CN102185493A - 高频交流侧串联实现紧调整输出的组合变流器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及隔离型Dc/Dc电能转换器，旨在提供一种高频交流侧串联实现紧调整输出的组合变流器。该组合变流器包括两个变压器，其原边绕组串联后接到交流输入源Vin的两端；变压器T1的副边绕组的输出接到整流电路Rec1的输入端，变压器T2的副边绕组的输出接到整流电路Rec2的输入端；整流电路Rec1输出的一端接到输出电容Co的正端，另一端接到输出Vo的负端；负载RL一端接到输出电容Co的正端，另一端接到输出Vo的负端；整流器Rec2的输出两种可选方式。本发明原边可以实现固定占空比，因此变压器T1和T2的利用率最大化；反馈控制信号无需传递到原边，提高了反馈控制的可靠性；容易实现多路独立输出的模块化；副边的整流电路更容易采用同步整流技术。

Description

高频交流侧串联实现紧调整输出的组合变流器

技术领域

本发明涉及一种隔离型Dc/Dc电能转换器，具体的说是一种高频交流侧串联实现紧调整输出的组合变流器。

背景技术

很多电能转换的应用场合需要实现输入、输出之间的电气隔离，还需要输出电压的紧调整，以便保证负载扰动或者输入电压变动时，输出电压仍然恒定。为了实现输出的紧调整，一般采用带有高频变压器隔离Dc/Dc变流器，如图1所示，通过原边开关管的占空比或者开关频率的调节，实现输出电压的恒定。这样的方案虽然简单，但是效率较低，尤其是变压器的工作占空比也会随着电路的占空比调节而变化，导致变压器的利用率降低。

为了提高变压器的利用率，可以采用两级Dc/Dc的结构，如图2所示。其中第一级DC/Dc中的变压器工作在固定占空比的状态，依靠后级不隔离的Dc-Dc实现输出电压的紧调整。采用这样的结构，虽然前级作为DCX，可以看作一个等效的直流变压器，实现效率的最优化，但是，所有的输入功率要经过两级变换，效率降低。

为了简化后面的说明，将图2中的逆变器等效为交流输入源Vin，如图3所示。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，克服现有技术的不足，提供一种既可以获得很高的效率，又可以实现输出紧调整的高频交流侧串联实现紧调整输出的组合变流器。

为解决技术问题，本发明提供了一种高频交流侧串联实现紧调整输出的组合变流器，包括变压器、位于变压器原边侧的交流输入源Vin、位于变压器副边侧的整流电路、电容和Dc-Dc电路；所述变压器有两个分别为变压器T1和T2，两变压器的原边绕组串联后接到交流输入源Vin的两端；变压器T1的副边绕组的输出接到整流电路Rec1的输入端，变压器T2的副边绕组的输出接到整流电路Rec2的输入端；整流电路Rec1输出的一端接到输出电容Co的正端，另一端接到输出Vo的负端；负载RL一端接到输出电容Co的正端，另一端接到输出Vo的负端；整流器Rec2的输出有两种可选方式：

(1)整流器Rec2输出的一端接到电容C1的正端，另一端接到电容C1的负端；电容C1的正端接到Dc-Dc电路的正输入端，负端接到Dc-Dc电路的负输入端；Dc-Dc电路的输出端同时接到输出Vo的正端、输出的地和反馈网络的输入端，反馈网络的输出端接到Dc-Dc的控制端；或者

(2)整流器Rec2输出的一端接到Dc-DC电路的负输入端，另一端接至电感L1，电感L1的另一端则接到Dc-Dc电路的正输入端；Dc-Dc电路的输出端同时接到输出Vo的正端、输出的地和反馈网络的输入端，反馈网络的输出端接到Dc-Dc的控制端。

作为一种改进，本发明以除交流输入源Vin以外的全部电路结构作为一个独立的子模块电路，组合变流器包括至少两个子模块电路；各子模块的输入侧并联连接于交流输入源Vin的两端，每个子模块电路给各自的负载提供能量。

作为一种改进，本发明所述各子模块电路的输出是独立的，或者是并联的。

作为一种改进，本发明所述整流电路Rec1是全桥整流电路、中心抽头整流电路、倍压整流电路或半波整流电路中的任意一种；所述整流电路Rec2是全桥整流电路、中心抽头整流电路或半波整流电路中的任意一种。

作为一种改进，本发明所述组合变流器的交流输入源Vin是交流电流源或交流电压源。

作为一种改进，当整流器Rec2的输出为方式(1)时，该组合变流器还包括一个电感Lo，其一端接于整流电路Rec1的输出，另一端接于输出电容Co的正端。

作为一种改进，本发明所述整流电路Rec1是全桥整流电路、中心抽头整流电路或半波整流电路中的任意一种。

作为一种改进，该组合变流器的交流输入源Vin由一个阻抗网络Zr和一个高频脉冲电压源Vp组成。

作为一种改进，本发明所述阻抗网络Zr是由至少一个电容Cr与至少一个电感Lr组合而成的谐振电路。

本发明利用高频变压器原边绕组的串联结构，部分功率经过T1的直接处理流入负载，另一部分功率经过T2后，再经过Dc-Dc电路的处理，流入负载。因此，通过这样的结构，既实现了输出电压的紧调整，又使部分功率只经过一级的处理，提高了整体功率转换的效率。同时依靠Dc-Dc电路实现输出电压的紧调整。反馈控制信号的传递在输出侧进行，通过反馈电路来控制副边Dc-DC电路的输出，可以避免光耦隔离等可靠性低的电路。另外，通过副边模块化设计，可以实现多路独立的输出，每一路都可以实现紧调整。也可以实现并联输出，满足大电流应用场合。另外，由于原边可以采用固定占空比控制，对于副边采用同步整流技术时，驱动会很简单。可以采用与原边同步的驱动信号，就可以驱动同步整流器件。

本发明的有益效果是：

(1)原边可以实现固定占空比，因此变压器T1和T2的利用率最大化；

(2)反馈控制信号无需传递到原边，提高了反馈控制的可靠性；

(3)容易实现多路独立输出的模块化；

(4)副边的整流电路更容易采用同步整流技术。

附图说明

图1：传统PWM变流器；

图2：两级级联型变流器；

图3：简化的级联型变流器；

图4：本发明提出的变压器原边交流侧串联的组合变流器；

图5：本发明提出的一种改进的变压器原边交流侧串联的组合变流器；

图6：本发明提出的另一种改进的变压器原边交流侧串联的组合变流器；

图7：采用LC谐振型阻抗源网络的组合变流器；

图8：满足副边两路输出的模块化组合变流器结构；

图9：半桥谐振源型组合变流器；

图10：半桥PWM电压源型组合变流器；

图11：改进的半桥PWM电压源型组合变流器；

图12：采用中心抽头整流的半桥谐振源型组合变流器。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

实施例1：

实施例1包括两个变压器T1和T2，T1的原边绕组与T2的原边绕组串联后，各自的另一端分别接到交流输入源Vin的两端。T1的副边绕组的输出接到整流电路Rec1的输入端。T2的副边绕组的输出接到整流电路Rec2的输入端。整流电路Rec1的输出一端接到电容Co的正端，另一端接到输出Vo负端。负载RL一端接到输出电容Co的正端，另一端接到输出Vo的负端。整流电路Rec2的输出一端接到电容C1的正端，另一端接到C1的负端。C1的正端接到Dc-Dc的正输入端，C1的负端接到Dc-Dc的负输入端。Dc-Dc的输出端一端接输出Vo的正端，另一端接输出的地。Dc-Dc的输出同时接到反馈网络的输入端，反馈网络的输出端接到Dc-Dc的控制端。(如图4所示)

实施例2：

为了进一步减小输出侧的电流纹波，减轻输出电容的电流应力，可在整流电路REC1的输出侧增加滤波电感，如图5所示。

该组合变流器中，两个变压器T1和T2，T1的原边绕组与T2的原边绕组串联后，各自的另一端分别接到交流输入源Vin的两端。T1的副边绕组的输出接到整流电路Rec1的输入端。T2的副边绕组的输出接到整流电路Rec2的输入端。Rec1的输出一端接到输出电感Lo的一端，C另一端接到输出Vo负端。电感Lo的另一端接到输出电容的正端。负载RL一端接到输出电容Co的正端，另一端接到Vo的负端。整流器Rec2的输出一端接到电容C1的正端，另一端接到C1的负端。C1的正端接到Dc-Dc的正输入端，C1的负端接到Dc-Dc的负输入端。Dc-Dc的输出端一端接输出Vo的正端，另一端接输出的地。Dc-Dc的输出同时接到反馈网络的输入端，反馈网络的输出端接到Dc-Dc的控制端。

实施例3：

将滤波电感放在Rec2的输出侧，同样可以起到减小电流纹波的作用，如图6所示。

该组合变流器中，两个变压器T1和T2，T1的原边绕组与T2的原边绕组串联后，各自的另一端分别接到交流输入源Vin的两端。T1的副边绕组的输出接到整流电路Rec1的输入端。T2的副边绕组的输出接到整流电路Rec2的输入端。Rec1的输出一端接到Co的正端，另一端接到输出Vo负端。负载RL一端接到输出电容Co的正端，另一端接到Vo的负端。整流器Rec2的输出一端接到电感L1的一端，另一端接到Dc-DC的负输入端。L1的另一端接到Dc-Dc的正输入端。Dc-Dc的输出端一端接输出Vo的正端，另一端接输出的地。Dc-Dc的输出同时接到反馈网络的输入端，反馈网络的输出端接到Dc-Dc的控制端。

实施例4：

本发明中，可以用阻抗网络Zr串联在变压器与输入脉冲电压源之间，作为阻抗源。所述的高频脉冲电压源Vp，一端接阻抗网络Zr的一端，Zr的另一端接变压器T1原边绕组的一端，T1的另一端接T2原边绕组的一端，T2原边绕组的另一端接Vp的另一端。T1的副边绕组的输出接到整流电路Rec1的输入端。T2的副边绕组的输出接到整流电路Rec2的输入端。Rec1的输出一端接到Co的正端，另一端接到输出Vo负端。负载RL一端接到输出电容Co的正端，另一端接到Vo的负端。整流器Rec2的输出一端接到电容C1的正端，另一端接到C1的负端。C1的正端接到Dc-Dc的正输入端，C1的负端接到Dc-Dc的负输入端。Dc-Dc的输出端一端接输出Vo的正端，另一端接输出的地。Dc-Dc的输出同时接到反馈网络的输入端，反馈网络的输出端接到Dc-Dc的控制端(如图7所示)。

所述的阻抗网络Zr可以是多个电感电容组合的谐振电路。

实施例5：

为了满足多路输出的要求，可以将前面所述实施例中的各种组合变流器作为子模块，每个子模块负责各自的输出，每一路都能够实现紧调整(如图8所示)。多个子模块共用一个原边的交流输入源。

所述的子模块可以是前面所述的各种改进的组合变流器单元。各子模块的输入侧并联，然后连接到交流输入源Vin两端。每个子模块给各自的负载提供能量。

所述的子模块的输出可以是独立的，也可以是并联的。

实施例6：

根据图9所示的实施例中，原边半桥中的开关管S1的一端接到输入V in的正端，S1的另一端接到S2的一端，同时接到谐振电容Cr的一端。S2的另一端接输入的低。S1和S2的控制端接驱动电路。Cr的另一端接到谐振电感Lr的一端，Lr的另一端接到T1原边绕组的一端，T1原边绕组的另一端接到T2原边绕组的一端。T2原边绕组的另一端接到输入的地。变压器T1的副边绕组的输出接到整流电路Rec1的输入，Rec1的输出的正端接到输出电容Co的正端，另一端接到输出的地，即输出电容Co的负端。负载RL并联在Co的两端。变压器T2的副边绕组的输出接到整流器Rec2的输入，Rec2的输出一端接到电容C1的正端，另一端接到C1的负端。电容C1并联在Dc-Dc的输入端口。Dc-Dc的输出一端接到Co的正端，另一端接到输出的地。误差放大器EA的负输入端接到输出Vo的正端，同时接到阻抗网络Z的一端，EA的正端接刀一个基准电压Vref。Z的另一端接到EA的输出端，同时接到DC-DC的控制信号输入端，用来控制DC-DC的输出电压。

实施例7：

图10是针对电压源型PWM半桥的实施例。根据图10所示的实施例中，原边半桥中的开关管S1的一端接到输入V in的正端，S1的另一端接到S2的一端，同时接到隔直电容CB的一端。S2的另一端接输入的低。S1和S2的控制端接驱动电路。CB的另一端接到T1原边绕组的一端，T1原边绕组的另一端接到T2原边绕组的一端。T2原边绕组的另一端接到输入的地。变压器T1的副边绕组的输出接到整流电路Rec1的输入，Rec1的输出的正端接到输出电杆Lo的一端，Lo的另一端接到输出电容Co的正端，Rec1的另一端接到输出的地，即输出电容Co的负端。负载RL并联在Co的两端。电路中其余部分结构与实施例图9中相同，此处不再赘述。

实施例8：

图11是针对电压源型PWM半桥的一种改进型的实施例。根据图11所示的实施例中，原边半桥中的开关管S1的一端接到输入V in的正端，S1的另一端接到S2的一端，同时接到隔直电容CB的一端。S2的另一端接输入的低。S1和S2的控制端接驱动电路。CB的另一端接到T1原边绕组的一端，T1原边绕组的另一端接到T2原边绕组的一端。T2原边绕组的另一端接到输入的地。变压器T1的副边绕组的输出接到整流电路Rec1的输入，Rec1的输出的正端接到输出电容Co的正端，Rec1的另一端接到输出的地，即输出电容Co的负端。负载RL并联在Co的两端。Rec2的输出端一端接电感L1的一端，另一端接输出Dc-Dc的负输入端。L1的另一端接到Dc-DC的正输入端。电路中其余部分结构与实施例图10中相同，此处不再赘述。

实施例8：

图12所示是图9中的实施例的一种特殊情况。其中副边的整流电路采用中心抽头整流结构。原边半桥中的开关管S1的一端接到输入V in的正端，S1的另一端接到S2的一端，同时接到谐振电容Cr的一端。S2的另一端接输入的低。S1和S2的控制端接驱动电路。Cr的另一端接到谐振电感Lr的一端，Lr的另一端接到T1原边绕组的一端，T1原边绕组的另一端接到T2原边绕组的一端。T2原边绕组的另一端接到输入的地。变压器T1的第一副边绕组Ws1的一端接到二极管D1的阳极，Ws1的另一端与Ws2的一端连接在一起，然后练接到输出电容Co的负端。T2的第二副边绕组Ws2的另一端接到二极管D2的阳极。二极管D1的阴极与D2的阴极联接到一起，然后连接到Co的正端。变压器T2的第一副边绕组Ws3的一端连接到D3的阳极，另一端连接到T2的第二副边绕组Ws4的一端，然后连接到C1的负端。Ws4的另一端连接到D4的阳极。D3和D4的阴极连接到一起，然后连接到C1的正端。电路中其余部分结构与实施例图9中相同，此处不再赘述。

本发明中，所述组合变流器的交流输入源Vin是交流电流源或交流电压源。所述的整流电路可以是全桥整流电路，中心抽头整流电路，倍压整流电路，半波整流电路。

应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。

Claims (10)

1.高频交流侧串联实现紧调整输出的组合变流器，包括变压器、位于变压器原边侧的交流输入源Vin、位于变压器副边侧的整流电路、电容和Dc-Dc电路；其特征在于，所述变压器有两个分别为变压器T1和T2，两变压器的原边绕组串联后接到交流输入源Vin的两端；变压器T1的副边绕组的输出接到整流电路Rec1的输入端，变压器T2的副边绕组的输出接到整流电路Rec2的输入端；

整流电路Rec1输出的一端接到输出电容Co的正端，另一端接到输出Vo的负端；负载RL一端接到输出电容Co的正端，另一端接到输出Vo的负端；

整流器Rec2的输出有两种可选方式：

(1)整流器Rec2输出的一端接到电容C1的正端，另一端接到电容C1的负端；电容C1的正端接到Dc-Dc电路的正输入端，负端接到Dc-Dc电路的负输入端；Dc-Dc电路的输出端同时接到输出Vo的正端、输出的地和反馈网络的输入端，反馈网络的输出端接到Dc-Dc的控制端；或者

(2)整流器Rec2输出的一端接到Dc-DC电路的负输入端，另一端接至电感L1，电感L1的另一端则接到Dc-Dc电路的正输入端；Dc-Dc电路的输出端同时接到输出Vo的正端、输出的地和反馈网络的输入端，反馈网络的输出端接到Dc-Dc的控制端。

2.根据权利要求1所述的组合变流器，其特征在于，以除交流输入源Vin以外的全部电路结构作为一个独立的子模块电路，组合变流器包括至少两个子模块电路；各子模块的输入侧并联连接于交流输入源Vin的两端，每个子模块电路给各自的负载提供能量。

3.根据权利要求2所述的组合变流器，其特征在于，所述各子模块电路的输出是独立的，或者是并联的。

4.根据权利要求1至3任意一项中所述的组合变流器，其特征在于，所述整流电路Rec1是全桥整流电路、中心抽头整流电路、倍压整流电路或半波整流电路中的任意一种；所述整流电路Rec2是全桥整流电路、中心抽头整流电路或半波整流电路中的任意一种。

5.根据权利要求1至3任意一项中所述的组合变流器，其特征在于，所述组合变流器的交流输入源Vin是交流电流源或交流电压源。

6.根据权利要求1至3任意一项中所述的组合变流器，其特征在于，当整流器Rec2的输出为方式(1)时，该组合变流器还包括一个电感Lo，其一端接于整流电路Rec1的输出，另一端接于输出电容Co的正端。

7.根据权利要求6中所述的组合变流器，其特征在于，所述整流电路Rec1是全桥整流电路、中心抽头整流电路或半波整流电路中的任意一种。

8.根据权利要求6中所述的组合变流器，其特征在于，所述组合变流器的交流输入源Vin是交流电流源或交流电压源。

9.根据权利要求1至3任意一项中所述的组合变流器，其特征在于，该组合变流器的交流输入源Vin由一个阻抗网络Zr和一个高频脉冲电压源Vp组成。

10.根据权利要求9所述的组合变流器，其特征在于，所述阻抗网络Zr是由至少一个电容Cr与至少一个电感Lr组合而成的谐振电路。

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