_T ）をも制御するためにコンバ
ータＣＯＮＶ1 の入力電圧の大きさと位相が制御され
る。

【００２５】その動作を実現するための構成を更に説明
する。直流電圧指令値Ｖ_d1 ^* と実際の電圧Ｖ_d1の偏差
は、比例増幅器によってＫ₁ 倍される。この偏差は有効
電力によって補う必要があるので、乗算器Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，
Ｍ₃ において、中間点の電圧の単位正弦波Φ_R ，Φ_S ，
Φ_T と掛け合わせる。乗算器Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，Ｍ₃ の出力は
直流電圧偏差をゼロにするためのコンバータの入力電流
指令である。一方、中間点電圧の指令値Ｖ_M0 ^* （３相の
平均値）と測定された電圧の平均値Ｖ_M0との偏差は、き
電線の遅れ電流成分により発生しているので、その成分
を打ち消すような進み電流成分を流してやれば、き電線
の電圧降下は補償される。

【００２６】そこで、中間点電圧の指令値Ｖ_M0 ^* と測定
電圧の平均値Ｖ_M0の偏差は比例増幅器によってＫ₂ 倍さ
れ、その出力を乗算器Ｍ₄ ，Ｍ₅ ，Ｍ₆ において前記単
位正弦波Φ_R ，Φ_S ，Φ_T より９０°進んだ信号と掛け
合わされる。記号Ｄで示されている微分演算要素は、単
位正弦波Φ_R ，Φ_S ，Φ_T を微分することによってその
位相を９０°進めている。乗算器Ｍ₄ ，Ｍ₅ ，Ｍ₆ の出
力はき電線の電圧降下を補償するためにコンバータにお
いて取るべき電流指令を意味する。乗算器Ｍ₁，Ｍ₂ ，
Ｍ₃ の出力と乗算器Ｍ₄ ，Ｍ₅ ，Ｍ₆ の出力はそれぞれ
加算器Ａ₁ ，Ａ₂ ，Ａ₃ において加算され、コンバータ
ＣＯＮＶ1 の取るべき線電流指令Ｉ_R ^*，Ｉ_S ^* ，Ｉ_T
^* がつくられる。この後は通常の電流制御回路と同様に
各相ごとに比較器Ｃ₃ ，Ｃ₄ ，Ｃ₅ において実電流と比
較し、増幅器Ｋ₃ ，Ｋ₄ ，Ｋ₅ を通してＰＷＭ変調を行
いコンバータのＲ，Ｓ，Ｔ相に電圧指令を与える。コン
バータＣＯＮＶ2 はいわゆる直流を交流に変換する逆変
換器で、交流電圧Ｖ_pqを発生し、それをき電線に直列に
挿入して同様の効果を発生しようとするものであり、制
御回路の詳細は図４に示す。

【００２７】図４において、Ｖ_M0 ^* はき電線の電圧指令
値（３相の平均値）、Ｖ_M0は測定れた平均のき電線の電
圧値を示す。この２つの電圧は比較器Ｃ₁₀で比較され、
増幅器によってＫ₁₁倍され乗算器Ｍ₁₁，Ｍ₁₂，Ｍ₁₃に与
えられ、それぞれ単位正弦波Φ_R ，Φ_S ，Φ_T と掛け合
わされる。乗算器Ｍ₁₁，Ｍ₁₂，Ｍ₁₃の出力は、いわばき
電線と同相の電圧指令値を意味し、き電線の電圧降下分
をコンバータＣＯＮＶ2 から、言い換えると別電源より
供給することを意味する。

【００２８】一方、き電線の電圧降下はき電線のインダ
クタンスの誘導性に起因するので、容量性の電圧をき電
線に挿入すれば電圧降下は補償される。そのために、線
電流Ｉ_R ，Ｉ_S ，Ｉ_T を検出し、それぞれの位相を９０
°進めた信号を発生し、もう一つの電圧指令値を作る。

【００２９】次に、代表してＲ相について説明する。電
流ＩR の位相（ωｔ−θ）は９０°進められて（π／２
＋ωｔ−θ）の位相になり、比例係数Ｋ_R を掛ける。そ
して、加算器Ａ₁₁において乗算器Ｍ₁₁の出力と足し合わ
せ、電圧指令値Ｖ^* _pq（Ｒ）を作る。前記の説明より明
らかなように電圧指令値Ｖ^* _pq（Ｒ）はき電線と同相の
電圧成分を別電源より供給する成分と、き電線に容量性
の電圧を供給する成分を含む指令値である。２つの成分
の割合は比例係数Ｋ_R の大きさを変えて行う。次いで、
Ｖ^* _pq（Ｒ）は比較器Ｃ₁₁において電圧の測定値Ｖ
_pq（Ｒ）と比較され、両者が一致するように電圧制御用
増幅器Ｋ₁₂を通し、ＰＷＭ変調を行ってインバータＲ相
の電圧指令ＩＮＶ（Ｒ）を作る。Ｓ相、Ｔ相については
重複するので説明は省略するが、Ｒ相と全く同様の構成
によってインバータの電圧指令値ＩＮＶ（Ｓ）、ＩＮＶ
（Ｔ）を作る。直流電圧源Ｖ_dcは周知の可変電圧整流装
置とフィルターであるので特に説明を要しないと思われ
る。

【００３０】以上、本発明の構成を実施例を基に説明し
たが、本発明は入力電流の大きさ及び位相を制御するこ
とのできる第１の変換器と、出力電圧の大きさ及び位相
を制御することのできる第２の変換器を併用することに
よって、き電線の電圧降下を補償し、き電線の有効電力
を制御して大きな電力の輸送を可能にするものである。

【００３１】図５は本発明の他の実施例の回路構成図で
ある。図１に示す実施例では、き電線に並列に設置され
電流制御を行う第１の変換器ＣＯＮＶ1 と、き電線に直
列に挿入されき電回路に印加する電圧を制御する第２の
変換器はそれぞれ別の直流電源を持っていた。すなわ
ち、第１の変換器ＣＯＮＶ1 の直流電源はコンデンサＣ
に充電された電圧Ｖ_d1であり、第２の変換器の直流電源
は可変電圧整流装置とフィルターとからなる定電圧源Ｖ
_dcで、電圧はＶ_d2である。変換器ＣＯＮＶ1 とＣＯＮＶ
2 の直流回路は電気的に絶縁されているが、この直流回
路を結んでしまったのが図５で示す本実施例である。つ
まり、Ｖ_d1＝Ｖ_d2＝Ｖ_d としてしまえば可変電圧整流装
置とフィルターとからなる定電圧源Ｖ_dcは不要になって
しまう。制御回路ＣＯＮＴは図１のＣＯＮＴ1 とＣＯＮ
Ｔ2 を一体化しそのまま適用することができる。すなわ
ち、コンバータＣＯＮＶ1 はコンデンサＣの電圧Ｖ_d を
一定に維持しながら入力電流Ｉ_q を制御し、コンバータ
ＣＯＮＶ2 はＶ_d を直流電圧源として３相出力電圧Ｖ_pq
を制御する。

【００３２】図６は本発明の第３本実施例の制御回路図
である。既に図３で説明したように、需要家の要求する
電力がだんだん大きくなると、き電線インピーダンスに
よる電圧降下が大きくなり、受電端の電圧がどんどん低
くなる。そこで、補償装置により進み電流をとるように
すると、送電端と中間点間のインピーダンス降下を軽減
することが出来る。

【００３３】それを具体化した制御回路が図６である。
図６において、送電端と中間点との電圧降下は、中間点
電圧の指令値Ｖ_M0 ^* （３相の平均値）と測定された電圧
の平均値Ｖ_M0との偏差により検出される。また、き電線
とコンバータＣＯＮＶ1 との間で安定な電流制御を行う
ためには、直流電圧Ｖ_d1すなわちコンデンサＣ₁₁の両端
の電圧が確立していなければならない。本実施例では、
Ｖ_d1とＶ_M0の二つの電圧制御ループをもち、二つの電圧
を安定に制御しながら進み電流Ｉ_q （線電流としてはＩ
_R ，Ｉ_S ，Ｉ_T ）をも制御するためにコンバータＣＯＮ
Ｖ1 の入力電圧の大きさと位相が制御される。

【００３４】次に、本実施例の動作を説明する。直流電
圧指令値Ｖ_d1 ^* と実際の電圧Ｖ_d1の偏差は、比例増幅器
によってＫ₁ 倍される。この偏差は有効電力によって補
う必要があるので、乗算器Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，Ｍ₃ において、
中間点の電圧の単位正弦波Φ_R ，Φ_S ，Φ_T と掛け合わ
せる。乗算器Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，Ｍ₃ の出力は直流電圧偏差を
ゼロにするためのコンバータの入力電流指令である。一
方、中間点電圧の指令値Ｖ_M0 ^* （３相の平均値）と測定
された電圧の平均値Ｖ_M0との偏差は、き電線の遅れ電流
成分により発生しているので、その成分を打ち消すよう
な進み電流成分を流してやれば、き電線の電圧降下は補
償される。

【００３５】そこで、中間点電圧の指令値Ｖ_M0 ^* と測定
電圧の平均値Ｖ_M0の偏差は比例増幅器によってＫ₂ 倍さ
れ、その出力を乗算器Ｍ₄ ，Ｍ₅ ，Ｍ₆ において前記単
位正弦波Φ_R ，Φ_S ，Φ_T より９０°進んだ信号と掛け
合わされる。記号Ｉで示されている積分演算要素は、単
位正弦波Φ_R ，Φ_S ，Φ_T を積分することによってその
位相を９０°進めている。乗算器Ｍ₄ ，Ｍ₅ ，Ｍ₆ の出
力はき電線の電圧降下を補償するためにコンバータにお
いて取るべき電流指令を意味する。乗算器Ｍ₁，Ｍ₂ ，
Ｍ₃ の出力と乗算器Ｍ₄ ，Ｍ₅ ，Ｍ₆ の出力はそれぞれ
加算器Ａ₁ ，Ａ₂ ，Ａ₃ において加算され、コンバータ
ＣＯＮＶ1 の取るべき線電流指令Ｉ_R ^*，Ｉ_S ^* ，Ｉ_T
^* がつくられる。この後は通常の電流制御回路と同様に
各相ごとに比較器Ｃ₃ ，Ｃ₄ ，Ｃ₅ において実電流と比
較し、増幅器Ｋ₃ ，Ｋ₄ ，Ｋ₅ を通してＰＷＭ変調を行
いコンバータのＲ，Ｓ，Ｔ相に電圧指令を与える。コン
バータＣＯＮＶ2 はいわゆる直流を交流に変換する逆変
換器で、交流電圧Ｖ_pqを発生し、それをき電線に直列に
挿入して同様の効果を発生しようとするものであり、制
御回路の詳細を図７に示す。

【００３６】図７において、Ｖ_M0 ^* はき電線の電圧指令
値（３相の平均値）、Ｖ_M0は測定れた平均のき電線の電
圧値を示す。この２つの電圧は比較器Ｃ₁₀で比較され、
増幅器によってＫ₁₁倍され乗算器Ｍ₁₁，Ｍ₁₂，Ｍ₁₃に与
えられ、それぞれ単位正弦波Φ_R ，Φ_S ，Φ_T と掛け合
わされる。乗算器Ｍ₁₁，Ｍ₁₂，Ｍ₁₃の出力は、いわばき
電線と同相の電圧指令値を意味し、き電線の電圧降下分
をコンバータＣＯＮＶ2 から、言い換えると別電源より
供給することを意味する。一方、き電線の電圧降下はき
電線のインダクタンスの誘導性に起因するので、容量性
の電圧をき電線に挿入すれば電圧降下は補償される。そ
のために、線電流Ｉ_R ，Ｉ_S ，Ｉ_T を検出し、それぞれ
の位相を９０°進めた信号を発生し、もう一つの電圧指
令値を作る。

【００３７】ここで、代表してＲ相について説明する。
電流ＩR の位相（ωｔ−θ）は、９０°遅れて（ωｔ−
θ−π／２）の位相になり、比例係数Ｋ_R を掛ける。そ
して、加算器Ａ₁₁において乗算器Ｍ₁₁の出力と足し合わ
せ、電圧指令値Ｖ^* _pq（Ｒ）を作る。そうすると、電圧
指令値Ｖ^* _pq（Ｒ）はき電線と同相の電圧成分を別電源
より供給する成分と、き電線に容量性の電圧を供給する
成分を含む指令値である。２つの成分の割合は比例係数
Ｋ_R の大きさを変えて行う。次いで、Ｖ^* _pq（Ｒ）は比
較器Ｃ₁₁において電圧の測定値Ｖ_pq（Ｒ）と比較され、
両者が一致するように電圧制御用増幅器Ｋ₁₂を通し、Ｐ
ＷＭ変調を行ってインバータＲ相の電圧指令ＩＮＶ
（Ｒ）を作る。Ｓ相、Ｔ相については重複するので説明
は省略するが、Ｒ相と全く同様の構成によってインバー
タの電圧指令値ＩＮＶ（Ｓ）、ＩＮＶ（Ｔ）を作る。直
流電圧源Ｖ_dcは周知の可変電圧整流装置とフィルターで
あるので、特に説明を要しないと思われる。

【００３８】図８は本発明の第４実施例の回路構成図で
ある。同図に示すように、交流き電系統においてＶ_s は
送電端電圧、Ｖ_r は受電端電圧を表すものとする。両者
にインピーダンスＸのき電線によって結ばれているもの
とし、き電線の中間点に本発明の有効電力及び無効電力
制御装置を設置するが、図にはインピーダンスＸは省略
されている。また中間点以外の場所に設置しても実用上
何も問題もないことは明らかである。き電線中間点（電
圧Ｖ_M ）にはトランスＴｒ1 を介して電流Ｉ_qを供給す
ることのできるコンバータＣＣ−１が接続されている。
コンバータＣＣ−１の出力側にはトランスＴｒ3 が接続
され、その２次側巻線にはＴｒ4 が接続され、さらにＴ
ｒ4 の２次側にはコンバータＣＣ−２が接続される。コ
ンバータＣＣ−２はトランスＴｒ2 を介してき電回路に
直列に交流電圧Ｖ_pqを供給する電圧源として作動する。

【００３９】コンバータＣＣ−１とＣＣ−２はいわゆる
循環電流制御ができるサイクロコンバータであり、その
一相分は同図枠ＣＣ−Ｒ内に示している回路構成を持
つ。すなわち、コンバータＣＣ−１はＣＣ−１の構成を
もつＣＣ−１Ｒと，図示しないＣＣ−１Ｓ，ＣＣ−１
Ｔ、またコンバータＣＣ−２は図示しないＣＣ−２Ｒ，
ＣＣ−２Ｓ，ＣＣ−２Ｔからなる。また、トランスＴｒ
3 とＴｒ4 の接続点にはコンデンサＣが接続される。コ
ンデンサＣの端子電圧はサイクロコンバータＣＣ−１，
ＣＣ−２の基準電圧を与えるもので、図示しない発振器
によって、き電線の商用周波数より一桁程度高い周波数
に設定され、コンデンサ電圧が一定になるように有効電
力の大きさを制御し、周波数が基準電圧に一致するよう
にサイクロコンバータの無効電力（循環電流）が制御さ
れる。すなわち、コンバータＣＣ−１は商用周波数から
高い周波数へ、またコンバータＣＣ−２は高い周波数か
らまた商用周波数へと変換する周波数変換器サイクロコ
ンバータである。

【００４０】図８の回路の等価回路は図２と同様であ
る。すなわち、本実施例の電力制御装置は、き電線の適
当な位置に電流Ｉ_q を供給することのできるコンバータ
ＣＣ−１を並列に、交流電圧Ｖ_pqを供給することのでき
る電圧源ＣＣ−２をき電線に直列に接続し、き電損失を
最小限にするための補償装置である。

【００４１】図９はコンバータＣＣ−１とコンバータＣ
Ｃ−２の中間に介在する共振回路の１相分の等価回路で
ある。この共振回路おいての回路損失は、き電線より有
効電力を供給して補われている。共振周波数を基準発振
器の周波数に一致するように制御すると、コンバータＣ
Ｃ−１とＣＣ−２の遅れ無効電力とコンデンサＣの進み
無効電力が釣り合うように制御される。言い換えると、
遅れ無効電力に相当するインダクタンス成分とコンデン
サＣの並列共振によってコンデンサの電圧と周波数は一
定に維持される。

【００４２】すなわち、同図において、Ｖ_c はコンデン
サ電圧、Ｌ_ccはサイクロコンバータＣＣ−１、ＣＣ−２
の循環電流の和による無効電力と等価なインダクタン
ス、Ｃは既に述べたようにトランスの中間に設置された
共振用コンデンサである。この並列共振回路において損
失はないものとすると次の関係が成り立つ。

【００４３】

【数１】 Ｖ_c が一定であるので循環電流が大きくなるということ
は、（１）式より実質的にＬ_ccが小さくなることを意味
する。そうすると、（２）式で決まる共振周波数ｆは大
きくなる方向に動く。しかし、循環電流は元の大きさに
戻ろうとするので、Ｌ_ccは大きくなり、共振周波数も元
の値に戻って落ち着く。逆に循環電流が小さくなった状
態を考えると、（１）式できまるＬ_ccは大きくなる方向
へ動く。その結果、（２）式で決まる共振周波数は小さ
くなる。そうすると、前記と同様な経緯で循環電流は大
きくなり、Ｌ_ccは小さくなって共振周波数は元の値に戻
って落ち着く。このように共振周波数を基準発信器の周
波数に一致するように制御すると、循環電流による遅れ
電流とコンデンサによる進み無効電力がバランスするよ
うに制御される。

【００４４】コンデンサの電圧が確立すると後は非常に
考え易い。コンバータＣＣ−２はトランスＴｒ4 を入力
トランス、トランスＴｒ2 を出力トランスとする循環電
流式のサイクロコンバータである。ＣＣ−２は既に述べ
たように同図余白の枠内に詳述されるコンバータＣＣ−
Ｒを３個（図示しないＣＣ−２Ｒ，ＣＣ−２Ｓ，ＣＣ−
２Ｔ）用いて構成される。またコンバータＣＣ−１はト
ランスＴｒ3 を入力、トランスＴｒ1 を出力トランスと
する循環電流式のサイクロコンバータである。但し、電
力はＴｒ1 側よりＴｒ3 側へ流れるので、サイクロコン
バータにとっては電力回生モードで低周波側から高周波
側へ変換される。

【００４５】変換器の制御は制御回路ＣＯＮＴによって
与えられるが、コンデンサの基準電圧と電圧指令をもと
にサイリスタに与えるゲート信号を作る方法は一般のサ
イクロコンバータと同じである。制御回路ＣＯＮＴの内
容は大きくわけてコンバータＣＣ−１を制御する部分
（図１０）と、コンバータＣＣ−２を制御する部分（図
１１）からなる。

【００４６】本発明のような制御装置がない状態で需要
家の要求する電力がだんだん大きくなると、き電線イン
ピーダンスによる電圧降下が大きくなり、受電端の電圧
はどんどん低くなる。これを防ぐためには負荷の遅れ電
流成分を補償装置の進み電流成分によって打ち消すこと
である。両者の合成電流が理想的に打ち消し合い電圧と
同相の電流のみしか残らないとすると、これは実質的に
はき電線の抵抗ドロップだけしか残らないことを意味
し、インピーダンス降下は極めて小さいものとなる。た
とえ完全に打ち消すことができなくとも補償装置により
進み電流をとるようにすると、送電端と中間点間のイン
ピーダンス降下を軽減することが出来る。それを具体化
した制御回路が図１０である。

【００４７】図１０において、送電端と中間点との電圧
降下は、中間点電圧の指令値Ｖ_M0 ^*（３相の平均値）と
測定された電圧の平均値Ｖ_M0との偏差により検出され
る。また、き電線とコンバータＣＯＮＶ1 との間で安定
な電流制御を行うためには、コンデンサ電圧Ｖ_c が確立
していなければならない。従って、Ｖ_c とＶ_M0の二つの
電圧制御ループをもち、二つの電圧を安定に制御しなが
ら進み電流Ｉ_q （線電流としてはＩ_R ，Ｉ_S ，Ｉ_T ）を
も制御するためにコンバータＣＯＮＶ1 の入力電圧の大
きさと位相が制御される。

【００４８】その動作を実現するための構成を更に説明
する。コンデンサ電圧指令値Ｖ_c ^*と実際の電圧Ｖ_c の
偏差は、増幅器Ｋ１によってＫ₁ 倍される。この偏差は
有効電力によって補う必要があるので、乗算器Ｍ₁ ，Ｍ
₂ ，Ｍ₃ において中間点の電圧の単位正弦波Φ_R ，
Φ_S ，Φ_T と掛け合わせる。乗算器Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，Ｍ₃ の
出力はコンデンサ電圧の偏差をゼロにするためのコンバ
ータの入力電流指令である。一方、中間点電圧の指令値
Ｖ_M0 ^* （３相の平均値）と測定された電圧の平均値Ｖ_M0
との偏差は、き電線の遅れ電流成分により発生している
ので、その成分を打ち消すような進み電流成分を流して
やればき電線の電圧降下は補償される。

【００４９】そこで、Ｖ_M0 ^* とＶ_M0の偏差は増幅器Ｋ２
によってＫ₂ 倍され、その出力を乗算器Ｍ₄ ，Ｍ₅ ，Ｍ
₆ において前記単位正弦波Φ_R ，Φ_S ，Φ_T より９０°
進んだ信号と掛け合わされる。記号Ｄで示されている微
分演算要素は単位正弦波Φ_R，Φ_S ，Φ_T を微分するこ
とによってその位相を９０°進めている。乗算器Ｍ₄，
Ｍ₅ ，Ｍ₆ の出力はき電線の電圧降下を補償するために
コンバータにおいて取るべき電流指令を意味する。乗算
器Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，Ｍ₃ の出力と乗算器Ｍ₄ ，Ｍ₅，Ｍ₆ の
出力はそれぞれ加算器Ａ₁ ，Ａ₂ ，Ａ₃ において加算さ
れ、コンバータＣＯＮＶ1 の取るべき線電流指令
Ｉ_R ^* ，Ｉ_S ^* ，Ｉ_T ^* がつくられる。この後は通常の
電流制御回路と同様に各相ごとに比較器Ｃ₃ ，Ｃ₄ ，Ｃ
₅ において実電流と比較し、増幅器Ｋ₃ ，Ｋ₄ ，Ｋ₅ を
通してコンバータＣＣ−１に電圧指令を与える。具体的
には位相制御器ＰＨＣ₁ ，ＰＨＣ₂ ，ＰＨＣ₃ のそれぞ
れにおいて、前記電圧指令とコンデンサの電圧指令、す
なわち図示しない発振器の出力電圧Ｖ_osc を比較し、コ
ンバータＣＣ−１Ｒ，ＣＣ−１Ｓ，ＣＣ−１Ｔに対する
位相信号α₁ ，α₂ ，α₃ を作る。

【００５０】コンバータＣＣ−２はコンバータＣＣ−１
と逆の変換動作を行う変換器で、交流電圧Ｖ_pqを発生
し、それをき電線に直列に挿入して同様の効果を発生し
ようとするものであり、制御回路の詳細は図１１に示さ
れる。

【００５１】図１１において、Ｖ_M0 ^* はき電線の電圧指
令値（３相の平均値）、Ｖ_M0は測定された平均のき電線
の電圧値を示す。二つの電圧は比較器Ｃ₁₀で比較され、
増幅器によってＫ₁₁倍され乗算器Ｍ₁₁，Ｍ₁₂，Ｍ₁₃に与
えられ、それぞれ単位正弦波Φ_R ，Φ_S ，Φ_T と掛け合
わされる。乗算器Ｍ₁₁，Ｍ₁₂，Ｍ₁₃の出力は、き電線と
同相の電圧指令値を意味し、き電線の電圧降下分をコン
バータＣＣ−２から、言い換えると別電源より供給する
ことを意味する。

【００５２】一方、き電線の電圧降下はき電線のインダ
クタンスの誘導性に起因するので、容量性の電圧を、き
電線に挿入すれば電圧降下は補償される。そのために線
電流Ｉ_R ，Ｉ_S ，Ｉ_T を検出し、それぞれの位相を９０
°進めた信号を発生しもう一つの電圧指令値を作る。代
表してＲ相について説明する。電流Ｉ_R の位相（ωｔ−
θ）は９０°進められて（π／２＋ωｔ−θ）の位相に
なり、比例係数Ｋ_R を掛ける。そして加算器Ａ₁₁におい
て乗算器Ｍ₁₁の出力と足し合わせ、電圧指令値Ｖ
^* _pq（Ｒ）を作る。前記の説明により明らかなように電
圧指令値Ｖ^* _pq（Ｒ）はき電線と同相の電圧成分を別電
源より供給する成分と、き電線に容量性の電圧を供給す
る成分を含む指令値である。２つの成分割合は比例係数
Ｋ_R の大きさを変えて行う。次いで、Ｖ^* _pq（Ｒ）は比
較器Ｃ₁₁において電圧の測定値Ｖ_pq（Ｒ）と比較され、
両者が一致するように電圧制御用増幅器Ｋ₁₂を通し、そ
の出力を位相制御器ＰＨＣ₄ において、発振器の電圧Ｖ
_osc と比較しコンバータＣＣ−２Ｒに与える位相信号α
₄ を作る。Ｓ相、Ｔ相については重複するので説明は省
略するが、Ｒ相と全く同様の構成によってコンバータＣ
Ｃ−２Ｓ，ＣＣ−２Ｔに対する位相信号α₅ ，α₆ を作
る。

【００５３】本発明の構成を実施例を基に説明したが、
本発明は入力電流の大きさ及び位相を制御することので
きる第１の変換器と、出力電圧の大きさ及び位相を制御
することのできる第２の変換器を併用することによって
き電線の電圧降下を補償し、き電線の有効電力と無効電
力を制御して大きな電力の輸送を可能にするものであ
る。

【００５４】先に述べた図８の実施例では、コンバータ
ＣＣ−１とＣＣ−２の間にコンデンサＣを接続し循環電
流回路の等価インダクタンスＬ_ccとコンデンサＣの共振
現象により電圧Ｖ_c を確立させていた。コンデンサＣは
サイクロコンバータＣＣ−１，ＣＣ−２にとっては入力
電圧であり、例えば高周波発電機のような回転機をおい
て他の駆動源によってエネルギーを注入しても構わな
い。また、高周波の送配電系統があれば中間回路の端子
をその系統へ接続する事もできる。高周波電源さえあれ
ば静止器であろうと回転機であろうと構わないし、また
中間回路を電気的に絶縁し、コンバータＣＣ−１側には
共振用コンデンサをＣＣ−２側には高周波発電機をおい
ても同様の動作をさせることが可能である。この場合も
２つのコンバータを制御する回路は図１０、図１１を用
いて前記と同じ補償効果が得られる。

【００５５】既に図８の回路構成図で説明したように、
変換器の制御は制御回路ＣＯＮＴによって与えられる
が、コンデンサの基準電圧と電圧指令をもとにサイリス
タに与えるゲート信号を作る方法は一般のサイクロコン
バータと同じである。制御回路ＣＯＮＴの内容は大きく
わけてコンバータＣＣ−１を制御する部分と、コンバー
タＣＣ−２を制御する部分からなるが、コンバータＣＣ
−１，コンバータＣＣ−２を制御する別の実施例の回路
図を図１２及び図１３に示す。

【００５６】図１２において、送電端と中間点との電圧
降下は、中間点電圧の指令値Ｖ_M0 ^*（３相の平均値）と
測定された電圧の平均値Ｖ_M0との偏差により検出され
る。また、き電線とコンバータＣＯＮＶ1 との間で安定
な電流制御を行うためには、コンデンサ電圧Ｖ_c が確立
していなければならない。従って、Ｖ_c とＶ_M0の二つの
電圧制御ループをもち、二つの電圧を安定に制御しなが
ら進み電流Ｉ_q （線電流としてはＩ_R ，Ｉ_S ，Ｉ_T ）を
も制御するためにコンバータＣＯＮＶ1 の入力電圧の大
きさと位相が制御される。

【００５７】その動作を実現するための構成を更に説明
する。コンデンサ電圧指令値Ｖ_c ^*と実際の電圧Ｖ_c の
偏差は、増幅器Ｋ１によってＫ₁ 倍される。この偏差は
有効電力によって補う必要があるので、乗算器Ｍ₁ ，Ｍ
₂ ，Ｍ₃ において中間点の電圧の単位正弦波Φ_R ，
Φ_S ，Φ_T と掛け合わせる。乗算器Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，Ｍ₃ の
出力はコンデンサ電圧の偏差をゼロにするためのコンバ
ータの入力電流指令である。一方、中間点電圧の指令値
Ｖ_M0 ^* （３相の平均値）と測定された電圧の平均値Ｖ_M0
との偏差は、き電線の遅れ電流成分により発生している
ので、その成分を打ち消すような進み電流成分を流して
やればき電線の電圧降下は補償される。

【００５８】そこで、Ｖ_M0 ^* とＶ_M0の偏差は増幅器Ｋ２
によってＫ₂ 倍され、その出力を乗算器Ｍ₄ ，Ｍ₅ ，Ｍ
₆ において前記単位正弦波Φ_R ，Φ_S ，Φ_T より９０°
進んだ信号と掛け合わされる。記号Ｉで示されている積
分演算要素は単位正弦波Φ_R，Φ_S ，Φ_T を積分するこ
とによってその位相を９０°進めている。乗算器Ｍ₄，
Ｍ₅ ，Ｍ₆ の出力はき電線の電圧降下を補償するために
コンバータにおいて取るべき電流指令を意味する。乗算
器Ｍ₁ ，Ｍ₂ ，Ｍ₃ の出力と乗算器Ｍ₄ ，Ｍ₅，Ｍ₆ の
出力はそれぞれ加算器Ａ₁ ，Ａ₂ ，Ａ₃ において加算さ
れ、コンバータＣＣ−１の取るべき線電流指令Ｉ_R ^* ，
Ｉ_S ^* ，Ｉ_T ^* がつくられる。この後は通常の電流制御
回路と同様に各相ごとに比較器Ｃ₃ ，Ｃ₄ ，Ｃ₅ におい
て実電流と比較し、増幅器Ｋ₃ ，Ｋ₄ ，Ｋ₅ を通してコ
ンバータＣＣ−１に電圧指令を与える。具体的には位相
制御器ＰＨＣ₁ ，ＰＨＣ₂ ，ＰＨＣ₃ のそれぞれにおい
て、前記電圧指令とコンデンサの電圧指令、すなわち図
示しない発振器の出力電圧Ｖ_osc を比較し、コンバータ
ＣＣ−１Ｒ，ＣＣ−１Ｓ，ＣＣ−１Ｔに対する位相信号
α₁ ，α₂ ，α₃ を作る。コンバータＣＣ−２はコンバ
ータＣＣ−１と逆の変換動作を行う変換器で、交流電圧
Ｖ_pqを発生し、それをき電線に直列に挿入して同様の効
果を発生しようとするものであり、制御回路の詳細は図
１３に示される。

【００５９】図１３において、Ｖ_M0 ^* はき電線の電圧指
令値（３相の平均値）、Ｖ_M0は測定された平均のき電線
の電圧値を示す。二つの電圧は比較器Ｃ₁₀で比較され、
増幅器によってＫ₁₁倍され乗算器Ｍ₁₁，Ｍ₁₂，Ｍ₁₃に与
えられ、それぞれ単位正弦波Φ_R ，Φ_S ，Φ_T と掛け合
わされる。乗算器Ｍ₁₁，Ｍ₁₂，Ｍ₁₃の出力は、き電線と
同相の電圧指令値を意味し、き電線の電圧降下分をコン
バータＣＣ−２から、言い換えると別電源より供給する
ことを意味する。

【００６０】一方、き電線の電圧降下はき電線のインダ
クタンスの誘導性に起因するので、容量性の電圧を、き
電線に挿入すれば電圧降下は補償される。そのために線
電流Ｉ_R ，Ｉ_S ，Ｉ_T を検出し、それぞれの位相を９０
°遅らされた信号を発生し、もう一つの電圧指令値を作
る。代表してＲ相について説明する。電流Ｉ_R の位相
（ωｔ−θ）は９０°遅らされ（ωｔ−θ−π／２）の
位相になり、比例係数Ｋ_R を掛ける。そして加算器Ａ₁₁
において乗算器Ｍ₁₁の出力と足し合わせ、電圧指令値Ｖ
^* _pq（Ｒ）を作る。前記の説明により明らかなように電
圧指令値Ｖ^* _pq（Ｒ）はき電線と同相の電圧成分を別電
源より供給する成分と、き電線に容量性の電圧を供給す
る成分を含む指令値である。２つの成分割合は比例係数
Ｋ_R の大きさを変えて行う。次いで、Ｖ^* _pq（Ｒ）は比
較器Ｃ₁₁において電圧の測定値Ｖ_pq（Ｒ）と比較され、
両者が一致するように電圧制御用増幅器Ｋ₁₂を通し、そ
の出力を位相制御器ＰＨＣ₄ において、発振器の電圧Ｖ
_osc と比較しコンバータＣＣ−２Ｒに与える位相信号α
₄ を作る。Ｓ相、Ｔ相については重複するので説明は省
略するが、Ｒ相と全く同様の構成によってコンバータＣ
Ｃ−２Ｓ，ＣＣ−２Ｔに対する位相信号α₅ ，α₆ を作
る。

【００６１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は電流制御
可能な変換器をき電線に並列に、電圧制御可能な変換器
の出力を変圧器を介してき電回路に直列に挿入し、き電
線を通して輸送される電力を制御しているので、前者の
変換器は直流電圧または高周波電圧を一定に維持しなが
ら、き電線の無効電力を打ち消すような無効電流を供給
し、送電端と本制御装置の接続点との間の電圧降下を補
償し、また後者の変換器は本制御装置の接続点において
能動的な電圧源を挿入して強化し、送電端と受電端との
間を実質的に別系統にして需要家の負荷が悪質であって
も異常なく電力を供給することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の回路構成図。

【図２】図１の回路の等価回路図。

【図３】図１に適用される制御回路図。

【図４】図３の制御回路の詳細図。

【図５】本発明の第２実施例の回路構成図。

【図６】本発明の第３実施例の制御回路の構成図。

【図７】図６の制御回路の詳細図。

【図８】本発明の第４実施例の回路構成図。

【図９】図８の第４実施例の１相分の等価回路図。

【図１０】図８のＣＣ−１の制御回路図。

【図１１】図８のＣＣ−２の制御回路図。

【図１２】図８に示す第４実施例のＣＣ−１の他の制御
回路図。

【図１３】図８に示す第４実施例のＣＣ−２の他の制御
回路図。

【図１４】一般の交流システムの系統図。

【図１５】従来の補償装置の回路図。

【図１６】従来の補償装置の他の回路図。

【符号の説明】

Ｖ_S …送電端電圧、Ｖ_R …受電端電圧、Ｖ_M …装置設置
点の電圧（“ＭＯ”は平均値、＊は指令値、無印は測定
値を意味する）、ＣＣ−１，ＣＣ−２，ＣＯＮＶ1 、Ｃ
ＯＮＶ2 …変換器、Ｖ_d …定電圧源、Ｔｒ1 ，Ｔｒ2 ，
Ｔｒ3 ，Ｔｒ4，Ｔｒ5 …変圧器、ＣＯＮＶ3 …可変電
圧整流装置、Ｃ₀₁，Ｃ₀₂，Ｃ…コンデンサ、Ｌ₀₂…リア
クトル、Ｉ_q …補償電流、Ｖ_pq…補償電圧、ＣＯＮＴ1
，ＣＯＮＴ2 ，ＣＯＮＴ…制御回路、Ｃ₁ ，Ｃ₂ ，Ｃ
₃ ，Ｃ₄ ，Ｃ₅ ，Ｃ₁₀，Ｃ₁₁，Ｃ₁₂，Ｃ₁₃…比較器、Ａ
₁ ，Ａ₂ ，Ａ₃ ，Ａ₁₁，Ａ₁₂，Ａ₁₃…加算器、Ｍ₁ ，Ｍ
₂ ，Ｍ₃ ，Ｍ₁₁，Ｍ₁₂，Ｍ₁₃…乗算器、Ｋ₁ ，Ｋ₂ ，Ｋ
₃ ，Ｋ₄ ，Ｋ₅ ，Ｋ₁₁，Ｋ₁₂，Ｋ₁₃，Ｋ₁₄…比例定数、
ＰＨＣ1 ，ＰＨＣ2 ，ＰＨＣ3 ，ＰＨＣ4 ，ＰＨＣ5，
ＰＨＣ6 …位相制御器。

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成６年２月２４日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正内容】

【特許請求の範囲】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１０

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の発明は、交流き電線の適当な位置
に，電流制御可能な第１の電力変換器と、前記第１の電
力変換器と電気的に絶縁された電圧制御可能な第２の電
力変換器を設置し、前記第１の電力変換器は交流から直
流への変換機能を持ち、かつき電線に対して並列に設置
され、設置点の電圧が設定電圧を維持するようにその変
換器の入力電流の有効分と無効分を制御し、前記第２の
電力変換器は直流から交流への変換機能を持ち，かつそ
の出力を変圧器を介してき電線に対して直列に挿入し、
設置点の電圧が設定電圧を維持するようにき電線電圧に
対して同相の電圧と、き電線電流に対して９０°進んだ
電圧または９０°遅れた電圧を発生させ、き電線のイン
ピーダンスによる電圧降下を補償することを特徴とする
交流システムにおける有効電力及び無効電力制御装置で
ある。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１１

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１１】請求項２記載の発明は、交流き電線の適当
な位置に、電流制御可能な第１の電力変換器と、前記第
１の電力変換器とき電線の交流より高い周波数の交流を
介して接続された出力電圧制御可能な第２の電力変換器
を設置し、第１の電力変換器はき電線の交流から高周波
の交流への変換機能を持ち、かつき電線に対して並列に
設置され、設置点の電圧が設定電圧を維持するようにそ
の変換器の入力電流の有効分と無効分を制御し、第２の
電力変換器は高周波の交流からき電線の交流への変換機
能を持ち、かつその出力を変圧器を介してき電線に対し
て直列に挿入し、設置点の電圧が設定電圧を維持するよ
うにき電線電圧の同相の電圧とき電線電流に対して９０
°進んだ電圧または９０°遅れた電圧を発生させ、き電
線のインピーダンスによる電圧降下を補償することを特
徴とする交流システムにおける有効電力・無効電力制御
装置である。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１７

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１７】請求項８記載の発明は、請求項２または４
記載の交流システムにおける有効電力及び無効電力制御
装置において、前記第１の電力変換器の高周波側と前記
第２の電力変換器の高周波側の結合線路に他の高周波電
源を接続し、前記第１の電力変換器の入力電流制御と前
記第２の電力変換器の出力電圧制御を併用し、き電線の
インピーダンスによる電圧降下を補償することを特徴と
する。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１８】請求項９記載の発明は、請求項２または４
記載の交流システムにおける有効電力及び無効電力制御
装置において、前記前記第１の電力変換器の高周波側と
前記第２の電力変換器の高周波側を電気的に絶縁し、前
記第１の電力変換器の入力電流制御と前記第２の電力変
換器の出力電圧制御を併用し、き電線のインピーダンス
による電圧降下を補償することを特徴とする。

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流き電線の適当な位置に，電流制御可
   能な第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器と電気
   的に絶縁された電圧制御可能な第２の電力変換器を設置
   し、前記第１の電力変換器は交流から直流への変換機能
   を持ち、かつき電線に対して並列に設置され、設置点の
   電圧が設定電圧を維持するようにその変換器の入力電流
   の有効分と無効分を制御し、前記第２の電力変換器は直
   流から交流への変換機能を持ち，かつその出力を変圧器
   を介してき電線に対して直列に挿入し、設置点の電圧が
   設定電圧を維持するようにき電線電圧に対して同相の電
   圧と、き電線電流に対して９０°進んだ電圧を発生さ
   せ、き電線のインピーダンスによる電圧降下を補償する
   ことを特徴とする交流システムにおける有効電力及び無
   効電力制御装置。
2. 【請求項２】 交流き電線の適当な位置に、電流制御可
   能な第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器とき電
   線の交流より高い周波数の交流を介して接続された出力
   電圧制御可能な第２の電力変換器を設置し、第１の電力
   変換器はき電線の交流から高周波の交流への変換機能を
   持ち、かつき電線に対して並列に設置され、設置点の電
   圧が設定電圧を維持するようにその変換器の入力電流の
   有効分と無効分を制御し、第２の電力変換器は高周波の
   交流からき電線の交流への変換機能を持ち、かつその出
   力を変圧器を介してき電線に対して直列に挿入し、設置
   点の電圧が設定電圧を維持するように、き電線電圧の同
   相の電圧と、き電線電流に対して９０°遅れた電圧を発
   生させ、き電線のインピーダンスによる電圧降下を補償
   することを特徴とする交流システムにおける有効電力及
   び無効電力制御装置。
3. 【請求項３】 前記第１の電力変換器の直流回路と前記
   第２の電力変換器の直流回路を電気的に接続し、前記第
   １の電力変換器の入力電流制御と前記第２の電力変換器
   の出力電圧制御を併用し、き電線のインピーダンスによ
   る電圧降下を補償することを特徴とする請求項１記載の
   交流システムにおける有効電力及び無効電力制御装置。
4. 【請求項４】 前記第１の電力変換器はき電線の交流か
   ら高周波の交流への変換機能を持ち、また前記第２の電
   力変換器は高周波の交流からき電線の交流への変換機能
   を持つことを特徴とする請求項１記載の交流システムに
   おける有効電力及び無効電力制御装置。
5. 【請求項５】 第１の電力変換器と第２の電力変換器を
   結ぶ回路に設置されたコンデンサの電圧が一定に維持さ
   れるように、第１の電力変換器の入力電流を制御する請
   求項１記載の交流システムにおける有効電力及び無効電
   力制御装置。
6. 【請求項６】 設定点の電圧を制御する代わりに、設定
   点の電圧と電流の位相を制御してき電線のインピーダン
   スによる電圧降下を補償することを特徴とする請求項１
   または請求項２記載の交流システムにおける有効電力及
   び無効電力制御装置。
7. 【請求項７】 第１の電力変換器と第２の電力変換器を
   結ぶ回路に設置されたコンデンサの電圧が一定に維持さ
   れるように、第１の電力変換器の循環電流を制御する請
   求項２項記載の交流システムにおける有効電力及び無効
   電力制御装置。
8. 【請求項８】 前記第１の電力変換器の高周波側と前記
   第２の電力変換器の高周波側の結合線路に他の高周波電
   源を接続し、前記第１の電力変換器の入力電流制御と前
   記第２の電力変換器の出力電圧制御を併用し、き電線の
   インピーダンスによる電圧降下を補償することを特徴と
   する請求項４記載の交流システムにおける有効電力及び
   無効電力制御装置。
9. 【請求項９】 前記前記第１の電力変換器の高周波側と
   前記第２の電力変換器の高周波側を電気的に絶縁し、前
   記第１の電力変換器の入力電流制御と前記第２の電力変
   換器の出力電圧制御を併用し、き電線のインピーダンス
   による電圧降下を補償することを特徴とする請求項４記
   載の交流システムにおける有効電力及び無効電力制御装
   置。