TWI548191B - 諧振型功率轉換電路及控制諧振型功率轉換電路的方法 - Google Patents

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Description

諧振型功率轉換電路及控制諧振型功率轉換電路的方法
本發明係有關於一種變換電路及其控制方法，且特別是有關於一種諧振型功率轉換電路及控制諧振型功率轉換電路的方法。
隨著科技的進展，能源的轉換與運用亦日趨重要。在眾多能源轉換技術中，由於諧振變換器可以實現零電壓開關(Zero Voltege Switching, ZVS)和零電流開關(Zero Current Switching, ZCS)，因而使裝置工作于較低的關斷電流和高頻，因此，諧振變換器已被廣泛應用于高效率、高功率密度電源。
然而，當單相諧振變換器應用於低電壓大電流輸出時，其輸出電容的電流應力較大，需要較多的電容並聯才能滿足要求，因而存有缺陷。為了克服此種缺陷，可以將N個相同的諧振變換器交錯並聯，如此，相對于單相變換器而言，並聯N相諧振變換器可以減小整體電流紋波和電壓紋波，從而減小電磁干擾，使電感電容無源器件體積減小，進而提高動態回應速度，尚且，並聯之N相諧振變換器可同時交錯運行以提高變換器效率和功率密度。
於實際應用上，交錯並聯的變換器電路之參數不可避免地存在偏差，因此，如何採用主動均流控制以使每個變換器輸出功率均衡，成為業界面臨的一個主要問題。一般而言，傳統脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation, PWM)變換器，基於其開關頻率固定，是可以通過調節占空比來實現並聯模組的均流。雖然諧振變換器是通過控制開關頻率來控制其輸出功率，然而，於實現諧振變換器時，並聯的變換器為了實現最好的電流紋波相抵效果，要求變換器開關管驅動信號頻率相等且相位相差180°/N，因此，變換器的開關頻率必須同時調節，導致諧振變換器無法如脈衝寬度調變變換器調整其占空比來實現均流一般，藉由調整其信號頻率以達成均流之目的。
由此可見，上述現有的方式，顯然仍存在不便與缺陷，而有待改進。為了解決上述問題，相關領域莫不費盡心思來謀求解決之道，但長久以來仍未發展出適當的解決方案。
發明內容旨在提供本揭示內容的簡化摘要，以使閱讀者對本揭示內容具備基本的理解。此發明內容並非本揭示內容的完整概述，且其用意並非在指出本發明實施例的重要/關鍵元件或界定本發明的範圍。
本發明內容之一目的是在提供一種功率轉換電路，藉以改善先前技術的缺陷。
為達上述目的，本發明內容之一技術態樣係關於一種控制諧振型功率轉換電路的方法。前述諧振型功率轉換電路包含至少兩個結構相同的變換器及控制器。前述兩個變換器包含第一變換器及第二變換器。第一變換器包含第一全橋逆變單元及第一諧振單元，第一全橋逆變單元至少包括四個開關管。第二變換器包含第二全橋逆變單元及第二諧振單元，第二全橋逆變單元至少包括四個開關管。第一變換器的輸出端與第二變換器的輸出端並聯於共同輸出端。控制器至少輸出控制兩個變換器的第一組驅動控制信號及第二組驅動控制信號，第一組驅動控制信號和第二組驅動控制信號各至少包括四個驅動控制信號用於驅動至少四個開關管。在諧振型功率轉換電路正常工作期間，控制諧振型功率轉換電路的方法包括： 控制第一組驅動控制信號和第二組驅動控制信號頻率相等； 在當前頻率相等的條件下，控制第一組驅動控制信號和第二組驅動控制信號之間以預設相位差移相交錯運行以控制第一全橋逆變單元和第二全橋逆變單元； 當兩個變換器的電流出現不均等時，第二組驅動控制信號於維持當前頻率下，控制第二全橋逆變單元中位於同一逆變回路中的兩個開關管對應的兩個驅動控制信號錯位一預設角度，俾以降低第二變換器的輸出，使得第一變換器之輸出與第二變換器之輸出趨近相等。
為達上述目的，本發明內容之另一技術態樣係關於一種諧振型功率轉換電路。前述諧振型功率轉換電路包括至少兩個結構相同的變換器、控制器電流採樣電路、均流控制器及控制器。前述兩個變換器包含第一變換器及第二變換器。第一變換器包含第一全橋逆變單元及第一諧振單元，第一全橋逆變單元至少包括四個開關管。第二變換器包含第二全橋逆變單元及第二諧振單元，第二全橋逆變單元至少包括四個開關管。第一變換器的輸出端與第二變換器的輸出端並聯於共同輸出端。控制器用以至少輸出控制兩個變換器的第一組驅動控制信號及第二組驅動控制信號，第一組驅動控制信號和第二組驅動控制信號各至少包括四個驅動控制信號用於驅動至少四個開關管。電流採樣電路用以採樣第一變換器和第二變換器的輸出電流以對應輸出第一電流採樣信號和第二電流採樣信號。均流控制器用以接收第一電流採樣信號和第二電流採樣信號，若判定第二變換器之輸出電流較大，則輸出第二組驅動控制信號中同一逆變回路中兩個開關管對應的兩個驅動控制信號錯位的預設角度至控制器。
因此，根據本發明之技術內容，本發明實施例藉由提供一種諧振型功率轉換電路及控制諧振型功率轉換電路的方法，藉以改善諧振變換器無法藉由調整其信號頻率以達成均流的問題。
在參閱下文實施方式後，本發明所屬技術領域中具有通常知識者當可輕易瞭解本發明之基本精神及其他發明目的，以及本發明所採用之技術手段與實施態樣。
為了使本揭示內容的敘述更加詳盡與完備，下文針對了本發明的實施態樣與具體實施例提出了說明性的描述；但這並非實施或運用本發明具體實施例的唯一形式。實施方式中涵蓋了多個具體實施例的特徵以及用以建構與操作這些具體實施例的方法步驟與其順序。然而，亦可利用其他具體實施例來達成相同或均等的功能與步驟順序。
除非本說明書另有定義，此處所用的科學與技術詞彙之含義與本發明所屬技術領域中具有通常知識者所理解與慣用的意義相同。此外，在不和上下文衝突的情形下，本說明書所用的單數名詞涵蓋該名詞的複數型；而所用的複數名詞時亦涵蓋該名詞的單數型。
第1圖係繪示依照本發明一實施例的一種諧振型功率轉換電路1000之示意圖。如圖所示，諧振型功率轉換電路1000包含第一變換器1100、第二變換器1200及控制電路1500。第一變換器1100的輸出端與第二變換器1200的輸出端並聯於一共同輸出端N1。第一變換器1100包含第一全橋逆變單元1110及第一諧振單元1120，第一全橋逆變單元1110包含相互並聯的第一橋臂及第二橋臂，第一橋臂包含相互串聯的第一開關及一第二開關Q 11、Q 12，第二橋臂包含相互串聯的第三開關及第四開關Q 13、Q 14。第二變換器1200包含一第二全橋逆變單元1210及一第二諧振單元1220，第二全橋逆變單元1210包含相互並聯的第三橋臂及第四橋臂，第三橋臂包含相互串聯的第五開關及第六開關Q 21、Q 22，第四橋臂包含相互串聯的第七開關及第八開關Q 23、Q 24。
於操作上，控制電路1500用以輸出一第一組驅動信號及一第二組驅動信號以分別驅動第一全橋逆變單元1110及第二全橋逆變單元1210內的該些開關。為了達到減小電流紋波的效果，第一組驅動信號及第二組驅動信號內的複數個驅動信號之頻率相同，另外，為了保證同一橋臂中的兩個開關不會同時導通，同一橋臂中串聯的兩開關之驅動信號互補且有一定死區，其驅動占空比近似為0.5。此外，控制電路1500更用以取得共同輸出端N1之輸出電壓V o、第一諧振單元1120之電流及第二諧振單元1220之電流，並將共同輸出端N1之輸出電壓V o、第一諧振單元1120之電流及第二諧振單元1220之電流分別與參考電壓Vref、一第一參考電流及一第二參考電流進行比較以產生一比較結果。
舉例而言，若第一諧振單元1120之電流及第二諧振單元1220之電流存有誤差，於進行上述比較流程後，其比較結果能夠顯示上述誤差，則控制電路1500根據比較結果以調整第一組驅動信號及第二組驅動信號的其中一組驅動信號內的該些驅動信號之相位，使得第一變換器1100之輸出與第二變換器1200之輸出相等。如此一來，雖然諧振型功率轉換電路1000無法藉由調整其信號頻率而達成均流，然而，諧振型功率轉換電路1000藉由調整第一變換器1100及第二變換器1200其中至少一者的驅動信號之間錯相角度，同樣能達到均流的效果。
在一實施例中，第一組驅動信號包含第一驅動信號至第四驅動信號V gs11~V gs14，第二組驅動信號包含第五驅動信號至第八驅動信號V gs21~V gs24。在本實施例中，控制電路1500係藉由第一至第四驅動信號V gs11~V gs14而分別驅動第一至第四開關Q 11~Q 14，並藉由第五至第八驅動信號V gs21~V gs24而分別驅動第五至第八開關Q 21~Q 24。請一併參閱第2圖，其繪示依照本發明另一實施例的一種諧振型功率轉換電路的驅動信號之示意圖，如圖所示，於第一變換器1100及第二變換器1200中相應位置上的開關之驅動信號具有一定錯相，例如第一與第五驅動信號V gs11、V gs21相位不同，第二與第六驅動信號V gs12、V gs22相位不同，第三與第七驅動信號V gs13、V gs23相位不同，第四與第八驅動信號V gs14、V gs24相位不同。再者，控制電路1500用以根據比較結果以決定調整第一至第四驅動信號V gs11~V gs14之相位，或者調整第五至第八驅動信號V gs21~V gs24之相位，抑或同時調整第一至第八驅動信號V gs11~V gs24，以使第一變換器1100之輸出與第二變換器1200之輸出相等。
在另一實施例中，請參閱第2圖，第七驅動信號V gs23之相位落後第三驅動信號V gs13之相位90度，第八驅動信號V gs24之相位落後第四驅動信號V gs14之相位90度，若比較結果為第一諧振單元1120之電流與第二諧振單元1220之電流不同，例如第二諧振單元1220之電流大於第一諧振單元1120之電流，則控制電路1500將第五驅動信號V gs21之相位調整為超前第八驅動信號V gs24之相位一預設角度θ，且控制電路1500將第六驅動信號V gs22之相位調整為超前第七驅動信號V gs23之相位預設角度θ。簡言之，控制電路1500可使某相變換器之全橋逆變單元中第一橋臂的上開關超前或滯後第二橋臂的下開關一預設角度θ，並使第一橋臂中的下開關超前或滯後第二橋臂的上開關一預設角度θ。在一實施例中，上述預設角度為大於0且小於180度，然而對於諧振型功率轉換電路中不同諧振電路參數以及諧振型功率轉換電路工作時的輕重載的情況預設角度的變化範圍會有所不同。一般來說，輕載時預設角度的變化範圍會大於重載時預設角度的變化範圍。在一具體諧振電路參數條件下，此諧振功率轉換電路在輕載時預設角度為大於0且小於等於3/10π。然而，如前所述，由於隨著諧振電路參數的變化，預設角度的變化範圍可能會大於3/10π。
如此一來，請參閱第2圖下方經調整後之第一諧振單元1120之電壓V absin1與第二諧振單元1220之電壓V absin2，由圖中得以看出經調整後之第二諧振單元1220之電壓V absin2變小，因此，第二諧振單元1220之電流相應地變小，且其輸出功率亦隨之變小。據此，原本第二諧振單元1220之電流大於第一諧振單元1120之電流，然經由本發明實施例之控制電路1500對其進行適應性地調整後，第二諧振單元1220之電流相應地變小，使得第一諧振單元1120之電流與第二諧振單元1220之電流趨於一致，而達到均流的效果。然本發明並不以上述實施例為限，其僅用以例示性地說明本發明的實現方式之一，在其它實施例中，若比較結果為第一諧振單元1120之電流大於第二諧振單元1220之電流，則控制電路1500可調整第一組驅動信號之相位，以降低第一諧振單元1120之電流，而達到均流效果，或者，在某些實施例中，控制電路1500亦可視狀況一併調整第一組及第二組驅動信號之相位，而達到均流效果。
在又一實施例中，請參閱第3圖，其係繪示依照本發明再一實施例的一種諧振型功率轉換電路之驅動信號示意圖。預設之驅動信號狀況為，第五與第八驅動信號V gs21、V gs24之相位落後第一與第四驅動信號V gs11、V gs14之相位90度，第六與第七驅動信號V gs22、V gs23之相位落後第二與第三驅動信號V gs12、V gs13之相位90度。
經上述比較流程後，若比較結果為第一諧振單元1120之電流與第二諧振單元1220之電流不同，例如第二諧振單元1220之電流大於第一諧振單元1120之電流，則控制電路1500將第五驅動信號V gs21之相位由原本落後第一驅動信號V gs11之相位90度處向前調整預設角度的一半值θ/2，控制電路1500將第八驅動信號V gs24之相位由原本落後第四驅動信號V gs14之相位90度處向後調整預設角度的一半值θ/2，控制電路1500將第六驅動信號V gs22之相位由落後第二驅動信號V gs12之相位90度處向前調整預設角度的一半值θ/2，且控制電路1500將第七驅動信號V gs23之相位由落後第三驅動信號V gs13之相位90度處向後調整預設角度的一半值θ/2。
如此一來，請參閱度3圖下方經調整後之第一諧振單元1120之電壓V absin1與第二諧振單元1220之電壓V absin2，由圖中得以看出經調整後之第二諧振單元1220之電壓V absin2變小，因此，第二諧振單元1220之電流相應地變小，且其輸出功率亦隨之變小。據此，原本第二諧振單元1220之電流大於第一諧振單元1120之電流，然經由本發明實施例之控制電路1500對其進行適應性地調整後，第二諧振單元1220之電流相應地變小，使得第一諧振單元1120之電流與第二諧振單元1220之電流趨於一致，而達到均流的效果。然本發明並不以上述實施例為限，其僅用以例示性地說明本發明的實現方式之一，在其它實施例中，若比較結果為第一諧振單元1120之電流大於第二諧振單元1220之電流，則控制電路1500可調整第一組驅動信號之相位，以降低第一諧振單元1120之電流，而達到均流效果，或者，在某些實施例中，控制電路1500亦可視狀況一併調整第一組及第二組驅動信號之相位，而達到均流效果。
在一實施例中，以該諧振型轉換器僅包括兩個變換器進行說明，請參閱第3圖所示其對應的控制示意圖，控制電路1500可以同時調節超前和滯後橋臂之開關，使第五開關和第六開關Q 21、Q 22分別相對第一開關和第二開關Q 11、Q 12錯相(90°-θ/2)，使第七開關和第八開關Q 23、Q 24分別相對第三開關和第四開關Q 13和Q 14錯相(90°+θ/2)(θ大小由兩相電流差值決定，使第二諧振電路之電壓V ab2占空比為D=(π-θ)/π），同樣能達到減小電壓V ab2，進而減小I o2，使I o2=I o1的目的。在此實施例中，第二變換器中第二諧振單元的電流相對第一諧振單元較大，因此可調整預設角度θ2來降低第二諧振單元的電流。然而在其他情況下，第一諧振單元中電流大於第二諧振單元的電流，此時可對應調節第一諧振單元中預設角度θ1，以降低第一諧振單元中電流。實際應用中兩相變換器的參數偏差一般比較小，預設角度θi（i可為1或2）會比較小。當輕載運行時，θi相對重載增大，可能會影響開關的零電壓開通(ZVS)實現，所以實際應用時可以限定0≤θi≤3/10π，使得諧振網路兩端電壓Vabi的占空比0.7≤Di≤1。在以下內容描述中，預設角度θ1也可稱之為第一補償角度，預設角度θ2也可稱之為第二補償角度。
第4圖係繪示依照本發明又一實施例的一種諧振型功率轉換電路1000A之示意圖。相較於第1圖所示之諧振型功率轉換電路1000，在此之諧振型功率轉換電路1000A更包含第三變換器至第N變換器，N為正整數。類似於第一變換器1100及第二變換器1200，第三變換器至第N變換器亦分別包含第三全橋逆變單元至第N全橋逆變單元及第三諧振單元至第N諧振單元，第三全橋逆變單元至第N全橋逆變單元中的每一者亦包含兩橋臂，兩橋臂亦各自包含兩開關。
於操作上，控制電路1500相應地輸出第三組驅動信號至第N組驅動信號以分別驅動第三全橋逆變單元至第N全橋逆變單元內的多個開關，上述第三組驅動信號至第N組驅動信號內的複數個驅動信號之頻率相同。再者，控制電路1500更用以取得共同輸出端N1之輸出電壓V o、第一諧振單元1120之電流至第N諧振單元之電流，並將共同輸出端N1之輸出電壓V o及第一諧振單元1120之電流至第N諧振單元1320之電流分別與參考電壓Vref及第一參考電流至第N參考電流進行比較以產生另一比較結果。依據比較結果，控制電路1500除第一諧振單元1120至第N諧振單元1320之電流中的最小電流所對應之變換器的驅動信號不調整外，控制電路1500調整其餘驅動信號內的多個驅動信號之相位，以使第一變換器1100之輸出至第N變換器之輸出相等。然本發明並不以上述實施例為限，其僅用以例示性地說明本發明的實現方式之一，在其它實施例中，控制電路1500亦可視狀況而一併調整第一組驅動信號至第N組驅動信號之相位，以使諧振型功率轉換電路1000A之所有變換器的輸出均流。
第5圖係繪示依照本發明另一實施例的一種諧振型功率轉換電路1000B之示意圖。相較於第1圖所示之諧振型功率轉換電路1000，在此之諧振型功率轉換電路1000B詳細繪示了諧振電路及控制電路1500的電路結構，如圖所示，諧振單元各包含電容C r1、電感L r1、變壓器T 1及二極體D 11、D 12。此外，第1圖之控制電路1500可由第5圖之均流控制器1700及控制器1800來實現，但不限於此。其實現方式說明如後。
請參閱第5圖，諧振型功率轉換電路1000B包括至少兩個結構相同的變換器、電流採樣電路1600、均流控制器1700及控制器1800。前述兩個變換器為第一變換器1100及第二變換器1200。第一變換器1100包含第一全橋逆變單元及第一諧振單元，第一全橋逆變單元至少包括四個開關管(如：Q 11~Q 14)。第二變換器1200包含第二全橋逆變單元及第二諧振單元，第二全橋逆變單元至少包括四個開關管(如：Q 21~Q 24)。第一諧振單元包含電容C r1、電感L r1、變壓器T 1及二極體D 11、D 12。第二諧振單元包含電容C r2、電感L r2、變壓器T 2及二極體D 21、D 22。第一變換器1100的輸出端與第二變換器1200的輸出端並聯於共同輸出端N1。
再者，控制器1800用以至少輸出控制兩個變換器的第一組驅動控制信號及第二組驅動控制信號，第一組驅動控制信號至少包括四個驅動控制信號(如：V gs11~V gs14)用於驅動四個開關管(如：Q 11~Q 14)，第二組驅動控制信號亦至少包括四個驅動控制信號(如：V gs21~V gs24)用於驅動四個開關管(如：Q 21~Q 24)。電流採樣電路1600用以採樣第一變換器1100和第二變換器1200的輸出電流I o1、I o2以對應輸出第一電流採樣信號和第二電流採樣信號。均流控制器1700用以接收第一電流採樣信號和第二電流採樣信號，若判定第二變換器1200之電流較大，則輸出第二組驅動控制信號(如：V gs21~V gs24)中同一逆變回路中兩個開關管對應的兩個驅動控制信號錯位的預設角度至控制器1800。
在一實施例中，均流控制器1700為軟體模塊嵌入控制器1800的軟體內。在另一實施例中，均流控制器1700為硬體模塊，置於控制器1800之外。在又一實施例中，均流控制器1700部份為軟體模塊，部份為硬體模塊，均流控制器1700的軟體模塊部份嵌入控制器1800之內，均流控制器1700的硬體模塊部份置於控制器1800之外。
請參閱第5圖，均流控制器1700包含信號處理判斷單元1710及均流誤差調整單元1720。信號處理判斷單元1710用以接收參考信號S ref和第一電流採樣信號和第二電流採樣信號以輸出第一差值信號和第二差值信號。均流誤差調整單元1720用以接收第一差值信號和第二差值信號以輸出預設角度信號至控制器1800。
在一實施例中，信號處理判斷單元1710包含檢測濾波功能塊1712及誤差判斷比較功能塊1714。檢測濾波功能塊1712用以接收第一電流採樣信號和第二電流採樣信號進行預處理，輸出第一電流採樣處理信號和第二電流採樣處理信號。誤差判斷比較功能塊1714用以接收參考信號S ref、第一電流採樣處理信號和第二電流採樣處理信號，輸出第一差值信號和第二差值信號。
在另一實施例中，均流誤差調整單元1720包含均流誤差補償功能塊1722及補償角度係數轉換功能塊1724。均流誤差補償功能塊1722用以接收第一差值信號和第二差值信號輸出第一補償信號和第二補償信號。補償角度係數轉換功能塊1724用以分別接收第一補償信號和第二補償信號以輸出對應於第一組驅動控制信號的預設角度信號和第二組驅動控制信號的預設角度信號至控制器1800。在又一實施例中，參考信號S ref為第一電流採樣信號和第二電流採樣信號或者諧振型轉換電路的輸出電流的二分之一。
第6圖係繪示依照本發明再一實施例的一種諧振型功率轉換電路1000C之示意圖。相較於第1圖所示之諧振型功率轉換電路1000，在此之諧振型功率轉換電路1000C詳細繪示了諧振電路及控制電路1500的電路結構，如圖所示，第一諧振單元包含電容C r1、電感L r1、變壓器T 1及二極體D 11、D 12。第二諧振單元包含電容C r2、電感L r2、變壓器T 2及二極體D 21、D 22。此外，第1圖之控制電路1500可由第6圖之均流控制器1700及控制器1800來實現，但不限於此。其實現方式說明如後。
如第6圖所示，均流控制器1700包含信號處理判斷單元1710及均流誤差調整單元1720。信號處理判斷單元1710用以接收第一電流採樣信號和第二採樣信號輸出差值信號。均流誤差調整單元1720用以接收差值信號以輸出第二組驅動控制信號的預設角度至控制器1800，第一組驅動控制信號的預設角度為零。在一實施例中，上述第二變換器為兩個變換器中輸出電流較大的變換器。
在另一實施例中，信號處理判斷單元1710包含檢測濾波功能塊1712及誤差判斷比較功能塊1714。檢測濾波功能塊1712用以接收第一電流採樣信號和第二電流採樣信號進行預處理，輸出第一電流採樣處理信號和第二電流採樣處理信號。誤差比較功能塊1714用以接收第一電流採樣處理信號和第二電流採樣處理信號，輸出差值信號。
於再一實施例中，均流誤差調整單元1720包括均流誤差補償功能塊1722及第二變換器判斷角度補償功能塊1726。均流誤差補償功能塊1722用以接收差值信號輸出補償信號。第二變換器判斷角度補償功能塊1726用以接收補償信號，轉換成預設角度信號輸出至控制器1800中對應的第二組驅動控制信號。
第7圖係繪示依照本發明另一實施例的一種諧振型功率轉換電路1000D之示意圖。第7圖所示之諧振型功率轉換電路1000D可為第5圖所示之諧振型功率轉換電路1000B的實現方之一。舉例而言，第5圖之檢測濾波功能塊1712可由第7圖之第二檢測濾波器1521、第三檢測濾波器1531A及第三檢測濾波器1531B來實現。第5圖之誤差判斷比較功能塊1714可由第7圖之第一邏輯運算器1522及第二邏輯運算器1532來實現。第5圖之均流誤差補償功能塊1722可由第7圖之第一均流誤差補償器1523及第二均流誤差補償器1533來實現。第5圖之補償角度係數轉換功能塊1724可由第7圖之第一比例常數轉換器1524、第二比例常數轉換器1534及脈波頻率調變單元1540來實現。
請參閱第7圖，第二檢測濾波器1521用以對第一變換器1100之輸出電流Io1進行濾波。第三檢測濾波器1531A用以對第二變換器1200之輸出電流Io2進行濾波。第三檢測濾波器1531B用以對第一變換器1100及第二變換器1200之輸出電流Io進行濾波。隨後，第一邏輯運算器1522用以接收經濾波之第一變換器1100之輸出電流Io1及第一參考電流Iref1，並將第一參考電流Iref1減去經濾波之第一變換器1100之輸出電流Io1以產生第一差值信號。第二邏輯運算器1532用以接收經濾波之第二變換器1200之輸出電流Io2及第二參考電流Iref2，並將第二參考電流Iref2減去經濾波之第二變換器1200之輸出電流Io2以產生第二差值信號。
接著，第一均流誤差補償器1523用以接收第一差值信號以產生第一補償信號vc1。第二均流誤差補償器1533用以接收第二差值信號以產生第二補償信號vc2。然後，第一比例常數轉換器1524用以接收並轉換第一補償信號vc1以產生第一補償角度θ1。第二比例常數轉換器1534用以接收並轉換第二補償信號vc2以產生第二補償角度θ2。再由脈波頻率調變單元1540接收第一補償角度θ1及第二補償角度θ2，並根據第一補償角度θ1以輸出第一脈衝寬度調變信號至第四脈衝寬度調變信號PWM11~PWM14，且根據第二補償角度θ2以輸出第五脈衝寬度調變信號至第八脈衝寬度調變信號PWM21~PWM24。
另一方面，相較於第1圖所示之諧振型功率轉換電路1000，第7圖之諧振型功率轉換電路1000D詳細繪示了諧振電路及控制電路1500的電路結構。控制電路1500包含電壓處理單元1510、第一電流處理單元1520、第二電流處理單元1530及相位調整單元。上述電壓處理單元1510用以接收並比較共同輸出端N1之輸出電壓Vo及參考電壓Vref以產生一電壓比較結果，並根據電壓比較結果以輸出頻率f。
此外，上述第一電流處理單元1520用以接收並比較第一諧振單元1120之電流與第一參考電流Iref1以產生一第一電流比較結果，並根據第一電流比較結果以輸出一第一補償角度θ1。上述第二電流處理單元1530，用以接收並比較第二諧振單元1220之電流與第二參考電流Iref2以產生一第二電流比較結果，並根據第二電流比較結果以輸出一第二補償角度θ2。上述相位調整單元用以接收頻率f、第一補償角度θ1及第二補償角度θ2，並根據頻率f及第一補償角度θ1以調整第一至第四驅動信號V gs11~V gs14之相位，或根據頻率f及第二補償角度θ2以調整第五至第八驅動信號V gs21~V gs24之相位。如此一來，諧振型功率轉換電路1000D可藉由調整第一變換器1100及第二變換器1200其中至少一者的驅動信號之相位，而能達到均流的效果。
在一實施例中，驅動信號之頻率是由電壓處理單元1510所決定，上述電壓處理單元1510包含邏輯運算器1512、電壓誤差補償器1513及電壓控制振盪器1514。邏輯運算器1512用以接收實際檢測到的共同輸出端N1之輸出電壓Vo及參考電壓Vref，並將參考電壓Vref減去共同輸出端N1之輸出電壓Vo以產生一電壓差信號。電壓誤差補償器1513用以接收電壓差信號以產生電壓補償信號Vea。電壓控制振盪器1514用以接收並轉換電壓補償信號Vea以產生頻率f。於實現本發明時，電壓誤差補償器1513為帶有補償網路的運算放大器或相應的數位實現，用於實現輸出電壓相對於參考電壓Vref的無靜差調節。
在另一實施例中，上述第一電流處理單元1520包含第一邏輯運算器1522、第一均流誤差補償器1523及第一比例常數轉換器1524。第一邏輯運算器1522用以接收第一諧振單元1120之電流及第一參考電流Iref1，並將第一參考電流Iref1減去第一諧振單元1120之電流以產生一第一電流差信號。第一均流誤差補償器1523用以接收第一電流差信號以產生一第一電流補償信號vc1。第一比例常數轉換器1524用以接收並轉換第一電流補償信號vc1以產生第一補償角度θ1。
在又一實施例中，上述第二電流處理單元1530包含第二邏輯運算器1532、第二均流誤差補償器1533及第二比例常數轉換器1534。第二邏輯運算器1532用以接收第二諧振單元1220之電流及第二參考電流Iref2，並將第二參考電流Iref2減去第二諧振單元1220之電流以產生一第二電流差信號。第二均流誤差補償器1533用以接收第二電流差信號以產生一第二電流補償信號vc2。第二比例常數轉換器1534用以接收並轉換第二電流補償信號vc2以產生第二補償角度θ2。
於再一實施例中，上述第一邏輯運算器1522及第二邏輯運算器1532接收之第一參考電流Iref1及第二參考電流Iref2可為共同輸出端N1之輸出電流Io的一半值。第二電流處理單元1530可包含一運算電路1536，運算電路1536用以接收並將共同輸出端N1之輸出電流Io之值減半，以產生第一參考電流Iref1及第二參考電流Iref2。
於實現本發明時，第一均流誤差補償器1523及第二均流誤差補償器1533為帶有補償網路的運算放大器或相應的數位實現，用於實現輸出電流Ioi(i=1,2)相對於參考電流的無靜差調節。
在又一實施例中，請參閱第7圖，為了保持交錯(interleaving)效果，此時可以保持第七開關和第八開關Q 23、Q 24相位不變，調節第五開關和第六開關Q 21、Q 22分別超前第八開關和第七開關Q 2 4、Q 2 3一定預設角度(θ大小由兩相電流差值決定)，如此，第二諧振電路之電壓Vab2減小，占空比為D=(π-θ)/π，iLr2將減小，對應Io2減小，接近Io1，輸出電壓將通過調節開關頻率進行調節，最終達到兩相電流均衡。
第8圖係繪示依照本發明再一實施例的一種諧振型功率轉換電路1000E之示意圖。第8圖所示之諧振型功率轉換電路1000E可為第5圖所示之諧振型功率轉換電路1000B的實現方之一。舉例而言，第5圖之檢測濾波功能塊1712可由第8圖之第二檢測濾波器1521及第三檢測濾波器1531來實現。第5圖之誤差判斷比較功能塊1714可由第8圖之第一邏輯運算器1522及第二邏輯運算器1532來實現。第5圖之均流誤差補償功能塊1722可由第8圖之第一均流誤差補償器1523及第二均流誤差補償器1533來實現。第5圖之補償角度係數轉換功能塊1724可由第8圖之第一比例常數轉換器1524、第二比例常數轉換器1534及脈波頻率調變單元1540來實現。
請參閱第8圖，第二檢測濾波器1521用以對第一變換器1100之輸出電流Io1進行濾波。第三檢測濾波器1531用以對第二變換器1200之輸出電流Io2進行濾波。隨後，第一邏輯運算器1522用以接收經濾波之第一變換器1100之輸出電流Io1及第一參考電流Iref1，並將第一參考電流Iref1減去經濾波之第一變換器1100之輸出電流Io1以產生第一差值信號。第二邏輯運算器1532用以接收經濾波之第二變換器1200之輸出電流Io2及第二參考電流Iref2，並將第二參考電流Iref2減去經濾波之第二變換器1200之輸出電流Io2以產生第二差值信號。
接著，第一均流誤差補償器1523用以接收第一差值信號以產生第一補償信號vc1。第二均流誤差補償器1533用以接收第二差值信號以產生第二補償信號vc2。然後，第一比例常數轉換器1524根據第一補償信號vc1以產生第一補償角度θ1。第二比例常數轉換器1534根據第二補償信號vc2以產生第二補償角度θ2。再由脈波頻率調變單元1540接收第一補償角度θ1及第二補償角度θ2，並根據第一補償角度θ1以輸出第一脈衝寬度調變信號至第四脈衝寬度調變信號PWM11~PWM14，且根據第二補償角度θ2以輸出第五脈衝寬度調變信號至第八脈衝寬度調變信號PWM21~PWM24。
在一實施例中，相較於第7圖所示之諧振型功率轉換電路1000D，第8圖之諧振型功率轉換電路1000E的第一電流處理單元1520更包含第三邏輯單元1525，而諧振型功率轉換電路1000E的第二電流處理單元1530中更包含第四邏輯單元1535。上述第三邏輯單元1525用以接收第一補償信號vc1及第二補償信號vc2，並將第二補償信號vc2減去第一補償信號vc1以產生第一電流補償差信號，第一比例常數轉換器1524則相應地接收並轉換第一電流補償差信號以產生第一補償角度θ1。再者，第四邏輯單元1535用以接收第一補償信號vc1及第二補償信號vc2，並將第一補償信號vc1減去第二補償信號vc2以產生第二電流補償差信號，第二比例常數轉換器1534則相應地接收並轉換第二電流補償差信號以產生第二補償角度θ2。如此一來，由於在諧振型功率轉換電路1000E中增加了第三邏輯單元1525及第四邏輯單元1535，因而得以增進諧振型功率轉換電路1000E之均流調節速度。
於再一實施例中，請參閱第8圖，上述第一邏輯運算器1522接收之第一參考電流Iref1可為第二諧振單元1220之電流，第二邏輯運算器1532接收之二參考電流Iref2可為第一諧振單元1120之電流。如此一來，相較於第7圖所示之諧振型功率轉換電路1000D，在此之諧振型功率轉換電路1000E不需檢測共同輸出端N1之輸出電流Io，因而得以進一步增進諧振型功率轉換電路1000E之均流調節速度。此外，第一電流處理單元1520接收之第一諧振單元1120之電流可為第一諧振單元1120之輸出電流Io1，而第二電流處理單元1530接收之第二諧振單元1220之電流為第二諧振單元1220之輸出電流Io2。
第9圖係繪示依照本發明又一實施例的一種諧振型功率轉換電路1000F之示意圖。第9圖所示之諧振型功率轉換電路1000F可為第5圖所示之諧振型功率轉換電路1000B的實現方之一。舉例而言，第5圖之檢測濾波功能塊1712可由第9圖之第二檢測濾波器1521及第三檢測濾波器1531來實現。第5圖之誤差判斷比較功能塊1714可由第9圖之第一邏輯運算器1522及第二邏輯運算器1532來實現。第5圖之均流誤差補償功能塊1722可由第9圖之第一均流誤差補償器1523及第二均流誤差補償器1533來實現。第5圖之補償角度係數轉換功能塊1724可由第9圖之第一比例常數轉換器1524、第二比例常數轉換器1534及脈波頻率調變單元1540來實現。
請參閱第9圖，第二檢測濾波器1521用以對第一變換器1100之電流is1（如：第一諧振單元之變壓器原邊電流(諧振電流)、變壓器副邊電流或副邊整流電流）進行濾波。第三檢測濾波器1531用以對第二變換器1200之電流is2（如：第二諧振單元之變壓器原邊電流(諧振電流)、變壓器副邊電流或副邊整流電流）進行濾波。隨後，第一邏輯運算器1522用以接收經濾波之第一變換器1100之電流is1及第二變換器1200之電流is2，並將第二變換器1200之電流is2減去經濾波之第一變換器1100之電流is1以產生第一差值信號。第二邏輯運算器1532用以接收經濾波之第二變換器1200之電流is2及第一變換器1100之電流is1，並將第一變換器1100之電流is1減去經濾波之第二變換器1200之電流is2以產生第二差值信號。
接著，第一均流誤差補償器1523用以接收第一差值信號以產生第一補償信號vc1。第二均流誤差補償器1533用以接收第二差值信號以產生第二補償信號vc2。然後，第一比例常數轉換器1524根據第一補償信號vc1以產生第一補償角度θ1。第二比例常數轉換器1534根據第二補償信號vc2以產生第二補償角度θ2。再由脈波頻率調變單元1540用以接收第一補償角度θ1及第二補償角度θ2，並根據第一補償角度θ1以輸出第一脈衝寬度調變信號至第四脈衝寬度調變信號PWM11~PWM14，且根據第二補償角度θ2以輸出第五脈衝寬度調變信號至第八脈衝寬度調變信號PWM21~PWM24。
另一方面，相較於第8圖所示之諧振型功率轉換電路1000E，第9圖之諧振型功率轉換電路1000F之第一電流處理單元1520接收之第一諧振單元1120之電流為第一諧振單元1120之變壓器原邊電流(諧振電流)、變壓器副邊電流或副邊整流電流，然而本發明並不以此為限，第一諧振單元1120之電流亦可為與輸出電流成比例的其它電流。第二電流處理單元1530接收之第二諧振單元1220之電流可為第二諧振單元1220之變壓器原邊電流(諧振電流)、變壓器副邊電流或副邊整流電流，然而本發明並不以此為限，第二諧振單元1220之電流亦可為與輸出電流成比例的其它電流。
請一併參閱第7圖、第8圖及第9圖，相位調整單元包含脈波頻率調變單元1540及驅動單元1550。脈波頻率調變單元1540用以接收頻率f、第一補償角度θ1及第二補償角度θ2，並根據頻率f及第一補償角度θ1以輸出一第一脈衝寬度調變信號至一第四脈衝寬度調變信號PWM11~PWM14，且根據頻率f及第二補償角度θ2以輸出一第五脈衝寬度調變信號至一第八脈衝寬度調變信號PWM21~PWM24。驅動單元1550用以接收並根據第一至第四脈衝寬度調變信號PWM11~PWM14以調整第一至第四驅動信號V gs11~V gs14之相位，或接收並根據第五至第八脈衝寬度調變信號PWM21~PWM24以調整第五至第八驅動信號V gs21~V gs24之相位。
在一實施例中，請一併參閱第7圖、第8圖及第9圖，脈波頻率調變單元1540包含第一脈衝寬度調變信號產生器1541、第二脈衝寬度調變信號產生器1542及相位移位器1543。第一脈衝寬度調變信號產生器1541用以根據頻率f及第一補償角度θ1以輸出第一至第四脈衝寬度調變信號PWM11~PWM14。第二脈衝寬度調變信號產生器1542用以根據頻率及第二補償角度θ2以輸出第五至第八脈衝寬度調變信號PWM21~PWM24。相位移位器1543用以使第一至第四脈衝寬度調變信號PWM11~PWM14之相位與第五至第八脈衝寬度調變信號PWM21~PWM24之相位相差90度。
在又一實施例中，請一併參閱第7圖、第8圖及第9圖，電壓處理單元1510包含第一檢測濾波器1511，第一檢測濾波器1511用以對共同輸出端N1之輸出電壓Vo進行濾波。第一電流處理單元1520包含第二檢測濾波器1521，第二檢測濾波器1521用以對第一諧振單元1120之輸出電流或第一諧振單元1120之變壓器的原邊電流、副邊電流或副邊整流電流進行濾波。第二電流處理單元1530包含一第三檢測濾波器1531，第三檢測濾波器1531用以對第二諧振單元1220之輸出電流或第二諧振單元1220之變壓器的原邊電流、副邊電流或副邊整流電流進行濾波。於實現本發明時，上述第一檢測濾波器1511可為分壓電阻接電阻電容(RC)濾波電路，另外，上述第二檢測濾波器1521及第三檢測濾波器1531可為電阻採樣接電阻電容(RC)濾波電路或霍爾採樣接電阻電容(RC)濾波電路等。另外，於第7圖中之第二電流處理單元1530可包含兩個第三檢測濾波器1531A、1531B。再者，第9圖中之第二檢測濾波器1521可為整流檢測濾波器，且第三檢測濾波器1531可為整流檢測濾波器。
第10圖係繪示依照本發明另一實施例的一種諧振型功率轉換電路1000G之示意圖。第10圖所示之諧振型功率轉換電路1000G可為第6圖所示之諧振型功率轉換電路1000C的實現方之一。舉例而言，第6圖之檢測濾波功能塊1712可由第10圖之第二檢測濾波器1521A及第二檢測濾波器1521B來實現。第6圖之誤差判斷比較功能塊1714可由第10圖之邏輯運算器1522來實現。第6圖之均流誤差補償功能塊1722可由第10圖之第一均流誤差補償器1523來實現。第6圖之第二變換器判斷角度補償功能塊1726可由第10圖之補償角度產生器1528及脈波頻率調變單元1540來實現。
請參閱第10圖，第二檢測濾波器1521A用以對第一變換器1100之輸出電流Io1進行濾波。第二檢測濾波器1521B用以對第二變換器1200之輸出電流Io2進行濾波。隨後，第一邏輯運算器1522用以接收經濾波之第一變換器1100之輸出電流Io1及經濾波之第二變換器1200之輸出電流Io2，並將經濾波之第一變換器1100之輸出電流Io1減去經濾波之第二變換器1200之輸出電流Io2以產生差值信號。
接著，第一均流誤差補償器1523用以接收差值信號以產生補償信號vc。然後，補償角度產生器1528根據補償信號Vc以產生第一補償角度θ1及第二補償角度θ2。再由脈波頻率調變單元1540用以接收第一補償角度θ1及第二補償角度θ2，並根據第一補償角度θ1以輸出第一脈衝寬度調變信號至第四脈衝寬度調變信號PWM11~PWM14，且根據第二補償角度θ2以輸出第五脈衝寬度調變信號至第八脈衝寬度調變信號PWM21~PWM24。
另一方面，相較於第7~9圖所示之諧振型功率轉換電路1000D~1000F，第10圖之諧振型功率轉換電路1000G的控制電路包含電壓處理單元1510、電流處理單元1520及相位調整單元。電壓處理單元1510用以接收並比較共同輸出端N1之輸出電壓Vo及參考電壓Vref以產生一電壓比較結果，並根據電壓比較結果以輸出頻率f。電流處理單元1520用以接收並比較第一諧振單元1120之電流與第二諧振單元1220之電流以產生一電流比較結果，並根據電流比較結果以輸出第一補償角度θ1及第二補償角度θ2。相位調整單元用以接收頻率f，且一併接收第一補償角度θ1或第二補償角度θ2，並根據頻率f及第一補償角度θ1以調整第一至第四驅動信號V gs11~V gs14之相位，或根據頻率f及第二補償角度θ2以調整第五至第八驅動信號V gs21~V gs24之相位。
在一實施例中，請參閱第10圖，電壓處理單元1510包含邏輯運算器1512、電壓誤差補償器1513及電壓控制振盪器1514。邏輯運算器1512用以接收共同輸出端N1之輸出電壓Vo及參考電壓Vref，並將參考電壓Vref減去共同輸出端N1之輸出電壓Vo以產生一電壓差信號。電壓誤差補償器1513用以接收電壓差信號以產生一電壓補償信號Vea。電壓控制振盪器1514用以接收並轉換電壓補償信號Vea以產生頻率f。
在又一實施例中，請參閱第10圖，電流處理單元1520包含邏輯運算器1522、均流誤差補償器1523及補償角度產生器1528。邏輯運算器1522用以接收第一諧振單元1120之電流及第二諧振單元1220之電流，並將第一諧振單元1120之電流減去第二諧振單元1220之電流以產生一電流差信號。均流誤差補償器1523用以接收電流差信號以產生一電流補償信號Vc。補償角度產生器1528用以接收並根據電流補償信號Vc以產生一第一補償角度θ1或一第二補償角度θ2。
於再一實施例中，請參閱第10圖，補償角度產生器1528包含正限幅單元1528A、負限幅單元1528B及反向單元1528C。若電流補償信號Vc之值為正，則正限幅單元1528A輸出第一補償角度θ1。若電流補償信號Vc之值為負，則電流補償信號Vc經負限幅單元1528B及反向單元1528C而輸出第二補償角度θ2。
舉例而言，兩相變換器之輸出電流差值Io1-Io2送入均流誤差補償器1523，均流誤差補償器1523輸出電流補償信號Vc，當Io1-Io2＞0時，Vc≥0，電流補償信號Vc經正限幅單元1528A得到第一補償角度θ1≥0，第一變換器1100按照第一補償角度θ1微調驅動相位。另一方面，電流補償信號Vc經負限幅單元1528B及反向單元1528C後輸出θ2=0，第二變換器1200驅動不調節。當Io1-Io2＜0時,Vc≤0，電流補償信號Vc經正限幅單元1528A輸出θ1=0，第一變換器1100驅動不調節，而電流補償信號Vc經負限幅單元1528B及反向單元1528C後輸出第二補償角度θ2≥0，第二變換器1200按照第二補償角度θ2微調驅動相位。最終得到第一補償角度及第二補償角度θ1、θ2來實現移相均流控制。
第11圖係繪示依照本發明再一實施例的一種諧振型功率轉換電路1000H之示意圖。第11圖所示之諧振型功率轉換電路1000H可為第5圖所示之諧振型功率轉換電路1000B的實現方之一。舉例而言，第5圖之檢測濾波功能塊1712可由第11圖之第二檢測濾波器1521A及第二檢測濾波器1521B來實現。第5圖之誤差判斷比較功能塊1714可由第11圖之第一邏輯單元1522A及第二邏輯單元1522B來實現。第5圖之均流誤差補償功能塊1722可由第11圖之第一均流誤差補償器1523A及第二均流誤差補償器1523B來實現。第5圖之補償角度係數轉換功能塊1724可由第11圖之第一補償角度產生器1527A、第二補償角度產生器1527B及脈波頻率調變單元1540來實現。
請參閱第11圖，第二檢測濾波器1521A用以對第一變換器1100之輸出電流Io1進行濾波。第二檢測濾波器1521B用以對第二變換器1200之輸出電流Io2進行濾波。隨後，第一邏輯運算器1522A用以接收經濾波之第一變換器1100之輸出電流Io1及最小電流Imin，並將最小電流Imin減去經濾波之第一變換器1100之輸出電流Io1以產生第一差值信號。第二邏輯運算器1522B用以接收經濾波之第二變換器1200之輸出電流Io2及最小電流Imin，並將最小電流Imin減去經濾波之第二變換器1200之輸出電流Io2以產生第二差值信號。
接著，第一均流誤差補償器1523A根據第一差值信號以產生第一補償角度θ1。第二均流誤差補償器1523B根據第二差值信號以產生第二補償角度θ2。再由脈波頻率調變單元1540用以接收第一補償角度θ1及第二補償角度θ2，並根據第一補償角度θ1以輸出第一脈衝寬度調變信號至第四脈衝寬度調變信號PWM11~PWM14，且根據第二補償角度θ2以輸出第五脈衝寬度調變信號至第八脈衝寬度調變信號PWM21~PWM24。
另一方面，相較於第10圖所示之諧振型功率轉換電路1000G，第11圖之諧振型功率轉換電路1000H更包含最小值比較器1526，另外，為因應最小值比較器1526，諧振型功率轉換電路1000H包含第一邏輯單元1522A、第一均流誤差補償器1523A、第二邏輯單元1522B及第二均流誤差補償器1523B。最小值比較器1526用以接收並比較第一諧振單元1120之電流與第二諧振單元1220之電流，且設定第一諧振單元1120之電流或第二諧振單元1220之電流中電流值較小者為最小電流。第一邏輯單元1522A用以接收第一諧振單元1120之電流與最小電流，並將最小電流減去第一諧振單元1120之電流以產生一第一電流差信號。若第一電流差信號之值為負，則第一均流誤差補償器1523A輸出第一補償角度θ1。再者，第二邏輯單元1522B用以接收第二諧振單元1220之電流與最小電流，並將最小電流減去第二諧振單元1220之電流以產生一第二電流差信號。若第二電流差信號之值為負，則第二均流誤差補償器1523B輸出第二補償角度θ2。
於再一實施例中，電流處理單元1520包含第一補償角度產生器1527A及第二補償角度產生器1527B。若第一電流差信號之值為零，則第一補償角度產生器1527A輸出第一補償角度θ1，且第一補償角度θ1之值為零。若第二電流差信號之值為零，則第二補償角度產生器1527B輸出第二補償角度θ2，且第二補償角度θ2之值為零。
在第11圖所示之諧振型功率轉換電路1000H的技術思想為，保持一相驅動相位不變，只對另外一相進行移相微調，如此，意味著可以對電流小的變換器不進行移相調節，只對電流大的變換器進行移相微調，減小其諧振網路兩端電壓，使其電流減小，接近較小電流的目標值，這個小電流目標值是即時變化的，最終會近似等於Io/2，進而實現系統的均流運行穩態。舉例而言，檢測輸出電壓Vo、兩相輸出電流Io1、Io2，電壓處理單元控制開關頻率f。輸出電流Io1、Io2經檢測濾波後經最小值比較器1526得到最小值Imin，對於每一相，輸出電流Ioi(i=1,2)將分別與最小值Imin進行比較，如果Ioi=Imin，則θi=0，不進行移相微調；如果Ioi＞ Imin，則對相進行移相微調，θi由第一均流誤差補償器1523A及第二均流誤差補償器1523B決定，減小諧振網路電壓，進而使得Ioi=Imin。控制電路1500的調節，使Imin即時增加，最終近似等於Io/2，使Ioi= Io/2，實現均流。
第12圖係繪示依照本發明又一實施例的一種諧振型功率轉換電路1000I之示意圖。相較於其餘諧振型功率轉換電路之輸入端採用並聯之結構，在此之諧振型功率轉換電路1000I的第一變換器1100的輸入端及第二變換器1200的輸入端各自獨立。
第13圖係繪示依照本發明另一實施例的一種諧振型功率轉換電路1000J之示意圖。相較於其餘諧振型功率轉換電路之輸入端採用並聯或各自獨立之結構，在此之諧振型功率轉換電路1000J的第一變換器1100的輸入端及第二變換器1200的輸入端串聯。總結而論，本發明實施例之諧振型功率轉換電路的第一變換器1100的輸入端及第二變換器1200的輸入端可視狀況而採用並聯、串聯或各自獨立的方式來實現。
第14A圖係繪示依照本發明再一實施例的一種諧振型功率轉換電路1000K之部分電路示意圖，第14B圖係繪示依照本發明再一實施例的一種諧振型功率轉換電路1000K之部分電路示意圖。相較於第11圖所示之諧振型功率轉換電路1000H，在此之諧振型功率轉換電路1000K拓展至N個變換器，控制電路1500之相應元件亦隨之拓展至N個。關於諧振型功率轉換電路1000K拓展至N個變換器之電路結構已於第4圖中描述，為使本發明說明簡潔，在此不作贅述。
於第14B圖所示之諧振型功率轉換電路1000K中，其電流處理單元1520包含最小值比較器1526、第一邏輯單元1522A至一第N邏輯單元1522N及第一均流誤差補償器1523A至一第N均流誤差補償器1523N。最小值比較器1526用以接收並比較第一諧振單元1120之電流至第N諧振單元之電流，且設定第一諧振單元1120之電流至第N諧振單元之電流中電流值較小者為一最小電流。第一邏輯單元1522A至第N邏輯單元1522N分別用以接收第一至第N諧振單元之電流且接收最小電流。第一至第N邏輯單元1522A~1522N將最小電流分別減去第一至第N諧振單元之電流以產生一第一電流差信號至一第N電流差信號，或者第一至第N諧振單元之電流分別減去最小電流以產生一第一電流差信號至一第N電流差信號。若該些電流差信號的其中一者之值為負，例如若第三邏輯單元1522C產生之第三電流差信號之值為負，相應的第三均流誤差補償器1523C輸出一相應補償角度θ3。此外，相位調整單元更用以接收頻率f及相應補償角度（如θ3），並根據頻率f及相應補償角度（如θ3）以相應地調整第三組驅動信號的驅動信號之相位。然本發明並不以上述實施例為限，其僅用以例示性地闡釋本發明的實現方式之一，在其它實施例中，亦有可能是其它類別邏輯單元1522產生之電流差信號之值為負，而由其它均流誤差補償器1523A~N輸出相應補償角度θ1~θN。
第15圖係繪示依照本發明一實施例的一種控制諧振型功率轉換電路的方法之流程示意圖。為使本發明之上述方法易於理解，請一併參閱第1圖及第15圖。在諧振型功率轉換電路1000正常工作期間，上述控制諧振型功率轉換電路的方法包括： 步驟2010：控制第一組驅動控制信號和第二組驅動控制信號頻率相等； 步驟2020：在當前頻率相等的條件下，控制第一組驅動控制信號和第二組驅動控制信號之間以預設相位差移相交錯運行以控制第一全橋逆變單元和第二全橋逆變單元；以及 步驟2030：當兩個變換器的電流出現不均等時，第二組驅動控制信號於維持當前頻率下，控制第二全橋逆變單元中位於同一逆變回路中的兩個開關管對應的兩個驅動控制信號錯位一預設角度，俾以降低第二變換器的輸出，使得第一變換器之輸出與第二變換器之輸出趨近相等。
在步驟2010中，可由控制電路1500以控制第一組驅動控制信號和第二組驅動控制信號頻率相等。在步驟2020中，在當前頻率相等的條件下，可由控制電路1500以控制第一組驅動控制信號和第二組驅動控制信號之間以預設相位差移相交錯運行以控制第一全橋逆變單元1110和第二全橋逆變單元1210。在步驟2030中，當兩個變換器1100、1200的電流出現不均等時，第二組驅動控制信號於維持當前頻率下，控制第二全橋逆變單元1210中位於同一逆變回路中的兩個開關管對應的兩個驅動控制信號錯位一預設角度，俾以降低第二變換器1200的輸出，使得第一變換器1100之輸出與第二變換器1200之輸出趨近相等。
在一實施例中，上述預設角度為大於0且小於或等於3/10π。在另一實施例中，第一組驅動控制信號(如：Q 11~Q 14)及第二組驅動控制信號(如：Q 21~Q 24)的移相角度預設相位差為 ，m為諧振型功率轉換電路包含的變換器的數目；預設角度為 。第一全橋逆變單元和第二全橋逆變單元中功能相應的開關管之間的驅動控制信號相差的相位為：零度和 ；或者 和 。在又一實施例中，上述m等於2，例如第1B圖所示之諧振型功率轉換電路1000A包含兩個變換器，因此，m之數目為2。於再一實施例中，控制器1800為脈衝頻率調製型控制器。
在另一實施例中，請一併參閱第1圖及第15圖，上述控制諧振型功率轉換電路的方法包括：由控制電路1500以控制第二全橋逆變單元1210中位於同一逆變回路中的兩個開關管對應的兩個驅動控制信號錯位一預設角度的同時，控制當前第一全橋逆變單元1110中位於同一逆變回路中的兩個開關管對應的兩個驅動控制信號的相位差維持不變。
於再一實施例中，參閱第1圖及第15圖，上述控制諧振型功率轉換電路的方法包括：控制控制器根據諧振型功率轉換電路的輸出電壓，而維持或調整當前第一組驅動控制信號和第二組驅動控制信號的頻率。
由上述本發明實施方式可知，應用本發明具有下列優點。本發明實施例藉由提供一種諧振型功率轉換電路及控制諧振型功率轉換電路的方法，藉以改善諧振變換器無法藉由調整其信號頻率以達成均流的問題。該均流問題的改善有利於緩解諧振型功率轉換電路輸出端共接電容的問題。例如，輸出端的共接電容可為原來的陶瓷電容改為電解電容，當使用電解電容作為諧振型功率轉換電路輸出端電容時，此均流方法和裝置有利於降低所使用的電解電容的個數，從而利於減小整個裝置的體積。
雖然上文實施方式中揭露了本發明的具體實施例，然其並非用以限定本發明，本發明所屬技術領域中具有通常知識者，在不悖離本發明之原理與精神的情形下，當可對其進行各種更動與修飾，因此本發明之保護範圍當以附隨申請專利範圍所界定者為準。
<TABLE border="1" borderColor="#000000" width="_0004"><TBODY><tr><td> 1000：諧振型功率轉換電路 1000A~1000K：諧振型功率轉換電路 1100：第一變換器 1110：第一全橋逆變單元 1120：第一諧振單元 1200：第二變換器 1210：第二全橋逆變單元 1220：第二諧振單元 1300：第N變換器 1310：第N全橋逆變單元 1320：第N諧振單元 1500：控制電路 1510：電壓處理單元 1511：第一檢測濾波器 1512：邏輯運算器 1513：電壓誤差補償器 1514：電壓控制振盪器 1520：第一電流處理單元 1521：第二檢測濾波器 1521A~1521N：第二檢測濾波器 1522：第一邏輯運算器 1522A~1522N：邏輯運算器 1523：第一均流誤差補償器 1523A~1523N：第一均流誤差補償器 1526：最小值比較器 </td><td> 1527A~1527N：補償角度產生器 1524：第一比例常數轉換器 1525：第三邏輯單元 1528：補償角度產生器 1528A：正限幅單元 1528B：負限幅單元 1528C：反向單元 1530：第二電流處理單元 1531：第三檢測濾波器 1531A~1531B：第三檢測濾波器 1532：第二邏輯運算器 1533：第二均流誤差補償器 1534：第二比例常數轉換器 1535：第四邏輯單元 1536：運算電路 1540：脈波頻率調變單元 1541：第一脈衝寬度調變信號產生器 1541A~1541N：脈衝寬度調變信號產生器 1542：第二脈衝寬度調變信號產生器 1543：相位移位器 1543A~1543N：相位移位器 1550：驅動單元 </td></tr></TBODY></TABLE>
為讓本發明之上述和其他目的、特徵、優點與實施例能更明顯易懂，所附圖式之說明如下： 第1圖係繪示依照本發明一實施例的一種諧振型功率轉換電路之示意圖。 第2圖係繪示依照本發明另一實施例的一種諧振型功率轉換電路之驅動信號示意圖。 第3圖係繪示依照本發明再一實施例的一種諧振型功率轉換電路之驅動信號示意圖。 第4圖係繪示依照本發明又一實施例的一種諧振型功率轉換電路之示意圖。 第5圖係繪示依照本發明另一實施例的一種諧振型功率轉換電路之示意圖。 第6圖係繪示依照本發明再一實施例的一種諧振型功率轉換電路之示意圖。 第7圖係繪示依照本發明另一實施例的一種諧振型功率轉換電路之示意圖。 第8圖係繪示依照本發明再一實施例的一種諧振型功率轉換電路之示意圖。 第9圖係繪示依照本發明又一實施例的一種諧振型功率轉換電路之示意圖。 第10圖係繪示依照本發明另一實施例的一種諧振型功率轉換電路之示意圖。 第11圖係繪示依照本發明再一實施例的一種諧振型功率轉換電路之示意圖。 第12圖係繪示依照本發明又一實施例的一種諧振型功率轉換電路之示意圖。 第13圖係繪示依照本發明另一實施例的一種諧振型功率轉換電路之示意圖。 第14A圖係繪示依照本發明再一實施例的一種諧振型功率轉換電路之部分電路示意圖。 第14B圖係繪示依照本發明再一實施例的一種諧振型功率轉換電路之部分電路示意圖。 第15圖係繪示依照本發明一實施例的一種控制諧振型功率轉換電路的方法之流程示意圖。 根據慣常的作業方式，圖中各種特徵與元件並未依比例繪製，其繪製方式是為了以最佳的方式呈現與本發明相關的具體特徵與元件。此外，在不同圖式間，以相同或相似的元件符號來指稱相似的元件/部件。
： <TABLE border="1" borderColor="#000000" width="_0006"><TBODY><tr><td> 1000：功率轉換電路 1100：第一變換器 1110：第一全橋逆變單元 1120：第一諧振單元 </td><td> 1200：第二變換器 1210：第二全橋逆變單元 1220：第二諧振單元 1500：控制電路 </td></tr></TBODY></TABLE>

Claims (20)

  1. 一種控制諧振型功率轉換電路的方法，該諧振型功率轉換電路包含： 至少兩個結構相同的變換器，該兩個變換器包含： 一第一變換器，包含一第一全橋逆變單元及一第一諧振單元，該第一全橋逆變單元至少包括四個開關管； 一第二變換器，包含一第二全橋逆變單元及一第二諧振單元，該第二全橋逆變單元至少包括四個開關管； 其中該第一變換器的輸出端與該第二變換器的輸出端並聯於一共同輸出端，以及 一控制器，至少輸出控制該兩個變換器的一第一組驅動控制信號及一第二組驅動控制信號，該第一組驅動控制信號和第二組驅動控制信號各至少包括四個驅動控制信號用於驅動該至少四個開關管； 在該諧振型功率轉換電路正常工作期間，該控制諧振型功率轉換電路的方法包括： 控制該第一組驅動控制信號和該第二組驅動控制信號頻率相等； 在當前頻率相等的條件下，控制該第一組驅動控制信號和該第二組驅動控制信號之間以預設相位差移相交錯運行以控制該第一全橋逆變單元和該第二全橋逆變單元； 當該兩個變換器的電流出現不均等時，該第二組驅動控制信號於維持當前頻率下，控制該第二全橋逆變單元中位於同一逆變回路中的兩個開關管對應的兩個驅動控制信號錯位一預設角度，俾以降低該第二變換器的輸出，使得該第一變換器之輸出與該第二變換器之輸出趨近相等。
  2. 如請求項1所述之控制諧振型功率轉換電路的方法，其中該預設角度為大於0且小於180度。
  3. 如請求項1所述之控制諧振型功率轉換電路的方法，其中，該第一組驅動控制信號及該第二組驅動控制信號的移相角度預設相位差為 ，m為該諧振型功率轉換電路包含的變換器的數目；該預設角度為 ； 該第一全橋逆變單元和該第二全橋逆變單元中功能相應的開關管之間的驅動控制信號相差的相位為：零度和 ；或者 和 。
  4. 如請求項3所述之控制諧振型功率轉換電路的方法，其中，m等於2。
  5. 如請求項1所述之控制諧振型功率轉換電路的方法，其中，該控制器為脈衝頻率調製型控制器。
  6. 如請求項1所述之控制諧振型功率轉換電路的方法還包括: 控制第二全橋逆變單元中位於同一逆變回路中的兩個開關管對應的兩個驅動控制信號錯位一預設角度的同時，控制當前該第一全橋逆變單元中位於同一逆變回路中的兩個開關管對應的兩個驅動控制信號的相位差維持不變。
  7. 如請求項1所述之控制諧振型功率轉換電路的方法還包括：控制該控制器根據該諧振型功率轉換電路的輸出電壓，而維持或調整當前該第一組驅動控制信號和該第二組驅動控制信號的頻率。
  8. 一種諧振型功率轉換電路，包括： 至少兩個結構相同的變換器，該兩個變換器包含： 一第一變換器，包含一第一全橋逆變單元及一第一諧振單元，該第一全橋逆變單元至少包括四個開關管； 一第二變換器，包含一第二全橋逆變單元及一第二諧振單元，該第二全橋逆變單元至少包括四個開關管； 其中該第一變換器的輸出端與該第二變換器的輸出端並聯於一共同輸出端； 一控制器，用以至少輸出控制該兩個變換器的一第一組驅動控制信號及一第二組驅動控制信號，該第一組驅動控制信號和第二組驅動控制信號各至少包括四個驅動控制信號用於驅動該至少四個開關管； 一電流採樣電路，用以採樣該第一變換器和該第二變換器的輸出電流以對應輸出一第一電流採樣信號和一第二電流採樣信號；以及 一均流控制器，用以接收該第一電流採樣信號和該第二電流採樣信號，若判定該第二變換器之輸出電流較大，則輸出該第二組驅動控制信號中同一逆變回路中兩個開關管對應的兩個驅動控制信號錯位的預設角度至該控制器。
  9. 如請求項8所述之諧振型功率轉換電路，所述均流控制器為軟體模塊嵌入該控制器的軟體內。
  10. 如請求項8所述之諧振型功率轉換電路，所述均流控制器為硬體模塊，置於該控制器之外。
  11. 如請求項8所述之諧振型功率轉換電路，所述均流控制器部份為軟體模塊，部份為硬體模塊，該均流控制器的軟體模塊部份嵌入該控制器之內，該均流控制器的硬體模塊部份置於該控制器之外。
  12. 如請求項8所述之諧振型功率轉換電路，所述預設角度範圍為大於0且小於或等於180度。
  13. 如請求項8所述之諧振型功率轉換電路，該均流控制器包括： 信號處理判斷單元，用以接收一參考信號和該第一電流採樣信號和該第二採樣信號以輸出一第一差值信號和一第二差值信號；以及 均流誤差調整單元，用以接收該第一差值信號和該第二差值信號以輸出一預設角度信號至該控制器。
  14. 如請求項13所述之諧振型功率轉換電路，該信號處理判斷單元包括： 檢測濾波功能塊，用以接收該第一電流採樣信號和第二電流採樣信號進行預處理，輸出一第一電流採樣處理信號和一第二電流採樣處理信號；以及 誤差判斷比較功能塊，用以接收該參考信號、該第一電流採樣處理信號和該第二電流採樣處理信號，輸出該第一差值信號和該第二差值信號。
  15. 如請求項14所述之諧振型功率轉換電路，該均流誤差調整單元包括： 均流誤差補償功能塊，用以接收該第一差值信號和該第二差值信號輸出一第一補償信號和一第二補償信號；以及    補償角度係數轉換功能塊，用以分別接收該第一補償信號和該第二補償信號以輸出一對應於該第一組驅動控制信號的該預設角度信號和該第二組驅動控制信號的該預設角度信號至該控制器。
  16. 如權利要求13所述之諧振型功率轉換電路，該參考信號為該第一電流採樣信號和該第二電流採樣信號或者該諧振型轉換電路的輸出電流的二分之一。
  17. 如請求項8所述之諧振型功率轉換電路，該均流控制器包括： 信號處理判斷單元，用以接收該第一電流採樣信號和該第二採樣信號輸出一差值信號；以及 均流誤差調整單元，用以接收該差值信號以輸出該第二組驅動控制信號的該預設角度至控制器，該第一組驅動控制信號的該預設角度為零。
  18. 如請求項17所述之諧振型功率轉換電路，該第二變換器為兩個變換器中輸出電流較大的變換器。
  19. 如請求項18所述之諧振型功率轉換電路，該信號處理判斷單元包括： 檢測濾波功能塊，用以接收該第一電流採樣信號和該第二電流採樣信號進行預處理，輸出一第一電流採樣處理信號和一第二電流採樣處理信號；以及 誤差比較功能塊，用以接收該第一電流採樣處理信號和該第二電流採樣處理信號，輸出該差值信號。
  20. 如請求項19所述之諧振型功率轉換電路，該均流誤差調整單元包括： 均流補償功能塊，用以接收該差值信號輸出一補償信號；以及 第二變換器判斷角度補償功能塊，用以接收該補償信號，轉換成一預設角度信號輸出至該控制器中對應的該第二組驅動控制信號。
TW104108747A 2014-12-25 2015-03-19 諧振型功率轉換電路及控制諧振型功率轉換電路的方法 TWI548191B (zh)

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