JP4533668B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源系統に瞬時電圧低下（以下「瞬低」と称する）が発生した場合に、例えば超電導電力貯蔵装置から負荷に対して所要の電力を継続して供給することができる瞬低補償装置用の電力変換装置に関する。

従来の超電導電力貯蔵装置用（ＳＭＥＳ）の電力変換装置は、電磁エネルギーを貯蔵する超電導コイルと、コイルが出力する直流電力を交流電力に変換し負荷に供給する電力変換装置とから構成される。

超電導コイルは電流源であるため、電流形変換器を適用することにより、回路構成を
簡単にすることが可能である。

電流形変換器としては、直接多重化方式が提案されている。当該方式の場合、変換器間に横流が発生するため、横流抑制用のインダクタンスと横流抑制制御機能を備えている（特許文献１、非特許文献１参照）。
特開昭６３−１７４５６６号公報。 電気学会論文誌Ｄ,１１８巻５号、平成１０年、永井他、「多重空間ベクトル制御を適用した多重電流形変換器の開発」、ｐｐ．６３０〜６３６。

上述のような構成であると、従来のＳＭＥＳにおける電力変換器では横流が発生することから、横流の抑制のために横流抑制用のインダクタンスと横流抑制制御が必要であった。また横流抑制リアクトルを設置すると装置が大型化し、重量も大きくなる。更に横流抑制制御機能が必要となり、電力変換器のコストアップを招くことになる。

さらに、コストにおいては並列方式のためＳＭＥＳコイルの電流容量の増大にともなう冷却装置のコストの抑制が必要となっている。また、電源系統に瞬低が発生することがあり、製造ライン等へ電力を供給している場合等に問題となっている。

本発明の目的は、上述の内容を鑑み、ＳＭＥＳコイル、冷却装置、主回路の寸法、重量、容量、コストを大幅に低減するとともに、電源系統の瞬低時にも安定的に電力を供給できる低コストなＳＭＥＳ用の電力変換装置を提供することである。

上記課題を解決するため、本発明の観点に従った電力変換装置は、系統連系スイッチが投入されると、前記系統連系スイッチを介して負荷に交流電力を供給する電源系統と連系して、前記負荷に交流電力を供給する電力変換装置であって、超電導コイルから給電される直流電力を交流電力に変換する直列に接続される複数の単位変換器と、前記単位変換器の出力端に接続されるコンデンサと、前記コンデンサの出力端に接続され、前記コンデンサからの電力を変換し、前記負荷に給電する変圧器と、前記系統連系スイッチよりも前記電源系統側の電源系統電圧を検出する電源系統電圧検出手段と、前記電源系統電圧検出手段により検出された前記電源系統電圧に基づいて、前記電源系統の瞬低を検知する瞬低検知手段と、前記コンデンサのコンデンサ電圧を検出するコンデンサ電圧検出手段と、前記瞬低検知手段により瞬低を検知した場合、前記コンデンサ電圧検出手段により検出された前記コンデンサ電圧に基づいて、瞬低する直前のコンデンサ電圧を保持するコンデンサ電圧保持手段と、前記コンデンサ電圧保持手段により保持された前記コンデンサ電圧を基準値として、前記コンデンサのコンデンサ電圧を制御するためのコンデンサ電圧制御指令値を演算するコンデンサ電圧制御手段と、前記系統連系スイッチよりも前記電源系統側の電源系統電流を検出する電源系統電流検出手段と、前記系統連系スイッチよりも前記負荷側の負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、前記電源系統電流検出手段により検出された前記電源系統電流及び前記負荷電流検出手段により検出された前記負荷電流に基づいて、前記負荷に流れる電流をフィードフォワード制御するためのフィードフォワード制御指令値を演算するフィードフォワード制御手段と、前記コンデンサ電圧制御手段により演算された前記コンデンサ電圧制御指令値及び前記フィードフォワード制御手段により演算された前記フィードフォワード制御指令値に基づいて、前記複数の単位変換器の出力電流を制御するための電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、前記電流指令値演算手段により演算された前記電流指令値に基づいて、前記複数の単位変換器を制御する変換器制御手段とを備えている。

電源系統の電圧ベクトルの大きさが瞬間的に所定値より低下した場合に、制御装置によって所定値の電力の電流が負荷に給電される。このため、ＳＭＥＳコイル、冷却装置、主回路の寸法、重量、容量、コストを大幅に低減するとともに、電源系統の瞬低時にも安定的に電力を供給できるＳＭＥＳ用の電力変換装置を提供することができる。

本発明によれば、ＳＭＥＳコイル、冷却装置、主回路の寸法、重量、容量、コストを大幅に低減するとともに、電源系統の瞬低時にも安定的に電力を供給できるＳＭＥＳ用の電力変換装置を提供することができる。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置を含む電力変換システムの構成を示した模式図である。

電力変換システムは、電源系統１０７からの電力は、系統連系スイッチ１０８を介して負荷１０９まで供給される。また、電源系統１０７からの線間電圧を検出する検出器１００が、例えば電源系統１０７と系統連系スイッチ１０８の間に設置されており、検出された線間電圧は、制御装置１０５に入力される。また、電力変換装置１０１は、電流源１０６に接続されている。

この電力変換装置１０１は、単位変換器１０２と、フィルタ・コンデンサ１０３と、変圧器１０４と、制御装置１０５とから構成される。

単位変換器１０２は、互いに直列接続される。直列接続された両端の単位変換器１０２は、電流源１０６の両端にそれぞれ接続される。また、単位変換器１０２の出力端子間には、フィルタ・コンデンサ１０３が接続される。フィルタ・コンデンサ１０３は、変圧器１０４の２次側端子に接続される。

各変圧器１０４の１次側の一方の端子は、電源系統１０７の各相の電源ラインに接続され、他の端子は他の変圧器１０４の一方の端子と互いに接続される。

制御装置１０５は、各単位変換器の出力端のフィルタ・コンデンサ１０３の電圧と、
電源系統１０７からの線間電圧および電源系統の三相電流を検出する。電源系統１０７に瞬低が発生し、系統連系スイッチ１０８を開放した場合は、瞬低発生直前のフィルタ・コンデンサ１０３の電圧ベクトルの大きさと位相を保持し、これを基準として、フィルタ・コンデンサ１０３の電圧を制御する。

上述の様に電源系統１０７が瞬低した場合、系統連系スイッチ１０８が開放される。系統連系スイッチ１０８が開放されると、電力変換装置１０１は、所要の期間、負荷に対し電力供給を行ない、所定の期間、負荷１０９への電力供給を継続する。この結果、電源系統１０７の瞬低による負荷１０９への電力供給の中断を補償する。

以上の構成によれば、大容量化のため複数の単位変換器を互いに直列接続することにより、ＳＭＥＳコイルの直流電圧を大きく直流電流を小さくすることが可能となる。これにより従来の並列方式のＳＭＥＳ用電力変換器で必要であった横流抑制リアクトルと制御が不要となり、電力変換器の寸法、重量、コストを低減することができる。また直流電流容量が低減するためＳＭＥＳコイルと冷却装置の電流容量とコストを低減することができる。この結果、低コストなＳＭＥＳ用電力変換装置を提供することができる。また、電源系統の瞬低時にも安定的に電力を供給できるＳＭＥＳ用の電力変換装置を提供することができる。

（第２の実施形態）
図２は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置を含む電力変換システムの構成を示した模式図である。

電力変換装置２０１は、単位変換器２０２と、フィルタ・コンデンサ２０３と、変圧器２０４と、制御装置２０５とから構成される。

当該実施形態では、６台の単位変換器２０２を互いに直列接続した場合を示している。直列接続された両端の単位変換器２０２は、電流源１０６の両端にそれぞれ接続される。

単位変換器２０２の出力端子間には、フィルタ・コンデンサ２０３が接続される。フィルタ・コンデンサ２０３は、三巻変圧器２０４の２次側の巻線に接続される。三巻変圧器２０４の１次側の一方の端子は電源系統の各相の電源ラインに接続され、他の端子は他の三巻変圧器２０４の一方の端子と互いに接続される。

制御装置２０５は、各単位変換器の出力端のフィルタ・コンデンサ２０３の電圧と、系統線間電圧と、系統および負荷の三相電流を検出する。電源系統１０７に瞬低が発生し、系統連系スイッチ１０８を開放した場合は、瞬低発生直前のフィルタ・コンデンサ２０３の電圧検出値を保持し、これを基準として、フィルタ・コンデンサ２０３の電圧を制御する。これにより、所定の期間、負荷１０９への電力供給を継続する。この結果、電源系統１０７の瞬低による負荷１０９への電力供給の中断を補償する。

以上の構成によれば、複数の単相ブリッジ回路を使用することにより、容易にＳＭＥＳ用電力変換装置を構成できる。この結果、低コストな電力変換装置を構築できるとともに、システムの信頼性を改善することができる。

（第３の実施形態）
図３に本発明の第３実施形態における単位変換器の構成を示す。

単位変換器２０２は、単相ブリッジの構成とする。各アームは、１組の逆阻止用のダイオード３０１と１組のスイッチング素子３０２から構成する。なお、図中の（１）、（２）、（３）、（４）は、図２に示した（１）、（２）、（３）、（４）に対応する。

このような構成で、一般的な単相ブリッジと汎用の素子を使用している。

以上の構成によれば、第２実施形態と同様の効果に加え、単相ブリッジを使用するので、大容量変換器システムを容易に構成できる。また、コンデンサ電圧制御系を容易に構成できるので低コストである。また単相ブリッジ回路を多重化して電力変換器を構成するので、容易に高調波を低減できる。

（第４の実施形態）
図４は、本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置を含む電力変換システムの構成を示した模式図である。

電力変換装置４０１は、単位変換器４０２と、フィルタ・コンデンサ４０３と、変圧器（１次側Ｙ結線、２次側千鳥結線・１５°位相差）４０４と、バランス・リアクトル（千鳥結線・１５°位相差）４０５と、制御装置４０６とから構成される。

当該実施形態では、４台の単位変換器４０２を互いに直列接続した場合を示している。直列接続された両端の単位変換器４０２は、電流源１０６の両端にそれぞれ接続される。

単位変換器４０２の出力端子間には、フィルタ・コンデンサ４０３が接続される。フィルタ・コンデンサ４０３は、変圧器（１次側Ｙ結線、２次側千鳥結線・１５°位相差）４０４の２次側の線間に接続される。変圧器（１次側Ｙ結線、２次側千鳥結線・１５°位相差）４０４の１次側の各相の端子は、電源系統の各相の電源ラインに接続される。

バランス・リアクトル４０５は、フィルタ・コンデンサ４０３と変圧器４０４との間に接続される。このリアクトルは、フィルタ・コンデンサ４０３と変圧器４０４の漏れインダクタンスとの間で発生する共振電流を抑制するために設ける。

制御装置４０６は、各単位変換器の出力端のフィルタ・コンデンサ４０３の電圧と、電源系統の線間電圧と、電源系統１０７および負荷の三相電流を検出する。電源系統１０７に瞬低が発生した場合は、系統連系スイッチ１０８を開放し、瞬低発生直前のフィルタ・コンデンサ４０３の電圧ベクトルの大きさと位相を保持し、これを基準として、フィルタ・コンデンサ４０３の電圧を制御する。これにより、所定の期間、負荷１０９への電力供給を継続する。この結果、電源系統１０７の瞬低による負荷１０９への電力供給の中断を補償する。

以上の構成によれば、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

（第５の実施形態）
図５に本発明の第５実施形態における単位変換器の構成を示す。

本単位変換器は、三相ブリッジ回路の構成とする。各アームは、１組の逆阻止用のダイオード５０１と１組のスイッチング素子５０２から構成する。なお、図中の（１）、（２）、（３）は、図４に示した（１）、（２）、（３）に対応する。

このような構成で、一般的な三相ブリッジ回路と汎用素子を使用している。

以上の構成によれば、第１実施形態と同様の効果に加え、三相ブリッジを使用するので、大容量変換器を容易に構成できる。各素子の通電期間が１２０°であり、損失が小さいため、冷却器のコストを低減できる。

（第６の実施形態）
図６に本発明の第６実施形態における制御装置の構成を示す。

制御装置２０５は、コンデンサ電圧制御装置６０１と、フィードフォワード制御装置６０２と、電流指令制御装置６０３と、ＰＷＭ制御装置６０４とから構成される。

コンデンサ電圧制御装置６０１は、三相コンデンサ電圧検出値６０５を入力し、コンデンサ電圧制御の結果としてＰＩＤ制御出力ｄｑ電流指令値６０８を出力する。ここで、三相コンデンサ電圧検出値６０５は、各相を構成する２段の単位変換器の出力端コンデンサの電圧を加算し算出される三相電圧である。

フィードフォワード制御装置６０２は、三相系統電流検出値６０６と、三相負荷電流検出値６０７とを入力し、フィードフォワード制御出力ｄｑ電流指令値６０９を出力する。

電流指令制御装置６０３は、ＰＩＤ制御出力ｄｑ電流指令値６０８とフィードフォワード制御出力ｄｑ電流指令値６０９とを入力し、三相出力電流指令６１０を出力する。

ＰＷＭ制御装置６０４は、三相出力電流指令６１０を入力し、Ｕ相１段目単位変換器ゲート信号６１１、Ｕ相２段目単位変換器ゲート信号６１２、Ｖ相１段目単位変換器ゲート信号６１３、Ｖ相２段目単位変換器ゲート信号６１４、Ｗ相１段目単位変換器ゲート信号６１５、Ｗ相２段目単位変換器ゲート信号６１６を各単位変換器に対して出力する。

以上の構成によれば、第１実施形態の効果に加え、従来の三角波比較ＰＷＭ制御を使用することが可能となり、大容量の変換器システムを容易に構成できる。また、制御系のコストを抑制することができ、コンデンサ電圧制御系を容易に構成できるので、低コストである。また、素子の通電期間が１２０°であり、損失が小さいため、冷却装置のコストを低減できる。

（第７の実施形態）
図７に本発明の第７実施形態におけるコンデンサ電圧制御装置の構成を示す。

コンデンサ電圧制御装置６０１は、三相二相変換手段７０１と、コンデンサ電圧ベクトルの大きさを検出する機能を有するコンデンサ電圧ベクトル振幅検出手段７０２と、コンデンサ電圧ベクトル振幅制御手段７０３と、コンデンサ電圧ベクトル位相検出手段７０４と、コンデンサ電圧ベクトル位相制御手段７０５と、コンデンサ電圧指令生成手段７０６と、二相ｄｑ変換手段７０７と、減算手段７０８と、ＰＩＤ制御手段７０９とから構成される。

三相二相変換手段７０１は、三相コンデンサ電圧検出値７１０を入力し、静止二相座標系の二軸成分である二相コンデンサ電圧信号７１１に変換する。

コンデンサ電圧ベクトル振幅検出手段７０２は、二相コンデンサ電圧信号７１１を入力し、二乗和の正の平方根をコンデンサ電圧ベクトル振幅７１２として出力する。

コンデンサ電圧ベクトル振幅制御手段７０３は、コンデンサ電圧ベクトル振幅制御７１２と、瞬低発生信号７２２とを入力し、瞬低が発生した場合は瞬低発生直前のコンデンサ電圧ベクトル振幅７１２をコンデンサ電圧ベクトル振幅指令値７１３として保持する。

コンデンサ電圧ベクトル位相検出手段７０４は、二相コンデンサ電圧信号７１１を入力し、コンデンサ電圧ベクトル位相信号７１４を算出し出力する。

コンデンサ電圧ベクトル位相制御手段７０５は、コンデンサ電圧ベクトル位相信号７１４と瞬低発生信号７２２とを入力し、瞬低が発生した場合は、瞬低発生直前のコンデンサ電圧ベクトル位相信号をコンデンサ電圧ベクトル位相指令信号の基準値として保持し、系統電圧の定格周波数で位相を進め、コンデンサ電圧ベクトル位相指令信号７１５を出力する。

コンデンサ電圧指令生成手段７０６は、コンデンサ電圧ベクトル振幅指令値７１３とコンデンサ電圧ベクトル位相指令値７１５とを入力し、三相コンデンサ電圧指令値７１６を出力する。

三相二相変換手段７０１は、三相コンデンサ電圧指令値７１６を入力し、静止二相成分の二相コンデンサ電圧指令値７１７を出力する。

二相ｄｑ変換手段７０７は、二相コンデンサ電圧指令信号７１７とコンデンサ電圧ベクトル位相指令値７１５とを入力しｄｑコンデンサ電圧指令信号７１８を出力する。

一方、別の二相ｄｑ変換手段は、二二相コンデンサ電圧信号７１１とコンデンサ電圧ベクトル位相指令値７１５を入力し、ｄｑコンデンサ電圧指令７１９を出力する。

減算手段７０８は、ｄｑコンデンサ電圧指令値７１８から、ｄｑコンデンサ電圧検出値７１９を減算することにより、ｄｑコンデンサ電圧偏差７２０を算出する。

ＰＩＤ制御手段７０９はｄｑコンデンサ電圧偏差７２０を入力し、ＰＩＤ制御の結果として、ＰＩＤ制御出力ｄｑ電流指令値７２１を出力する。

以上の構成によれば、第６実施形態と同様の効果に加え、電源系統が、健全時のコンデンサ電圧に制御できるので、瞬低補償性能が向上する。

（第８の実施形態）
図８に本発明の第８実施形態におけるフィードフォワード制御装置の構成を示す。

フィードフォワード制御装置６０２は、三相二相変換手段７０１と、二相ｄｑ変換手段７０７と、ゲイン手段８０１と、ゲイン手段８０２とから構成される。

三相二相変換手段７０１は、三相系統電流検出値８０４を入力し、二相系統電流検出値８０５を出力する。

二相ｄｑ変換手段７０７は、二相系統電流検出値８０５とコンデンサ電圧ベクトル位相指令値７１５とを入力し、ｄｑ系統電流検出値８０６を出力する。

ゲイン手段８０１は、ｄｑ系統電流検出値８０６に所定のゲインを乗算し、ｄｑ系統電流フィードフォワード値８０７を出力する。

三相二相変換手段７０１は、三相負荷電流検出値８０８を入力し、二相負荷電流検出値８０９を出力する。

二相ｄｑ変換手段７０７は、二相負荷電流検出値８０９とコンデンサ電圧ベクトル位相指令値７１５とを入力し、ｄｑ負荷電流検出値８１０を出力する。

ゲイン手段８０２は、コンデンサ充電電流加算ｄｑ変換器出力電流指令値８１０に所定のゲインを乗算し、ｄｑ変換器出力電流指令値８１３を出力する。

加算器８０３は、ｄｑ系統電流フィードフォワード値８０７とｄｑ変換器出力電流指令値８１３とを加算し、フィードフォワード制御出力ｄｑ電流指令値８１４を出力する。

以上の構成によれば、第６実施形態と同様の効果を奏することができる。

（第９の実施形態）
図９に本発明の第９実施形態における電流指令制御装置の構成を示す。

電流指令制御装置６０３は、リミッタ手段９０１と、ベクトル・リミット手段９０２と、最小ＯＮパルス幅制御手段９０３と、ｄｑ２相変換手段９０４と、２相３相変換手段９０５とから構成される。

リミッタ手段９０１は、ｄｑ電流指令値９０６を入力し、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値との絶対値が、それぞれのリミット値を超えた場合は、ｄｑ軸電流指令値を所定のリミット値に制限したリミットｄｑ電流指令９０７を出力する。

ベクトル・リミット手段９０２は、リミットｄｑ電流指令９０７を入力し、ｄ軸とｑ軸のリミット電流指令から構成される電流ベクトルの振幅が規定値を超えた場合は、電流ベクトルの振幅が規定値になるように、ｄ軸とｑ軸のリミット電流指令を変換し、ベクトル・リミットｄｑ電流指令９０８を出力する。

最小ＯＮパルス幅制御手段９０３は、ベクトル・リミットｄｑ電流指令９０８を入力し、この電流指令を用いたＰＷＭ制御の結果、電力変換器を構成する素子により規定される最小ＯＮパルス幅より短いＰＷＭパルスが発生しないように、ベクトル・リミットｄｑ電流指令値を制限した値である最小ＯＮパルス幅制御ｄｑ電流指令９０９を出力する。

ｄｑ２相変換手段９０４は、最小ＯＮパルス幅制御ｄｑ電流指令９０９と、コンデンサ電圧ベクトル位相指令値７１５とを入力し、二相電流指令９１０を出力する。

２相３相変換手段９０５は、二相電流指令９１０を入力し、二相三相変換を行ない三相出力電流指令９１１を出力する。

以上の構成によれば、第６実施形態と同様の効果を奏することができる。

（第１０の実施形態）
図１０に本発明の第１０実施形態における１相当りのＰＷＭ制御装置の構成を示す。

ＰＷＭ制御装置６０４は、１段目変換器ＰＷＭ制御装置１００１と、２段目変換器ＰＷＭ制御装置１００２とから構成される。

１段目変換器ＰＷＭ制御装置１００１は、ＰＷＭ制御装置１００３と、ＮＯＴ回路１００４と、極性反転回路１００５とから構成される。

ＰＷＭ制御装置１００３は、三相出力電流指令９１１の一相当りの電流指令信号と、キャリア信号１００６を入力し、三相出力電流指令９１１の一相当りの電流指令信号がキャリア信号１００６より大きければ、素子をＯＮするＰＷＭ信号を出力し、そうでなければ、素子をＯＦＦするＰＷＭ信号を出力する。発生したＰＷＭ信号は、ＮＯＴ回路１００４を用いて、単相ブリッジ回路の上アームを構成する素子のゲート信号１００７と１００８として出力される。

単相ブリッジ回路の下側アームを構成する素子に対するＰＷＭ制御は、１相分の電流指令信号９１１を極性反転回路１００５により反転させた電流指令信号を用いて行なわれる。反転された電流指令信号とキャリア信号によりＰＷＭ制御され、単相ブリッジ回路の下アームを構成する素子に対するゲート信号が出力される。

２段目の単位変換器に対するＰＷＭ制御は、１段目の単位変換器に対するＰＷＭ制御
において、キャリアの位相を９０°ずらすことにより実現する。１段目と２段目の単位変換器に対するＰＷＭ制御キャリア信号に９０°の位相差を設ける目的は、発生する高調波を抑制するためである。また、他相のＰＷＭ制御は、他の相の電流指令信号９１１を用いて、同様に実現する。

上記の制御の結果、各単位変換器の出力端フィルタ・コンデンサ電圧を系統が瞬低する直前の電圧に制御することができ、本制御により系統瞬低時に負荷に対して所要の電力補償を実現することが可能となる。

以上の構成によれば、第６実施形態と同様の効果を奏することができる。

（第１１の実施形態）
図１１に本発明の第１１実施形態における制御装置の構成を示す。

制御装置２０５’は、模擬系統電流制御装置１１０１と、フィードフォワード制御装置１１０２と、電流指令制御装置１１０３と、ＰＷＭ制御装置１１０４とから構成される。

模擬系統電流制御装置１１０１は、三相コンデンサ電圧検出値１１０５を入力し、模擬系統電流制御の結果としてＰＩＤ制御出力ｄｑ電流指令値１１０８を出力する。ここで、三相コンデンサ電圧検出値１１０５は、各単位変換器の出力コンデンサ電圧のうち、同種の相間のコンデンサ電圧を互いに加算した値である。

フィードフォワード制御装置１１０２は、三相系統電流検出値１１０６と、三相負荷電流検出値１１０７とを入力し、フィードフォワード制御出力ｄｑ電流指令値１１０９を出力する。

電流指令制御装置１１０３は、ＰＩＤ制御出力ｄｑ電流指令値１１０８とフィードフォワード制御出力ｄｑ電流指令値１１０９とを入力し、三相出力電流指令１１１０を出力する。

ＰＷＭ制御装置１１０４は、三相出力電流指令１１１０を入力し、Ｕ相１段目単位変換器ゲート信号１１１１、Ｕ相２段目単位変換器ゲート信号１１１２、Ｖ相１段目単位変換器ゲート信号１１１３、Ｖ相２段目単位変換器ゲート信号１１１４、Ｗ相１段目単位変換器ゲート信号１１１５、Ｗ相２段目単位変換器ゲート信号１１１６を各単位変換器に対して出力する。

以上の構成によれば、第１実施形態の効果に加え、低圧の検出器も用いることが可能となり、コストを削減することができる。

（第１２の実施形態）
図１２に本発明の第１２実施形態における模擬系統電流制御装置の構成を示す。

模擬系統電流制御装置１１０１は、線間相変換手段１２０１と、三相二相変換手段１２０２と、コンデンサ電圧ベクトル振幅検出手段１２０３と、コンデンサ電圧ベクトル振幅制御手段１２０４と、コンデンサ電圧ベクトル位相検出手段１２０５と、コンデンサ電圧ベクトル位相制御手段１２０６と、模擬系統三相電圧生成手段１２０７と、二相ｄｑ変換手段１２０８と、減算手段１２０９と、模擬系統電流算出手段１２１０と、ＰＩＤ制御手段１２１１とから構成される。

線間相変換手段１２０１は、三相コンデンサ電圧検出値１２１２を入力し、相電圧に変換し、三相コンデンサ電圧相電圧換算値１２１３を出力する。

三相二相変換手段１２０２は、三相コンデンサ電圧検出値１２１２を入力し、静止二相座標系の二軸成分である二相コンデンサ電圧信号１２１４に変換する。

コンデンサ電圧ベクトル振幅検出手段１２０３は、二相コンデンサ電圧信号１２１４を入力し、二乗和の正の平方根をコンデンサ電圧ベクトル振幅１２１５として出力する。

コンデンサ電圧ベクトル振幅制御手段１２０４は、コンデンサ電圧ベクトル振幅１２１５と、瞬低発生信号１２１６とを入力し、瞬低が発生した場合は瞬低発生直前のコンデンサ電圧ベクトル振幅１２１５をコンデンサ電圧ベクトル振幅指令値１２１７として保持する。

コンデンサ電圧ベクトル位相検出手段１２０５は、二相コンデンサ電圧信号１２１４を入力し、コンデンサ電圧ベクトル位相信号１２１８を算出し出力する。

コンデンサ電圧ベクトル位相制御手段１２０６は、コンデンサ電圧ベクトル位相信号１２１８と瞬低発生信号１２１６とを入力し、瞬低が発生した場合は、瞬低発生直前のコンデンサ電圧ベクトル位相信号をコンデンサ電圧ベクトル位相指令信号の基準値として保持し、系統電圧の定格周波数で位相を進め、コンデンサ電圧ベクトル位相指令信号１２１９を出力する。

模擬系統三相電圧生成手段１２０７は、コンデンサ電圧ベクトル振幅指令値１２１７とコンデンサ電圧ベクトル位相指令値１２１９とを入力し、模擬系統電源三相電圧指令値１２２０を出力する。

三相二相変換手段１２０２は、模擬系統電源三相電圧指令値１２２０を入力し、静止二相成分の模擬系統電源二相電圧指令値１２２１を出力する。

二相ｄｑ変換手段１２０８は、模擬系統電源二相電圧指令値１２２１とコンデンサ電圧ベクトル位相指令値１２１９とを入力し模擬系統電源ｄｑ電圧１２２２を出力する。

減算手段１２０９は、模擬系統電源ｄｑ電圧１２２２から、コンデンサｄｑ電圧検出値１２２３を減算することにより、模擬系統ｄｑ電圧１２２４を算出する。

模擬系統電流算出手段１２１０は、模擬系統電流偏差１２２５を算出し、出力する。

ＰＩＤ制御手段１２１１は、模擬系統電流偏差１２２５を入力し、ＰＩＤ制御の結果として、電力変換器出力ｄｑ電流指令ＰＩＤ出力１２２６を出力する。

以上の構成によれば、第１実施形態の効果に加え、低圧の検出器も用いることが可能となり、コストを削減することができる。

（第１３の実施形態）
図１３に本発明の第１２実施形態における模擬系統電流算出手段の構成を示す。

模擬系統電流算出手段１２１０は、減算器１３０１と、除算器１３０２と、乗算器１３０３と、積分器１３０４と、遅れ要素１３０５とから構成される。

減算器１３０１は、模擬系統ｄｑ電圧１２２４から、遅れ要素１３０５により保持された前回の模擬系統電流計算値１３０６に電源系統の抵抗値１３０７を乗算して算出した電源系統の抵抗による電圧降下１３０８を減算することにより、電源系統のインダクタンスによる電圧降下１３０９を算出する。電源系統のインダクタンスによる電圧降下１３０９を電源系統のインダクタンス値１３１０で除算することにより、電源系統のインダクタンスによる電圧降下を電源系統のインダクタンスで除算した値１３１１を算出する。電源系統のインダクタンスによる電圧降下を電源系統のインダクタンスで除算した値１３１１に
サンプリング時間１３１２を乗算することにより、電源系統の電流変化量１３１３を算出する。積分器１３０４は、電源系統の電流変化量１３１３を積分することにより、電源系統の電流計算値１３１４を算出する。電源系統の電流指令値１３１５から電源系統の電流計算値１３１４を減算することにより模擬系統電流偏差１２２５を出力する。電源系統の電流指令値１３１５をゼロに設定することにより、模擬系統電流をゼロに制御するようにコンデンサ電圧を制御する。

以上の構成によれば、第１実施形態の効果に加え、低圧の検出器も用いることが可能となり、コストを削減することができる。

（第１４の実施形態）
図１４に本発明の第１４実施形態における電流指令制御装置の構成を示す。

電流指令制御装置６０３’の構成は、図９に示す本発明の第９実施形態における電流制御装置の構成において、２相３相変換手段９０５とその出力である三相出力電流指令９１１を、三相電流指令ベクトル振幅演算手段１４０１と、その出力である三相電流指令ベクトル振幅１４０２に置き換えた構成である。

三相電流指令ベクトル振幅演算手段１４０１は、入力した二相電流指令９１０の各指令値の二乗和の正の平方根を三相電流指令ベクトル振幅１４０２として出力する。

以上の構成によれば、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

（第１５の実施形態）
図１５に本発明の第１５実施形態におけるＰＷＭ制御の１つであるパルス制御装置の構成を示す。

当該実施形態では、電力変換器主回路を４段の単位変換器を三相ブリッジ回路で構成する場合を実施例とする。

パルス制御装置１５００は、１段目単位変換器用パルス制御装置１５０１と、２段目単位変換器用パルス制御装置１５０２と、３段目単位変換器用パルス制御装置１５０３と、４段目単位変換器用パルス制御装置１５０４とから構成される。

各段の単位変換器の制御装置は、互いに所定の位相差を設定する以外は、パルス制御方式は同一である。各パルス制御装置は、パルス制御の結果、各段の単位変換器を構成するスイッチング素子に対するゲート信号として、１段目単位変換器ゲート信号１５０５、２段目単位変換器ゲート信号１５０６、３段目単位変換器ゲート信号１５０７、及び４段目単位変換器ゲート信号１５０８を出力する。

以上の構成によれば、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

次に、図１６を参照して、本発明の実施形態におけるキャリア信号発生方法を説明する。

図１５に示す各段の単位変換器用パルス制御装置１５００は、図１６（ａ）に示すように、コンデンサ電圧ベクトル位相指令値７１５を入力し、３０[°]毎に三角波を発生する。この発生した三角波により、図１６（ｂ）に示すキャリア信号１６０１を生成する。

次に、図１７を参照して、本発明の実施形態におけるＰＷＭ制御を示す。

図１５に示す各段の単位変換器用パルス制御装置１５００は、三相電流指令ベクトル振幅１４０２を入力し、キャリア信号１６０１と大きさを比較する。このとき、三相電流指令ベクトル振幅１４０２がキャリア信号１６０１より大きければ、パルス高が１のＰＷＭパルス１（１７０１）を発生する。

一方、三相電流指令ベクトル振幅１４０２に０〜１の範囲の値を換算係数として乗算することにより、三相電流ベクトル振幅ゲイン乗算値１７０２を生成する。この値１７０２とキャリア信号１６０１とを比較する。もし三相電流ベクトル振幅ゲイン乗算値１７０２がキャリア信号１６０１より大きければ、パルス高が１のＰＷＭパルス２（１７０３）を発生する。

次に、図１８〜２１を参照して、本発明の実施形態におけるスイッチング素子の導通信号（１）〜（４）を示す。

スイッチング素子の導通信号（１）の場合、単位変換器の各アームＵ，Ｖ，Ｗ、Ｘ，Ｙ，Ｚに対する導通信号は、それぞれＡｕ（１），Ａｖ（１），Ａｗ（１），Ａｘ（１），Ａｙ（１），Ａｚ（１）である。

スイッチング素子の導通信号（２）の場合は、単位変換器の各アームＵ，Ｖ，Ｗ、Ｘ，Ｙ，Ｚに対する導通信号は、それぞれＡｕ（２），Ａｖ（２），Ａｗ（２），Ａｘ（２），Ａｙ（２），Ａｚ（２）である。

スイッチング素子の導通信号（３）の場合は、単位変換器の各アームＵ，Ｖ，Ｗ、Ｘ，Ｙ，Ｚに対する導通信号は、それぞれＡｕ（３），Ａｖ（３），Ａｗ（３），Ａｘ（３），Ａｙ（３），Ａｚ（３）である。

スイッチング素子の導通信号（４）の場合は、単位変換器の各アームＵ，Ｖ，Ｗ、Ｘ，Ｙ，Ｚに対する導通信号は、それぞれＡｕ（４），Ａｖ（４），Ａｗ（４），Ａｘ（４），Ａｙ（４），Ａｚ（４）である。

次に、図１７に示すＰＷＭパルス１（１７０１）とＰＷＭパルス２（１７０３）をそれぞれＰ_１、Ｐ_２、各単位変換器の各アームへのゲート信号をＧｕ，Ｇｖ、Ｇｗ，Ｇｘ、Ｇｙ，Ｇｗとすると、各ゲート信号は次式により演算し生成される。

Gu = (1.0−P₁)・Au(1)+ P₁・Au(2)+ P₂・Au(3)+(P₁−P₂)・Au(4)
Gv = (1.0−P₁)・Av(1)+ P₁・Av(2)+ P₂・Av(3)+(P₁−P₂)・Av(4)
Gw = (1.0−P₁)・Aw(1)+ P₁・Aw(2)+ P₂・Aw(3)+(P₁−P₂)・Aw(4)
Gx = (1.0−P₁)・Ax(1)+ P₁・Ax(2)+ P₂・Ax(3)+(P₁−P₂)・Ax(4)
Gy = (1.0−P₁)・Ay(1)+ P₁・Ay(2)+ P₂・Ay(3)+(P₁−P₂)・Ay(4)
Gz = (1.0−P₁)・Az(1)+ P₁・Az(2)+ P₂・Az(3)+(P₁−P₂)・Az(4)
（なお、P_*、A*(*)の各値は、０か１とする）
（第１６の実施形態）
次に、図２２に本発明の第１６の実施形態に係るゲートパルスの例を示す。当該ゲートパルスは、ゲート信号としてＵ相１段目変換器に対するゲートパルスである。

当該実施形態の制御装置は、図１１に示す本発明の第５実施形態における制御装置２０５‘の模擬系統電流制御装置１１０１およびフィードフォワード制御装置１１０２と、図１４に示す本発明の第６実施形態における電流指令制御装置６０３’および図１５に示す本発明の第６実施形態におけるパルス制御装置１５００とから構成する。

以上の構成によれば、第１実施形態の効果に加え、さらに大容量のものに対応することができる。

なお、この発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化出来る。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成出来る。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。

本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置を含む電力変換システムの構成を示した模式図。 本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置を含む電力変換システムの構成を示した模式図。 本発明の第３実施形態における単位変換器の構成を示した模式図。 本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置を含む電力変換システムの構成を示した模式図。 本発明の第５実施形態における単位変換器の構成を示した模式図。 本発明の第６実施形態における制御装置の構成を示した模式図。 本発明の第７実施形態におけるコンデンサ電圧制御装置の構成を示した模式図。 本発明の第８実施形態におけるフィードフォワード制御装置の構成を示した模式図。 本発明の第９実施形態における電流指令制御装置の構成を示した模式図。 本発明の第１０実施形態における１相当りのＰＷＭ制御装置の構成を示した模式図。 本発明の第１１実施形態における制御装置の構成を示した模式図。 本発明の第１２実施形態における模擬系統電流制御装置の構成を示した模式図。 本発明の第１３実施形態における模擬系統電流算出手段の構成を示した模式図。 本発明の第１４実施形態における電流指令制御装置の構成を示した模式図。 本発明の第１５実施形態におけるＰＷＭ制御の１つであるパルス制御装置の構成を示した模式図。 本発明の実施形態におけるキャリア信号発生方法を示した模式図。 本発明の実施形態におけるＰＷＭ制御を示した模式図。 本発明の実施形態におけるスイッチング素子の導通信号（１）を示した模式図。 本発明の実施形態におけるスイッチング素子の導通信号（２）を示した模式図。 本発明の実施形態におけるスイッチング素子の導通信号（３）を示した模式図。 本発明の実施形態におけるスイッチング素子の導通信号（４）を示した模式図。 本発明の第１６の実施形態に係るゲートパルスを示した模式図。

符号の説明

１００…検出器、１０１…電力変換装置、１０２…単位変換器、１０３…フィルタ・コンデンサ、１０４…変圧器、１０４…他の変圧器、１０５…制御装置、１０６…電流源、１０７…電源系統、１０８…系統連系スイッチ、１０９…負荷

Claims (7)

1. 系統連系スイッチが投入されると、前記系統連系スイッチを介して負荷に交流電力を供給する電源系統と連系して、前記負荷に交流電力を供給する電力変換装置であって、
   超電導コイルから給電される直流電力を交流電力に変換する直列に接続される複数の単位変換器と、
   前記単位変換器の出力端に接続されるコンデンサと、
   前記コンデンサの出力端に接続され、前記コンデンサからの電力を変換し、前記負荷に給電する変圧器と、
   前記系統連系スイッチよりも前記電源系統側の電源系統電圧を検出する電源系統電圧検出手段と、
   前記電源系統電圧検出手段により検出された前記電源系統電圧に基づいて、前記電源系統の瞬低を検知する瞬低検知手段と、
   前記コンデンサのコンデンサ電圧を検出するコンデンサ電圧検出手段と、
   前記瞬低検知手段により瞬低を検知した場合、前記コンデンサ電圧検出手段により検出された前記コンデンサ電圧に基づいて、瞬低する直前のコンデンサ電圧を保持するコンデンサ電圧保持手段と、
   前記コンデンサ電圧保持手段により保持された前記コンデンサ電圧を基準値として、前記コンデンサのコンデンサ電圧を制御するためのコンデンサ電圧制御指令値を演算するコンデンサ電圧制御手段と、
   前記系統連系スイッチよりも前記電源系統側の電源系統電流を検出する電源系統電流検出手段と、
   前記系統連系スイッチよりも前記負荷側の負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、
   前記電源系統電流検出手段により検出された前記電源系統電流及び前記負荷電流検出手段により検出された前記負荷電流に基づいて、前記負荷に流れる電流をフィードフォワード制御するためのフィードフォワード制御指令値を演算するフィードフォワード制御手段と、
   前記コンデンサ電圧制御手段により演算された前記コンデンサ電圧制御指令値及び前記フィードフォワード制御手段により演算された前記フィードフォワード制御指令値に基づいて、前記複数の単位変換器の出力電流を制御するための電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、
   前記電流指令値演算手段により演算された前記電流指令値に基づいて、前記複数の単位変換器を制御する変換器制御手段と
   を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記コンデンサ電圧保持手段により保持された前記コンデンサ電圧の位相を前記電源系統の周波数で進めた位相を算出するコンデンサ電圧位相算出手段を備え、
   前記フィードフォワード制御手段は、
   前記電源系統電流検出手段により検出された前記電源系統電流及び前記コンデンサ電圧位相算出手段により算出された位相に基づいて、前記電源系統の電流である電源系統電流演算値を演算する電源系統電流演算手段と、
   前記負荷電流検出手段により検出された前記負荷電流及び前記コンデンサ電圧位相算出手段により算出された位相に基づいて、前記負荷に流れる電流である負荷電流演算値を演算する負荷電流演算手段と、
   前記電源系統電流演算手段により演算された前記電源系統電流演算値及び前記負荷電流演算手段により算出された前記負荷電流演算値に基づいて、前記負荷に流れる電流をフィードフォワード制御するためのフィードフォワード制御指令値を演算するフィードフォワード制御指令値演算手段とを備えたこと
   を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 系統連系スイッチが投入されると、前記系統連系スイッチを介して負荷に交流電力を供給する電源系統と連系して、前記負荷に交流電力を供給する電力変換装置であって、
   超電導コイルから給電される直流電力を交流電力に変換する直列に接続される複数の単位変換器と、
   前記単位変換器の出力端に接続されるコンデンサと、
   前記コンデンサの出力端に接続され、前記コンデンサからの電力を変換し、前記負荷に給電する変圧器と、
   前記系統連系スイッチよりも前記電源系統側の電源系統電圧を検出する電源系統電圧検出手段と、
   前記電源系統電圧検出手段により検出された前記電源系統電圧に基づいて、前記電源系統の瞬低を検知する瞬低検知手段と、
   前記コンデンサのコンデンサ電圧を検出するコンデンサ電圧検出手段と、
   前記瞬低検知手段により瞬低を検知した場合、前記コンデンサ電圧検出手段により検出された前記コンデンサ電圧に基づいて、瞬低する直前のコンデンサ電圧を保持するコンデンサ電圧保持手段と、
   前記コンデンサ電圧保持手段により保持された前記コンデンサ電圧の位相を前記電源系統の周波数で進めた位相を算出するコンデンサ電圧位相算出手段と、
   前記コンデンサ電圧検出手段により検出された前記コンデンサ電圧及び前記コンデンサ電圧位相算出手段により算出された前記位相に基づいて、前記電源系統を模擬する模擬系統の電圧である模擬系統電圧を演算する模擬系統電圧演算手段と、
   前記模擬系統電圧演算手段により演算された前記模擬系統電圧、前記電源系統の抵抗値、及び前記電源系統のインダクタンスに基づいて、前記模擬系統の電流である模擬系統電流を演算する模擬系統電流演算手段と、
   前記模擬系統の電流を制御するための指令値である模擬系統電流制御指令値を演算する模擬系統電流制御手段と、
   前記系統連系スイッチよりも前記電源系統側の電源系統電流を検出する電源系統電流検出手段と、
   前記系統連系スイッチよりも前記負荷側の負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、
   前記電源系統電流検出手段により検出された前記電源系統電流及び前記負荷電流検出手段により検出された前記負荷電流に基づいて、前記負荷に流れる電流をフィードフォワード制御するためのフィードフォワード制御指令値を演算するフィードフォワード制御手段と、
   前記模擬系統電流制御手段により演算された前記模擬系統電流制御指令値及び前記フィードフォワード制御手段により演算された前記フィードフォワード制御指令値に基づいて、前記複数の単位変換器の出力電流を制御するための電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、
   前記電流指令値演算手段により演算された前記電流指令値に基づいて、前記複数の単位変換器を制御する変換器制御手段と
   を備えたことを特徴とする電力変換装置。
4. 前記電流指令値演算手段により演算された前記電流指令値を、設定されたリミット値に制限する電流指令値制限手段と、
   前記電流指令値制限手段により制限された前記電流指令値を、前記単位変換器を構成する素子により規定される最小ＯＮパルス幅より短いパルス幅のパルスを発生させないための制限をする最小ＯＮパルス幅制限手段とを備え、
   前記変換器制御手段は、前記最小ＯＮパルス幅制限手段により制限された前記電流指令値に基づいて、前記複数の単位変換器をパルス制御すること
   を特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記複数の単位変換器は、単相ブリッジ回路である１段目の単位変換器と単相ブリッジ回路である２段目の単位変換器により三相交流の一相分の構成がされ、
   前記変換器制御手段は、
   前記電流指令値演算手段により演算された前記電流指令値の一相分の電流指令値と第１のキャリア信号とを比較して、前記１段目の単位変換器の１つの上アームを構成する素子のゲート信号を生成する第１のゲート信号生成手段と、
   前記第１のゲート信号生成手段により生成された前記ゲート信号を論理否定して、前記１段目の単位変換器の上アームを構成する前記第１のゲート信号生成手段と異なるもう１つの素子のゲート信号を生成する第２のゲート信号生成手段と、
   前記第１のゲート信号生成手段の前記一相分の電流指令値の極性を反転させた電流指令値と前記第１のキャリア信号とを比較して、前記１段目の単位変換器の１つの下アームを構成する素子のゲート信号を生成する第３のゲート信号生成手段と、
   前記第３のゲート信号生成手段により生成された前記ゲート信号を論理否定して、前記１段目の単位変換器の下アームを構成する前記第３のゲート信号生成手段と異なるもう１つの素子のゲート信号を生成する第４のゲート信号生成手段と、
   前記第１のゲート信号生成手段の前記一相分の電流指令値と前記第１のキャリア信号から９０度位相をずらした第２のキャリア信号とを比較して、前記２段目の単位変換器の１つの上アームを構成する素子のゲート信号を生成する第５のゲート信号生成手段と、
   前記第５のゲート信号生成手段により生成された前記ゲート信号を論理否定して、前記２段目の単位変換器の上アームを構成する前記第５のゲート信号生成手段と異なるもう１つの素子のゲート信号を生成する第６のゲート信号生成手段と、
   前記第１のゲート信号生成手段の前記一相分の電流指令値の極性を反転させた電流指令値と前記第２のキャリア信号とを比較して、前記２段目の単位変換器の１つの下アームを構成する素子のゲート信号を生成する第７のゲート信号生成手段と、
   前記第７のゲート信号生成手段により生成された前記ゲート信号を論理否定して、前記２段目の単位変換器の下アームを構成する前記第７のゲート信号生成手段と異なるもう１つの素子のゲート信号を生成する第８のゲート信号生成手段とを備えたこと
   を特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記複数の単位変換器の各単位変換器は、単相ブリッジ回路であること
   を特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記複数の単位変換器の各単位変換器は、三相ブリッジ回路であること
   を特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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