CN203251224U - 具有并联移相交错均流控制的同步整流升降压电路及装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开一种具有并联移相交错均流控制的同步整流升降压电路及装置，同步整流升降压电路包括一个以上并联的升压同步整流电路，每个升压同步整流电路均包括一个并联于输入端的电容C1、一与电容C1连接的电感L、一连接于电感L的后端的电流取样点T、一并联于电源的正负之间的开关管Q1、一连接于电流取样点TA后端的开关管Q2和一并联于输出端的电容C2。本实用新型相对于现有技术来讲，实现了大功率变换，交错移相使得开关频率倍增，使各并联单元的峰值电流均衡相等。具有并联单元同步整流功能，降低损耗，提高了电源的效率，使电源体积尺寸及成本方面与传统方案相比都有明显优势。

Description

具有并联移相交错均流控制的同步整流升降压电路及装置

技术领域

本实用新型公开一种整流升降压电路，特别是一种具有并联移相交错均流控制的同步整流升降压电路及装置。

背景技术

传统的升降压电路拓扑技术。如图1传统升压拓扑电路，如图2传统降压拓扑电路：其均采用开关管和整流二极管，开关损耗大，效率低，且没有专用的控制芯片来实现并联工作。采用整流二极管D为整流元件，由于整流二极管D的正向压降比较大，特别是用于高压转换电路时采用快恢复二极管。因此，开关损耗大，发热量大，效率低，且没有专用的控制芯片来实现并联工作。

带有同步整流功能的升降压拓扑技术。如图3同步整流升压BOOST电路，如图4同步整流降压BUCK电路：如果主开关管采用MOSFET，且有两路相位差180°的驱动脉冲交替控制实现电能转换，这样使得电路中的开关损耗小，发热少，效率高。尽管开关管采用MOSFET，可以做到开关损耗小，效率高。但是只是独立的升、降压变换，不容易做到大功率转换。

在有些场合为了电能转换的需要可以采用如图5所示先升压后降压的同步整流电路组合或者采用如图6所示先降压后升压的同步整流电路组合，这样的目的是：既可以满足所需要的电能转换，又可以做到比较高的转换效率。虽然采用的是同步整流的升压降压或降压升压组合，但是，由于单只功率管如MOSFET的工作电流限制，做到大功率有些困难，必须采用多个功率管并联实现。

目前市场上找到一款能够用于两相升压或降压转换器的脉宽调制器（PWM）相当容易。大多数双通道交错离线控制器或推挽式控制器均可以被用于直接异相地驱动两个升压或降压MOSFET。但是，在四相或更多相解决方案中，控制器的选用范围更加有限。

国际上的知名公司已经研发出具有该功能的多相控制器：例如：TI公司的四相降压控制器TPS40090，其特点是通过检测支路MOSFET中的平衡峰值电流来均匀地分配电力。资料说明，该方法正在申请专利中。应用于车载高频放大器中的四相降压转换器。

还有一家是Intersil公司的ISL78220六相升压变换控制器，其特点是采用无损耗DCR电流感应电路，提供精确的通道电流均衡。应用于汽车工业的多相升压DC-DC转换器。

上述国际知名公司的多相控制芯片，性能优越，使用方便，但是存在采购渠道问题，价格问题，以及使用的局限相等问题。

传统的升压同步整流电路已经有现有方案，如“升压同步整流转换电路” （专利号：200920296829），技术简要说明：本实用新型涉及一种升压同步整流转换电路，其包括ＰＷＭ控制模块、电感Ｌ０２，、电容Ｃ０３、Ｃ０４，电阻Ｒ０５、Ｒ０６，开关管Ｋ０１，因在同步整流管Ｋ０２与ＰＷＭ控制模块之间设置有倒相驱动与回灌抑制模块；在ＰＷＭ控制模块与同步整流管Ｋ０２一端之间设置有升压辅助电路模块，使得升压辅助电路模块将较低的输入电压升压到ＰＷＭ控制模块控制ＩＣ正常工作的电压范围，ＰＷＭ控制模块控制ＩＣ正常工作后，输出的ＰＷＭ脉冲的一路去控制开关管Ｋ０１，另一路经倒相驱动与回灌抑制模块后驱动同步整流管Ｋ０２，在低压输入时，转换电路能可靠工作，同步整流功能也可以实现，提高了转换器的效率，从而达到能满足低输入电压下设计高效率的升压转换器，同时也可以避免同步整流管在关机时出现电流回灌的现象。但是，它只实现了单路升压同步整流转换电路。

还有两相并联升压技术方案：如“一种交错并联BOOST变换器”（专利号：201220067744），本实用新型公开了一种交错并联BOOST变换器，由两相电路组成，一相电路由电源V正端、电感L1、电容C1、二极管D1、负载R和电源V负端依次串联而成，其中电容C2和负载R并联，开关管S1一端置于电感L1和电容C1之间，一端连接电源V负端；另一相电路由电源V正端、电感L2、二极管D2依次相连后接入电容C1和二极管D1之间，其中开关管S2一端置于电感L2和二极管D2之间，一端连接电源V负端。本实用新型电压增益高，适合应用于低压输入高压输出的场合。开关器件的电压应力低，有利于电路选择低耐压、高性能的开关器件来降低电路的损耗。当占空比大于或等于0.5时，由于开关电容C1的作用，能够自动均衡各相电感电流。但是，它只实现了两相交错并联BOOST变换器，各相电感电流的均衡是通过开关电容实现的，离散性的，并且转换功率受到限制。

随着新能源技术的不断发展及应用，特别是在太阳能光伏领域，以及新型燃料储电池等领域，急需要具有大功率的配套能源转换电源装置。目前已经有采用传统的升降压原理实现的大功率模块装置。也有采用国外知名公司的多相控制器实现的升降压转换模块装置。尽管如此，还是存在诸如传统电能变换方式的效率低，以及多相控制芯片实现的输入电压及输出电压范围的限制等局限性以及成本价格偏高等问题。还不容易做到大功率电能转换市场的需求。

发明内容

针对上述提到的现有技术中的升降压电路不容易做到大功率电能转换的缺点，本实用新型提供一种具有并联移相交错均流控制的同步整流升降压电路及装置。可以克服以上缺点，可以实现电能变换的高效率，以及实现大功率电能变换等有的。可以解决实际应用中的一些问题。

本实用新型解决其技术问题采用的技术方案是：一种具有并联移相交错均流控制的同步整流升降压电路，同步整流升降压电路包括一个以上并联的升压同步整流电路，每个升压同步整流电路均包括一个并联于输入端的电容C1、一与电容C1连接的电感L、一连接于电感L的后端的电流取样点T、一并联于电源的正负之间的开关管Q1、一连接于电流取样点TA后端的开关管Q2和一并联于输出端的电容C2。

本实用新型解决其技术问题采用的技术方案进一步还包括：

所述的同步整流升降压电路还包含有控制电路，控制电路包括与升压同步整流电路数量相同的并联使用的控制器，各个控制器取自相应的升压同步整流电路中的电流取样点T的电感电流加到相应控制器IC1的电流反馈输入端，取自并联输出的电压反馈信号，加到该控制器IC1的电压反馈输入端，且通过控制器IC1的内部调节，形成两路相位差为180°的互补脉冲，用来驱动设置在升压同步整流电路的一组开关管Q1和Q2。

所述的控制电路还包括各控制器之间的同步脉冲移相模块。

所述的控制电路还包括移相交错倍频控制模块。

所述的移相交错倍频控制模块采用90°移相同步发生器，第一控制器IC1A产生同步振荡脉冲，第一控制器IC1A的同步脉冲SYNC经过90°移相加到第二控制器IC1B的同步控制端SYNC，第一控制器IC1A的同步脉冲SYNC加到第三控制器IC1C的同步控制端SYNC，第一控制器IC1A的同步脉冲SYNC经过90°移相加到第四控制器IC1D的同步控制端SYNC。

所述的90°移相同步发生器通过PLL锁相环CMOS电路或者单片机模组实现，移相角度可以调节，所述的PLL锁相环CMOS电路包括鉴相器、环路滤波模块、压控振荡模块和任意相位移相输出模块，同步脉冲输入鉴相器，鉴相器输出信号给环路滤波模块，环路滤波模块输出信号至压控振荡模块，压控振荡模块输出信号给任意相位移相输出模块，压控振荡模块同时输出信号给鉴相器；所述的单片机模组包括单片机、存储器、锁相器、A/D转换模块、D/A转换模块和任意相位移相输出模块，存储器连接在单片机上，同步脉冲信号输入锁相器，锁相器输出信号给A/D转换模块，A/D转换模块输出信号给单片机，单片机输出信号给D/A转换模块，D/A转换模块输出信号给任意相位移相输出模块。

所述的各个电感电流取样T加到相应控制器IC1，各路并联后的输出电压反馈TV1，同时加到各个控制器IC1，通过各个控制器的并联控制实现四路并联单元之间的电流均衡。

本实用新型的有益效果是：本实用新型相对于现有技术来讲，具有如下优点：

1.主电路具有四组并联功能，实现了大功率变换，交错移相使得开关频率倍增，它能减少输出纹波电流，可减少滤波电容的数量及容量，且降低了输出电压纹波，它还能减少电感的蓄能要求，使电感的体积、重量与热损耗都会降。

2.具有并联单元支路电感电流独立检测控制功能，使各并联单元的峰值电流均衡相等。

3.具有并联单元同步整流功能，降低损耗，提高了电源的效率，使电源体积尺寸及成本方面与传统方案相比都有明显优势。

4.控制单元电路采用通用电流型双端控制器，通过同步移相，死区时间设置，斜率补偿，支路电流调节等，完成各支路的电流均衡控制。还可以实现过流短路等保护。

5.该控制电路可以实现：两相，三相，四相及更多相并联升压，并联降压，并联先升压后降压，并联先降压后升压等移相交错均流控制的同步整流电路，同时还可用于交错并联的正激，反激等拓扑电路。

下面将结合附图和具体实施方式对本实用新型做进一步说明。

附图说明

图1为一传统的升压拓扑电路示意图；

图2 为一传统的降压拓扑电路示意图；

图3 为一同步整流升压BOOST电路示意图；

图4 为一同步整流降压BUCK电路示意图；

图5 为一同步整流先升压后降压的组合电路示意图；

图6 为一同步整流先降压后升压的组合电路示意图；

图7 为本实用新型典型的四相并联同步整流升压BOOST电路示意图；

图 8 为本实用新型较佳实施例具有移相交错并联均流控制的同步整流升压电路示意图；

图9 为本实用新型较佳实施例移相均流控制的四单元并联同步整流控制电路示意图；

图10 为本实用新型较佳实施例同步脉冲移相（含本实用新型90°）的两种方法电路示意图；

图11为本实用新型较佳实施例具有移相90°的四单元同步脉冲波形电路示意图；

图12 为本实用新型较佳实施例具有单元电感电流检测均流控制调节及输出电压反馈控制电路示意图；

图 13为本实用新型较佳实施例具有移相90°带死区时间延迟的四单元同步整流驱动脉冲波形电路示意图；

图14 为本实用新型较佳实施例四单元PWM 控制器UC1846/UC1847原理框图示意图；

图15为本实用新型较佳实施例以两单元控制器为例说明实现输出电压反馈调节及均流电路示意图；

图16为本实用新型较佳实施例各单元驱动脉冲的死区时间延迟电路及波形电路示意图；

图17 为本实用新型较佳实施例PWM控制器斜率补偿电路示意图；

图18 为本实用新型较佳实施例斜率补偿波形示意图。

具体实施方式

本实施例为本实用新型优选实施方式，其他凡其原理和基本结构与本实施例相同或近似的，均在本实用新型保护范围之内。

本实用新型提供一种具有移相交错并联均流控制的同步整流升降压电路及装置，其分别取样各并联单元的电感电流提供给各自的电流控制器，经过放大与同一个基准电压比较使得各个单元电感的峰值电流均衡相等，从而实现了并联单元之间的均流控制。同时，各控制器之间的同步脉冲各自移相90°，使得各路驱动脉冲具有90°的相位差，从而实现了各并联单元之间的移相交错控制。而且各自的控制器有输出具有死区延迟的相位差180°的驱动脉冲，分别驱动并联单元对应的两个同步整流开关管。

本实用新型的目的在于提供一种具有移相交错并联均流控制的同步整流升降压电路及装置，该并联升压同步整流电路包含：一第一升压同步整流电路、一第二升压同步整流电路、一第三升压同步整流电路和一第四升压同步整流电路；本实施例中，第一升压同步整流电路包含一第一并联于输入端的电容C1A、一与电容C1A连接的第一电感LA、一连接于第一电感LA的后端的第一电流取样点TA、一并联于电源的正负之间的第一开关管Q1A、一连接于第一电流取样点TA后端的第一开关管Q2A和一并联于输出端的第一电容C2A。本实施例中，第二升压同步整流电路包含一第二并联于输入端的电容C1B、一与电容C1B连接的第二电感LB、一连接于第二电感LB的后端的第二电流取样点TB、一并联于电源的正负之间的第二开关管Q1B、一连接于第二电流取样点TB后端的第二开关管Q2B和一并联于输出端的第二电容C2B。本实施例中，第三升压同步整流电路包含一第三并联于输入端的电容C1C、一与电容C1C连接的第三电感LC、一连接于LC的后端的第三电流取样点TC、一并联于电源的正负之间的第三开关管Q1C、一连接于第三电流取样点TC后端的第三开关管Q2C和一并联于输出端的第三电容C2C。本实施例中，第四升压同步整流电路包含一第四并联于输入端的电容C1D、一与电容C1D连接的第四电感LD、一连接于LD的后端的第四电流取样点TD、一并联于电源的正负之间的第四开关管Q1D、一连接于第四电流取样点TD后端的第四开关管Q2D和一并联于输出端的第四电容C2D。

本实施例中，该并联升压同步整流电路还包含有控制电路，控制电路包括四组并联使用的控制器，第一控制器由取自第一升压同步整流电路的电感电流，加到第一控制器IC1A的电流反馈输入端，取自一并联输出的电压反馈信号，加到第一控制器IC1A的电压反馈输入端，且通过第一控制器IC1A的内部调节，形成两路相位差为180°的互补脉冲，用来驱动第一升压同步整流电路的一组开关管Q1A和Q2A；第二控制器由取自第二升压同步整流电路的电感电流，加到第二控制器IC1B的电流反馈输入端，取自并联输出的电压反馈信号，加到第二控制器IC1B的电压反馈输入端，且通过第二控制器IC1B的内部调节，形成两路相位差为180°的互补脉冲，用来驱动第二升压同步整流电路的一组开关管Q1B和Q2B；第三控制器由取自第三升压同步整流电路的电感电流，加到第三控制器IC1C的电流反馈输入端，取自并联输出的电压反馈信号，加到第三控制器IC1C的电压反馈输入端，且通过第三控制器IC1C的内部调节，形成两路相位差为180°的互补脉冲，用来驱动第三升压同步整流电路的一组开关管Q1C和Q2C；第四控制器由取自第四升压同步整流电路的电感电流，加到第四控制器IC1D的电流反馈输入端，取自并联输出的电压反馈信号，加到第四控制器IC1D的电压反馈输入端，且通过第四控制器IC1D的内部调节，形成两路相位差为180°的互补脉冲，用来驱动第四升压同步整流电路的一组开关管Q1D和Q2D。控制电路还包括控制器之间同步脉冲移相、并联的四单元之间的移相交错倍频控制以及并联的四单元之间的均流控制。

本实施例中，所述的控制电路可在四组并联电路之间实现均流控制，其中第一电路电感电流取样TA加到第一控制器IC1A，第二电路电感电流取样TB加到第二控制器IC1B，第三电路电感电流取样TC加到第三控制器IC1C，第四电路电感电流取样TD加到第四控制器IC1D，四路并联后的输出电压反馈TV1，同时加到第一控制器IC1A、第二控制器IC1B、第三控制器IC1C和第四控制器IC1D，通过四个控制器的并联控制实现四路并联单元之间的电流均衡。

本实施例中，所述的控制电路可在四组并联电路之间的移相交错控制，其中本实施例中采用90°移相同步发生器，90°移相同步发生器通过PLL锁相环CMOS电路或者单片机完成，移相角度可以调节，第一控制器IC1A产生同步振荡脉冲，该第一控制器IC1A的同步脉冲SYNC经过90°移相加到第二控制器IC1B的同步控制端SYNC，该第一控制器IC1A的同步脉冲SYNC加到第三控制器IC1C的同步控制端SYNC，第三控制器IC1C的驱动脉冲与第一控制器IC1A的相位差为180°，该第一控制器IC1A的同步脉冲SYNC经过90°移相加到第四控制器IC1D的同步控制端SYNC，第四控制器IC1D的驱动脉冲与第一控制器IC1A的相位差为180°，可以实现除90°移相之外的其它移相角度控制。

本实施例中，控制电路中还包括斜率补偿模块，控制电路驱动脉冲具有死区时间设置功能。控制电路通过设计选型低压或高压驱动控制器，可以实现低压或高压的主电路并联同步整流转换。

本实施例中，控制电路中的电感取样器件选用精密电流互感器，也可以选用精密电阻器。控制电路还可以是第一控制器IC1A和第二控制器IC1B的并联，还可以是第一控制器IC1A和第二控制器IC1B和第三控制器IC1C的并联，还可以是多于四个控制器的并联。

本实施例中，控制电路还可以是第一升压同步整流电路和第二升压同步整流电路的并联，还可以是第一升压同步整流电路和第二升压同步整流电路和第三升压同步整流电路的并联，还可以是多于四个升压同步整流电路的并联。

本实施例中，控制电路还适用于具有移相交错并联均流控制的同步整流降压电路及电源装置，还适用于具有移相交错并联均流控制的同步整流先升压后降压电路及电源装置，还适用于具有移相交错并联均流控制的同步整流先降压后升压电路及电源装置，还适用于具有移相交错并联均流控制的同步整流正激或反激升电路及电源装置。

本实施例中，控制电路中选用的控制器IC1A、IC1B、IC1C和IC1D，为峰值电流型PWM，本例中选用通用电流型芯片UC1846/UC1847及派生系列，也可以选用具有同等功能的其它芯片，或选用平均电流型控制芯片。

本实施例中，控制电路中选用的开关管Q1A、Q2A、Q1B、Q2B、Q1C、Q2C、Q1D和Q2D，选用MOSFET，还可以选用IGBT，还可以选择功能相当的其它开关器件。

本实施例中，控制电路中选用的开关管Q2A、Q2B、Q2C和Q2D，选用MOSFET，还可以选用肖特基二极管。

本实用新型可以实现：两相、三相、四相及更多相并联升压、降压或升降压、降升压等并联交错同步整流电路，同时可用于交错并联的正激、反激等拓扑电路。

大功率装置可用于输入端为：太阳能电池、燃料电池、汽车电池等各种储能蓄电池，直流发电机等作为能源的电能变换装置，还可以用于通用直流电源输入的电能变换装置。还可以用于交流电整流滤波后的直流电源作为输入的电能变换装置。本实用新型的控制电路及装置，可以实现更高的电能转换效率，可以做到更大功率的电能变换装置。市场前景及应用十分广泛。

本实用新型采取的控制方案为：以四单元并联升压同步整流电路为实施例，如图7所示。为了使各单元的支路电流均流控制，具体方法为：分别取自四个并联单元的电感电流，通过四个独立的PWM电流型控制器（本实施例中采用的电流控制器UC1846/2846/3846，UC1847/2847/3847，需要说明的是UC1846/2846/3846和UC1847/2847/3847是该公司的同一系列产品，区别在于二者的输出脉冲相位相差180°，如图14所示），四个电感取样电流经过放大分别与相同的基准电压进行比较，在同步脉冲的调制下，再通过R-S触发器形成两路相位差为180°的驱动脉冲，如图12所示。四单元支路同步整流脉冲波形，如图13所示。

本实用新型中PWM控制器的并联使用方法：本实用新型中PWM控制单元可以实现两相、三相、四相，以及多于四相的并联，来完成对应主电路的两相、三相、四相，以及多于四相的并联同步整流器的驱动控制。具体来说，本实施例中的电流型PWM控制器UC1846/UC1847，可以实现多个电流模式电源的并联工作，且可均分负载电流。这可通过在每个电源设置相同的电流检测信号实现，检测电流的方法可以是相同的电流互感器，或相同的电阻器，二者均属于该实用新型的范畴。把检测到的电感电流，或称为开关管的电流波形经过放大，并转化为电压信号，与同一数值的误差放大器输出电压信号相比较，从而产生峰值电流检测电压并使得并联电源的峰值电流相等。

需要说明的是，本实施例中的控制器为峰值电流型控制器，检测的是支路电感的峰值电流，通过调节使并联支路的峰值电流均衡。而支路的平均电流不能均流，为了更好的进行均流调节，本实施例中采用斜率补偿，使得检测电感电流的平均值与导通时间无关。如图17斜率补偿电路,将电感电流或开关管的电流通过电阻R2加的PWM控制器的8脚振荡锯齿波上进行补偿，通过调整电阻R1和电阻R2的阻值实现最佳的斜率补偿，如图18斜率补偿波形图。

本实施例中，采用四单元PWM控制器并联使用。如图9所示电路，属于本实用新型的范畴内。如图15为两单元控制器并联使用接线方式，实现输出电压反馈调节及均流的电路。

本实用新型中同步脉冲移相的实现方法：本实施例中的同步脉冲各自移相90°，使得并联的四个单元之间的相位交错90°，相当于开关频率提高了四倍。实现脉冲移相的方法很多，可以通过模拟电路、数字电路、单片机等。如图10所示的两种适用的方法，上方的方法是采用CMOS电路的锁相环PLL，可以实现0°～180°的移相，本实施例中用该方法实现90°的移相，结构简单、成本低。下方的方法是通过单片机实现的，同样可以实现0°～180°的移相。该方法结构复杂，成本较高，适合于具有单片机控制的数字电路中。

本实施例中四单元控制器移相90°的具体实现：如图9所示，PWM 控制器IC1A的第9脚和第8脚，分别接电阻RT和电容CT，在参考电压VREF的作用下，形成第一路振荡脉冲，作为第一路的同步脉冲，同时第10脚输出的同步脉冲经过90°的移相加到PWM 控制器IC1B的第10脚，作为第二路的同步脉冲，PWM 控制器IC1A第10脚的同步脉冲直接加到IC1C的第10脚，作为第三路的同步脉冲，因为IC1C的相位本身就滞后IC1A的相位180°，同时IC1A第10脚输出同步脉冲经过90°的移相加到PWM 控制器IC1D的第10脚，作为第四路的同步脉冲。因为PWM 控制器IC1D的相位本身就滞后IC1A的相位180°，相当于IC1D的同步相位比IC1A的相位移后了270°，如图11所示四单元控制器同步脉冲移相90°的脉冲波形图。

本实施例中死区延迟时间的实现方式：如图16所示，具体实现是通过PWM控制器8脚的振荡电容CT的取值计算，当振荡电阻RT取值足够大时，延迟时间Td≈145CT，其中：CT的单位是：uf；Td的单位是：us。

请参阅图8，图8所示的主电路和控制电路架构是该控制方案在四单元并联移相交错均流控制同步整流电路中的应用。其中并联主电路的输入电压可以是：太阳能电池，各种储能蓄电池，发电机等作为能源的电能变换控制器。还可以是通用直流电源输入的电能变换装置，或者交流经过整流滤波的直流能源。其中：

（1）同步脉冲移相发生器可采用采用CMOS电路的PLL锁相环CD4046B,或MC14046等器件实现。本例中实现90°移相。

（2）本实施例中，由于实际应用的需要，同步整流MOSFET的驱动脉冲需要放大使用，而驱动脉冲放大器的设计选用要根据具体情况而定。例如在本例的实际应用中，如果同步整流电路为BOOST升压，且输出电压比较高，例如为：100VDC，则驱动器要选用100V的高压驱动器。如果同步整流电路为BUCK，且输入电压比较高，例如为：100VDC，则驱动器要选用100V的高压驱动器。

（3）本实施例中，并联主电路中的电感电流检测器：可以是电流互感器，或者是检测用电阻器，并且要求各个检测器特性参数尽量一致。

（4）多路（两路以上）的PWM控制器同步移相控制及电流检测，电压反馈调节电路也属于本实用新型的实施例。

（5）多路（两路以上）的并联移相交错均流的同步整流降压电路也属于本实用新型的实施例。

（6）多路（两路以上）的并联移相交错均流的同步整流先升压后降压电路也属于本实用新型的实施例。

（7）多路（两路以上）的并联移相交错均流的同步整流先降压后升压电路也属于本实用新型的实施例。

（8）本实用新型的PWM控制器并联实现方式，也可以应用于具有交错并联的正激，反激或其它相应电路拓扑。

本实用新型相对于现有技术来讲，具有如下优点：

1.主电路具有四组并联功能，实现了大功率变换，交错移相使得开关频率倍增，它能减少输出纹波电流，可减少滤波电容的数量及容量，且降低了输出电压纹波，它还能减少电感的蓄能要求，使电感的体积、重量与热损耗都会降。

2.具有并联单元支路电感电流独立检测控制功能，使各并联单元的峰值电流均衡相等。

3.具有并联单元同步整流功能，降低损耗，提高了电源的效率，使电源体积尺寸及成本方面与传统方案相比都有明显优势。

4.控制单元电路采用通用电流型双端控制器，通过同步移相，死区时间设置，斜率补偿，支路电流调节等，完成各支路的电流均衡控制。还可以实现过流短路等保护。

5.该控制电路可以实现：两相，三相，四相及更多相并联升压，并联降压，并联先升压后降压，并联先降压后升压等移相交错均流控制的同步整流电路，同时还可用于交错并联的正激，反激等拓扑电路。

Claims (7)

1.一种具有并联移相交错均流控制的同步整流升降压电路，其特征是：所述的同步整流升降压电路包括一个以上并联的升压同步整流电路，每个升压同步整流电路均包括一个并联于输入端的电容C1、一与电容C1连接的电感L、一连接于电感L的后端的电流取样点T、一并联于电源的正负之间的开关管Q1、一连接于电流取样点TA后端的开关管Q2和一并联于输出端的电容C2。

2.根据权利要求1所述的具有并联移相交错均流控制的同步整流升降压电路，其特征是：所述的同步整流升降压电路还包含有控制电路，控制电路包括与升压同步整流电路数量相同的并联使用的控制器，各个控制器取自相应的升压同步整流电路中的电流取样点T的电感电流加到相应控制器IC1的电流反馈输入端，取自并联输出的电压反馈信号，加到该控制器IC1的电压反馈输入端，且通过控制器IC1的内部调节，形成两路相位差为180°的互补脉冲，用来驱动设置在升压同步整流电路的一组开关管Q1和Q2。

3.根据权利要求2所述的具有并联移相交错均流控制的同步整流升降压电路，其特征是：所述的控制电路还包括各控制器之间的同步脉冲移相模块。

4.根据权利要求2所述的具有并联移相交错均流控制的同步整流升降压电路，其特征是：所述的控制电路还包括移相交错倍频控制模块。

5.根据权利要求4所述的具有并联移相交错均流控制的同步整流升降压电路，其特征是：所述的移相交错倍频控制模块采用90°移相同步发生器，第一控制器IC1A产生同步振荡脉冲，第一控制器IC1A的同步脉冲SYNC经过90°移相加到第二控制器IC1B的同步控制端SYNC，第一控制器IC1A的同步脉冲SYNC加到第三控制器IC1C的同步控制端SYNC，第一控制器IC1A的同步脉冲SYNC经过90°移相加到第四控制器IC1D的同步控制端SYNC。

6.根据权利要求5所述的具有并联移相交错均流控制的同步整流升降压电路，其特征是：所述的90°移相同步发生器通过PLL锁相环CMOS电路或者单片机模组实现，移相角度可以调节，所述的PLL锁相环CMOS电路包括鉴相器、环路滤波模块、压控振荡模块和任意相位移相输出模块，同步脉冲输入鉴相器，鉴相器输出信号给环路滤波模块，环路滤波模块输出信号至压控振荡模块，压控振荡模块输出信号给任意相位移相输出模块，压控振荡模块同时输出信号给鉴相器；所述的单片机模组包括单片机、存储器、锁相器、A/D转换模块、D/A转换模块和任意相位移相输出模块，存储器连接在单片机上，同步脉冲信号输入锁相器，锁相器输出信号给A/D转换模块，A/D转换模块输出信号给单片机，单片机输出信号给D/A转换模块，D/A转换模块输出信号给任意相位移相输出模块。

7.根据权利要求1所述的具有并联移相交错均流控制的同步整流升降压电路，其特征是：所述的各个电感电流取样T加到相应控制器IC1，各路并联后的输出电压反馈TV1，同时加到各个控制器IC1，通过各个控制器的并联控制实现四路并联单元之间的电流均衡。

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