CN103248231A - 多相均流控制的并联调整电路及控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及直流/直流变换领域及整流领域，旨在提供一种多相均流控制的并联调整电路及控制方法。该电路包括n相并联的调整电路，每一相调整电路的结构均相同，每一相均包括主变压器、辅助变压器；每一相电路中主变压器原边绕组和辅助变压器的原边绕组串联后并联在等效交流输入电源PN的两端；两路输出中主变压器的副边绕组经整流电路后直接连接到电流器输出侧的正端，另一端接地；另一路辅助变压器的副边绕组经过整流电路后，连接到DC-DC变换器的输入端，DC-DC变换器的输出端并联连接到电流器输出侧。本发明通过控制小功率的DC-DC模块的功率均衡实现多路变流器之间的均流；在副边实现反馈，反馈信号无需经过隔离传递到原边，提高了控制系统可靠性。
Description
技术领域
本发明属于直流/直流变换领域及整流领域，涉及一种能够实现多相均流的并联调整电路及其控制方法。更具体的说，本发明涉及一种多相并联调整电路，可以通过控制并联小功率模块的电流来实现整个电路的均流。
背景技术
多相交错并联技术可以以降低输出电流纹波，减小输出电容体积，优化热和功率分布，在中大功率场合得到了广泛应用。但是由于电路负载特性以及控制参数上存在的偏差，会导致两路或者多路负载电流偏差，无法有效减小电流纹波，所以需要增加均流措施来保证多路变流器的均流。
传统的均流方法有利用输出电压调整率均流、主从均流、主动选主的均流方式等，适用于常规PWM控制的变流器。但是对于LLC等谐振电路，由于其采用调频控制，当两相LLC电路为了实现均流而工作频率不同时，不但电流纹波不能有效降低，而且会产生拍频问题，低频谐波难以滤除。
发明内容
本发明要解决的技术问题，是提出一种可以实现输出电压紧调整并实现多相均流的交错并联电路结构及其控制方式。该控制方法可以运用于传统PWM控制的变流器，也可以应用于谐振变流器，通过控制辅助DC-DC模块的功率均衡实现多相变流器输出之间的均流。
为解决上述技术问题，本发明的解决方案是：
提供一种多相均流控制的并联调整电路，包括n相并联的调整电路，n为大于1的整数；每一相调整电路的结构均相同，具体为：每一相均包括主变压器T1（原边匝数比副边匝数为N1:1）、辅助变压器T2（原边匝数比副边匝数为M:1）、位于变压器原边由直流输入电源Vin逆变后得到的等效交流输入电源PN、位于变压器副边的两个整流电路Rec1和Rec2、电容C1、DC-DC变换器1和输出电容Co；其中，每一相电路中主变压器T1原边绕组和辅助变压器T2的原边绕组串联后并联在等效交流输入电源PN的两端；两路输出中主变压器T1的副边绕组经整流电路Rec1后直接连接到电流器输出侧Vo的正端，另一端接地；另一路辅助变压器T2的副边绕组经过整流电路Rec2后，连接到DC-DC变换器1的输入端，DC-DC变换器1的输出端并联连接到电流器Vo输出侧。
本发明中，所述DC-DC变换器是不隔离DC-DC电路：buck电路、boost电路或buck-boost电路中的任意一种。
本发明进一步提供了基于前述多相均流控制的并联调整电路的控制方法，由一个输出均流控制器对输出电压Vo和每一相电路中DC-DC变换器的功率开关管的电流波形信号CS1至CSN进行采样；原边采用固定频率固定占空比控制，通过副边DC/DC变换器来实现输出紧调整控制，其控制环路采用峰值电流模式控制；给定的参考电压Vref（如图3所示）与电流器输出电压Vo相减所得的误差信号经过补偿网络放大作为PWM调制器的调制信号，将电流波形信号CS1至CSN作为载波信号；每个开关周期之初由时钟脉冲置位RS触发器，产生相应的PWMN信号；由于N相之间采用相同的一个电压环所以电流的调制信号相同，实现每一相DC-DC变流器的电流均衡，从而保证并联时每一相并联调整电路的功率均衡。
本发明还提供了基于前述多相均流控制的并联调整电路的控制方法，由一个输出均流控制器对输出电压Vo和每一相电路中DC-DC变换器的功率开关管的电流波形信号CS1至CSN进行采样；原边采用固定频率固定占空比控制，通过副边DC-DC变换器来实现输出紧调整控制，其控制环路采用平均电流模式控制；给定的参考电压Vref（如图4所示）与电流器输出电压Vo相减所得的误差信号经过补偿网络放大作为PWM调制器的调制信号，将电感的电流作为比较信号，经过PI调节器后的控制信号与锯齿波信号比较，产生相应的PWMN信号。
本发明中，所述N相调整电路为相交错并联，通过控制DC/DC变换器的功率平衡来实现均流，具体为：不同相变换器之间，变压器原边采用交错并联控制，每相之间移相180°/N；所述输出均流控制器输出驱动信号PWMN以驱动DC-DC变换器，通过实现每一路DC-DC变换器处理的功率均衡来实现多相均流。
本发明中，原边拓扑为常规的各种拓扑结构，包括：PWM控制的正激、反激、推挽、半桥或全桥拓扑结构；原边驱动信号工作于固定占空比，每相之间移相控制，即将原边电路和主变压器作为一个DCX，通过调节辅助变压器副边的DC-DC变换器来实现输出电压Vo的调节。
本发明中，原边拓扑为LLC谐振电路，实现输入DC到AC交流侧的变换；原边在正常工作状态下固定工作于谐振频率，每相之间移相控制。
本发明中，副边DC-DC变换器的驱动信号和原边的驱动控制信号同步，DC/DC的驱动信号同频或者倍频于原边信号，两者在上升沿同时触发，实现原副边的同步。
本发明中，采用同步整流的方式，以同步整流管代替副边整流结构中的二极管。
相对于现有技术，本发明的有益效果是：
（1）通过控制小功率的DC-DC模块的功率均衡实现多路变流器之间的均流。
（2）在副边实现反馈，反馈信号无需经过隔离传递到原边，提高了控制系统可靠性。
（3）本发明的控制方法可以应用于多种拓扑，除了可以应用于传统的PWM控制的变流器以外，对于谐振电路，例如LLC电路，通过原边采用定频谐振点工作的控制方式，避免了谐振电路拍频等问题，减小了谐振参数对于不均流的影响，实现高效率，紧调整输出和均流的功能。
（4）原边定频定占空比，控制简单。DCX最优化，可实现高效率高功率密度。
（5）原边定频控制，容易实现高频化，减小磁原件体积。
附图说明
图1是简化的N相并联的调整型新型变流器框图。
图2是N相并联变流器及其均流控制原理框图。
图3是采用峰值电流模式控制的控制框图。
图4是采用平均电流模式控制的控制框图。
图5是原副边驱动信号的同步说明框图。
图6是两相单端型变流器。
图7是两相LLC谐振型变流器。
图8是两相LLC谐振型变流器及其控制框图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明
实施例1：实施例1包括N相并联调整电路，其中第一相的输入为交流源P1，第一相结构框架中包括两个变压器T1和T2，整流结构Rec1和Rec2，DC-DC变换器1，DC-DC变换器的输入电容C1和输出电容Co。变压器T1的原边匝数比副边匝数为N1:1，变压器T2的原边匝数比副边匝数为M:1。T1和T2的原边绕组串联，连接到输入交流侧P1的两端。T1的副边绕组连接到副边整流结构Rec1的输入端，Rec1的输出一端连接到输出电容正端，一端连接到输出Vo的负端。T2的副边绕组连接到副边整流结构Rec2的输入端，Rec2的输出端并联电容C1后连接到DC-DC变换器1的输入端，DC-DC变换器1的输出端并联到输出电容Co的两端。第二相至第N相的输入交流电源分别为P2至PN，第二相至第N相和第一相结构相同，此处不再赘述。（如图1所示）
实施例2：实施例2是针对图1提出的拓扑，实现多相均流的控制方法的实施例。该控制器所实现的控制方法可以使用模拟或者数字的方法得以实现。控制器实现的功能包括原边逆变结构开关管的驱动，副边DC-DC变换器的驱动以及变流器的反馈控制。变流器原边N相之间采用移向控制，相邻两相之间相位差为180°/N，多相之间的驱动频率和占空比相同。副边N相DC-DC变换器的驱动信号为PWM1至PWMN，每一相和相应的原边同步。频率和占空比由控制器调节。反馈控制包括电压环和电流环，采样的反馈信号包括输出电压Vo和每一相DC/DC变流器的电流信号CS1至CSN。通过控制器的控制算法，得到相应每一相DC/DC变换器的PWM信号。（如图2所示）
实施例3：实施例3是在实施例2的基础上提出的一种可以实现多相均流紧调整的控制方法。该方法采用峰值电流模式来实现DC-DC变换器模块的反馈控制。需要采样的反馈信号包括输出电压Vo和每一相DC-DC变换器中功率开关管的电流波形信号CS1至CSN。参考电压Vref与变换器输出电压Vo相减所得的误差信号经补偿网络（PID）放大作为PWM调制器的公共的调制信号，而流过开关器件的电流信号CS1-CSN作为每一相的载波信号。CSN与调制信号相减后，经过RS触发器，每个开关周期之初，由时钟脉冲置位RS触发器，之后电感电流逐渐增加，当检测到电流信号CSN大于调制信号时比较器反转并复位RS触发器，得到对应的PWMN信号。由于N相之间，采用相同的一个电压环，所以电流的调制信号相同，实现每一相DC-DC变流器的电流均衡，从而保证并联时的功率均衡。（如图3所示）
实施例4：如图4所示的实施例4是在实施例2的基础上提出的一种可以实现多相均流紧调整的控制方法。该方法采用平均电流模式来实现DC-DC变换器的反馈控制。需要采样的反馈信号包括输出电压Vo和每一相DC-DC变换器中电感的平均电流CS1至CSN。参考电压Vref与变换器输出电压Vo相减所得的误差信号经补偿网络Gcv，作为公共的比较信号。该信号与电流信号CSN*GCI比较后连接到比较器FmN的负端，比较器的正端连接锯齿波信号，比较器输出为驱动信号PWMN。驱动信号经过驱动电路后驱动相应的开关管。
实施例5：实施例5是是在实施例2的基础上的一个改进。为了减小EMI干扰，消除拍频问题，原副边的驱动时序需要实现同步控制。由控制器产生的N路原边驱动信号，时序上采用移向控制，同时将每一路的原边驱动信号的上升沿和对应DC-DC变换器驱动信号的上升沿同步。DC-DC变换器的工作频率应该同原边驱动频率相同或者成整数倍关系。该同步功能可以通过数字方式实现，也可以通过模拟电路外加同步信号至驱动芯片同步端实现。（图5）
实施例6：图6是针对电源型PWM反激电路的实施例。该实施例由两相变流器组成。第一相由直流输入电源Vin，电感Lin1，电容Cin1，变压器T11，辅助变压器T12，开关管Q1，副边整流管D1和D12，DC-DC变换器1和输出电容Co组成。第二相由电感Lin2，电容Cin2，变压器T21，辅助变压器T22，开关管Q2，副边整流管D2和D22，DC/DC变流器2和输出电容组成。第一相中，Lin的一端连接到输入直流电压源Vin的正端，另一端连接到电容Cin的一端，Cin的另一端接地。输入电感Lin，电容Cin和Q1实现了将输入直流电压源Vin转换至交流侧的功能，即为图1中的等效交流源P1。P1的输出正端为Lin和Cin的连接点，P1输出负端为开关管Q1的漏极。变压器T11的原边绕组和辅助变压器T12的原边绕组相串联，一端连接到P1的正端，另一端连接到P1的负端。T11的副边同名端接地，非同名端连接到二极管D1的阳极，D1的阴极连接到输出电容Co1的正端。辅助变压器T12的副边经过整流二极管D12后连接到DC-DC变换器1的输入端，DC-DC变换器1的输入端并联输入电容C1。DC-DC变换器1的输出端一端并联到输出Vo的正端，另一端接地。第二相的电路拓扑结构和第一相相同，两相之间相互并联，此处不再赘述。
实施例7：图7是针对两相LLC谐振电路的实施例。该实施例中有两相LLC并联调整电路组成。第一相由输入Vin，开关管Q1，Q2，谐振电感Lr1，谐振电容Cr1，变压器T11，辅助变压器T12，副边整流二极管D1-D4，输出电容Co1，DC-DC变换器1组成。第二相由输入Vin，开关管Q3，Q4，谐振电感Lr2，谐振电容Cr2，变压器T21，辅助变压器T22，副边整流二极管D5-D8，输出电容Co2，DC-DC变换器2组成。第一相中，开关管Q1，Q2构成的桥臂一端连接到输入直流电压源Vin的正端，另一端接地。桥臂中点与谐振电容Cr1，谐振电感Lr1，变压器T11的原边绕组和变压器T12的原边绕组串联。此拓扑结构中Q1、Q2、Lr1和Cr1构成了图1中所示的等效交流源P1，实现从直流到交流的变换。变压器T11和T12副边绕组采用中心抽头结构，变压器T11的中心抽头端接地，另外两端分别连接到二极管D1和D2的阳极，D1和D2的阴极共同连接到输出电容Co1的正端，也就是输出Vo的正端。辅助变压器T12的中心抽头端接地，另外两端分别连接到二极管D3和D4的阳极，D3和D4的阴极共同连接到DC/DC变流器的输入端。DC/DC变流器的输出一端接地，一端并联到输出侧Vo的正端。第二相变流器结构和第一相相同，两相之间相互并联，此处不再赘述。
实施例8：图8是针对LLC谐振电路的一种改进的实施例。此实施例给出了两相LLC谐振电路使用峰值电流模式进行反馈的模拟电路实现方法。主电路结构和图7中所述电路结构相同，此处不再赘述，以下重点介绍控制电路的结构。原边的驱动为固定频率，固定占空比0.5的驱动信号，其工作频率为Lr1和Cr1的谐振频率。两相之间移相π/2。反馈控制需要采样的反馈信号包括输出电压Vo和每一相DC-DC变换器中功率开关管的电流波形信号CS1，CS2。输出电压采用信号Vo串联阻抗Z1后连接到运放的负端，运放的正端连接比较电压Vref。经过误差放大后的信号连接到两个比较器的负端，两路DC-DC变换器的开关管电流波形信号CS1，CS2连接到比较器的正端。比较器的输出连接到RS触发器的R端，时钟信号连接到RS的S端。比较器的输出分别为两个DC-DC变换器的驱动信号，经过驱动电路后驱动相应开关管。
本发明中，所述组合变流器中的交流源可为交流电压源或交流电流源，副边整流结构可以为全桥整流电路，半波整流电路，倍流整流电路或者倍压整流电路。
Claims (9)
1.一种多相均流控制的并联调整电路，包括n相并联的调整电路，n为大于1的整数；其特征在于，每一相调整电路的结构均相同，具体为：每一相均包括主变压器T1、辅助变压器T2、位于变压器原边由直流输入电源Vin逆变后得到的等效交流输入电源PN、位于变压器副边的两个整流电路Rec1和Rec2、电容C1、DC-DC变换器和输出电容Co；其中，主变压器T1的原边匝数比副边匝数为N1:1、辅助变压器T2的原边匝数比副边匝数为M:1；每一相电路中主变压器T1原边绕组和辅助变压器T2的原边绕组串联后并联在等效交流输入电源PN的两端；两路输出中主变压器T1的副边绕组经整流电路Rec1后直接连接到电流器输出侧Vo的正端，另一端接地；另一路辅助变压器T2的副边绕组经过整流电路Rec2后，连接到DC-DC变换器的输入端，DC-DC变换器1的输出端并联连接到电流器Vo输出侧。
2.根据权利要求1所述的并联调整电路，其特征在于，所述DC-DC变换器是不隔离DC-DC电路：buck电路、boost电路或buck-boost电路中的任意一种。
3.一种基于权利要求1所述多相均流控制的并联调整电路的控制方法，其特征在于，由一个输出均流控制器对输出电压Vo和每一相电路中DC-DC变换器的功率开关管的电流波形信号CS1至CSN进行采样；原边采用固定频率固定占空比控制，通过副边DC/DC变换器来实现输出紧调整控制，其控制环路采用峰值电流模式控制；给定的参考电压Vref与电流器输出电压Vo相减所得的误差信号经过补偿网络放大作为PWM调制器的调制信号，将电流波形信号CS1至CSN作为载波信号；每个开关周期之初由时钟脉冲置位RS触发器，产生相应的PWMN信号；由于N相之间采用相同的一个电压环所以电流的调制信号相同，实现每一相DC-DC变流器的电流均衡，从而保证并联时每一相并联调整电路的功率均衡。
4.一种基于权利要求1所述多相均流控制的并联调整电路的控制方法，其特征在于，由一个输出均流控制器对输出电压Vo和每一相电路中DC-DC变换器的功率开关管的电流波形信号CS1至CSN进行采样；原边采用固定频率固定占空比控制，通过副边DC-DC变换器来实现输出紧调整控制，其控制环路采用平均电流模式控制；给定的参考电压Vref与电流器输出电压Vo相减所得的误差信号经过补偿网络放大作为PWM调制器的调制信号，将电感的电流作为比较信号，经过PI调节器后的控制信号与锯齿波信号比较，产生相应的PWMN信号。
5.根据权利要求3或4所述的方法，其特征在于，所述N相调整电路为相交错并联，通过控制DC/DC变换器的功率平衡来实现均流，具体为：不同相变换器之间，变压器原边采用交错并联控制，每相之间移相180°/N；所述输出均流控制器输出驱动信号PWMN以驱动DC-DC变换器，通过实现每一路DC-DC变换器处理的功率均衡来实现多相均流。
6.根据权利要求3或4所述的方法，其特征在于，原边拓扑为常规的各种拓扑结构，包括：PWM控制的正激、反激、推挽、半桥或全桥拓扑结构；原边驱动信号工作于固定占空比，每相之间移相控制，即将原边电路和主变压器作为一个DCX，通过调节辅助变压器副边的DC-DC变换器来实现输出电压Vo的调节。
7.根据权利要求3或4所述的方法，其特征在于，原边拓扑为LLC谐振电路，实现输入DC到AC交流侧的变换；原边在正常工作状态下固定工作于谐振频率，每相之间移相控制。
8.根据权利要求3或4所述的方法，其特征在于，副边DC-DC变换器的驱动信号和原边的驱动控制信号同步，DC/DC的驱动信号同频或者倍频于原边信号，两者在上升沿同时触发，实现原副边的同步。
9.根据权利要求3或4所述的方法，其特征在于，采用同步整流的方式，以同步整流管代替副边整流结构中的二极管。
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