CN102377324B - 适合于高压应用的变流桥臂及其应用系统 - Google Patents

适合于高压应用的变流桥臂及其应用系统 Download PDF

Info

Publication number
CN102377324B
CN102377324B CN2011103168458A CN201110316845A CN102377324B CN 102377324 B CN102377324 B CN 102377324B CN 2011103168458 A CN2011103168458 A CN 2011103168458A CN 201110316845 A CN201110316845 A CN 201110316845A CN 102377324 B CN102377324 B CN 102377324B
Authority
CN
China
Prior art keywords
unit
switch
telescopic arm
brachium pontis
unsteady flow
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN2011103168458A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102377324A (zh
Inventor
吕遥
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Individual
Original Assignee
Individual
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Individual filed Critical Individual
Priority to CN2011103168458A priority Critical patent/CN102377324B/zh
Publication of CN102377324A publication Critical patent/CN102377324A/zh
Priority to PCT/CN2012/081758 priority patent/WO2013056614A1/zh
Priority to US14/352,947 priority patent/US9219423B2/en
Application granted granted Critical
Publication of CN102377324B publication Critical patent/CN102377324B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/225—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode comprising two stages of AC-AC conversion, e.g. having a high frequency intermediate link
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage

Abstract

本发明涉及电力系统的控制技术，旨在提供一种适合于高压应用的变流桥臂及其应用系统。该变流桥臂包括储能电容与多个逆导型开关，由上伸缩臂、下伸缩臂与电感串联构成，而上伸缩臂、下伸缩臂分别由若干个单元级联构成。与现有主流高压变流技术相比，本发明具有简洁的模块化结构，控制简单、可靠和自平衡均压、可无变压器工作、可功率双向流动、高压电路启动简便、无须高压隔离辅助供电，并兼有适合高频工作与电磁兼容优点，能显著降低滤波器尺寸。本发明没有明显的电压、功率等级瓶颈、技术应用范围宽广，而装置的体积、重量与成本有望比现有同类产品显著降低。

Description

适合于高压应用的变流桥臂及其应用系统
技术领域
本发明涉及电力系统的控制技术，特别涉及一种适合于高压应用的变流桥臂及其应用系统，主要应用于智能电网(例如：特特高压输电、交-直-交变流、电力电子变压器、新能源高压并网发电)、大功率电力传动(高压、中压变频传动)、电力牵引。 
背景技术
高压大功率变流器一直是电力电子在电力系统与高功率电力传动中应用的关键技术。当实际应用场合所需的电压超过单个电力半导体器件的耐压值之后，必须采用开关串联技术或多电平技术。由于常规高压功率半导体器件的耐压值大致为1～5kV，而其中的普通常用器件IGBT大致仅为1200V。若采用3400V耐压的器件，则其价格远远高于前者；即便不顾成本而用更高耐压的器件，不用开关串联技术或多电平技术仍然难以满足电力系统的高压工作要求。另一方面，器件随着耐压水平的提高，其允许开关频率越来越低，增加了变流系统的体积与重量。 
对于高压变流电路，器件的直接串联是不得已的方案。尽管这有其结构相对简单的优点，但是非常高的开关电压变化率还是会造成电磁兼容方面的问题，并且会使负载设备的可靠性降低，寿命缩短。况且，器件的均压控制方法随着串联数的增加而变得更加困难，需要更大的耐压裕度，因此可以说，开关串联技术并不适合在电力系统中单独使用。 
于是，变流器采用多电平电路就显得是顺理成章了。多电平电路可以应用于DC/AC、DC/DC、AC/DC与AC/AC上，为叙述方便起见，以下主要从逆变(即DC/AC)的角度来阐述。 
(1)功率开关 
电压型变流器中常用到逆导型开关，可以由功率半导体开关与反并联的功率二极管这两个独立的器件组成，也可以是一体化器件，为方便起见这里简称为开关(K，符号如图3电路中所示)，开关的正、负极方向正好与其中反并联二极管极性相反。常用的K有带反向并联二极管的绝缘栅极双极型复合晶体管(IGBT)与功率金属氧化物场效应晶体管(Power MOSFET)器件，也可以是晶闸管、集成电路门极换流晶体闸管(IGCT)、结型场效应功率器件(Power JFET)，以及各种碳化硅功率开关等其他新型器件。图10的电路中，K应用了Power MOSFET。用多个逆导型开关串联起来形成的组合开关，在本发明中依然可以看作是一个开关。 
(2)目前已有的几种重要多电平变流电路： 
第一种电路：二极管箝位多电平电路，该类电路最早见于1980年的IEEE IAS会议论文(A.Naba)； 
第二种电路：飞跨电容箝位多电平电路，该类电路最早见于1992年的IEEE PESC年会论文(T.A.Meynard)； 
第三种电路：统一箝位多电平电路，该类电路最早见于2000年的IEEE IAS会议论文(F.Z.Peng)； 
第四种电路：级联多电平电路，该类电路最早见于1988年的PESC会议论文(M.Marcheson)。 
第一、第二种电路的主要问题是，电路的复杂度随着电平数的增加而迅速提高，元器件数量迅速上升(前者是开关器件、箝位二极管，后者是箝位电容)，更为严重的是分布电感影响和控制难度也随之极大增加，实际上七电平以上的应用就不多了。 
第三种电路的主要问题是，随着电平数的增加，元器件数量的增加速度比前两种还快，在工业界还是没有实际应用。事实上第三种电路仅有理论意义，前两种电路分别是第三种电路的特例。 
第四种电路没有上述第一、二、三种电路的上述缺点，它可以依靠独立电源平衡均压，并容易实现模块化(以H桥为单元模块)，已经广为应用于中压变频，交流电压一般在10kV以内。由于第四种电路一般需要为每一单元提供一套独立电源，这使装置的主变压器结构相当复杂，这也限制了电平数量的进一步提升。 
第四种电路在无功应用领域(例如电力系统的柔性输电装置之一：STATCOM)则没有多路独立电源这一限制，但是随着电平数的增加，均压问题却依然面临极大挑战。 
(3)第五种电路，平衡级联多电平变流 
即”自平衡级联多电平“，它能够实现变流单元的自动均压是新电路的最显著特点，出现于2006年的浙江大学博士论文(F.Zhang)，实际上它也是第三种电路的变形。但这种电路还是留下了几个棘手问题：低电压供电、高电压输出，并不适合于普通高压应用；能量需要在单元间多次传递，效率会成为问题；平衡动作时，平衡电流冲击缺乏限制机制；所有电路元件需要紧密连接成整体，难以实现模块化组合制造。 
(4)第六种电路，模块化多电平变流(MMC) 
这类电路最早出现在2003年的IEEE PowerTech Conference会议论文上(A.Lesnicar and R.Marquardt)。这种电路所需元器件的数量与电平数呈线性比例关系，也适合于模块化制造，特别适合于电力系统超高压应用(如轻型直流输电)，然而其模块的均压控制还是很成问题，因此实际应用尚不多见。 
发明内容
针对上述多电平电路优缺点，本发明根据高压、大功率变流系统的特殊要求，参考蚕的爬行仿生学原理，提出一种基于自由伸缩臂的多电平变流拓扑及由此而构成的各式变流电路，而这种电路充分考虑了模块化实现及模块间的电应力的平衡问题。 
蚕的身体由多个肢节组成，在爬行过程中，需要不断收缩和舒展身体。容易想到，蚕收缩或舒展时每一肢节的粗细有变化而体积并没有改变。作为仿生目标的变流桥臂可看作是一对相连的蚕，上、下两个伸缩臂分别对应其中一条蚕，伸缩臂中的每一变流单元对应蚕身体的一个肢节。 
当桥臂调节中点电位时，是通过调节其伸缩臂中变流单元的开关来进行的，调节过程中各单元的储能水平并没有突变，但单元的端电压可以迅速改变。如果伸缩臂的端电压(由多个单元的端电压串联叠加而成)和能量分别对应蚕的长度和体积，可以看出其中点电位的调节，非常像蚕的伸缩动作，调节过程就像是伸缩臂的收缩或舒展。两个伸缩臂通过互补的收缩或舒展，共同推动中点的变动。利用这一原理就可以构造出崭新的高压变流电路。 
上述第六种电路实际上就是符合此种伸缩臂理念的一种拓扑，但MMC电路仅仅采用了半桥电路作为变流单元，既不能实现单元自动均压，也不能在AC/AC变流电路中使用。 
为解决技术问题，本发明提供了一种适用于高压应用的变流桥臂，包括储能电容C与多个逆导型开关；该变流桥臂由上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd和电感Lb串联构成，上伸缩臂Bu和下伸缩臂Bd分别由若干个对称型单元级联构成； 
所述的对称型单元：由第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3、第四开关K4及储能电容C构成；其中，第一开关K1与第二开关K2、第三开关K3与第四开关K4分别串联；第一开关K1与第三开关K3的正端相连作为单元的正端p*，第二开关K2与第四开关K4的负端相连作为单元的n*端；储能电容C接于正端p*和负端n*之间；第一开关K1与第二开关K2的连接处为单元的第二级联端Z12，第三开关K3与第四开关K4的连接处为单元的第四级联端Z22； 
所述若干个对称型单元的级联方式为：相邻的两个单元之间，前一单元的第四级联端Z22与后一单元的第二级联端Z12相连； 
桥臂的上、下端分别为桥臂的P端和N端； 
上伸缩臂Bu和下伸缩臂Bd两端的外侧单元中：引出其正端p*和负端n*作为变流桥臂的辅助端；并以其第二级联端Z12为p端、第四级联端Z22为n端，p端、n端的排列与变流桥臂P端、N端的方向一致； 
上伸缩臂Bu的n端与下伸缩臂Bd的p端之间的连线上引出桥臂的中点即Ac端； 
电感Lb是下述形式中的任意一种： 
(1)有一个电感Lb，位于上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd的串联支路上的任何位置； 
(2)有两个电感Lb，分置于上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd的串联支路上Ac端的两侧； 
(3)有若干个电感Lb，分置于各对称型单元之中。 
作为前述变流桥臂的应用，本发明提出：AC调压器由一个或多个变流桥臂构成： 
AC调压器由一个变流桥臂构成的情况下，该变流桥臂的P端、N端组成一个交流端口，Ac端、N组成另一个交流端口，从而构成单相电子调压器；或者， 
AC调压器由多个变流桥臂构成的情况下，各变流桥臂的P端、N端分别按照多边形或星形接法引出一个多相交流端口，各变流桥臂的Ac端分别引出另一个多相交流端口，从而构成多相AC/AC电子调压器。 
基于相同的实现原理，本发明提出一种改型的变流桥臂，包括储能电容C与多个逆导型开关；该变流桥臂由上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd和电感Lb串联构成，上伸缩臂Bu和下伸缩臂Bd分别由若干个单元级联构成；所述的单元是平衡非对称型单元或平衡对称型单元中的任意一种或两种； 
所述平衡非对称型单元：由第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3、第四开关K4及储能电容C构成；其中，第一开关K1与第二开关K2、第三开关K3与第四开关K4分别串联；第一开关K1与第三开关K3的正端相连作为单元的正端p*，该端同时也是单元的第一级联端Z11；第二开关K2与第四开关K4的负端相连作为单元的负端n*，该端同时也是单元的第四级联端Z22；储能电容C的两端分别接于第一级联端Z11和第四级联端Z22；第一开关K1与第二开关K2的连接处为单元的第二级联端Z12，第三开关K3与第四开关K4的连接处为单元的第三级联端Z21； 
所述平衡对称型单元：由第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3、第四开关K4、第五开关K5、第六开关K6、第七开关K7、第八开关K8及储能电容C构成；其中，第一开关K1与第二开关K2串联，其连接处为单元的第一级联端Z11；第三开关K3与第四开关K4串联，其连接处为单元的第三级联端Z21；第五开关K5与第六开关K6串联，其连接处为单元的第二级联端Z12；第七开关K7与第八开关K8串联，其连接处为单元的第四级联端Z22；第一开关K1、第三开关K3、第五开关K5与第七开关K7的正端相连作为单元的正端p*，第二开关K2、第四开关K4、第六开关K6和第八开关K8的负端相连作为单元的负端n*；储能电容C的两端分别接于正端p*与负端n*； 
所述若干个单元的级联方式为：相邻的两个单元之间具有两组级联端的连接关系，具体为：前一单元的第三级联端Z21与后一单元的第一级联端Z11相连，前一单元的第四级联端Z22与后一单元的第二级联端Z12相连；其中，有一组级联端是通过电感Ls或电阻R或电感Ls与电阻R的并联电路实现连接的，另一组级联端则是直接连接； 
上伸缩臂Bu和下伸缩臂Bd两端的外侧单元中：引出其正端p*和负端n*作为变流桥臂的辅助端；并以其第二级联端Z12为p端、第四级联端Z22为n端，p端、n端的排列与变流桥臂P端、N端的方向一致； 
上伸缩臂Bu的n端与下伸缩臂Bd的p端之间的连线上引出桥臂的中点即Ac端； 
电感Lb是下述形式中的任意一种： 
(1)有一个电感Lb，位于上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd的串联支路上的任何位置； 
(2)有两个电感Lb，分置于上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd的串联支路上Ac端的两侧； 
(3)有若干个电感Lb，分置于各对称型单元之中。 
作为另一种改型的变流桥臂，所述伸缩臂由平衡非对称型单元级联构成；相邻两个单元中，前一单元的第四开关K4和后一单元的第一开关K1的其中之一以二极管代替，该二极管的极性与被代替的开关中逆导二极管的极性相同。 
作为另一种改型的变流桥臂，所述伸缩臂由平衡对称型单元级联构成；相邻两个单元中，前一单元的第七开关K7、第八开关K8和后一单元的第五开关K5、第六开关K6其中一个或两个以二极管代替，且同一单元中的两个开关不能同时被二极管代替，该二极管的极性与被代替的开关中逆导二极管的极性相同。 
作为另一种改型的变流桥臂，所述伸缩臂由平衡对称型单元级联构成；相邻两个单元中，前一单元的第七开关K7、第八开关K8和后一单元的第五开关K5、第六开关K6其中一个或两个以二极管代替，且同一单元中的两个开关不能同时被二极管代替，该二极管的极性与被代替的开关中逆导二极管的极性相同； 
同时，对被二极管替代的第五开关K5、第六开关K6、第七开关K7或第八开关K8的连线方式改接：第五开关K5的正端、第六开关K6的负端改接到第二级联端Z12，第七开关K7的正端、第八开关K8的负端改接到第四级联端Z22；这种改接仅涉及替代的二极管，未被替代的开关不改接；这里所述的正、负端是指替换前的原开关的极性，而非指替代后的二极管的极性。 
作为另一种改型的变流桥臂，所述伸缩臂由平衡非对称型单元级联构成；且相邻两个单元中，前一单元的第三级联端Z21与后一单元的第一级联端Z11直接连接，前一单元的第四级联端Z22与后一单元的第二级联端Z12直接连接；前一单元的第四开关K4与后一单元的第一开关K1中，省略其中之一。 
作为另一种改型的变流桥臂，所述伸缩臂由平衡对称型单元级联构成；且相邻两个单元中，前一单元的第三级联端Z21与后一单元的第一级联端Z11直接连接，前一单元的第四级联端Z22与后一单元的第二级联端Z12直接连接；前一单元的第七开关K7与后一单元的第五开关K5中，省略其中之一；前一单元的第八开关K8与后一单元的第六开关K6中，省略其中之一。 
作为另一种改型的变流桥臂，其特征在于，上伸缩臂Bu的n端单元与下伸缩臂Bd的p端单元之间采用双线连接，具体为：n端单元的第四级联端Z22与p端单元的第二级联端Z12直接连接，n端单元的第三级联端Z21与p端单元的第一级联端Z11通过电感Ls或电阻R或电感Ls与电阻R的并联电路实现连接。 
作为另一种改型的变流桥臂，其特征在于，所述若干个单元的级联方式替换为：相邻的两个单元之间具有两组级联端的连接关系，具体为：前一单元的第三级联端Z21通过电感Ls1与与后一单元的第一级联端Z11相连，前一单元的第四级联端Z22通过电感Ls2与后一单元的第二级联端Z12相连；电感Ls1和电感Ls2具有下述四种关系中的任意一种： 
(1)Ls1、Ls2为独立电感； 
(2)Ls1、Ls2为耦合电感，储能电容C上的电压Uc平衡电流在两个电感中的磁通相互增强； 
(3)Ls1、Ls2为独立电感，其中之一并联了电阻R； 
(4)Ls1、Ls2为耦合电感，储能电容C上的电压Uc平衡电流在两个电感中的磁通相互增强，其中之一并联了电阻R。 
作为所述变流桥臂的应用，本发明提出：变流电路具有常规的变流拓扑，其特征在于，是以所述变流桥臂取代普通桥臂，变流桥臂的上伸缩臂Bu和下伸缩臂Bd均由平衡非对称型单元级联构成，从而构成下述几种变流电路中的任意一种： 
(1)由变流桥臂构成双向DC/DC变流器，变流桥臂的P端和N端接一个直流源的正、负端，其Ac端在串联一个滤波电感后和N端接另一直流源的正、负端； 
(2)由一个或多个变流桥臂构成单相或多相DC/AC或AC/DC变流器，变流桥臂的P端、N端分别并联为直流正、负端，各变流桥臂Ac端分别为各相交流端； 
(3)由两个或多个变流桥臂构成单相或多相背靠背AC/DC/AC变流器，变流桥臂的P端、N端分别并联为直流正、负端，第一组变流桥臂的Ac端分别接第一交流源各相，第二组桥臂Ac端分别接第二交流源各相。 
作为所述变流桥臂的应用，本发明提出：变流器是在变流桥臂上再接一个或多个伸缩臂形成三相或多相变流器；其特征在于，所述伸缩臂和变流桥臂中的上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd均由平衡对称型单元级联构成；变流器的接法是下述接法中的任意一种： 
(1)变流桥臂的P端、N端分别接三相电源的两相，新增的伸缩臂一端接于变流桥臂的Ac端，另一端接三相电源的另一相，从而形成星形变流器；进一步增加伸缩臂数量则构成星形多相变流器；或者 
(2)变流桥臂的P端、N端并联上新增的伸缩臂并分别接三相电源的两相，变流桥臂的Ac端接三相电源的另一相，从而形成三角形变流器；将多个伸缩臂串联后并联于 变流桥臂P端、N端则构成多边形多相变流器。 
作为所述变流桥臂的应用，本发明提出：AC/AC变流器具有一个或多个变流桥臂，其电路结构是下述三种中的任意一种： 
(1)单个变流桥臂的P端、N端为一个交流端口，Ac端、N端为另一个交流端口，从而构成单相AC/AC变频器；或者 
(2)变流桥臂的P端、N端分别按照多边形或星形接法引出一个多相交流端口，各桥臂Ac端分别引出另一个多相交流端口，从而构成多相AC/AC变频器；或者 
(3)第一组三个变流桥臂的P端、N端分别按照三角形或星形接法连接输入各相、第二组三个变流桥臂的P端、N端分别按照三角形或星形接法连接输出各相；两组的Ac端分别接三相中频变压器的原、副边绕组，从而构成电子变压器。 
本发明还提出基于前述变流桥臂的变流控制方法：通过调节各开关的驱动脉冲控制伸缩臂内的各单元端电压Us，进而控制上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd的端电压Uu、Ud；通过动态调节Uu、Ud之和控制流过变流桥臂P端、N端之间的平均电流IPN，进而控制变流桥臂所有单元的Uc之均值；通过互补地调节Uu、Ud大小，实现对Ac端电位的调节；通过动态调节Uu、Ud的相对大小改变流过上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd的电流IP、IN的分配，进而平衡两者Uc均值之差异；通过调节上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd内的各单元端口间电压台阶Us的均值相对大小，平衡伸缩臂中各单元的Uc的差异。 
作为改进的变流控制方法，所述的单元的开关调制脉冲相位采取以下四种方式之一： 
(1)同一伸缩臂中的各单元采用脉冲相位相同的控制方式；或 
(2)同一伸缩臂中的各单元采用脉冲相位递延的控制方式；或 
(3)同一伸缩臂中的各单元采用载波按圆周角等分移相的SPWM调制，上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd之间对应单元的载波相位互补；或 
(4)对于三个桥臂构成三相DC/AC、AC/DC变流器，各桥臂的同位单元六个一组采用SVPWM方式控制，同一伸缩臂中的各单元调制载波按圆周角等分移相。 
本发明有益效果与创新点 
本发明解决了大多数高压多电平线路随着电平数的增加其复杂度也急剧增加的问题；还解决了无变压器级联多电平线路只能用于无功变流、不能用于高压电机变频驱动等有功变流的问题；相比于变压器级联多电平线路，本发明不再需要变压器提供多绕组独立电源；同时，本发明也解决了平衡级联多电平线路不能同时适应高压输入/输出变流的问题。 
本发明的优点在于： 
(1)随变流器的电平数的提高，其中所需的元器件数量随之线性增加，线路复杂度没有显著增加。 
(2)模块化电路结构，模块内部与模块之间电磁兼容性好。 
(3)能够实现AC/DC、DC/AC、AC-DC-AC、DC/DC与AC/AC等多种高压双向变流功能，能够执行有功与无功变流。 
(4)系统具备单元电压自平衡功能，安全冗余设计条件大为宽松，安全可靠。 
(5)输入/输出能量交换与各单元直接关联，弱化了能量在各级模块间的宏观转移，提高了效率。 
(6)集高压、高频化于一体，可实现极高的等效工作频率，显著降低设备电磁干扰(EMI)噪音，极大降低滤波器的尺寸。
(7)高压电路启动十分简便，无须设置专门的高压预充电线路。 
(8)辅助供电可以从单元自身方便地获取，无须高压隔离辅助电源。 
基于上述可贵特点，本发明适合于多电平的中压、高压、甚至特高压的AC/DC、DC/AC、DC/DC的变流，能够广泛应用于中/高压变频、电力电子变压器、新能源直接并网、智能电网应用，特别是适合于电力系统特高压的变流应用。 
附图说明
图1为多电平桥臂的构成； 
图2为桥臂中电感个数与位置； 
图3为平衡非对称型变流单元及其连接； 
图4为平衡对称型变流单元及其连接； 
图5为平衡型单元构成伸缩臂；
图6为简化的平衡非对称型变流单元及其连接； 
图7为简化的平衡对称型变流单元及其连接； 
图8为伸缩臂同位单元； 
图9为平衡非对称型单元构成各种交/直流线路； 
图10为对称型单元构成三相电子调压器； 
图11为由平衡对称型伸缩臂构成的AC变流电路； 
图12为平衡对称型单元构成交/交变频线路。 
具体实施方式
为更利于阅读，本发明在此后的内容中省略了各开关、级联端的顺序编号。但其对应关系仍可根据说明书内容及附图清楚、毫无疑义地进行识别，与发明内容部分的表述保持了高度的一致。特此说明。 
1.1伸缩臂与桥臂的基本原理 
本发明的伸缩臂在阻断电压/电流或直接导通方面与普通开关有所类似，例如伸缩臂的端电压可以呈现短接或断路状态。伸缩臂还兼有限压的特性，当伸缩臂呈现阻断状态时，如果有电流强行通过，伸缩臂两端呈现为一个阻断电压。储能电容C上的电压为Uc。当伸缩臂快速阻断时，线路上的杂散参数所引起的电压尖峰能够被伸缩臂的C自然地吸收，电路有相当好的电磁兼容性。 
伸缩臂与普通开关最大的不同点是，通过开关的控制，伸缩臂两端呈现的电压是可控的，可以是若干单元的Uc之代数和；若各单元开关以PWM等脉冲方式控制，伸缩臂的端电压的平均值可以连续调节。 
本发明提出的伸缩臂由变流单元级联构成。所谓变流单元，如常见的BUCK、BOOST、BUCK-BOOST、半桥、全桥等拓扑，以及在此基础上构成的更复杂的拓扑。图3、图4中虚线框所标的都是变流单元的案例。变流单元通过级联形成单个伸缩臂，如上述第四、第五种电路(即级联多电平和平衡级联多电平)都可以看作是一种伸缩臂。本发明由单元构成伸缩臂，进而构成桥臂的过程如图1所示。 
桥臂的P、N两端能承受电压UPN，伸缩臂Bu、Bd承受的电压分别为Uu、Ud，通过脉冲控制其中的开关能够调节变流单元的级联电压(Us，参见图10)从而能调节Ac端对N端的电压UAcN。当桥臂采用非对称型变流单元时，UPN、Uu、Ud为正向电压；当桥臂采用对称型变流单元时，这些电压都允许为负，即桥臂与伸缩臂具有正、负对称的极性。本发明中伸缩臂、桥臂、开关都是假定上正、下负排列，这是为了叙述原理的方便；若改成上负、下正排列，功能也是一样的。 
为抑制桥臂在调节过程中的电流冲击和脉动，Bu、Bd之间串联电感Lb是必须的，Lb可以放在串联支路上的任何位置，或分裂成两个Lb而分置于串联支路上Ac的两侧，也可以分裂成若干个电感分置于各个变流单元之中。串联电感的位置和个数的不同，仅仅使电路特性略有差异，但桥臂本身的工作原理没有本质上的区别，图2是其中的几个案例。对于电机驱动一类应用，因电机负载本身有电感，每一桥臂采用单个Lb就可以工作，当用于一般性负载，还是需要用两个Lb来平滑桥臂各端的电流。 
伸缩臂的外侧单元引出其正、负(p*、n*)端作为桥臂的辅助端，桥臂有两个伸缩臂，因而共有四对辅助端。为叙述简单起见，在附图的桥臂与伸缩臂中不再逐个画出。这些辅助端是备用的，例如在启动时低压电源可通过这些辅助向伸缩臂Uc预充电。这些辅助端在上述由对称型单元构成的伸缩臂与桥臂中是无效的。 
本发明的桥臂可以在各种桥式或类似电路中替代普通开关构成新电路。 
1.2伸缩臂的能量平衡原理 
伸缩臂本质上是一个储能的开关，只要不是短接状态，电流会引起其中单元的Uc的变化。因此，伸缩臂用于通过交流电或脉冲电流；除了短接外，不能通过平稳的直流电。单元中C的取值，是以Uc不发生显著变化为前提的(例如不超过1-10％)，这与电流的大小有关，对于交流电还与频率有关。应用时应保持伸缩臂中各单元的Uc维持基本不变。 
伸缩臂上的电流、电压包含直流与交流或脉冲成分。为实现变流功能，需要满足：1)伸缩臂能量维持周期性平衡；2)桥臂能满足输入/输出电压关系。 
根据电工原理，对于DC/AC的输出调节中，使伸缩臂上的电流与输出交流电压不产生有功电流即可。为达到能量平衡，伸缩臂电压较低时(即收缩时)通过较大的电流(IN、IP)，较高时(即舒展时)通过较小的反向电流；与此相关，通过伸缩臂的平均电流会形成直流，该平均电流值乘以输入桥臂电压就是电路的输入功率。 
对于AC/AC变流且输入/输出频率不一样时，伸缩臂上含有两个频率的交流电压叠加成分。根据电路原理，两个不同频率的电压与电流不会产生有功电流，因此只要通过调节，使输入/输出两个频率在伸缩臂上的有功功率分别为零或相互抵消，就能够维持伸缩臂能量周期性平衡要求。 
对于AC/AC变流且输入/输出频率一样的情况，相当于变流器作为调压器的情况，为了维持伸缩臂能量周期性平衡要求，须使伸缩臂上的电流引起的有功功率为零。如果桥臂仅仅流过与UPN相关的有功电流，伸缩臂上的电压相位应与此相差90°，因此AC/AC变流的变流会伴生输入/输出电压的相移。 
对于DC/DC变流，为避免伸缩臂能量的积累，桥臂不能输出平稳的DC电压。然而，桥臂还是能够输出脉冲的电压，该假定输出电压为UAcN0，在一个周期中的前一时段输出高于UAcN0的电压，在后一时段输出低于UAcN0的电压，并使一周期的平均值为UAcN0；UAcN较低时通过较大的桥臂电流(IN、IP)，UAcN较高时通过较小的反向电流，以保持伸缩臂的周期性能量平衡。脉冲式的DC/DC输出经过滤波，就能变成平稳的DC。 
虽然前面的AC/DC与AC/AC的也需要滤波，但输出纹波通常为Uc大小的脉动而容易滤除。从桥臂的DC/DC变流原理看出，DC/AC与AC/AC变流也可以采用脉冲方式工作，用于电子调压器时也不会必然伴生输入/输出电压的相移。脉冲方式工作的缺点是输出脉动大，需要加强滤波。 
符号Uu、Ud分别为Bu和Bd的端电压，UAc是桥臂中点AC对N端的电压。IP、IN、IAc分别为流过桥臂P端、N端和Ac端的电流，IAc＝IP-IN；而IPN则为流过桥臂的平均电流IPN＝(IP+IN)/2。参见图1。 
当桥臂的P、N端接于直流电源的正、负端时，Uu+Ud＝UPN，伸缩臂的特点是其两端的电压迅速可变，而其各单元中的储能电容电压UC则相对稳定；各单元端电压Us的改变引起IP、IN、IAc的改变，串联电感的存在限制了电流的变化率，而电流的改变最终会影响到Uu、Ud和UAcN。 
本发明通过多重管理实现对于IP、IN、IAc、Uu、Ud和UAcN等参数的统筹控制： 
(1)IPN的控制是通过调节Uu、Ud之和来实现的，例如当Uu+Ud＜UPN时IPN就会增大。 
(2)控制UAcN时，Uu、Ud的调节需要保持互补关系，即Uu的增加与Ud的减少基本相当，这样才可以避免对流过桥臂的平均电流IPN的扰动。 
(3)输出平衡时，Ud＝UAcN，Uu＝UPN-UAcN。通过调节Uu、Ud的相对大小，就能改变IP、IN的分配，从而改变Ac端的电流IAc。例如增大Ud并减小Uu，使Ud＞UAcN、Uu＜UPN-UAcN。于是IP变小、IN变大，IAc也随之变小。 
(4)通过调节伸缩臂内的各单元端电压(Us)的相对大小，可以平衡各单元Uc的差异。实际上，对于由非对称型和平衡对称型单元构成的桥臂，其各单元间的Uc差值可以由其平衡功能得以抑制；但通过脉冲调节平衡各单元的Uc，可以减少能量在个单元间的过分流动，以降低损耗。 
从能量角度看，控制了IPN的就能控制桥臂的总能量，也就是控制了桥臂中所有变流单元的Uc的平均值；控制了IP和IN，也就能够分别控制Bu、Bd中Uc的平均值。IP、IN、 
上述控制目标中，有些目标两者只能择一。例如，UAcN与IAc的控制目标只能实现其一，前者对应Ac端接独立负载(如接电机)，后者对应Ac端接电压源(如并在电网上)。Uu、Ud与IP、IN的关系也是类似，不再赘述。 
图1的桥臂中，两个伸缩臂之间仅仅只有一条连接线，Bu、Bd之间不能传递能量，这在DC/DC以及极低频率下且要求平稳输出的交流变频，Bu、Bd中Uc的变化幅度可能会过大。由于Uc的变化方向相反，采取双线连接为Bu、Bd的能量交换提供了通道，有利于减小Uc的变化幅度。此种情况下Lb电感位置不适合于放置在Bu、Bd连接处，而应移到P、N端，以免干扰Bu、Bd之间的能量交换。 
但是因IP、IN电流不等，两个伸缩臂之间发生的能量宏观转移有时可能会比较显著，从而增加变流器的损耗。在一些单元间有双线连接的伸缩臂中，由于同一伸缩臂中单元 间的电流相等，情况会显得轻微。只要各单元偏离储能平衡点的情况是能接受的，那么也可以关断单元中相应的平衡开关(如图3的K3，图4的K5、K7等)，以减少损耗。 
上述双线连接的另一好处是，在桥臂启动时低压电源只要接桥臂的一对辅助端(例如Bd的n端单元的p*、n*)，就可以完成向伸缩臂Uc预充电。参见图9、12。 
1.3对称型变流单元及其连接 
本发明伸缩臂可以采用对称型变流单元(如图10虚线框所示)构成的级联电路，对称型变流单元可以采用普通全桥电路等常规对称型变流单元，单元之间的级联通过一条连线实现。对称型变流单元具有-1、0、1三个电平，两个连接端点Z12、Z22完全对称，单元端口间的电压台阶为Us(即Z12、Z22之间的电压)。 
本发明伸缩臂同于上述第四种电路。当各变流单元均接上独立电源时，伸缩臂可以作为DC/AC或AC/DC变流应用；当各变流单元没有独立电源时，由于缺乏直流接入点，伸缩臂只能实现交流无功变流(例如STATCOM和APF应用)。 
然而，以第四种电路作为本发明的伸缩臂，由其和串联电感Lb所构成的桥臂却可用于DC/AC或AC/DC高压变流，只是其中各变流单元的Uc不会自动平衡，其平衡控制比较困难是其弱项。 
1.4平衡非对称型变流单元及其连接 
本发明的平衡非对称型变流单元(简称非对称型单元)及级联的例子如图3所示。图3中Ls放在第一单元的Z21与第二单元的Z11之间，其效果与放在第一单元的Z22与第二单元的Z12之间是类似的，不再赘述。为方便起见，这里都以图3为例说明原理。 
变流单元工作时，开关K1与K2不能同时开通，同样地开关K3与K4也不能同时开通。为防止上、下开关同时导通引起短路，K1或K2(以及K3或K4)的开通动作有一死区间隙，时间稍微长于开关控制的误差时间，在死区时间里一对开关均不导通。单元级联电压Us为Z12与Z22之间的电压，有0、1两个电平。通过控制K1、K2两个开关，就可以对Us进行控制。例如：K1通而K2断，Us为Uc；K1断而K2通，Us为0。通过控制开关在一个开关周期中的通断时间比例以及相位，就可以控制变流单元的Us平均值，从而起到变流调节作用。K1与K2均断开，是一个特殊状态，没有电流通过时Us是不确定的；若有电流通过K1的逆导二极管，则Us呈现为Uc。 
由于在平衡非对称型变流单元构成的伸缩臂中，采用了相邻单元上下错位的接法，每个单元的可以利用的电平为0和1，1电平对应1个Uc。N个变流单元级联后形构成的伸缩臂具有N+1电平，由两个伸缩臂构成的桥臂，UAcN的可控电平数仍为N+1。例如两个平衡非对称型变流单元级联后，伸缩臂的3个可控电平分别为0、Uc、2Uc。 
在非对称型变流单元中，K3、K4是作为平衡用的。变流单元级联时，相邻单元的Uc的差别会通过相邻相关开关(即相邻单元的相关开关)进行电荷转移来实现自动均压。图3中左边单元的K3、K4、以及右边单元的K1、K2全都属于相邻相关开关。 
在相邻相关开关中，K2、K3开关接通时，通过开关将两个相邻单元的C并接使两个Uc趋同，其中Ls或R都是起限制均压电流冲击作用的。与Ls并联时，R的作用是抑制平衡电流在单元间的振荡。例如取R2＜Ls1/C就可以有效地抑制这种振荡，但采用R会增加一些损耗。单独用R代替Ls，会增加功耗。为叙述简单起见，附图中仅仅列出了使用Ls连接的一种情况。当平衡电流过大时，还可以通过控制K2、K3的导通时间来加以限制。K2、K3关断时K1、K4的逆导二级管提供续流通道。K3、K4仅仅流过平衡电流时，其功率容量要求会低于K1、K2。 
由非对称型变流单元级联构成的伸缩臂，单元之间可以通过级联端口交换能量，自动平衡单元的Uc电压。 
伸缩臂n端单元的K3、K4不是必要的，但从中引出的n’可以用于Bu、Bd之间的Uc平衡。容易想到将K3、K4利用起来，用n’端代替n端作为伸缩臂的负端，可以为n端单元(及伸缩臂)增加一个-Uc电平，使伸缩臂具有一个Uc反向电压阻断能力，以下说明不再赘述。 
1.5平衡对称型变流单元及其连接 
图4是本发明的平衡对称型变流单元及级联的例子。图4中Ls放在第一单元的Z21与第二单元的Z11之间，其效果与放在第一单元的Z22与第二单元的Z12之间是类似的，不再赘述。为方便起见，这里都以图4为例说明原理。 
变流单元工作时，开关K1与K2不能同时开通，同样地开关K3与K4、K5与K6、K7与K8也不能同时开通。为防止上、下开关同时导通引起短路，K1与K2(以及K3与K4、K5与K6、K7与K8)的开通动作有一死区间隙，时间稍微长于开关控制的误差时间，在死区时间里一对开关均不导通。单元级联电压Us为Z12与Z22之间的电压，有0、1、-1三个电平。通过控制K1、K2、K3、K4四个开关，可以对Us进行控制。例如：K1、K4通，而K2、K3断，Us为Uc；K1、K4断，而K2、K3通，Us为-Uc；K1、K3通，或K2、K4通，Us均为0。通过控制开关在一个开关周期中的通断时间比例以及相位，就可以控制变流单元的Us平均值，从而起到变流调节作用。K1、K2、K3与K4均断开，是一个特殊状态，没有电流通过时Us是不确定的；若有电流通过K1、K4的逆导二极管，则Us呈现为Uc；若有电流通过K2、K3的逆导二极管，则Us呈现为-Uc。 
在平衡对称型单元中K5、K6、K7、K8是用于平衡的，变流单元级联时，相邻单元的Uc的差别会通过相邻相关开关进行电荷转移来实现自动均压。图4中左边单元的K3、K4、K7、K8以及右边单元的K1、K2、K3、K4全都属于相邻相关开关。 
在相邻相关开关中，K3与K7或K4与K8同时开通时，左边单元的连接端口Z21、Z22之间呈零电平；K1与K5或K2与K6同时开通时，右边单元的连接端口Z11、Z12之间呈零电平；当K3与K8或K4与K7同时开通时，左边单元连接端口Z21、Z22之间分别呈1与-1电平；当K1与K6或K2与K5同时开通时，右边单元的连接端口Z11、Z12之间呈1与-1电平。只有控制两边端口的电平一致，才能使两个相邻单元的Uc平衡得以正常进行、电压趋同，其中Ls或R是起限制均压电流冲击作用的。与Ls并联时，R的作用是抑制平衡电流在单元间的振荡。例如取R2＜Ls1/C就可以有效地抑制这种振荡。单独用R代替Ls，会增加功耗。为叙述简单起见，附图中仅仅列出了使用Ls连接的一种情况。当平衡电流过大时，还可以通过对K5、K6、K7、K8的导通时间来加以限制，这些开关关断时情况与非平衡型类似，不再赘述。K5、K6、K7、K8仅仅流过Ls的平衡电流时，其功率容量要求会低于K1、K2、K3、K4。 
1.6平衡非对称型与平衡对称型变流单元的简化、单元间连接及应用特点 
图6是简化的平衡非对称型变流单元及级联的例子，单元中K4简化为二极管；对于单元中K1简化为二极管的情况，效果是类似的，参见图9。图7是简化的平衡对称型变流单元及级联的例子，单元中K6、K8简化为二极管。在上述简化电路中，因Ls的电流不可能通过开关维持循环，平衡电流的控制模式有所差别。 
简化并将二极管端子改接的平衡对称型变流单元的例子参见图12，如单元中K6、K8二极管所示。这一改接并没有影响Ls的续流功能，但平衡电流通道的缩短能减少一些损耗。将平衡非对称型相邻单元之间Z21与Z11直接连接的做法，可以节省元件。这种连接所构成的伸缩臂类似于上述第五种电路，用于构成桥臂则属于本发明，缺点是平衡电流缺乏限制机制；优点是便于将伸缩臂集成到一个模块中，便于高压小功率的应用。将对称型相邻单元之间Z21与Z11直接连接的做法，效果类似，不再赘述。 
对于由非对称型单元与平衡对称型单元两者混合级联构成的伸缩臂，其中的单元也可以参照上述做法来简化，不再赘述。 
上述简化，一般不针对伸缩臂两端的外侧开关。 
当单元间通过两个电感连接时，Ls1、Ls2可以取相同的值。采用独立电感的好处是可以将串联电感Lb分散到单元之间，变流器不再需要大电感。耦合电感连接的案例参见图12，Ls1、Ls2同名端接法是使Uc平衡电流在两个电感中的磁通相互增强，从而增 加单元间的差模电感量。采用耦合电感的好处是，单元间的宏观电流(即IP或IN)所引起的磁通在耦合电感内相互抵消，从而可以减小连接电感的体积。 
当单元间采用两个连接电感时，实际上两条连接线处于对等的情况，非对称型与平衡对称型单元中不再指定用于平衡的开关，所有开关平等地参与功率传输与Uc平衡，这对提高单元的变流功率是有利的。 
R为阻尼电阻，其作用是抑制平衡电流在单元间的振荡。例如对于独立电感情况，取R2＜2Ls1/C就可以有效地抑制这种振荡。 
1.7平衡非对称型与平衡对称型变流单元的应用特点 
由平衡非对称型变流单元与平衡对称型变流单元同属平衡型变流单元，由平衡型变流单元构成伸缩臂的例子参见图5。平衡对称型变流单元结合了平衡变流单元与对称型变流单元两者的优点，它能够实现各单元之间Uc的平衡，两边的级联端又具有对称性。 
对称型与平衡对称型单元所构成伸缩臂、进而构成的桥臂，主要应用于AC/AC(包括交流有功与无功变流)，还可以应用于AC/DC或DC/AC变流。例如在AC/AC变流中，Bu与Bd若取相等的单元数m，此时伸缩臂的UPN和桥臂的UAcN的电平数均为2*m+1。对于AC/DC或DC/AC变流，若UPN＜m*Uc，则UAcN的幅度可以超出UPN，即交流电压幅度大于直流电压源！ 
由平衡非对称型单元所构成伸缩臂、进而构成的桥臂，可用于AC/DC与DC/AC变流。若利用n’作为伸缩臂的负端，由于Ac点的电压可以上、下超越UPN各一个电平，对于AC/DC/AC的变换而言，可以更充分利用DC电压幅度。 
将平衡非对称型单元与平衡对称型单元两者混合级联构成伸缩臂、进而构成桥臂，比较适合于在AC与DC电压有混叠的情况下应用。例如，在DC/AC变流电路中，当AC输出电压高于DC输入电压时可采用混合级联伸缩臂。 
1.8变流桥臂的脉冲控制方式 
在满足桥臂中各变流单元Uc的平衡要求前提下，本发明的开关脉冲控制方法可以是多种多样的。实际上，一些用于普通二电平逆变桥的许多脉冲调制方案都可以用于本发明的变流桥臂的控制，例如阶梯波形法(低次谐波含量最小法、指定谐波消除法等)、脉冲宽度调制(PWM)(包括消谐波法、开关频率优化法、相移脉宽调制法和空间矢量调制方法以及脉冲幅值调制法)。相对而言，正弦波脉冲宽度调制(SPWM)，特别是其中的正弦相移脉宽调制法是比较适合本发明的脉冲控制。 
所有变流单元的对应开关动作可以是同步的(例如所有单元的K1都是同步的)，但是这会使Ac点的电压变化率很高，不利于电磁兼容性，电路也往往需要配置很大的滤波器。这种做法的优点是，单元的储能电容C取值很小也能工作。 
若是所有变流单元的对应开关相互间前后动作依次稍微相差一点(例如1微秒)，即相邻单元间脉冲相位递延，就可以使电压上升、下降有一斜坡，有利于降低对于电源和负载的冲击。 
对于同一伸缩臂中的各单元采用脉冲相位相同或是相位递延的控制方式，相当于用伸缩臂替代高压功率半导体开关，相比于低耐压功率半导体开关的直接串联，其均压控制要可靠得多。 
若是所有变流单元的对应开关按照同一个开关周期，相位依次前后错开一个相等的角度，Ac点可以产生最为平缓的电压波形，开关纹波的频率为变流单元开关频率乘以级联的变流单元个数，这种方法称之为正弦波移相脉宽调制。例如，对于19电平的三角波载波SPWM情况，每一载波相互错开了20°，如果每个变流单元的开关频率为10kHz，伸缩臂的等效开关频率可达180kHz。 
桥臂中，由于需要上、下伸缩臂的承受电压总和保持不变(为直流电压)，因此两个伸缩臂的对应开关动作是互补的。桥臂中的两个伸缩臂、多相桥臂之间的相位错开的合理安排，都有利于开关纹波的进一步抑制，以显著减轻变流器对滤波电路的需求。 
一般地，若伸缩臂中所有变流单元的开关采取同步动作，因开关特性不一致等只会激发起Uc微弱的不平衡动力，即使没有Ls或R，问题也不严重；但对于采取递延、甚至移相工作，会引起Uc较大的不平衡动力，本发明的平衡机制能有效解决这一问题！ 
本发明的三相变流线路不仅可以采用上述正弦波移相脉宽调制，也可以采取常规的三相六开关变流器所用的正弦波空间矢量调制方法(SVPWM)和移相SVPWM方法，在DC/AC、AC/DC变流中应用均可提高电路的电压利用率。 
具体做法一例：把三相桥臂中的每一伸缩臂看作是常规二电平的一个开关，将常规空间矢量调制方法用之于桥臂中的每一单元，并且级联中的所有变流单元采用同一个开关周期，三个桥臂中的同位单元相位依次每组前后相互错开一个相等的角度，这样三个Ac点之间可以就产生最为平缓的正弦电压波形，同时又能利用空间矢量调制方案中直流电源电压利用率高的优点。图8是关于伸缩臂中的同位单元划分的案例，图中的三个伸缩臂，分别是图9中三个桥臂的三个伸缩臂Bu，虚线框住的三个一组的变流单元即为同位单元；另外，在三个桥臂的另外三个伸缩臂Bd中还有对应的另三个同位单元；因此，每组同位单元共有六个。 
1.9由变流桥臂构成各种变流器 
本发明非对称型桥臂可以作为双向DC/DC变流使用。Ac端在DC/DC变流应用中为直流端之一，在DC/AC应用中则为交流端。作为DC/DC应用时，若P、N端口为输入端，Ac(串联一个滤波电感后)、N为输出端，就构成了降压型DC/DC变流器；反之，若Ac(串联一个滤波电感后)、N为输入端，P、N端口为输出端，就构成了升压型DC/DC变流器。由于伸缩臂一般不适合于维持平稳直流(IP或IN)，若依靠Bu、Bd之间的双线连接其能量交换效率又比较低，因此在DC/DC电路中UAcN的输出往往为脉冲电压，Ac端串接滤波电感是必要的。 
作为交流应用时，桥臂在N(或P)与Ac之间形成交流电压，Ac为交流端口。本发明的方案可以用于DC/AC与AC/DC的三相变流，但不仅限于三相。 
三个桥臂直流端共用一个直流电源，就可以在三个桥臂的Ac端形成三相电压。图9所示其中一例是高压整流/逆变电路，A、B、C是电网三相输入点，电网经过整流器给本发明的三相逆变桥提供直流电，逆变侧a、b、c点输出三相高压变频电压驱动电机。该高压整流/逆变电路输出通常为正弦波电压，其实同样可以输出方波或梯型波电压以驱动无刷永磁电机一类负载。 
图9另一案例是用于光伏并网逆变的DC/AC变流电路，其中的Ac端控制目标是并网电流。 
由两个背靠背三相逆变电路构成的高压变频电路是图9中所示的又一案例。AC-DC-AC整流/逆变的变流电路，俗称背靠背高压变频器，第一组三个桥臂的Ac引出三相交流端，另一组三个桥臂的Ac引出第二个三相交流端，可用于高压电机的无变压器高功率因数变频驱动，也可应用于电力系统的输配电变流。 
在DA/AC与AC/DC变流应用中，通常Bu与Bd中取相等的单元数以节省单元；但对于DC/DC的应用，则根据输入/输出电压的比例而可以有所不同。 
对于多相星形接法，可以将多个桥臂的P端作为各相输入端，各桥臂的Ac端作为个相输出端，将多个桥臂的N端连接在一起作为输入和输出的共同中性点。对于多相多边形接法，可以将多个桥臂的P端、N端依次相连并将连接点作为各相输入端，各桥臂的Ac端作为各相输出端。 
对于三相而言，星形接法就是Y接法，多边形接法就是三角接法。图10是一个采用Y接法的三相电子调压器。在图10的三个桥臂公共连接点引出中线，也可以构成三相四线接法。该电路属于能量可以双向流动的三相电路，可以具有电子调压功能。输入端(A、B、C)送进交流电，输出端(a、b、c)可以获得同频率的交流电。当Bu、Bd的单元数相等时，通过控制伸缩臂的开关(K1、K2、K3、K4)，可以获得变比为0到2(理论值)的调压功能；该电路也可以反过来应用，变比大致为2到10。当应用的输入 /输出比例比较接近且采用SPWM控制时，Bu的单元数可以少于Bd，以节省单元；此时，类似与自耦变压器，通过Bd的电流显著低于Bu。 
电子调压器具有调压、调相、纠正不对称等功能，是一种变比非常灵活、具备双向调压功能的装置，可以用于电力系统重要负载的配电调压。 
图11(a)、(b)分别是由对称型伸缩臂构成的Y形与三角形变流器例子，其中每一伸缩臂的单元数可以取为相等。对称型单元构成的伸缩臂能够用于构成三相无功变流，这其实就是前面所说的第四种变流电路。本发明采用由平衡对称型单元级联构成的伸缩臂，可以解决第四种电路中所遇到的单元储能电容电压平衡的困难，应能很好地用之于交流无功的应用。容易理解，进一步增加伸缩臂可以构成多相星形或多边形无功变流器。 
从原理上而言，对称型单元也可用于AC/AC变频，但由于变频电路的平衡控制复杂，还是采用平衡对称型单元比较可靠。图12中的Y接法AC/AC变频器，形式上与图10中电路类似，但增加了变频功能。 
对于单相和星形接法的AC/AC变频器，在输入/输出变比大致为1的情况，考虑到同一桥臂上有时输入与输出电压会幅度接近而方向相反，取Bu的单元数为Bd的两倍是合适的。 
图12中还分别给出了Y形与三角形接法的电子变压器。对于三角接法，Bu与Bd的单元数比例为1∶1是合适的；对于Y形接法，Bu与Bd的单元数比例取2∶1更为合适的。采用AC/AC的拓扑确实比常规背靠背的AC/DC/AC要节省单元数(比例大致是3∶4)。 
在本发明的电子变压器中，AC/AC不仅可以采用常规的正弦/正弦变频，也可以采用正弦/方波变流，使中频变压器在方波下工作，以提高变流效率。由于采用的中频(例如5kHz)远高于工频(50Hz)，变压器的体积大为缩小。 
1.10说明与实施案例 
各图中的符号p’与n’分别是非对称型与平衡对称型单元的Z11与Z21，它们出现在伸缩臂的外侧单元上(分别是p、n端单元)。各图中的符号m是伸缩臂的单元数，m1、m2分别是Bu、Bd的单元数。 
作为本发明的延伸，以本发明的一个特别的伸缩臂(这里称作为微型伸缩臂)替代本发明的一个开关，进而构成伸缩臂、桥臂和变流系统。微型伸缩臂中的各单元的对应开关(例如所有K1)，采取脉冲相位相同控制方式，微型伸缩臂的电容量便可远小于伸 缩臂中单元的电容，便于采用模块化封装。实际上，微型伸缩臂可用作高压开关，易于构造出更高电压等级的变流系统。 
本申请提出的上述各项发明内容可以单独或混合实施。图9、图10、图11、图12都是本发明的实施例。以下详述其中两个实例。 
(1)一种十一电平的无变压器高压变频器 
如图9中的背靠背高压变频器所示，其中A、B、C为输入三相电压，a、b、c为输出三相电压。该电路为背靠背的AC/DC/AC的变流结构；采用平衡非对称变流单元构成伸缩臂；在上下伸缩臂之间采用上述1.2所述的加Ls双线连接；两组三相桥臂均以上述1.8所述的SVPWM方式工作，单元开关频率为10kHz，伸缩臂的等效开关频率为100kHz。每个伸缩臂的单元数为十个，桥臂的电平数为11。该电路用于组成三相高压变频驱动，若每一电平为2000V，则线电压可达14.1kV交流。 
启动时可以在Bd的n端单元的p*与n*之间(或Bu的p端单元的p*与n*之间)加一低压电源，并收缩Bu与Bd，对各单元的C充电上电后再舒展伸缩臂，桥臂就可以直接投切到高压，不需要专门的高压预充电线路。另外Bu、Bd之间若为双线连接，也是有利于简化启动控制的。对于启动电源而言，若将图9中Bd下方的Lb移到桥臂的Ac端会比较有利些，因该Bd由非对称单元构成，其n端单元的n*就是桥臂的N端，桥臂也只要多引出一个Bd的n端单元的p*端。 
(2)一种十五电平的电子调压器 
如图10所示，三个桥臂对应三相调压，每一桥臂由Bu、Bd两个伸缩臂和两个Lb构成，伸缩臂由七个对称型变流单元构成。由于每一变流单元具有三个电平，考虑到重叠的七个零电平，伸缩臂具有十五个电平。该电路的单元开关频率为5kHz，单元间采用移相SVPWM调制，伸缩臂的等效开关频率为35kHz。若每一电平为4000V，则调压器的线电压可达39.6kV交流。 
(3)由非对称单元与对称单元混合级联合构成的光伏并网逆变电路 
值得一提的是，图9的高压整流/逆变电路中，若DC输入电压不够高，则组合开关中采用非对称型单元与平衡对称型单元两者混合级联，电路可以较好地实现升压变流功能。可以选取其中非对称型单元Uc的串联电压等于DC电压，平衡对称型单元Uc的串联电压为略高于AC幅度超过DC的部分。当输出电压超过DC电压时，伸缩臂能够承受这一反向电压。例如，组合开关中采用10个非对称单元、5个对称单元混合级别联，若每一电平为2000V，在DC电压为20kV下，用于并网发电时可利用的桥臂中点输出电压峰-峰值可以达到30kV。 
以上所述，仅是本发明的一些较佳实施案例而已，并非对本发明做任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施案例揭示如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的结构及技术内容做出些许的更动或修饰为等同变化的等效实施案例，但是凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施案例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属本发明技术方案范围内。 

Claims (15)

1.一种适用于高压应用的变流桥臂，包括储能电容C与多个逆导型开关；其特征在于，该变流桥臂由上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd和电感Lb串联构成，上伸缩臂Bu和下伸缩臂Bd分别由若干个对称型单元级联构成；
所述的对称型单元：
由第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3、第四开关K4及储能电容C构成；其中，第一开关K1与第二开关K2、第三开关K3与第四开关K4分别串联；第一开关K1与第三开关K3的正端相连作为单元的正端p*，第二开关K2与第四开关K4的负端相连作为单元的n*端；储能电容C接于正端p*和负端n*之间；第一开关K1与第二开关K2的连接处为单元的第二级联端Z12，第三开关K3与第四开关K4的连接处为单元的第四级联端Z22；
所述若干个对称型单元的级联方式为：相邻的两个单元之间，前一单元的第四级联端Z22与后一单元的第二级联端Z12相连；
桥臂的上、下端分别为桥臂的P端和N端；
上伸缩臂Bu和下伸缩臂Bd两端的外侧单元中：引出其正端p*和负端n*作为变流桥臂的辅助端；并以其第二级联端Z12为p端、第四级联端Z22为n端，p端、n端的排列与变流桥臂P端、N端的方向一致；
上伸缩臂Bu的n端与下伸缩臂Bd的p端之间的连线上引出桥臂的中点即Ac端；电感Lb是下述形式中的任意一种：
（1）有一个电感Lb，位于上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd的串联支路上的任何位置；
（2）有两个电感Lb，分置于上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd的串联支路上Ac端的两侧；
（3）有若干个电感Lb，分置于各对称型单元之中。
2.基于权利要求1所述变流桥臂的AC调压器，由一个或多个变流桥臂构成，其特征在于：
AC调压器由一个变流桥臂构成的情况下，该变流桥臂的P端、N端组成一个交流端口，Ac端、N组成另一个交流端口，从而构成单相电子调压器；或者，
AC调压器由多个变流桥臂构成的情况下，各变流桥臂的P端、N端分别按照多边形或星形接法引出一个多相交流端口，各变流桥臂的Ac端分别引出另一个多相交流端口，从而构成多相AC/AC电子调压器。
3.一种适用于高压应用的变流桥臂，包括储能电容C与多个逆导型开关；其特征在于，该变流桥臂由上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd和电感Lb串联构成，上伸缩臂Bu和下伸缩臂Bd分别由若干个单元级联构成；所述的单元是平衡非对称型单元或平衡对称型单元中的任意一种或两种；
所述平衡非对称型单元：
由第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3、第四开关K4及储能电容C构成；其中，第一开关K1与第二开关K2、第三开关K3与第四开关K4分别串联；第一开关K1与第三开关K3的正端相连作为单元的正端p*，该端同时也是单元的第一级联端Z11；第二开关K2与第四开关K4的负端相连作为单元的负端n*，该端同时也是单元的第四级联端Z22；储能电容C的两端分别接于第一级联端Z11和第四级联端Z22；第一开关K1与第二开关K2的连接处为单元的第二级联端Z12，第三开关K3与第四开关K4的连接处为单元的第三级联端Z21；
所述平衡对称型单元：
由第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3、第四开关K4、第五开关K5、第六开关K6、第七开关K7、第八开关K8及储能电容C构成；其中，第一开关K1与第二开关K2串联，其连接处为单元的第一级联端Z11；第三开关K3与第四开关K4串联，其连接处为单元的第三级联端Z21；第五开关K5与第六开关K6串联，其连接处为单元的第二级联端Z12；第七开关K7与第八开关K8串联，其连接处为单元的第四级联端Z22；第一开关K1、第三开关K3、第五开关K5与第七开关K7的正端相连作为单元的正端p*，第二开关K2、第四开关K4、第六开关K6和第八开关K8的负端相连作为单元的负端n*；储能电容C的两端分别接于正端p*与负端n*；
所述若干个单元的级联方式为：相邻的两个单元之间具有两组级联端的连接关系，具体为：前一单元的第三级联端Z21与后一单元的第一级联端Z11相连，前一单元的第四级联端Z22与后一单元的第二级联端Z12相连；其中，有一组级联端是通过电感Ls或电阻R或电感Ls与电阻R的并联电路实现连接的，另一组级联端则是直接连接；
上伸缩臂Bu和下伸缩臂Bd两端的外侧单元中：引出其正端p*和负端n*作为变流桥臂的辅助端；并以其第二级联端Z12为p端、第四级联端Z22为n端，p端、n端的排列与变流桥臂P端、N端的方向一致；
上伸缩臂Bu的n端与下伸缩臂Bd的p端之间的连线上引出桥臂的中点即Ac端；电感Lb是下述形式中的任意一种：
（1）有一个电感Lb，位于上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd的串联支路上的任何位置；
（2）有两个电感Lb，分置于上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd的串联支路上Ac端的两侧；
（3）有若干个电感Lb，分置于各对称型单元之中。
4.根据权利要求3所述的变流桥臂，其特征在于，所述伸缩臂由平衡非对称型单元级联构成；相邻两个单元中，前一单元的第四开关K4和后一单元的第一开关K1的其中之一以二极管代替，该二极管的极性与被代替的开关中逆导二极管的极性相同。
5.根据权利要求3所述的变流桥臂，其特征在于，所述伸缩臂由平衡对称型单元级联构成；相邻两个单元中，前一单元的第七开关K7、第八开关K8和后一单元的第五开关K5、第六开关K6其中一个或两个以二极管代替，且同一单元中的两个开关不能同时被二极管代替，该二极管的极性与被代替的开关中逆导二极管的极性相同。
6.根据权利要求3所述的变流桥臂，其特征在于，所述伸缩臂由平衡对称型单元级联构成；相邻两个单元中，前一单元的第七开关K7、第八开关K8和后一单元的第五开关K5、第六开关K6其中一个或两个以二极管代替，且同一单元中的两个开关不能同时被二极管代替，该二极管的极性与被代替的开关中逆导二极管的极性相同；
同时，对被二极管替代的第五开关K5、第六开关K6、第七开关K7或第八开关K8的连线方式改接：第五开关K5的正端、第六开关K6的负端改接到第二级联端Z12，第七开关K7的正端、第八开关K8的负端接到第四级联端Z22；这种改接仅涉及替代的二极管，未被替代的开关不改接；这里所述的正、负端是指替换前的原开关的极性，而非指替代后的二极管的极性。
7.根据权利要求3所述的变流桥臂，其特征在于，所述伸缩臂由平衡非对称型单元级联构成；且相邻两个单元中，前一单元的第三级联端Z21与后一单元的第一级联端Z11直接连接，前一单元的第四级联端Z22与后一单元的第二级联端Z12直接连接；前一单元的第四开关K4与后一单元的第一开关K1中，省略其中之一。
8.根据权利要求3所述的变流桥臂，其特征在于，所述伸缩臂由平衡对称型单元级联构成；且相邻两个单元中，前一单元的第三级联端Z21与后一单元的第一级联端Z11直接连接，前一单元的第四级联端Z22与后一单元的第二级联端Z12直接连接；前一单元的第七开关K7与后一单元的第五开关K5中，省略其中之一；前一单元的第八开关K8与后一单元的第六开关K6中，省略其中之一。
9.根据权利要求3所述的变流桥臂，其特征在于，上伸缩臂Bu的n端单元与下伸缩臂Bd的p端单元之间采用双线连接，具体为：n端单元的第四级联端Z22与p端单元的第二级联端Z12直接连接，n端单元的第三级联端Z21与p端单元的第一级联端Z11通过电感Ls或电阻R或电感Ls与电阻R的并联电路实现连接。
10.根据权利要求3所述的变流桥臂，其特征在于，所述若干个单元的级联方式替换为：相邻的两个单元之间具有两组级联端的连接关系，具体为：前一单元的第三级联端Z21通过电感Ls1与与后一单元的第一级联端Z11相连，前一单元的第四级联端Z22通过电感Ls2与后一单元的第二级联端Z12相连；电感Ls1和电感Ls2具有下述四种关系中的任意一种：
（1）Ls1、Ls2为独立电感；
（2）Ls1、Ls2为耦合电感，储能电容C上的电压Uc平衡电流在两个电感中的磁通相互增强；
（3）Ls1、Ls2为独立电感，其中之一并联了电阻R；
（4）Ls1、Ls2为耦合电感，储能电容C上的电压Uc平衡电流在两个电感中的磁通相互增强，其中之一并联了电阻R。
11.基于权利要求3至10中任意一项所述变流桥臂的变流电路，具有常规的变流拓扑，其特征在于，是以所述变流桥臂取代普通桥臂，变流桥臂的上伸缩臂Bu和下伸缩臂Bd均由平衡非对称型单元级联构成，从而构成下述几种变流电路中的任意一种：
（1）由变流桥臂构成双向DC/DC变流器，变流桥臂的P端和N端接一个直流源的正、负端，其Ac端在串联一个滤波电感后和N端接另一直流源的正、负端；
（2）由一个或多个变流桥臂构成单相或多相DC/AC或AC/DC变流器，变流桥臂的P端、N端分别并联为直流正、负端，各变流桥臂Ac端分别为各相交流端；
（3）由两个或多个变流桥臂构成单相或多相背靠背AC/DC/AC变流器，变流桥臂的P端、N端分别并联为直流正、负端，第一组变流桥臂的Ac端分别接第一交流源各相，第二组桥臂Ac端分别接第二交流源各相。
12.基于权利要求3至10中任意一项所述变流桥臂的变流器，是在变流桥臂上再接一个或多个伸缩臂形成三相或多相变流器；其特征在于，所述伸缩臂和变流桥臂中的上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd均由平衡对称型单元级联构成；变流器的接法是下述接法中的任意一种：
（1）变流桥臂的P端、N端分别接三相电源的两相，新增的伸缩臂一端接于变流桥臂的Ac端，另一端接三相电源的另一相，从而形成星形变流器；进一步增加伸缩臂数量则构成星形多相变流器；或者
（2）变流桥臂的P端、N端并联上新增的伸缩臂并分别接三相电源的两相，变流桥臂的Ac端接三相电源的另一相，从而形成三角形变流器；将多个伸缩臂串联后并联于变流桥臂P端、N端则构成多边形多相变流器。
13.基于权利要求1或3至10中任意一项所述变流桥臂的AC/AC变流器，其特征在于，具有一个或多个变流桥臂，其电路结构是下述三种中的任意一种：
（1）单个变流桥臂的P端、N端为一个交流端口，Ac端、N端为另一个交流端口，从而构成单相AC/AC变频器；或者
（2）变流桥臂的P端、N端分别按照多边形或星形接法引出一个多相交流端口，各桥臂Ac端分别引出另一个多相交流端口，从而构成多相AC/AC变频器；或者
（3）第一组三个变流桥臂的P端、N端分别按照三角形或星形接法连接输入各相、第二组三个变流桥臂的P端、N端分别按照三角形或星形接法连接输出各相；两组的Ac端分别接三相中频变压器的原、副边绕组，从而构成电子变压器。
14.基于权利要求1或3所述变流桥臂的变流控制方法，其特征在于：通过调节各开关的驱动脉冲控制伸缩臂内的各单元端电压Us，进而控制上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd的端电压Uu、Ud；通过动态调节Uu、Ud之和控制流过变流桥臂P端、N端之间的平均电流IPN，进而控制变流桥臂所有单元的Uc之均值；通过互补地调节Uu、Ud大小，实现对Ac端电位的调节；通过动态调节Uu、Ud的相对大小改变流过上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd的电流IP、IN的分配，进而平衡两者Uc均值之差异；通过调节上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd内的各单元端电压Us的均值相对大小，平衡伸缩臂中各单元储能电容C上的电压Uc的差异。
15.根据权利要求14所述的变流控制方法，其特征在于，所述的单元的开关调制脉冲相位采取以下四种方式之一：
（1）同一伸缩臂中的各单元采用脉冲相位相同的控制方式；或
（2）同一伸缩臂中的各单元采用脉冲相位递延的控制方式；或
（3）同一伸缩臂中的各单元采用载波按圆周角等分移相的SPWM调制，上伸缩臂Bu、下伸缩臂Bd之间对应单元的载波相位互补；或
（4）对于三个桥臂构成三相DC/AC、AC/DC变流器，各桥臂的同位单元六个一组采用SVPWM方式控制，同一伸缩臂中的各单元调制载波按圆周角等分移相。
CN2011103168458A 2011-10-18 2011-10-18 适合于高压应用的变流桥臂及其应用系统 Active CN102377324B (zh)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN2011103168458A CN102377324B (zh) 2011-10-18 2011-10-18 适合于高压应用的变流桥臂及其应用系统
PCT/CN2012/081758 WO2013056614A1 (zh) 2011-10-18 2012-09-21 适合于高压应用的变流桥臂及其应用系统
US14/352,947 US9219423B2 (en) 2011-10-18 2012-09-21 Converter bridge arm suitable for high-voltage applications and application system thereof

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN2011103168458A CN102377324B (zh) 2011-10-18 2011-10-18 适合于高压应用的变流桥臂及其应用系统

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102377324A CN102377324A (zh) 2012-03-14
CN102377324B true CN102377324B (zh) 2013-09-04

Family

ID=45795457

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2011103168458A Active CN102377324B (zh) 2011-10-18 2011-10-18 适合于高压应用的变流桥臂及其应用系统

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9219423B2 (zh)
CN (1) CN102377324B (zh)
WO (1) WO2013056614A1 (zh)

Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012176327A1 (ja) * 2011-06-24 2012-12-27 株式会社日立製作所 電力変換装置とその制御装置
CN102377324B (zh) 2011-10-18 2013-09-04 吕遥 适合于高压应用的变流桥臂及其应用系统
CN102651632B (zh) * 2012-05-09 2014-06-04 浙江大学 用于高压大功率三相异步电机的六半桥svpwm控制方法
EP2946464B1 (en) * 2013-01-21 2019-12-18 ABB Schweiz AG A multilevel converter with hybrid full-bridge cells
CN103280989B (zh) * 2013-05-15 2017-02-08 南京南瑞继保电气有限公司 一种换流器及其控制方法
CN103914599B (zh) * 2014-04-18 2017-01-04 华北电力大学 一种模块化多电平换流器的戴维南等效整体建模方法
EP3152524B1 (en) * 2014-06-06 2021-07-21 Kevin Stephen Davies Power conversion method and system
TWI547088B (zh) * 2015-01-29 2016-08-21 台達電子工業股份有限公司 直流交流轉換裝置及其操作方法
DE102015209948A1 (de) * 2015-05-29 2016-12-01 Siemens Aktiengesellschaft Spannungswandleranordnung mit kapazitiver Kopplung
CN106291295B (zh) * 2015-05-29 2023-11-14 中电普瑞科技有限公司 一种链式statcom换流链端间耐压试验方法
CN106998138B (zh) * 2016-01-25 2019-07-05 华北电力大学 无需均压控制的双向dc-dc变换器
CN106998139B (zh) * 2016-01-25 2019-10-18 华北电力大学 无需均压控制的电气隔离双向dc-dc变换器
CN106998141B (zh) * 2016-01-25 2019-10-18 华北电力大学 无需均压控制的dc-dc自耦变换器
CN105811793B (zh) * 2016-04-26 2018-07-17 西安交通大学 基于自取能电源跳频控制的模块化多电平换流器均压方法
CN106685219B (zh) * 2017-02-28 2019-10-01 华为技术有限公司 电压转换器及其控制方法和电压转换系统
WO2018177532A1 (en) * 2017-03-31 2018-10-04 Abb Schweiz Ag Filter for high-voltage power converters
WO2019049368A1 (ja) * 2017-09-11 2019-03-14 三菱電機株式会社 電力変換装置および電力変換システム
CN107994772A (zh) * 2017-12-29 2018-05-04 华中科技大学 一种dc-dc变换器
EP3522357A1 (en) * 2018-01-31 2019-08-07 Siemens Aktiengesellschaft Modular multilevel converter
WO2019210918A1 (en) * 2018-05-04 2019-11-07 Aalborg Universitet Power circuits for modular multi-level converters (mmc) and modular multi-level converters
TWI704744B (zh) * 2019-03-29 2020-09-11 威達高科股份有限公司 使用移動機器人電池的電源橋接裝置
CN110504688B (zh) * 2019-08-12 2020-12-29 上海交通大学 具备交直流故障不间断运行能力的固态变压器及控制方法
DE102020200927A1 (de) * 2020-01-27 2021-07-29 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Hybrid-Mehrpegel-Leistungsumsetzer mit lnduktor zwischen Stufen
CN111313438B (zh) * 2020-03-31 2023-03-14 中国南方电网有限责任公司 一种柔性直流输电系统高频振荡抑制方法及其系统
CN111342691B (zh) * 2020-04-09 2020-12-08 华中科技大学 一种Si器件与SiC器件混合型MMC及其调制方法
CN111628665B (zh) * 2020-05-30 2022-09-27 青岛鼎信通讯股份有限公司 一种基于串联数字化稳压器的中高压电力电子变压器
CN111740597B (zh) * 2020-06-22 2021-08-10 浙江大学 一种高压降模块化直流电源及其控制方法
CN112117921B (zh) * 2020-08-04 2021-08-13 西安交通大学 一种单相19电平逆变器单元拓扑
US10917021B1 (en) * 2020-09-03 2021-02-09 King Abdulaziz University Multilevel inverter with reduced number of components
US11637491B2 (en) 2020-12-03 2023-04-25 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Multi-stage power converter
CN113595424B (zh) * 2021-08-10 2022-11-01 东南大学 一种桥臂复用mmc拓扑结构
US11967901B2 (en) 2021-12-09 2024-04-23 Renesas Design (UK) Limited Hybrid multi-phase power converter with phase shedding
CN115144738B (zh) * 2022-06-30 2023-05-16 兰州理工大学 模拟电路故障诊断电路

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN200980045Y (zh) * 2006-12-01 2007-11-21 华中科技大学 基于级联结构的无输入和输出变压器型高压大功率变换器
CN101753053A (zh) * 2008-12-12 2010-06-23 上海海事大学 混合级联多电平变换器
CN102170244A (zh) * 2011-04-28 2011-08-31 燕山大学 共享电源级联多电平变流器

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05277096A (ja) * 1992-03-30 1993-10-26 Shimadzu Corp 回転陰極ｘ線管
US7768800B2 (en) * 2007-12-12 2010-08-03 The Board Of Trustees Of The University Of Illinois Multiphase converter apparatus and method
CN101911463B (zh) 2008-01-08 2013-09-04 Abb技术有限公司 用于控制电压源转换器的方法和电压转换设备
JP5277096B2 (ja) * 2009-07-21 2013-08-28 株式会社日立製作所 電力変換装置
JP4969614B2 (ja) * 2009-07-21 2012-07-04 株式会社日立製作所 電力変換装置
CN101867313B (zh) 2010-06-21 2012-07-25 清华大学 一种级联型换流器
CN102377324B (zh) 2011-10-18 2013-09-04 吕遥 适合于高压应用的变流桥臂及其应用系统
CN102427352B (zh) 2011-10-18 2013-09-04 吕遥 一种电力电子高压组合开关

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN200980045Y (zh) * 2006-12-01 2007-11-21 华中科技大学 基于级联结构的无输入和输出变压器型高压大功率变换器
CN101753053A (zh) * 2008-12-12 2010-06-23 上海海事大学 混合级联多电平变换器
CN102170244A (zh) * 2011-04-28 2011-08-31 燕山大学 共享电源级联多电平变流器

Also Published As

Publication number Publication date
US20140268888A1 (en) 2014-09-18
WO2013056614A1 (zh) 2013-04-25
CN102377324A (zh) 2012-03-14
US9219423B2 (en) 2015-12-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102377324B (zh) 适合于高压应用的变流桥臂及其应用系统
JP5928928B2 (ja) ５段階電力変換器ならびにその制御方法および制御装置
CN102577066B (zh) 带无功功率补偿的变换器
US9148065B2 (en) Bidirectional DC-DC converter
CN102185514B (zh) 一种单相三电平逆变器
WO2016119736A1 (zh) 五电平拓扑单元及五电平逆变器
CN103973128A (zh) 无变压器式电能变换系统以及相关方法
CN102405588B (zh) 电源方法及装置
CN102624258A (zh) 一种非隔离对称型自耦式18脉波整流电源系统
CN102545644B (zh) 一种矩阵式交-交高压变频器拓扑结构
CN104638940A (zh) 基于级联模块化多电平的电力电子变压器
CN103051236A (zh) 基于三相多分裂变压器的chb级联型光伏逆变电路
CN103715930A (zh) 一种提升柔性直流输电系统容量的方法及其装置
CN105226957A (zh) 一种无工频变压器的三相-单相变压装置
CN102664546A (zh) 一种具有双向功率开关的五电平变流拓扑结构及其应用
AU2009344065A1 (en) An arrangement for exchanging power
CN102427352A (zh) 一种电力电子高压组合开关
CN104022635A (zh) 电力负载的驱动电路
CN206060579U (zh) 一种多功能智能双向换流器
CN105186900A (zh) 一种五电平无变压器型逆变电路
RU2424612C1 (ru) Устройство для управления скоростью асинхронного электродвигателя (варианты)
CN204481711U (zh) 一种z源三电平pwm整流器
CN103872940A (zh) 一种双向变流拓扑
CN108322080B (zh) 五电平拓扑单元及五电平交直流变换器
CN108199602B (zh) 多绕组分时供电正激直流斩波型单级多输入高频链逆变器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant