CN110323948B - 用于多相升压转换器的控制器 - Google Patents

用于多相升压转换器的控制器 Download PDF

Info

Publication number
CN110323948B
CN110323948B CN201910548410.2A CN201910548410A CN110323948B CN 110323948 B CN110323948 B CN 110323948B CN 201910548410 A CN201910548410 A CN 201910548410A CN 110323948 B CN110323948 B CN 110323948B
Authority
CN
China
Prior art keywords
boost converter
converter
signal
terminal
power transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201910548410.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110323948A (zh
Inventor
A·比安科
G·斯卡帕图拉
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics SRL
Original Assignee
STMicroelectronics SRL
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by STMicroelectronics SRL filed Critical STMicroelectronics SRL
Publication of CN110323948A publication Critical patent/CN110323948A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110323948B publication Critical patent/CN110323948B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/285—Single converters with a plurality of output stages connected in parallel
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

本公开涉及用于多相升压转换器的控制器。一种用于多相转换器的控制器包括：第一阶段控制器，用于产生第一栅极驱动信号以导通第一升压转换器的第一功率晶体管；延迟元件，其配置为通过将第一栅极驱动信号延迟半个周期长度而产生延迟信号；时间差检测元件，其配置为基于过零检测(ZCD)信号和延迟信号输出导通命令，过零检测信号表示多相转换器的第二升压转换器的一个或多个零电流条件被满足；以及第二阶段控制器，其配置为确立第二栅极驱动信号以基于导通命令导通第二升压转换器的第二功率晶体管。

Description

用于多相升压转换器的控制器
本申请是申请日为2015年11月24日、申请号为201510824070.3、发明名称为“用于多相升压转换器的控制器”的中国发明专利申请的分案申请。
技术领域
本公开涉及控制多相功率因数校正(PFC)转换器，并且特别地涉及适应性地交错多个多相PFC转换器。
背景技术
通常公知的是使用PFC装置用于主动地校正开关式电源(SMPS)的功率因数，开关式电源用于供应电子设备(例如计算机、电视、监视器等)以及诸如荧光灯之类的照明装置。典型的SMPS包括全波二极管整流器桥，其具有连接到AC功率分配线的输入和连接在下游的电容器，从而根据AC供电电压产生DC电压。与DC电平相比，电容器具有足够大的电容，使得相对小的纹波出现在其端子处。因此，电桥的整流器二极管将仅在供电电压的每个半周期的短部分上导通，因为其瞬时值在周期的大部分上小于电容器的电压。结果是从电力线吸收的电流包括一系列短脉冲，其幅度是所产生的平均值的5-10倍。
这具有明显的结果：
从电力线吸收的电流具有远高于正弦电流吸收的情况的峰值和rms(均方根)值，
由于连接到电力线的所有公用设施几乎同时脉冲吸收，供电电压失真，
在三相体系的情况下中性导体中的电流极大地提高，以及
较少使用电力系统的能量潜力。
事实上，脉冲电流的波形包括许多奇次谐波，虽然不构成提供至负载的电力，但是它们增加了由电力线吸收的rms电流，并因此增加了能量耗散。
在数量上，这可以用功率因数(PF)和总谐波失真(THD)表示，功率因数是实际功率(电源发送至负载的功率加上在其中以热量形式耗散的功率)与视在功率(rms电压与吸收的rms电流的乘积)的比值，总谐波失真通常是与所有较大谐波相关的能量与基波相关的能量的百分比。通常，具有电容滤波器的电源具有0.4和0.6之间的PF和比100％高的THD。设置在整流器桥和输出之间的PFC允许从网络吸收准正弦并与电压同相的电流，因而使PF接近1并降低了THD。
图1示出了单相PFC转换器20和控制装置22的示意图。控制装置22可具有可变频率并可以在连续(CCM)和不连续(DCM)模式之间操作，通常被称为“过渡模式”(TM)。输入电压(Vin)从全波二极管整流器桥24的电压供应端子被提供给转换器20。整流器桥24的第二端子又连接到接地端子。整流器桥24接收由交流(AC)电源26所提供的输入供电电压。转换器20可以被实施为升压转换器。转换器20包括变压器的电感28、金属氧化物半导体(MOS)功率晶体管30以及二极管32。电感28的第一端子连接到整流器桥24的电压供应端子，并且晶体管30的漏极端子连接到电感28的在第一端子的下游的第二端子。另一方面，晶体管30的源极端子经由电阻器34连接到接地端子。
二极管32具有连接到电感28的第二端子的阳极。此外，二极管32具有连接到输出电容器36的第一端子的阴极，输出电容器36具有连接到接地端子的另一端子。转换器20产生输出电容器36两端的直流(DC)输出电压(标记为Vout)，由此Vout高于Vin的最大峰值电压供应。
控制装置22使用反馈控制使输出电压Vout保持在常数值。在过渡模式中，高效转换通过在零电压和零电流条件下转换实现。图1的控制装置22被示为具有四个输入端口和一个输出端口。四个输入端口包括接收由整流器桥24所提供的输入电压的输入电压端口38、接收由转换器20所提供的输出电压的输出电压端口40、过零检测(ZCD)端口42、以及电流感测(CS)端口44。ZCD端口42电耦合到包括电感28的变压器的辅助绕组46，并用于感测通过电感28的电流何时达到0安培。CS端口44用于监测通过晶体管30的电流。
控制装置22的作为栅极驱动(GD)端口的输出端口48使晶体管30导通和断开，因此控制转换器20的操作。控制装置22可以说是一种变频控制装置，因为切换晶体管30的频率以及相应的切换周期都是基于由转换器20的操作触发的外部事件。然而，通过确保晶体管30在接近电感28的零电流时导通，实现了高效操作。
此外，控制装置22可以是恒定导通时间(COT)类型的。在恒定导通时间操作中，转换器20的功率晶体管30的导通周期被用作控制变量，并且在电压供应的每一个周期期间，它被保持恒定在适当值，以便从转换器20获得电压输出的调节。
图2示出了当Vin小于Vout的一半和大于Vout的一半时图1的电路信号的时序图。如在图2的左侧可以看到，当Vin小于Vout的一半时，晶体管30导通超过切换周期Tsw长度的一半。然而，通过设置VGS(栅极电压)为零，晶体管30断开切换周期的剩余时间。晶体管30在满足过零条件(或ZCD电压降到阈值以下)之后再次重新导通。类似的操作在图2的右侧显示，其中晶体管30的导通时间更短，因为所需要的输出电压较少。
转换器20的特征在于，通过电感28和输入和输出端子的高电流纹波。电流纹波可以在多相并联转换器中显著减少，其中实施为升压转换器的两个转换器并联连接以提供输出电压。电流纹波的减少产生自将两个并联转换器相对于彼此异相操作，由此来自转换器的纹波彼此抵消。当升压转换器操作于180度的相位差时，产生最大的减少量。
图3示出了总体控制器60的示意图，其包括两个转换器64a、64b和多相控制装置62。应当注意，虽然两个转换器64a、64b在图3示出，但是可以使用不同数量的转换器。此外，转换器64a、64b类似于参考图1描述的转换器20，由此每个转换器64a、64b可以是升压转换器。转换器64a、64b经由连接到AC电源26的整流器桥24而被提供有电压。转换器64a、64b的配置类似于转换器20，由此每个转换器64a、64b分别包括变压器的电感66a、66b、晶体管68a、68b、二极管70a、70b，以及电阻器72a、72b。每个变压器具有辅助绕组65a、65b，使用其检测过零条件。
此外，转换器64a、64b并联连接到通过整流器桥24输出的直流电压(Vin)，以及在其两端获得输出电压(Vout)的输出电容器36。
多相控制装置62分别通过栅极驱动端口74a、74b对晶体管68a、68b的导通进行时序，控制转换器64a、64b的操作。注意，作为使用一个多相控制装置62来控制两个转换器64a、64b的替代方式，多个单相控制装置可用于导通晶体管68a、68b。
保持转换器64a、64b完全不同步并隔开180度操作的常规方法包括允许一个转换器(例如，第一转换器64a)操作为好像它是单相转换器。当检测到电感66a的过零条件时，第一转换器64a的第一晶体管68a被导通，并且在后来的时间段被关断。
同时，第二转换器64b在第一转换器64a的切换周期的一半(即导通第一晶体管68a之后的半周期)时导通，其与第二转换器64b是否已经达到过零条件无关。然而，此方法具有缺点：因为第二晶体管68b可以在电流非零时导通。此外，已经注意到，此方法可能使某些条件不稳定。
另一常规方法需要利用锁相环(PLL)来保持转换器64a、64b对180度的相位差同步。控制装置用于检测转换器64a、64b的导通时刻，而且如果它们没有隔开180度，PLL改变转换器64a、64b的导通时间，使它们回到同相。然而，PLL需要一些时间进行锁相，特别是因为转换器64a、64b在不断地改变频率。
发明内容
一种方法可以总结为包括：将第一升压转换器的第一栅极驱动信号延迟半个周期长度，以产生延迟信号；接收第二升压转换器的过零检测(ZCD)信号，当被确立(assert)时，ZCD信号表示第二升压转换器的一个或多个零电流条件被满足；基于ZCD信号和延迟信号的确立的时序，确定操作在第一模式还是第二模式；如果在延迟信号的确立之前确立ZCD信号，则操作在第一模式，操作在第一模式包括在确立延迟信号时确立第二升压转换器的第二栅极驱动信号，并在确立第一升压转换器的ZCD信号时确立第一栅极驱动信号；如果在ZCD信号确立之前确立延迟信号，则操作在第二模式，操作在第二模式包括在确立第二升压转换器的ZCD信号时确立第二栅极驱动信号，并在确立第二栅极驱动信号之后的半个周期长度确立第一栅极驱动信号；以及至少部分基于第二升压转换器的ZCD信号的确立和延迟信号的确立之间的时间差，调整第一升压转换器或第二升压转换器的导通时间。
该方法还可包括响应于检测到第二升压转换器的ZCD信号和延迟信号的确立的顺序从一个周期至另一个周期改变，切换操作模式。
延迟第一栅极驱动信号还可包括：确定第一升压转换器的切换周期的时间长度作为第一升压转换器的两个连续切换事件之间的时间差；以及将第一栅极驱动信号延迟所确定的时间长度的一半。调整导通时间还可包括：减少在第二操作模式中第二升压转换器的导通时间。调整导通时间还可包括：增加在第一操作模式中第二升压转换器的导通时间。第一升压转换器可包括：电感，其具有电耦合到电源端子的第一端子，以及第二端子；第一电阻器；输出电容器；晶体管，其具有电耦合到电感第二端子的漏极端子、经由电阻器电耦合到接地的源极端子、以及配置为接收第二栅极驱动信号的栅极；以及第一二极管，其具有电耦合到第一电感的第二端子的阳极和电耦合到输出电容器的阴极。第二升压转换器可以与第一升压转换器并联电耦合，并且可包括：第二电感，其具有电耦合到电源端子的第一端子，以及第二端子；第二晶体管，其具有电耦合到第二电感的第二端子的漏极端子、经由第二电阻器电耦合到接地的源极端子、以及配置为接收第一栅极驱动信号的栅极；以及第二二极管，其具有电耦合到第二电感的第二端子的阳极和电耦合到输出电容器的阴极。
一种系统可以总结为包括：具有第一功率晶体管的第一升压转换器；具有第二功率晶体管的第二升压转换器；以及多相控制器，其包括：配置为产生第一栅极驱动信号以导通第一升压转换器的第一功率晶体管的第一阶段控制器；延迟元件，其配置为通过将第一栅极驱动信号延迟半个周期长度而产生延迟信号；时间差检测元件，其配置为响应于确定过零检测(ZCD)信号在延迟信号确立之前被确立，输出导通命令，导通命令是ZCD信号和延迟信号的逻辑与，当被确立时，ZCD信号表示第二升压转换器的一个或多个零电流条件被满足；并且响应于确定ZCD信号在延迟信号确立之前不被确立，输出导通命令，导通命令是ZCD信号；以及第二阶段控制器，其配置为：确立第二栅极驱动信号以响应于导通命令导通第二升压转换器的第二功率晶体管。
时间差检测元件可以进一步配置为：确定ZCD信号的确立和延迟信号的确立之间的时间差；并输出该时间差。
系统还可包括：误差控制块，其配置为接收时间差并基于该时间差补偿第一升压转换器或第二升压转换器的导通时间，并使第一和第二阶段控制器以半个周期相位差分别驱动第一升压转换器和第二升压转换器。
调整导通时间还可包括：增加第二升压转换器的导通时间。第一升压转换器还可包括：第一电感，其具有电耦合到电源端子的第一端子，以及第二端子；输出电容器；第一二极管，其具有电耦合到第一电感的第二端子的阳极和电耦合到输出电容器的阴极；以及第一电阻器；并且其中第一功率晶体管具有电耦合到第一电感的第二端子的漏极端子、经由第一电阻器电耦合到接地的源极端子、以及电耦合到第一阶段控制器用于接收第一栅极驱动信号的栅极；并且第二升压转换器还可包括：第二电感，其具有电耦合到电源端子的第一端子，以及第二端子；第二二极管，其具有电耦合到第二电感的第二端子的阳极和电耦合到输出电容器的阴极；并且其中第二功率晶体管具有电耦合到第二电感的第二端子的漏极端子、经由第二电阻器电耦合到接地的源极端子、以及电耦合到第二阶段控制器用于接收第二栅极驱动信号的栅极。
一种用于多相转换器的控制器可以总结为包括：第一阶段控制器，其配置为产生第一栅极驱动信号以导通多相转换器的第一升压转换器的第一功率晶体管；延迟元件，其配置为通过将第一栅极驱动信号延迟半个周期长度而产生延迟信号；时间差检测元件，其配置为响应于确定过零检测(ZCD)信号在延迟信号确立之前被确立，输出导通命令，导通命令是ZCD信号和延迟信号的逻辑与，当被确立时，ZCD信号表示第二升压转换器的一个或多个零电流条件被满足；并且响应于确定ZCD信号在延迟信号的确立之前不被确立，输出导通命令，导通命令是ZCD信号；以及第二阶段控制器，其配置为：确立第二栅极驱动信号以基于导通命令导通第二升压转换器的第二功率晶体管。
时间差检测元件可以进一步配置为：确定ZCD信号的确立和延迟信号的确立之间的时间差；并输出该时间差。
控制器还可包括：误差控制块，其配置为接收时间差并基于该时间差补偿第一升压转换器或第二升压转换器的导通时间，并使第一和第二阶段控制器以半个周期相位差分别驱动第一升压转换器和第二升压转换器。
补偿第一升压转换器的导通时间还可包括增加第一升压转换器的导通时间。
控制器还可包括第一输出端口，其配置为输出第一栅极驱动信号至第一升压转换器；以及第二输出端口，其配置为输出第二栅极驱动信号至第二升压转换器。
第一升压转换器和第二升压转换器可以并联电耦合。第一升压转换器可包括：第一电感，其具有电耦合到电源端子的第一端子，以及第二端子；第一电阻器；输出电容器；以及第一晶体管，其具有电耦合到第一电感的第二端子的漏极端子、经由第一电阻器电耦合到接地的源极端子、以及电耦合到第二输出端口用于第二栅极驱动信号的栅极，以及第一二极管，其具有电耦合到第一电感的第二端子的阳极和电耦合到输出电容器的阴极。第二升压转换器可包括：第二电感，其具有电耦合到电源端子的第一端子，以及第二端子；第二电阻器；第二晶体管，其具有电耦合到第二电感的第二端子的漏极端子、经由第二电阻器电耦合到接地的源极端子、以及电耦合到第一输出端口用于接收第一栅极驱动信号的栅极；以及第二二极管，其具有电耦合到第二电感的第二端子的阳极和电耦合到输出电容器的阴极。
附图说明
图1示出了单相PFC转换器和控制装置的示意图。
图2示出了当Vin小于Vout的一半和大于Vout的一半时图1的电路的信号的时序图。
图3示出了总体控制器的示意图，其包括两个转换器和多相控制装置。
图4示出了总体控制器的另一示意图，其包括两个转换器和多相控制装置。
图5示出了多相控制装置的方框图。
图6示出了时间差检测元件的操作方法的流程图。
图7示出了参考图5描述的控制器信号的时序图。
具体实施方式
图4示出了总体控制器60的示意图，其包括两个转换器64a、64b和多相控制装置100。两个转换器64a、64b并联连接并接收输入电压信号138。输入电压信号138与由整流器24输出的Vin相同。转换器64a、64b在输出电容器36两端产生直流(DC)输出电压(标为Vout)。多相控制装置100接收输入电压信号138以及输出电压(Vout)的输出电压信号140。对于每个转换器64a、64b，多相控制装置100从相应ZCD检测器121a、121b接收ZCD信号120a、120b。ZCD检测器121a、121b可以是接收来自相应转换器64a、64b的输入信号123a、123b，并至少部分基于输入信号123a、123b和例如代表阈值的另一信号，确定相应转换器64a、64b的零电流条件是否被满足的任何装置，诸如比较器。输入信号123a、123b可以从相应转换器64a、64b的辅助绕组65a、65b抽取或获取。当相应电感66a、66b的过零条件被满足时，由ZCD检测器121a、121b输出的ZCD信号120a、120b可以被确立(assert)。
针对每个转换器64a、64b，多相控制装置100还接收电流感测电压117a、117b。如本文所述，电流感测电压117a、117b对应于穿过相应转换器64a、64b的相应晶体管68a、68b的电流，并用于消除相应电感器66a、66b中的负电流。针对每个转换器115a、115b，多相控制装置100输出栅极驱动信号115a、115b。
图5示出了多相控制装置100的方框图。为了方便，多相控制装置100在下文中还称为控制器100。控制器100包括第一升压阶段控制器102a(标为“阶段控制器1”)和第二升压阶段控制器102b(标为“阶段控制器2”)。阶段控制器102a、102b均具有多个输入端口和栅极驱动输出端口104a、104b，其导通和关断参考图3描述的两个转换器64a、64b的相应晶体管68a、68b。
多个输入端口包括第一和第二电流感测端口108a、108b。电流感测端口108a、108b用于接收本文所述的电流感测信号117a、117b。阶段控制器102a、102b均具有相应的导通时间输入端口110a、110b和导通命令端口112a、112b。导通命令端口112a、112b从本文所述的相应的时间差检测元件118a、118b接收相应的导通命令119a、119b。当被确立时，导通命令119a、119b可以触发确立栅极驱动输出115a、115b以导通转换器64a、64b中的相应的一个。导通时间输入端口110a、110b接收相应导通时间信号142a、142b，其表示转换器64a、64b中的相应的一个的期望的导通时间。
阶段控制器具有相应的相位延迟元件114a、114b，其分别标为“相位延迟元件1”和“相位延迟元件2”。相位延迟元件114a、114b分别接收用于驱动相应转换器64a、64b的栅极驱动信号115a、115b，并且延迟相应栅极驱动信号115a、115b以分别产生第一延迟信号116a和第二延迟信号116b。相位延迟元件114a、114b可以观察相应栅极驱动信号115a、115b的切换周期。观察切换周期可包括测量或估计切换周期。第一相位延迟元件114a输出第一延迟信号116a，其相对于第一驱动信号115a延迟观察到的切换周期的一半。类似地，第二相位延迟元件114b输出第二延迟信号116b，由此第二延迟信号116b可以相对于第二驱动信号115b延迟第二驱动信号115b的切换周期的一半。切换周期的长度可以是相应栅极驱动信号115a、115b的两个连续确立之间的时间差。
第二转换器64b的操作至少部分基于第一栅极驱动信号115a控制，反之亦然。如图5所示，第一相位延迟元件114a输出第一延迟信号116a至第二时间差检测元件118b，用于控制第二转换器64b的操作。类似地，第二相位延迟元件114b输出第二延迟信号116b至第一时间差检测元件118b，用于控制第一转换器64a的操作。
如图5所示，第一时间差检测元件118a耦合到第二延迟元件114b，并且第二时间差检测元件118b耦合到第一延迟元件114a。因此，第一延迟信号116a被提供给第二时间差检测元件118b，而且第二延迟信号116b被提供给第一时间差检测元件118a。第一时间差检测元件118a比较第二延迟信号116b与第一ZCD信号120a。当被确立时，第一ZCD信号120a表示通过电感66a的相应电流已经过零。第一ZCD信号120a至少部分基于从第一转换器64a的辅助绕组65a的电压读数而确立，由此辅助绕组65a用于检测第一转换器64a的电感66a的电流水平。
第一时间差检测元件118a评估第二延迟信号116b在第一ZCD信号120a之前还是之后确立。类似地，第二时间差检测元件118b比较第一延迟信号116a与第二ZCD信号120b，并评估第一延迟信号116a在第二ZCD信号120b之前还是之后确立。类似于第一ZCD信号120a，当被确立时，第二ZCD信号120b表示通过电感66b的相应电流已经过零。第二ZCD信号120b至少部分基于从第二转换器64b的辅助绕组65b的电压读数而确立，由此辅助绕组65b用于检测第二转换器64b的电感66b的电流水平。
当第一转换器64a和第二转换器64b是180度异相的时候，一个转换器的ZCD信号120a、120b被预期精确地在确立另一转换器的栅极驱动信号115a、115b之后的180度发生。也就是说，一个转换器在最佳条件下可以精确地在另一转换器之后的半个周期被驱动。在每个时间差检测元件118a、118b处，将每个转换器64a、64b的ZCD信号120a、120b与另一转换器64b、64a的延迟信号116b、116a相比较用于表示ZCD信号120a、120b是否比预期更早或更晚被确立。
如果时间差检测元件118a、118b中的一个检测到它相应的转换器64a、64b的电感66a、66b中的零电流条件在另一转换器的延迟信号116b、116a的确立之后发生，则转换器64a、64b可以响应于检测到零电流条件而导通。此外，该转换器可以被视为“主机(master)”，因为它引领导通时序。此外，另一转换器可以被视为“从机(slave)”，因为它的时序产生自主机的导通时序。
相反地，如果ZCD信号120a、120b之一在另一升压转换器的延迟信号116b、116a的确立之前被确立，则切换响应于延迟信号116a、116b的确立而执行，以保持两个转换器尽量异相。其对应的时间差检测元件118a、118b检测ZCD信号120a、120b在延迟信号116b、116a之前被确立的转换器64a、64b被标为“从机”转换器。那是因为它的时序是产生自与它自己的零电流条件相反的“主机”的时序。注意，等候延迟信号116a、116b的确立不会消极地影响效率，因为在它们的检测之后，零电流条件保持一段时间。
在时间差检测元件118a、118b识别它的相关转换器64a、64b是“从机”转换器的情况下，时间差检测元件118a、118b输出相应的导通命令119a、119b作为由时间差检测元件118a、118b所接收的相应ZCD信号120a、120b和相应的延迟信号116b、116a的逻辑与(AND)。相应阶段控制器102a、102b接收相应导通命令119a、119b。阶段控制器102a、102b响应于接收导通命令119a、119b，通过确立栅极驱动信号115a、115b，导通相应转换器64a、64b。因此，当相应ZCD信号120a、120b和相应延迟信号116b、116a两者被确立时，“从机”转换器被导通。如果相关的升压转换器64a、64b被确定成“从机”，则输出的导通命令119a、119b跟随ZCD信号120a、120b。栅极驱动信号115a、115b响应于ZCD信号120a、120b的确立而被确立。
时间差检测元件118a、118b输出表示确立之间的时间差的相应时间差信号122a、122b。此外，时间差检测元件118a、118b还输出相应主机请求信号124a、124b。如果其对应的转换器64a、64b将被作为本文所述的“主机”，则主机请求信号124a、124b通过时间差检测元件118a、118b确立。也就是说，如果相应时间差检测元件118a、118b检测到ZCD信号120a、120b在延迟信号116b、116a的确立之后被确立(或过零检测信号120a、120b已经迟到)，则主机请求信号124a、124b被确立。主机升压转换器的特征在于，它根据正常操作被导通或关断，即根据过零条件的检测。相反地，“从机”转换器，在“主机”之后180度。“从机”转换器的特征在于在“主机”导通之后180度被导通。
时间差检测元件118a、118b提供时间差信号122a、122b和主机请求信号124a、124b至误差控制块126。误差控制块126至少部分基于第一主机请求信号124a还是第二主机请求信号124b被确立，识别主机转换器。如图5所示，包括在误差控制块126中的主机控制元件127接收第一主机请求信号124a和第二主机请求信号124b。主机控制元件127至少部分基于第一主机请求信号124a和第二主机请求信号124b，输出选择信号129至多路复用器131。选择信号129用于在第一时间差信号122a和第二时间差信号122b之间选择用于输出。多路复用器131输出时间差偏置信号128，基于选择信号129时间差偏置信号128是第一时间差信号122a或第二时间差信号122b。误差控制块126输出“从机”转换器(即，其对应的主机请求信号124a、124b没有被确立的转换器)的时间差信号。
响应于接收主机请求信号124a、124b，主机控制元件127输出第一主机确认信号133a至第一时间差检测元件118a，并输出第二主机确认信号133b至第二时间差检测元件118b。当被确立时，主机确认信号133a、133b向相应时间差检测元件118a、118b表示，该元件的对应转换器64a、64b是主机。主机确认信号133a、133b解决了主机请求信号124a、124b之间的潜在冲突。确立的主机确认信号133a、133b的接收向时间差检测元件118a、118b表示，相应转换器64a、64b是主机还是从机，并因此通过时间差检测元件118a、118b触发输出相应导通命令119a、119b。
如图5所示，误差控制块126输出时间差偏置信号128至比例滤波器130。时间差偏置信号128是本文所述的“从机”升压转换器的延迟信号和ZCD信号的确立之间的测量的时间差。例如，如果第一主机请求信号124a被确立，则输出的偏置信号128是从第二时间差检测元件118b接收的第二时间差信号122b。
比例滤波器130可以是比例积分滤波器，并可以补偿时间差偏置信号128。例如，比例滤波器130可以将时间差偏置信号128乘以一因数。比例滤波器130输出两个补偿信号132a、132b，如图5所示。第一补偿信号132a可以用于补偿第一转换器64a的导通时间，并增加或减少第一转换器64a的导通时间，以使两个转换器64a、64b更接近180度的相位差。类似地，第二个第一补偿信号132b可以用于减小或增加第二升压转换器64b的导通时间，以使两个转换器64a、64b更接近180度的相位差。然而，在各种实施例中，仅一个转换器的导通时间，而不是两个转换器，可以基于补偿信号进行调整。
如图5所示，Pi滤波器136至少部分基于转换器64a、64b的输入电压信号138和输出电压信号140，为两个转换器64a、64b输出导通信号134。第一加法器141a接收导通时间信号134和第一补偿信号132a，并输出第一导通时间信号142a以补偿第一转换器64a的导通时间。类似地，第二个第一加法器141b接收导通时间信号134和第二补偿信号132b，并输出第二导通时间信号142b以补偿第二转换器64b的导通时间。
根据图5的控制器，从导通“主机”转换器以半周期偏置交错导通“从机”转换器，导致多相转换器64a、64b的逐周期控制。相反地，基于“从机”转换器的ZCD信号和延迟信号的确立之间的时间差，调整多相转换器64a、64b中的至少一个的导通时间，导致在两个转换器64a、64b的导通事件在分开180度的情况下的长期转换。
图6示出了时间差检测元件118a、118b的操作方法的流程图。为了促进理解，描述了第一时间差检测元件118a的操作，其操作同样适用于第二时间差检测元件118b。在步骤602，第一时间差检测元件118a接收延迟信号116b，当被确立时，延迟信号116b表示第二升压转换器64b的栅极导通。假定两个升压转换器之间在操作上隔开最大180度相位，延迟信号表示第一升压转换器64a的导通的期望时序。
在步骤604，第一时间差检测元件118a还接收第一升压转换器64a的第一零电流检测信号120a。当第一零电流检测信号120a被确立时，用于驱动第一升压转换器64a的栅极的期望条件被视为已经发生，并且晶体管68a可以最佳地导通。在步骤606，第一时间差检测元件118a确定延迟信号116a是否在过零检测信号120a的确立之前被确立。如果是肯定的确定，则它可能过早驱动第一升压转换器64a的栅极，因为切换的最佳的零电流条件还没有被满足。因此，在步骤608中，第一升压转换器64a的晶体管68a在过零检测信号120a的确立之后被确立。因而，第一升压转换器64a被指定为主机升压转换器，其将指示第二升压转换器64b的切换的时序发生在半周期之后。
相反地，在步骤610中，如果第一时间差检测元件118a确定606延迟信号116a在过零检测信号120a的确立之后被确立，则响应于检测到延迟信号116a的确立，第一升压转换器64a的晶体管68a被导通。因为第一升压转换器64a的导通时刻由延迟信号116b指示(即第二升压转换器64b的半周期延迟导通时刻)，所以第一升压转换器64a被视为从机转换器。此外，因为在这种情况下零电流条件已经发生，切换将被有效地执行。
然后在步骤612中，第一时间差检测元件118a输出第二延迟信号116b的确立和第一ZCD信号120a的确立之间的时间差的测量值，用于调整如本文所述的两个转换器的相位。时间差的测量值将用于微调升压转换器的导通间隔，以便它们变成180度异相。因为在最佳操作中，180度相位延迟信号116a应当在与第一ZCD信号120a的确立相同的时间附近被确立，所以它们之间的检测到的时间差被用于调整如本文所述的两个阶段控制器102a、102b的导通时间。
图7示出了参考图5描述的控制器信号的时序图。图示202示出了第一转换器64a的第一电感66a和第二转换器64b的第二电感66b的电流的时序图。最初，第二转换器64b被指定为“主机”，并且它的相关的主机信号在图示206中被确立。当第二转换器64b是主机时，它的栅极驱动信号115b基于第二ZCD信号120b(图示212)的确立而被确立(图示214)。同时，从机转换器的第一栅极驱动信号115a(图示208)基于如图示210所示的第一导通命令119a而确立，从机转换器是第一转换器64a。第一导通命令119a可以是第一转换器64a的延迟信号116a(其从第二栅极驱动信号115b延迟180度相位)和ZCD信号120a的逻辑与。
如图示210所示，在某个时刻第一ZCD信号120a迟到(即在延迟信号116b之后被确立)。相应地，转换器64a、64b的角色互换。第一转换器64a可以指定为主机，第二转换器64b可以指定为从机。此后，第一转换器64a的主机信号被确立，而且第二转换器64b的主机信号被解确立(图示206)。此外，第一转换器64a的第一栅极驱动信号115a基于它的ZCD信号120a(图示208和210)被确立。相反地，第二栅极驱动信号115b仅在它的ZCD信号120b和延迟信号116a都被确立之后才被确立。如图示212和214所示，第二栅极驱动信号115b响应于第二导通命令119b被确立，由此第二导通命令119b是延迟信号116a和第二ZCD信号120b的逻辑与。同样在图7的图示204中所示，补偿信号132a、132b用于调整两个转换器64a、64b的导通时间，以使它们在最佳间隔的情况下切换。补偿的幅度稳固地减少，而转换器64a、64b的主机和从机角色被保持。当角色切换时，补偿的幅度猛增，然后开始稳固地减少。
上述的各实施例可以被组合以提供另外的实施例。
根据上文详细描述，可以对实施例作出这些和其他改变。一般来说，在如下权利要求书中，所用的术语不应解释为将权利要求限于说明书和权利要求书所公开的具体实施例，但是应当解释为包括所有的可行实施例以及这些权利要求所享有的等价范围。因此，权利要求书不受限于本公开。

Claims (19)

1.一种用于功率转换的方法，包括：
产生第一延迟信号和第二延迟信号，所述第一延迟信号相对于用于控制第一升压转换器的第一功率晶体管的第一栅极驱动信号延迟半个周期长度，所述第二延迟信号相对于用于控制第二升压转换器的第二功率晶体管的第二栅极驱动信号延迟半个周期长度，所述第一升压转换器和所述第二升压转换器并联耦合，其中所述第二升压转换器与所述第一升压转换器具有相同的结构，并且其中所述第二升压转换器的第二功率晶体管与所述第一升压转换器的第一功率晶体管对应；
接收流过所述第一升压转换器的第一电感器的第一电流的第一ZCD信号和流过所述第二升压转换器的第二电感器的第二电流的第二ZCD信号；
响应于确定在确立所述第二延迟信号之前确立所述第一ZCD信号，将所述第一升压转换器操作为从转换器，并将所述第二升压转换器操作为主转换器；以及
响应于确定在确立所述第一延迟信号之前确立所述第二ZCD信号，将所述第二升压转换器操作为从转换器，并将所述第一升压转换器操作为主转换器，其中所述主转换器被配置为引领导通时序，并且所述从转换器被配置为从所述主转换器的导通时序来产生其时序。
2.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
至少部分地基于所述第二ZCD信号的确立与所述第一延迟信号的确立之间的时间差来调整所述第一升压转换器的所述第一功率晶体管或所述第二升压转换器的所述第二功率晶体管的导通时间。
3.根据权利要求2所述的方法，其中调整所述导通时间包括：
当所述第一升压转换器被操作为所述主转换器时，增加所述第二升压转换器的所述第二功率晶体管的导通时间。
4.根据权利要求2所述的方法，其中调整所述导通时间包括：
当所述第二升压转换器被操作为所述主转换器时，减小所述第二升压转换器的所述第二功率晶体管的导通时间。
5.根据权利要求1所述的方法，其中将所述第一升压转换器操作为主转换器包括：在确立所述第一ZCD信号时，确立所述第一栅极驱动信号，
并且将所述第二升压转换器操作为从转换器包括：在确立所述第一延迟信号时，确立所述第二栅极驱动信号。
6.根据权利要求1所述的方法，其中将所述第二升压转换器操作为主转换器包括：在确立所述第二ZCD信号时，确立所述第二栅极驱动信号，
并且将所述第一升压转换器操作为从转换器包括：在确立所述第二延迟信号时，确立所述第一栅极驱动信号。
7.一种用于功率转换的系统，包括：
第一升压转换器，具有第一功率晶体管，所述第一升压转换器操作为主转换器；
第二升压转换器，具有第二功率晶体管，所述第二升压转换器操作为从转换器，所述第一升压转换器和所述第二升压转换器并联耦合，其中所述第二升压转换器与所述第一升压转换器具有相同的结构，并且其中所述第二升压转换器的第二功率晶体管与所述第一升压转换器的第一功率晶体管对应；
多相控制器，被配置为：
产生用以导通第一功率晶体管的第一栅极驱动信号和用以导通第二功率晶体管的第二栅极驱动信号；
通过将所述第一栅极驱动信号延迟半个周期长度来产生第一延迟信号，并且通过将所述第二栅极驱动信号延迟半个周期长度来产生第二延迟信号；
检测所述第二升压转换器的电感器电流的过零点；
确定所述第一延迟信号是否在检测到所述第二升压转换器的所述电感器电流的过零点之前被确立；以及
响应于确定所述第一延迟信号在检测到所述第二升压转换器的所述电感器电流的过零点之前被确立，使所述第二升压转换器为主转换器并且使所述第一升压转换器操作为从转换器，其中所述主转换器被配置为引领导通时序，并且所述从转换器被配置为从所述主转换器的导通时序来产生其时序。
8.根据权利要求7所述的系统，其中所述多相控制器被配置为：
在检测到所述第二升压转换器的电感器电流的过零点时，确立所述第二栅极驱动信号，以使所述第二升压转换器为所述主转换器；以及
在确立所述第二栅极驱动信号之后半个周期长度，确立所述第一栅极驱动信号。
9.根据权利要求7所述的系统，其中所述多相控制器被配置为：
确定所述第二升压转换器的电感器电流的过零点是否在所述第一延迟信号的确立之前出现；以及
响应于确定所述第二升压转换器的电感器电流的过零点在所述第一延迟信号的确立之前出现，将所述第一升压转换器保持为主转换器并将所述第二升压转换器保持为从转换器。
10.根据权利要求9所述的系统，其中所述多相控制器被配置为：
检测所述第一升压转换器的电感器电流的过零点；
在检测到所述第一升压转换器的电感器电流的过零点时，确立所述第一栅极驱动信号，以将所述第一升压转换器保持为主转换器；以及
在确立所述第一栅极驱动信号之后半个周期，确立所述第二栅极驱动信号，以将所述第二升压转换器保持为从转换器。
11.根据权利要求7所述的系统，其中所述多相控制器被配置为：
确定检测到所述第二升压转换器的电感器电流的过零点与所述第一延迟信号的确立之间的时间差；以及
基于所述时间差来补偿所述第一升压转换器的所述第一功率晶体管或所述第二升压转换器的所述第二功率晶体管的导通时间。
12.根据权利要求7所述的系统，其中：
所述第一升压转换器包括：
第一电感器，具有第一端子和第二端子，所述第一电感器的第一端子电耦合到电源端子；
输出电容；
第一二极管，具有电耦合到所述第一电感器的第二端子的阳极和电耦合到所述输出电容的阴极；以及
第一电阻；以及
其中所述第一功率晶体管具有电耦合到所述第一电感器的第二端子的漏极端子、经由所述第一电阻耦合到地的源极端子以及电耦合到所述多相控制器以用于接收所述第一栅极驱动信号的栅极；以及
所述第二升压转换器进一步包括：
第二电感器，具有第一端子和第二端子，所述第二电感器的第一端子耦合到所述电源端子；
第二二极管，具有电耦合到所述第二电感器的第二端子的阳极和电耦合到所述输出电容的阴极；以及
第二电阻；以及
其中所述第二功率晶体管具有电耦合到所述第二电感器的第二端子的漏极端子、经由第二电阻电耦合到地的源极端子以及电耦合到所述多相控制器以用于接收所述第二栅极驱动信号的栅极。
13.一种用于多相转换器的控制器，包括：
第一级控制器，被配置为产生第一栅极驱动信号，以控制第一升压转换器的第一功率晶体管；
第二级控制器，被配置为产生第二栅极驱动信号，以控制第二升压转换器的第二功率晶体管，所述第一升压转换器和所述第二升压转换器并联耦合，其中所述第二升压转换器与所述第一升压转换器具有相同的结构，并且其中所述第二升压转换器的第二功率晶体管与所述第一升压转换器的第一功率晶体管对应；
第一延迟元件，被配置为通过将所述第一栅极驱动信号延迟半个周期长度来产生第一延迟信号；以及
第二延迟元件，被配置为通过将所述第二栅极驱动信号延迟半个周期长度来产生第二延迟信号，其中所述控制器被配置为：
检测所述第一升压转换器的电感器电流的过零点的出现；
检测所述第二升压转换器的电感器电流的过零点的出现；
确定所述第二升压转换器的电感器电流的过零点的出现在所述第一延迟信号的确立之前还是之后；
响应于确定所述第二升压转换器的电感器电流的过零点的出现在所述第一延迟信号的确立之前，将所述第一升压转换器指定为主转换器并将所述第二升压转换器指定为从转换器；以及
响应于确定所述第二升压转换器的电感器电流的过零点的出现在所述第一延迟信号的确立之后，将所述第一升压转换器指定为从转换器并将所述第二升压转换器指定为主转换器，其中所述主转换器被配置为引领导通时序，并且所述从转换器被配置为从所述主转换器的导通时序来产生其时序。
14.根据权利要求13所述的控制器，所述控制器被进一步配置为：
当所述第一升压转换器被指定为主转换器，在所述第一升压转换器的电感器电流的过零点出现时，确立所述第一栅极驱动信号；以及
在确立所述第一栅极驱动信号之后半个周期长度，确立所述第二栅极驱动信号。
15.根据权利要求13所述的控制器，所述控制器被进一步配置为：
当所述第二升压转换器被指定为主转换器时，在所述第二升压转换器的电感器电流的过零点出现时，确立所述第二栅极驱动信号；以及
在确立所述第二栅极驱动信号之后半个周期长度，确立所述第一栅极驱动信号。
16.根据权利要求13所述的控制器，其中所述第一升压转换器包括：
第一电感器，具有第一端子和第二端子，所述第一电感器的第一端子电耦合到电源端子；
第一电阻器；
输出电容器；以及
第一二极管，具有电耦合到所述第一电感器的第二端子的阳极和电耦合到所述输出电容器的阴极，
其中所述第一功率晶体管包括电耦合到所述第一电感器的第二端子的漏极端子、经由所述第一电阻器耦合到地的源极端子以及电耦合到所述第一级控制器以接收所述第一栅极驱动信号的栅极。
17.根据权利要求16所述的控制器，其中所述第二升压转换器包括：
第二电感器，具有第一端子和第二端子，所述第二电感的第一端子耦合到所述电源端子；
第二电阻器；以及
第二二极管，具有电耦合到所述第二电感器的第二端子的阳极和电耦合到所述输出电容器的阴极，
其中所述第二功率晶体管包括电耦合到所述第二电感器的第二端子的漏极端子、经由所述第二电阻器电耦合到地的源极端子以及电耦合到所述第二级控制器以接收所述第二栅极驱动信号的栅极。
18.根据权利要求13所述的控制器，其中所述控制器被配置为：
至少部分地基于所述第二升压转换器的电感器电流的过零点的出现与所述第一延迟信号的确立之间的时间差，调整所述第一升压转换器的所述第一功率晶体管或所述第二升压转换器的所述第二功率晶体管的导通时间。
19.根据权利要求18所述的控制器，其中所述控制器被配置为：
当所述第一升压转换器被操作为主转换器时，增加所述第二升压转换器的所述第二功率晶体管的导通时间。
CN201910548410.2A 2015-04-30 2015-11-24 用于多相升压转换器的控制器 Active CN110323948B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/700,659 US9722494B2 (en) 2015-04-30 2015-04-30 Controller for multiphase boost converters
US14/700,659 2015-04-30
CN201510824070.3A CN106100338B (zh) 2015-04-30 2015-11-24 用于多相升压转换器的控制器

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510824070.3A Division CN106100338B (zh) 2015-04-30 2015-11-24 用于多相升压转换器的控制器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110323948A CN110323948A (zh) 2019-10-11
CN110323948B true CN110323948B (zh) 2022-05-13

Family

ID=56067930

Family Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201520946135.7U Active CN205283403U (zh) 2015-04-30 2015-11-24 用于多相转换器的控制器与系统
CN201910548410.2A Active CN110323948B (zh) 2015-04-30 2015-11-24 用于多相升压转换器的控制器
CN201510824070.3A Active CN106100338B (zh) 2015-04-30 2015-11-24 用于多相升压转换器的控制器

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201520946135.7U Active CN205283403U (zh) 2015-04-30 2015-11-24 用于多相转换器的控制器与系统

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510824070.3A Active CN106100338B (zh) 2015-04-30 2015-11-24 用于多相升压转换器的控制器

Country Status (2)

Country Link
US (2) US9722494B2 (zh)
CN (3) CN205283403U (zh)

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN205792228U (zh) * 2015-03-17 2016-12-07 意法半导体股份有限公司 用于控制开关调节器的控制设备和电气装置
US9722494B2 (en) 2015-04-30 2017-08-01 Stmicroelectronics S.R.L. Controller for multiphase boost converters
US9929654B2 (en) * 2015-08-17 2018-03-27 The Curators Of The University Of Missouri High voltage gain DC/DC power electronic converters
JP6488963B2 (ja) * 2015-09-28 2019-03-27 株式会社デンソー 電源システムの制御装置、及び電源ユニット
JP6661370B2 (ja) * 2015-12-25 2020-03-11 ローム株式会社 力率改善回路およびその制御回路、電子機器、電源アダプタ
US10574143B2 (en) * 2016-02-24 2020-02-25 Honda Motor Co., Ltd. Power supply device, machine, and control method for performing power conversion using a multiphase converter
US10367411B2 (en) * 2017-12-20 2019-07-30 Analog Devices Global Unlimited Company Interleaved boost converter with holdup time extension
JP6962259B2 (ja) * 2018-04-11 2021-11-05 Tdk株式会社 スイッチング電源装置
US11264896B2 (en) * 2019-06-18 2022-03-01 Kinetic Technologies Two-phase boost converter with reduced voltage stress, and inherent current balancing
CN110401329B (zh) * 2019-07-26 2021-07-20 成都芯源系统有限公司 含菊花链架构的多相开关变换器及其故障保护方法
CN112738946B (zh) * 2019-10-15 2023-04-07 松下知识产权经营株式会社 照明电路及其同步方法

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT1185262B (it) * 1985-07-16 1987-11-04 Italtel Spa Disposizione circuitale per la sincronizzazione di un complesso di unita' di alimentazione
US5157269A (en) * 1991-01-31 1992-10-20 Unitrode Corporation Load current sharing circuit
DE69919683D1 (de) * 1999-06-07 2004-09-30 St Microelectronics Srl Einzeldraht-Stromverteilungssteuerungsverfahren für Parallel-/Redundant Betrieb einer Mehrzahl von Impulsbreitenmodulationskonvertern
US6141231A (en) * 1999-07-09 2000-10-31 Lucent Technologies Inc. Board mountable power supply module with current sharing circuit and a method of current sharing between parallel power supplies
US6664659B1 (en) * 2000-07-03 2003-12-16 Scientific-Atlanta, Inc. CATV amplifier power supply redundancy
US6574124B2 (en) * 2001-09-13 2003-06-03 Netpower Technologies, Inc. Plural power converters with individual conditioned error signals shared on a current sharing bus
CN1215636C (zh) * 2001-12-31 2005-08-17 艾默生网络能源有限公司 确立多机并联系统中主机的方法
CN100371844C (zh) * 2004-08-20 2008-02-27 清华大学 临界连续导电模式功率因数校正器并联交错运行方法
US7205752B2 (en) * 2004-09-07 2007-04-17 Flextronics Ap, Llc Master-slave critical conduction mode power converter
US8125203B2 (en) * 2006-09-14 2012-02-28 Renesas Electronics Corporation PFC controller, switching regulator and power supply circuit
US7884588B2 (en) * 2008-04-10 2011-02-08 Stmicroelectronics S.R.L. Control method and device for a system of interleaved converters using a designated master converter
US8072193B2 (en) * 2009-01-21 2011-12-06 Fsp Technology Inc. Phase shift control method for boost converter and circuit implementation
JP5310172B2 (ja) * 2009-03-24 2013-10-09 サンケン電気株式会社 インターリーブコンバータ
US20100301826A1 (en) * 2009-06-02 2010-12-02 Intersil Americas Inc. System and method for oring phases to overcome duty cycle limitations in a multi-phase boost converter
US8248041B2 (en) * 2009-11-12 2012-08-21 Polar Semiconductor Inc. Frequency compression for an interleaved power factor correction (PFC) converter
CN101895200B (zh) * 2010-07-01 2012-10-17 浙江昱能光伏科技集成有限公司 轮替主从分路的交错并联反激变换器
JP5967871B2 (ja) * 2011-06-27 2016-08-10 トランスフォーム・ジャパン株式会社 電源装置
ITMI20120089A1 (it) 2012-01-26 2013-07-27 Dora Spa Dispositivo di controllo per un alimentatore a commutazione.
ITMI20120088A1 (it) 2012-01-26 2013-07-27 Dora Spa Dispositivo di controllo per un alimentatore a commutazione.
US9240712B2 (en) * 2012-12-13 2016-01-19 Power Systems Technologies Ltd. Controller including a common current-sense device for power switches of a power converter
KR101434057B1 (ko) * 2012-12-21 2014-08-27 삼성전기주식회사 위상 변환 회로 및 그를 포함하는 역률 보상 회로
AU2013201985B2 (en) * 2013-03-26 2015-02-19 Empower Energy Pty Ltd Power module system
TWI497886B (zh) * 2013-05-10 2015-08-21 Univ Nat Taiwan 用於多相交錯直流電源轉換器的控制裝置及其控制方法
US9722494B2 (en) * 2015-04-30 2017-08-01 Stmicroelectronics S.R.L. Controller for multiphase boost converters

Also Published As

Publication number Publication date
CN110323948A (zh) 2019-10-11
CN106100338A (zh) 2016-11-09
CN106100338B (zh) 2019-07-26
CN205283403U (zh) 2016-06-01
US9954434B2 (en) 2018-04-24
US9722494B2 (en) 2017-08-01
US20160322898A1 (en) 2016-11-03
US20170310210A1 (en) 2017-10-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110323948B (zh) 用于多相升压转换器的控制器
JP5182375B2 (ja) Ｐｆｃコンバータ
US10141868B2 (en) Method and apparatus for resonant power conversion
TWI548191B (zh) 諧振型功率轉換電路及控制諧振型功率轉換電路的方法
JP6357976B2 (ja) 直流電源装置
WO2016139745A1 (ja) 電力変換器
EP2506413A2 (en) Interleaved power converter and controller therefor
US20080198638A1 (en) Control arrangement for a resonant mode power converter
KR101422948B1 (ko) 역률 보정 회로
CN103597722B (zh) 具有功率因数校正电路的用于照明用具的操作设备
CN104221473A (zh) 功率因数校正电路的控制方法，功率因数校正电路和照明机构的操作装置
CN109874375B (zh) 电力变换装置
CN110741543A (zh) 在没有电流传感器的情况下对开关式边界模式功率转换器进行数字控制
EP2081288A1 (en) Control unit for a resonant power converter
JP2017060385A (ja) ２段変換器におけるハイブリッド・ブースト・バイパス機能
US8866451B2 (en) Power supply apparatus
JP2010252450A (ja) 電力変換装置
WO2012094268A1 (en) Method and apparatus for resonant converter control
KR101533560B1 (ko) 3상 역률 보상 장치 및 그 제어방법
US20150318794A1 (en) Auxiliary resonant commutated pole converter with voltage balancing circuit
Yeon et al. Digital implementation of optimal SR ON-time control and asymmetric duty control in LLC resonant converter
CN114123758A (zh) Ac-dc变换器及ac-dc变换器的控制方法
JP6313659B2 (ja) 電力変換装置
KR100871996B1 (ko) 풀 디지털 방식의 전력절감 정류장치와 그 제어방법
WO2018216158A1 (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant