TWI497886B - 用於多相交錯直流電源轉換器的控制裝置及其控制方法 - Google Patents

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Description

用於多相交錯直流電源轉換器的控制裝置及其控制方法
本發明有關於電源轉換器的控制方法，特別是有關於應用於多相交錯功因改善升壓轉換器的控制裝置及其控制方法。
歐美電器法規如61000-3-2對用電器材造成輸入電流的諧波失真有明確規範。為了減少輸入電流之諧波失真，並達到較高之功率因數，升壓型之電源轉換器(Boost Converter)是最通用的電路架構。此電路之單相架構通用於低功率300瓦以下的電路；但在高於300瓦時，電流漣波上升快速，需要較大的電磁干擾濾波器(EMI filter)。為了獲得較高的能量轉換效率，升壓轉換器通常會操作在臨界導通模式(Critical Mode)。由於臨界導通模式之電感電流峰值為平均電流的兩倍，因此切換損失較低，但導通損失較高。當輸出功率為400~800瓦等中低功率之應用範圍時，操作於單相臨界導通模式的功因校正器之電感電流峰值將會太高，如此反而不利於元件挑選，而且會有較高的功率損失。
因此，為了保有臨界導通模式之優點，並使其能夠應用於較高功率的應用範圍，多相交錯控制式(Multiphase Interleaving)的臨界導通模式升壓型功率因數校正器被廣泛研究，以減小輸入電流漣波峰值並提高能量轉換效率。
然而，多相交錯控制的臨界導通升壓型功因校正電路，由於 其操作頻率的變動範圍很大，使其控制電路的設計相對複雜。傳統上，交錯控制的方式可分成開迴路控制(Open-Loop)及閉迴路控制(Closed-loop)。開迴路控制之多相交錯臨界導通模式功因校正器，除了同步導通電流模式(Synchronized Turn-on Current Mode，SNCM)以外，其他的控制方式基本上都無法在導通訊號遇到擾動時回到穩定的操作狀態，請參照參考文獻：Huber,L.,Irving,B.T.,Jovanovi,M.M.,“Open-Loop Control Method for Interleaved DCM/CCM Boundary Boost PFC Converters,”IEEE transactions on Power Electronics,vol.23,no.4,pp.1649-1657,July 2008。而閉迴路控制則需要一個可偵測相位的裝置來調整相位差，通常以鎖相迴路(Phase-Lock-Loop，PLL)來達成。不過鎖相迴路的價格昂貴且設計較為複雜，並且具有頻寬限制等缺點，請參照參考文獻：Chung Ping Ku,Dan Chen,and Chin Yuan Liu,“A novel SFVM control scheme for two-phase interleaved CCM/DCM boundary mode boost converter in power factor correction applications,”in IEEE ECCE 2010,pp.906-911,12-16 Sept.2010。
本發明實施例提供一種應用於功因改善的多相交錯升壓轉換器的控制裝置及其控制方法，在不使用運算放大器或鎖相迴路的情況下，使追隨相與主導相維持在固定相位差，並且操作在臨界導通模式。當系統受到擾動時，很快恢復操作在臨界導通模式。
本發明實施例提供一種用於多相交錯升壓轉換器的控制裝置。多相交錯直流電源轉換器具有主導相與N個追隨相，N為正整數。主導相固定操作在臨界導通模式，每一追隨相各具有一電感以及與電感串聯之電力開關。所述控制裝置包括N個零電流偵測電路與N個導通時間調整電路。每一個零電流偵測電路對應每 一個追隨相，並偵測所對應之追隨相的電感電流零交越的時間點。當每一個零電流偵測電路所對應之追隨相的電感電流降為零時，零電流偵測電路輸出對應之零電流偵測信號。每一導通時間調整電路對應每一個追隨相，每一個導通時間調整電路耦接對應之追隨相之零電流偵測電路，每一個導通時間調整電路依據追隨相所對應之零電流偵測電路所產生之零電流偵測信號輸出導通時間調整信號。所述導通時間調整信號用以調整對應之追隨相的導通開關之導通時間，使所述追隨相操作在臨界導通模式。
本發明實施例提供一種用於多相交錯相升壓轉換器的控制方法。多相交錯直流電源轉換器具有主導相與複數個追隨相。主導相操作在臨界導通模式，每一追隨相具有電感以及與電感串聯之導通開關。此控制方法包括：設定追隨相與主導相之間的相位差；判斷每一追隨相的操作模式是否操作經常在臨界導通模式；當追隨相的操作模式發生擾動時，判斷追隨相受擾動後的操作模式是連續導通模式、不連續導通模式或臨界導通模式；以及依據追隨相所被判斷的操作模式來調整對應每一追隨相的導通開關的導通時間，使所述追隨相操作在臨界導通模式。
綜上所述，本發明實施例所提供的應用於多相交錯升壓轉換器的控制裝置及其控制方法。經由簡化多相交錯升壓轉換器操作在臨界導通模式的控制方式，在改變導通時間、調整操作模式的過程中，各組相位之間(主導相與所有的追隨相)可以維持預設之相位差。
為能更進一步瞭解本發明之特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，但是此等說明與所附圖式僅係用來說明本發明，而非對本發明的權利範圍作任何的限制。
IM 、IS1 、IS2 ‧‧‧電感電流
VGS2 ‧‧‧開關導通訊號
TSW ‧‧‧切換週期
T1 、T2 、TSW/ 3‧‧‧時間長度
IIN ‧‧‧總電流
20‧‧‧傳統的三相交錯升壓同步導通電壓模式之電路
202、402‧‧‧橋式整流器
200、400‧‧‧升壓型轉換電路
201、401‧‧‧交流電源
40‧‧‧多相交錯升壓型轉換器的控制裝置
216、416、4171、4172、4173、417n‧‧‧零電流偵測電路
2131、2132、4131、4132‧‧‧相位延遲單元
214、2081、2081、414、4081、4082、408n‧‧‧切換信號產生器
215、2071、2072、415、4071、4072、407n‧‧‧定導通時間產生器
4091、4092、409n‧‧‧導通時間調整電路
206、406‧‧‧誤差放大器
203、403‧‧‧主導相
204、205、404、405‧‧‧追隨相
CO 、706‧‧‧電容
Lm 、LS1 、LS2 、LSn ‧‧‧電感
Dm 、DS1 、DS2 、DSn ‧‧‧二極體
Sm 、S1 、S2 、Sn ‧‧‧導通開關
500‧‧‧操作模式偵測單元
501‧‧‧第一定寬度脈衝產生器
503‧‧‧第一邏輯及閘
504‧‧‧第二邏輯及閘
505‧‧‧第三邏輯及閘
506‧‧‧第二定寬度脈衝產生器
507‧‧‧第三定寬度脈衝產生器
508‧‧‧第四定寬度脈衝產生器
509‧‧‧SR正反器
701‧‧‧邏輯反閘
710‧‧‧第一開關
702‧‧‧第二開關
707‧‧‧第三開關
703‧‧‧第四開關
709‧‧‧第一電流源
705‧‧‧第二電流源
4101、4102、410n‧‧‧加法器
VCOM1 、VCOM2 、VCOMn ‧‧‧參考電壓
VEA ‧‧‧誤差電壓
Vc1 、Vc2 、Vcn ‧‧‧導通時間調整信號
ZS 、ZS2 、ZM ‧‧‧零電流偵測信號
T‧‧‧時間區間
SON ‧‧‧追隨相導通信號
Sjud ‧‧‧參考導通信號
SwR ‧‧‧第一判斷信號
SwD ‧‧‧第二判斷信號
SwC ‧‧‧第三判斷信號
VGS1 、VGS2 、VGSn ‧‧‧開關導通信號
S101、S103、S105、S107‧‧‧步驟流程
Vref ‧‧‧參考電壓
708、704‧‧‧開關
圖1是理想的三相交錯轉換器的各相之電感電流與總電流的波 形圖。
圖2是傳統的三相交錯相同步導通電壓模式的電路圖。
圖3A是傳統的三相交錯臨界導通直流電源轉換器以閉迴路控制之電感電流及追隨相之開關訊號的波形圖。
圖3B是傳統三相交錯電路遇擾動後輸入電流發散之波形圖。
圖3C本發明實施例之利用閉迴路控制之電感電流及追隨相之開關訊號的波形圖。
圖4是本發明實施例之用於多相交錯多相交錯升壓轉換器的控制裝置的電路圖。
圖5是本發明實施例之操作模式偵測單元之電路方塊圖。
圖6A是本發明實施例之連續導通模式之狀態判斷的示意圖。
圖6B是本發明實施例之不連續導通模式之狀態判斷的示意圖。
圖6C是本發明實施例之臨界導通模式之狀態判斷的示意圖。
圖7A是本發明實施例之追隨相操作在連續導通模式的導通時間調整電路的操作示意圖。
圖7B是本發明實施例之追隨相操作在不連續導通模式的導通時間調整電路的操作示意圖。
圖7C是本發明實施例之追隨相操作在臨界導通模式的導通時間調整電路的操作示意圖。
圖8是本發明實施例之導通時間調整電路的電路圖。
圖9A是傳統的未調整導通時間的電感電流及輸入電流受擾動之波形圖。
圖9B是本發明實施例之電感電流及輸入電流受擾動之波形圖。
圖10是本發明實施例之受擾動之追隨相的電感電流與導通時間調整電路之輸出電壓於擾動過程中之調變過程的波形圖。
圖11是本發明實施例之控制方法的流程圖。
本發明採用主從式控制策略(Master-Slave Approach)。其主導相(Master)即為一組傳統單相功因校正器。而一組以上之追隨相(Slave)，則保留主導相之相位做為參考值，使主導相與各追隨相之間的電感電流具有適當之相位差。在正常操作狀況下，主導相固定操作在臨界導通模式，而追隨相則會根據主導相之相位延遲一個固定量之相位差，並且試圖操作在臨界導通模式。在本發明中，即使因外在擾動訊號造成追隨相之導通時間改變，使得追隨相之電感電流無法操作在臨界導通模式時，每一追隨相的開關之導通訊號依舊與主導相維持一個固定量之相位差。在偏離臨界導通模式時，本發明透過調整追隨相之導通時間(On-Time)，讓追隨相電感電流漸次到臨界導通模式。藉由此種控制方式，可以確保追隨相與主導相之相位能維持在預定之相位差，並且讓各追隨相維持或快速恢復在臨界導通模式。
再者，在傳統的閉迴路控制中，如果主導相及追隨相之間的相位發生變化時，大都採用運算放大器構成之比例積分微分控制器(PID controller)修正其變化值。但使用比例積分微分控制器有較複雜的設計過程及運算放大器的穩定度問題。為了改善這些問題，本發明的實施例在調整導通時間的部分，採用步階式導通時間調整方法(On-Time Step Adjustment Method)，取代比例積分微分控制器。當需要調整追隨相之導通時間時，每一開關切換週期內將更動一次固定量值之導通時間。用以簡化控制器的設計流程，也不需要額外的運算放大器及補償元件穩定度。
〔多相交錯升壓功因改善轉換器的控制裝置的實施例〕
請參照圖1，圖1是理想之三相交錯功因校正升壓轉換器的各相之電感電流與總電流的波形圖。在理想的狀況下，各組轉換器的電感電流的相位將會維持在固定的相位差，使總電流漣波最小化。而且各組轉換器的電感電流維持在臨界導通模式。以三相交錯主從式控制策略為例，此三組相位可以分成一組主導相及兩組追隨相，其電流波形如圖1所示。IM 為主導相之電感電流，IS1 為第一組追隨相之電感電流，IS2 為第二組追隨相之電感電流，IIN 為總輸入電流。當IM 、IS1 及IS2 各組相位間有三分之一周期的延遲，也就是相位差120°時，可使總電流IIN 之漣波降到最小。
請參照圖2，圖2為傳統的三相交錯同步截止電壓模式之電路圖。傳統的三相交錯同步截止電壓模式之電路20包括橋式整流器202、升壓型轉換電路200以及由零電流偵測電路216、相位延遲單元2131、2132、切換信號產生器214、2081、2082、定導通時間產生器215、2071、2072、誤差放大器206所組成的控制電路。輸入交流電源201經過橋式整流器202後，提供直流電壓給後級的升壓型轉換電路200，此升壓型轉換電路200包括主導相203、追隨相204、205與電容CO 。主導相203具有電感Lm 、二極體Dm 與導通開關Sm 。追隨相204具有電感LS1 、二極體DS1 與導通開關S1 。追隨相205具有電感LS2 、二極體DS2 與導通開關S2 。
主導相203的開關導通信號Qm 由零電流偵測電路216所產生的零電流偵測信號ZM 觸發。對應於追隨相204、205之開關導通信號VGS1 、VGS2 為主導相之導通信號經過相位延遲單元2131、2132延遲120°及240°後所得到的信號。主導相203及追隨相204、205之導通開關Sm 、S1 、S2 的導通時間皆由輸出電壓(電容CO 與負載連接之端點的電壓)經由誤差放大器206(Error Amplifier)產生之誤差電壓VEA 決定。此誤差電壓VEA 能夠產生一個開關導通時間的量值，使得電路可以由定導通時間產生器215、2071及2072產生代表固定導通時間的控制信號。所述控制信號包括導通 信號及截止信號，所述控制信號被輸入至切換訊號產生器214、2081及2082。切換訊號產生器214、2081及2082依此產生控制導通開關Sm 、S1 、S2 之閘極的信號，用以控制導通開關Sm 、S1 、S2 的導通時間，並讓各組電路操作在臨界導通模式。由於追隨相204、205受控於主導相203，一旦追隨相的導通信號受到擾動，造成的影響可能會讓主導相203與追隨相204、205間的相位產生誤差，或者讓操作模式無法維持於臨界導通模式。
另外，元件不匹配或者擾動的因素會讓追隨相與主導相的相位產生誤差。提前或延後觸發的導通訊號可能會使得追隨相的電感電流進入連續導通模式，造成較高的切換損失。
請參照圖3A，圖3A是傳統的三相交錯臨界導通升壓轉換器以閉迴路控制之電感電流及追隨相之開關訊號的波形圖。主導相之電感電流為IM ，第一組追隨相之電感電流的波形為IS1 ，第二組追隨相之電感電流波形為IS2 。第二組追隨相之開關導通訊號為VGS2 ，TSW 為開關之切換週期。此方式的特點是可以將各組相位維持在臨界導通模式。但各組間的相位差可能因為擾動而偏離正常狀態，因此需要調整導通時間以恢復相位差。若無適當調整導通時間，電流波形可能會發散。如圖3A所示。當第二組追隨相之開關導通訊號VGS2 受到擾動(以虛線表示)，雖然電感電流依舊操作在臨界導通模式，但其電感電流相位與第一組追隨相之電感電流相位無法維持三分之一周期的相位差。如圖3A IS1 、IS2 波形所示其中T1 、T2 及TSW/ 3皆為不同時間長度。圖3B即為傳統三相交錯電路遇擾動後輸入電流發散之波形圖(先前技術)。使用此種控制方式，因無適當之導通時間調整，其電感電流將可能發散，導致總輸入電流IIN 也隨之變形。
然而，本發明提出之方法其波形圖則如圖3C所示，於第二組追隨相IS2 受到擾動後(以虛線表示)，電感電流之間的相位差依舊維持在三分之一周期的相位差。
本發明實施例為了使追隨相之操作模式在受到擾動後，會自動回復到正常之工作狀態，將調整追隨相之定導通時間產生器(例如：圖2的定導通時間產生器2071、2072)所接收到的參考電壓值(即包括誤差電壓VEA 與導通時間調整信號，將詳述如後)以改變導通時間。而追隨相的導通信號為主導相之導通信號經相位延遲單元213延遲後所產生，其相位差是固定的，因此只需要修正導通時間點確保追隨相操作在臨界導通模式即可。
當相位的數量越多，本發明實施例的優點將隨之凸顯。由於傳統方法是調整各相位之相位差，無論是採用主從式控制策略或是公眾控制策略(Democratic Approach)，其各組相位間的相位差將彼此相關，當只存在兩組相位時，傳統的方法看似容易，但當相位的數量增多時，傳統的調整方式將顯得過於複雜。以美國專利7,706,151和美國專利7,701,730為例，此兩篇專利都是公眾控制策略，雖然在兩相交錯時控制方式較為簡易，但在三相交錯時就需要兩組兩組交錯控制，控制上就複雜得多。相對地，本發明實施例由於強迫固定相位差，各組相位間之相位差由相位個數決定並且保持不變，其相位之間的關係並非環環相扣，每一相位無須互相配合即可達成與主導相良好之相位。
請參照圖4，圖4是本發明實施例用於多相交錯升壓型電源轉換器的控制裝置的電路圖。在本實施例中，所述多相交錯直流電源轉換器是多相交錯升壓轉換器。此電路40包括橋式整流器402、升壓型轉換電路400以及由零電流偵測電路416、相位延遲單元4131、4132切換信號產生器414、4081、4082、定導通時間產生器415、4071、4072、407n、誤差放大器406所組成的控制電路。輸入交流電源401經過橋式整流器402後，提供直流電壓給後級的升壓型轉換電路400。此升壓型轉換電路400包括主導相403、追隨相404、405與電容CO 。主導相403具有電感Lm 、二極體Dm 與導通開關Sm ，追隨相404具有電感LS1 、二極體DS1 與導通開關S1 ，追隨相405具有電感LS2 、二極體DS2 與導通開關S2 。
復參照圖4當應用此種導通時間調整方式之電路架構時，主導相403之零電流偵測電路416的零電流偵測信號、第一追隨相404之零電流偵測電路4171的零電流偵測信號與第二追隨相405之零電流偵測電路4172的零電流偵測信號是分別輸入導通時間調整電路4091、4092以作為判斷用。兩組電路之輸出電壓Vc1及Vc2分別與誤差電壓VEA 輸入加法器4101、4102。加法器4101、4102產生用以輸入定導通時間產生器4071及4072之參考電壓VCOM1 及VCOM2 。藉由加入更多組之追隨相及追隨相所對應的導通時間調整電路，此電路架構可擴展到多相交錯控制之功率因數校正電路。
換句話說，本發明實施例的用於多相交錯直流電源轉換器的控制裝置，其所應用的多相交錯直流電源轉換器具有主導相與N個追隨相，N為正整數。主導相操作在臨界導通模式。每一追隨相具有其電感以及與電感串聯之導通開關，例如圖4的追隨相404的電感LS1 與導通開關S1 、第N個追隨相的電感LSn 與導通開關Sn 。
所述控制裝置包括N+1個零電流偵測電路與N個導通時間調整電路。N+1個零電流偵測電路亦即零電流偵測電路416、4171、4172、417n等，N個導通時間調整電路即導通時間調整電路4091、4092、409n等。每一個零電流偵測電路對應一個追隨相，例如零電流偵測電路4171、4172分別對應追隨相404、405，並偵測所對應之追隨相的電感電流是否交起點零。當每一個零電流偵測電路所對應之追隨相的電感電流為零交越時，零電流偵測電路輸出對應之零電流偵測信號。
每一導通時間調整電路亦對應一個追隨相，例如導通時間調整電路4091、4092分別對應追隨相404、405。每一個導通時間 調整電路耦接對應之追隨相之零電流偵測電路，例如：導通時間調整電路4091、4092分別耦接零電流偵測電路4171、4172。每一個導通時間調整電路依據追隨相所對應之零電流偵測電路所產生之零電流偵測信號，而輸出導通時間調整信號(Vc1 、Vc2 ...Vcn )。所述導通時間調整信號用以調整對應之追隨相的導通開關之導通時間，使所述追隨相操作在臨界導通模式。
換句話說，由圖4可知，第一追隨相404的導通時間調整電路4091接收第一追隨相404的零電流偵測信號ZS (由零電流偵測電路4171產生)，第一追隨相404的導通時間調整電路4091也接收第二追隨相的零電流偵測信號ZS2 (由零電流偵測電路4172產生)。更進一步，第二追隨相405的導通時間調整電路4092接收第二追隨相405的零電流偵測信號ZS2 (由零電流偵測電路4172產生)，第二追隨相405的導通時間調整電路4092也接收第三追隨相的零電流偵測信號ZS3 (由零電流偵測電路4173產生)。更進一步，當追隨相是最後一個追隨相時(第N追隨相)，第N追隨相的導通時間調整電路409n接收第N追隨相的零電流偵測信號ZSn (由零電流偵測電路417n產生)，第N追隨相的導通時間調整電路409n也接收主導相403的零電流偵測信號ZM (由零電流偵測電路416產生)。
復參照圖4，對應N個追隨相，圖4的電路具有N個切換信號產生器與N個定導通時間產生器。每一切換信號產生器對應每一追隨相，每一切換信號產生器控制所對應之追隨相之導通開關的導通時間。每一定導通時間產生器依據參考電壓(VCOM1 、VCOM2 ...VCOMn )來輸出控制信號至所對應之該切換信號產生器，所述參考電壓透過一加法器(加法器4101、4102...等)將導通時間調整信號與多相交錯直流電源轉換器的輸出端所回授的誤差電壓VEA (或稱為誤差信號)彼此相加而得到。
值得一提的是，圖4中的相位延遲電路413是依據主導相403 之相位產生複數個開關導通信號(VGS1 、VGS2 ...VGSn )，每一開關導通信號分別對應每一追隨相，每一開關導通信號被輸出至所對應之追隨相之切換信號產生器(分別是包括於導通時間調整電路4091、4092之內的切換信號產生器)。每一切換信號產生器依據所對應之開關導通信號與控制信號來控制所對應之追隨相之導通開關的導通時間。
請參照圖5，圖5是本發明實施例之操作模式偵測單元之電路方塊圖。基於本發明所提出之方法利用判斷追隨相之操作模式以改變開關導通時間的方式，可讓追隨相保持操作在臨界導通模式。為了判斷追隨相目前之操作模式，需要有操作模式偵測單元500，如圖5所示。操作模式偵測單元500用來判斷追隨相目前是操作在(a)不連續導通模式，或(b)臨界導通模式，或(c)連續導通模式。操作模式偵測單元500利用相位延遲單元413產生追隨相導通訊號SON 以及一個在時間軸上略早於追隨相導通信號SON 之參考導通信號Sjud ，並將前述兩信號輸入操作模式偵測單元500中的第一定寬度脈衝產生器501。定寬度脈衝產生器501產生一參考時間區間SX 。操作模式偵測單元500中，當參考時間區間SX 與第一追隨相的零電流偵測電路4171產生之零電流偵測信號ZS 同時觸發時，將透過邏輯及閘503(AND Gate)產生一高電位，並經過第二定寬度脈衝產生器506產生一段固定寬度之脈衝SwR 。
在操作模式偵測單元500中包含的SR正反器509(SR Flip-Flop)，其輸入信號為第一追隨相之零電流偵測電路4171所產生的零電流偵測信號ZS 與第二追隨相之零電流偵測電路4172所產生的零電流偵測信號ZS2 。在正常操作狀況下，SR正反器509產生一責任周期固定之方波Q，與一反相之方波QN 。此兩方波將與追隨相導通信號SON 分別輸入邏輯及閘504、505。若追隨相導通信號SON 與方波Q同時觸發，則第三定寬度脈衝產生器507產生固定寬度之脈衝SwD 。若追隨相導通信號SON 與方波QN 同時 觸發，則由第四定寬度脈衝產生器508產生一個與第三定寬度脈衝產生器507所產生的脈衝的寬度相同之脈衝。根據第二定寬度脈衝產生器506、第三定寬度脈衝產生器507與第四定寬度脈衝產生器508產生脈衝之情況，可得知目前轉換器的追隨相是操作在不連續導通模式、臨界導通模式或是連續導通模式。
請同時參照圖5、圖6A、圖6B與圖6C，圖6A、圖6B與圖6C分別為連續導通模式、不連續導通模式與臨界導通模式之狀態判斷之示意圖。操作模式偵測單元500之零電流偵測信號ZS 與參考時間區間SX 的在時間軸上的位置是作為判斷的依據。當參考時間區間SX 內未有零電流偵測信號ZS 時，則操作模式偵測單元500可判斷此時追隨相操作在連續導通模式，如圖6A。當零電流偵測信號ZS 位於參考時間區間SX 前方(在時間軸上)時，可判斷為不連續導通模式，如圖6B。當零電流偵測信號ZS 位於參考時間區間SX 內時，可判斷為臨界導通模式，如圖6C。如要使追隨相操作在臨界導通模式，則當狀態判斷為連續導通模式時，則可減少定導通時間產生器之參考電壓(即透過導通時間調整信號來改變導通時間)，判斷為不連續導通時則增加定導通時間產生器之參考電壓，判斷為臨界導通模式時則不改變所述參考電壓。關於透過導通時間調整信號來改變導通時間的詳細方式，請參照後續實施例的說明。
換句話說，操作模式偵測單元500接收追隨相所對應之零電流偵測電路(4171)所產生之零電流偵測信號ZS ，並判斷零電流偵測信號(a)ZS 是否存在，(b)零電流偵測信號ZS 是否早於一預設參考時間區間(SX )，以及(c)零電流偵測信號ZS 是否位於預設參考時間區間之內(SX )。所述預設參考時間區間(SX )代表追隨相操作於臨界導通模式時的電感電流的跨零時間點。當零電流偵測信號ZS 不存在，則操作模式偵測單元可判斷追隨相操作在連續導通模式。當零電流偵測信號ZS 早於預設參考時間區間(SX )，則操作模 式偵測單元可判斷追隨相操作在不連續導通模式。當零電流偵測信號ZS 是位於預設參考時間區間(SX )之內，則操作模式偵測單元可判斷追隨相操作在臨界導通模式。
復參照圖5，更詳細地說，在本實施例中的操作模式偵測單元500包括相位延遲電路413、第一定寬度脈衝產生器501、第一邏輯及閘503、SR正反器509、第二邏輯及閘504、第三邏輯及閘505、第二定寬度脈衝產生器506、第三定寬度脈衝產生器507與第四定寬度脈衝產生器508。相位延遲電路產生追隨相導通信號SON 與參考導通信號Sjud 。參考導通信號Sjud 在時間軸上稍早於追隨相導通信號SON 。第一定寬度脈衝產生器501接收追隨相導通信號SON 與參考導通信號Sjud ，依據參考導通信號Sjud 與追隨相導通信號SON 的時間區間產生代表預設參考時間區間SX 之參考區間脈衝信號。
第一邏輯及閘503接收參考區間脈衝信號與追隨相所對應之零電流偵測信號ZS ，在參考區間脈衝信號與零電流偵測信號ZS 為邏輯1時，輸出代表追隨相操作在臨界導通模式之第一判斷信號SwR 。SR正反器509具有設置端(S)、重置端(R)、正向輸出端(Q)與反向輸出端(QN )，設置端(S)接收追隨相之零電流偵測信號(例如：零電流偵測信號ZS ，在此之追隨相為第一追隨相)，重置端接收追隨相之相鄰相之零電流偵測信號(例如：零電流偵測信號ZS2 ，在此之追隨相為第二追隨相)。第二邏輯及閘504接收追隨相導通信號與正向輸出端之輸出信號，在追隨相導通信號與正向輸出端(Q)之輸出信號為邏輯1時，輸出代表追隨相操作在不連續導通模式之第二判斷信號SwD 。第三邏輯及閘505接收追隨相導通信號與反向輸出端(QN )之輸出信號，在追隨相導通信號與反向輸出端之輸出信號為邏輯1時，輸出代表追隨相操作在連續導通模式之第三判斷信號SwC 。
第二定寬度脈衝產生器506耦接第一邏輯及閘503之輸出 端。第三定寬度脈衝產生器507耦接第二邏輯及閘504之輸出端。第四定寬度脈衝產生器508耦接第三邏輯及閘505之輸出端。
請同時參照圖5、圖7A、圖7B與圖7C，圖7A是追隨相操作在連續導通模式的導通時間調整電路的操作示意圖，圖7B是追隨相操作在不連續導通模式的導通時間調整電路的操作示意圖，圖7C是追隨相操作在臨界導通模式的導通時間調整電路的操作示意圖。當操作模式偵測裝置500判斷追隨相操作在連續導通模式時，則第四定寬度脈衝產生器508將輸出一寬度固定之脈衝使開關707(SWC )導通一段時間，讓電容706經電流源709放電使得跨壓Vc下降，如圖7A所示，由式(1)：
可推算出電容的跨壓改變之值，其中I為電流源，C為電容，△t為脈衝之寬度，△Vc為電容跨壓之改變量。當操作模式偵測單元500判斷為不連續導通模式時，則第三定寬度脈衝產生器507輸出同樣寬度的脈衝，使得開關703導通，讓電流源705對電容706充電造成電容跨壓Vc上升，如圖7B所示。當操作模式偵測單元500判斷為臨界導通模式時，則第二定寬度脈衝產生器506輸出一脈衝，並經過邏輯反閘701後截止第一開關710與第二開關702，此時電容706之跨壓(Vc)將維持在定值，如圖7C所示。
換句話說，請參照圖8，圖8是本發明實施例之導通時間調整電路4091的電路圖。導通時間調整電路4091除了圖5所介紹的元件之外更包括電容706、邏輯反閘701、第一開關710、第二開關702、第三開關707、第四開關703、第一電流源709與第二電流源705。
電容706之第一端耦接於接地端GND，電容之第二端的電位 Vc用以作為導通時間調整電路的導通時間調整信號。邏輯反閘701之輸入端耦接第二定寬度脈衝產生器506之輸出端。第一開關710受控於邏輯反閘701之輸出端，當第二定寬度脈衝產生器506未產生脈衝信號時，第一開關710導通。第二開關702受控於邏輯反閘701之輸出端，當第二定寬度脈衝產生器506未產生脈衝信號時，第二開關702導通。
第三開關707耦接於電容706之第二端與第一電流源709之間，第三開關707透過第一開關710受控於第四定寬度脈衝產生器508之脈衝信號，當第四定寬度脈衝產生器508產生脈衝信號時，第三開關707被導通以使電容706藉由第一電流源709放電。
第四開關703耦接於電容706之第二端與第二電流源705之間，第四開關703透過第二開關702受控於第三定寬度脈衝產生器507之脈衝信號。當第三定寬度脈衝產生器507產生脈衝信號時，第四開關703被導通以使電容706藉由第二電流源705充電。另外，當第二定寬度脈衝產生器506產生脈衝信號時，第一開關710與第二開關702被截止，使電容706之第二端的電位(即輸出電壓Vc)維持不變。
經過調變後之電容706的跨壓(Vc)將用來改變定導通時間之參考電壓(即導通時間調整信號)，使得受擾動後之電感電流回到適當的操作模式。將操作模式偵測器500及步階式導通時間調整電路700結合，即為導通時間調整電路4091，如圖8所示。
請參照圖9A與圖9B，圖9A是未調整導通時間的電感電流及輸入電流受擾動之波形圖，圖9B是本發明實施例之電感電流及輸入電流受擾動之波形圖。IM 為主導相之電感電流，IS1 為第一追隨相之電感電流，IS2 為第二追隨相之電感電流，IIN 為總輸入電流(或稱為總電流)。以三相交錯之臨界導通電源轉換器為例，當追隨相之導通訊號在時間區間T受到擾動而且無任何調整方式時，第一追隨相之電感電流IS1 將會進入連續導通模式，如圖9A所 示。如果使用本發明實施例所提出之調整方式的話，其波形在時間區間T受到擾動後將迅速回到臨界導通模式，如圖9B所示。
請參照圖10，圖10是受擾動之追隨相電感電流(IS1 )與導通時間調整電路之輸出電壓(Vc，代表導通時間調整信號)於擾動過程中之調變過程的波形圖。從圖10中可以看出當追隨相之導通時間調整信號在時間區間T受到擾動後，追隨相之電感電流在每切換週期結束後將不會回到零，而進入連續導通模式。此時，減少輸出電壓Vc的值會使得電感電流在每切換週期結束後能歸零。但過低的輸出電壓Vc會讓電感電流提早歸零，而進入不連續導通模式，因此將再增加輸出電壓Vc，使得電感電流在每切換週期能剛好歸零，藉此進入臨界導通模式。
此方式與傳統的調整導通時間的控制電路不同處在於，不使用運算放大器來改變定導通時間之參考電壓值，取而代之的是以一可控制寬度之脈衝對電容進行充放電來改變輸出電壓Vc(即電容跨壓)。由於電容充放電的時間都非常的短，因此輸出電壓Vc將每次改變一個固定電壓值△V，如圖10所示，直到圖7之電路判斷為臨界導通模式後才停止改變輸出電壓Vc。
請同時參照圖5、圖6，圖6與圖11，圖11是本發明另一實施例之控制方法的流程圖。首先，在步驟S101中，設定追隨相與主導相之間的相位差。然後，在步驟S103中，判斷每一追隨相的操作模式是否操作在臨界導通模式。接著，當追隨相的操作模式受到擾動時(即可能離開臨界導通模式)，進行步驟S105。當追隨相的相位未受到擾動時(即維持在臨界導通模式)，則再次進行步驟S103。
在步驟S105中，依據每一追隨相之電感上的電流值跨過零電流的時間點，來判斷所述追隨相所對應的操作模式是連續導通模式、不連續導通模式或臨界導通模式。
然後，在步驟S107中，依據追隨相所被判斷的操作模式來調 整對應每一追隨相的導通開關的導通時間，使所述追隨相恢復操作在臨界導通模式。步驟S107中更包括，對應每一追隨相之導通開關的導通時間可以步階形式改變。另外，改變每一追隨相之導通開關的導通時間的方式可以為每次改變一個預定時間。換句話說，每一次的步階形式的改變可以透過改變一個預定電壓值，此預定電壓值，可以對應一個預定時間的變化。接著，在步驟S107完成後，再次進行步驟S103，以進行下一循環的控制。
〔實施例的可能功效〕
根據本發明實施例，上述的應用於多相交錯直流電源轉換器的控制裝置及其控制方法，係以相對簡單的電路控制方式，用以達到閉迴路交錯控制的功效。為了達成閉迴路控制的功能，判斷各組轉換器的操作模式來增減開關的導通時間，同時使得多相交錯臨界導通模式功因校正器之電感電流能夠穩定維持於臨界導通模式。
以上所述僅為本發明之實施例，其並非用以侷限本發明之專利範圍。
4‧‧‧多相交錯升壓型電源轉換器的控制裝置
402‧‧‧橋式整流器
400‧‧‧升壓型轉換電路
401‧‧‧交流電源
416、4171、4172、417n‧‧‧零電流偵測電路
4131、4132、413n‧‧‧相位延遲單元
414、4081、4082、408n‧‧‧切換信號產生器
415、4071、4072、407n‧‧‧定導通時間產生器
4091、4092、409n‧‧‧導通時間調整電路
406‧‧‧誤差放大器
403‧‧‧主導相
404、405‧‧‧追隨相
CO ‧‧‧電容
Lm 、LS1 、LS2 、LSn ‧‧‧電感
Dm 、DS1 、DS2 、DSn ‧‧‧二極體
Sm 、S1 、S2 、Sn ‧‧‧導通開關
4101、4102、410n‧‧‧加法器
VCOM1 、VCOM2 、VCOMn ‧‧‧參考電壓
VEA‧‧‧誤差電壓
Vc1 、Vc2 、Vcn ‧‧‧導通時間調整信號
ZM ‧‧‧零電流偵測信號
VGS1 、VGS2 、VGSn ‧‧‧開關導通信號
Vref ‧‧‧參考電壓

Claims (9)

  1. 一種用於多相交錯直流電源轉換器的控制裝置，該多相交錯直流電源轉換器具有一主導相與N個追隨相，N為正整數，該主導相操作在臨界導通模式，每一該追隨相具有一電感以及與該電感串聯之一導通開關，該控制裝置包括：N個零電流偵測電路，每一該零電流偵測電路對應每一該追隨相，並偵測所對應之該追隨相的電感電流是否為零，其中，當每一該零電流偵測電路所對應之該追隨相的電感電流為零時，該零電流偵測電路輸出對應之一零電流偵測信號；以及N個導通時間調整電路，每一該導通時間調整電路對應每一該追隨相，每一該導通時間調整電路耦接對應之該追隨相之該零電流偵測電路，每一該導通時間調整電路依據該追隨相所對應之該零電流偵測電路所產生之該零電流偵測信號輸出一導通時間調整信號；其中，該導通時間調整信號用以調整對應之該追隨相的該導通開關之導通時間，使該追隨相操作在臨界導通模式；其中每一該追隨相所對應之該導通時間調整電路更包括：一操作模式偵測單元，接收該追隨相所對應之該零電流偵測電路所產生之該零電流偵測信號，並判斷該零電流偵測信號是否存在，判斷該零電流偵測信號是否早於一預設參考時間區間，以及判斷該零電流偵測信號是否位於該預設參考時間區間之內，其中預設該參考時間區間代表該追隨相操作於臨界導通模式時的電感電流的跨零時間點；其中，當該零電流偵測信號不出現，則該操作模式偵測單元判斷該追隨相操作在連續導通模式；當該零電流偵測信號早於該預設參考時間區間，則該操作模式偵測單元判斷該追隨相操作在不連續導通模式；當該零電流偵測信號是位於該預設參考時間區間之內，則該操作模式偵測單元判斷該追隨相操作在臨界導通模 式。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之用於多相交錯直流電源轉換器的控制裝置，其中該操作模式偵測單元包括：一相位延遲電路，產生一追隨相導通信號以及一參考導通信號，該參考導通信號在時間軸上早於該追隨相導通信號；一第一定寬度脈衝產生器，接收該追隨相導通信號以及該參考導通信號，依據該參考導通信號以及該追隨相導通信號的時間區間產生代表該預設參考時間區間之一參考區間脈衝信號；一第一邏輯及閘，接收該參考區間脈衝信號以及該追隨相所對應之該零電流偵測信號，在該參考區間脈衝信號以及該零電流偵測信號為邏輯1時，輸出代表該追隨相操作在臨界導通模式之一第一判斷信號；一SR正反器，具有一設置端(S)、一重置端(R)、一正向輸出端以及一反向輸出端，該設置端接收該追隨相之該零電流偵測信號，該重置端接收該追隨相之相鄰相之該零電流偵測信號；一第二邏輯及閘，接收該追隨相導通信號以及該正向輸出端之輸出信號，在該追隨相導通信號以及該正向輸出端之輸出信號為邏輯1時，輸出代表該追隨相操作在不連續導通模式之一第二判斷信號；以及一第三邏輯及閘，接收該追隨相導通信號以及該反向輸出端之輸出信號，在該追隨相導通信號以及該反向輸出端之輸出信號為邏輯1時，輸出代表該追隨相操作在連續導通模式之一第三判斷信號。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之用於多相交錯直流電源轉換器的控制裝置，其中該操作模式偵測單元更包括：一第二定寬度脈衝產生器，耦接該第一邏輯及閘之輸出端；一第三定寬度脈衝產生器，耦接該第二邏輯及閘之輸出端； 以及一第四定寬度脈衝產生器，耦接該第三邏輯及閘之輸出端。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之用於多相交錯直流電源轉換器的控制裝置，其中該導通時間調整電路更包括：一電容，該電容之一第一端耦接於一接地端，該電容之一第二端的電位用以作為該導通時間調整電路的該導通時間調整信號；一邏輯反閘，該邏輯反閘之輸入端耦接該第二定寬度脈衝產生器之輸出端；一第一開關，受控於該邏輯反閘之輸出端，其中當該第二定寬度脈衝產生器未產生脈衝信號時，該第一開關導通；一第二開關，受控於該邏輯反閘之輸出端，其中當該第二定寬度脈衝產生器未產生脈衝信號時，該第二開關導通；一第三開關，耦接於該電容之該第二端以及一第一電流源之間，該第三開關透過該第一開關受控於該第四定寬度脈衝產生器之脈衝信號，其中當該第四定寬度脈衝產生器產生脈衝信號時，該第三開關被導通以使該電容藉由該第一電流源放電；以及一第四開關，耦接於該電容之該第二端以及一第二電流源之間，該第四開關透過該第二開關受控於該第三定寬度脈衝產生器之脈衝信號，其中當該第三定寬度脈衝產生器產生脈衝信號時，該第四開關被導通以使該電容藉由該第二電流源充電；其中，當該第二定寬度脈衝產生器產生脈衝信號時，該第一開關以及該第二開關被截止，使該電容之該第二端的電位維持不變。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之用於多相交錯直流電源轉換器的控制裝置，更包括：N個切換信號產生器，每一該切換信號產生器對應每一該追隨相，每一該切換信號產生器控制所對應之該追隨相之該導通開 關的導通時間；以及N個定導通時間產生器，每一該定導通時間產生器依據一參考電壓來輸出一控制信號至所對應之該切換信號產生器，其中該參考電壓透過一加法器將該導通時間調整信號以及該多相交錯直流電源轉換器的輸出端所回授的誤差信號彼此相加而得到。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之用於多相交錯直流電源轉換器的控制裝置，更包括：一相位延遲電路，依據該主導相之相位產生複數個開關導通信號，每一該開關導通信號分別對應每一該追隨相，每一該開關導通信號被輸出至所對應之該追隨相之該切換信號產生器；其中，每一該切換信號產生器依據所對應之該開關導通信號以及該控制信號來控制所對應之該追隨相之該導通開關的導通時間。
  7. 一種用於多相交錯直流電源轉換器的控制方法，該多相交錯直流電源轉換器具有一主導相與複數個追隨相，該主導相操作在臨界導通模式，每一該追隨相具有一電感以及與該電感串聯之一導通開關，該控制方法包括：設定該些追隨相與該主導相之間的相位差；判斷每一該追隨相的操作模式是否操作在臨界導通模式；當該些追隨相的操作模式受到擾動時，則依據每一該追隨相之該電感上的電流值跨過零電流的時間點，來判斷追隨相受擾動後的操作模式是連續導通模式、不連續導通模式或臨界導通模式；以及依據該些追隨相所被判斷的操作模式來調整對應每一該追隨相的該導通開關的導通時間，使該些追隨相操作在臨界導通模式。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之用於多相交錯直流電源轉換器的控制方法，其中對應每一該追隨相之該導通開關的導通時間以步 階形式改變。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之用於多相交錯直流電源轉換器的控制方法，其中改變每一該追隨相之該導通開關的導通時間的方式為每次改變一個預定時間。
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