CN104283449B - 多相功率转换器电路和方法 - Google Patents

多相功率转换器电路和方法 Download PDF

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Abstract

提供一种多相功率转换器电路和方法。一种多相功率转换器电路包括至少两个单相功率转转器电路。每个单相功率转换器电路包括具有多个转换器单元的至少一个转换器串联电路。转换器串联电路被配置成输出串联电路输出电流。同步电路被配置成生成至少一个同步信号。转换器单元中的至少一个转换器单元被配置成生成输出电流,使得输出电流的频率和相位中的至少一个取决于同步信号。

Description

多相功率转换器电路和方法
技术领域
本发明的实施例涉及功率转换器电路、具有功率转换器电路的电源系统以及用于操作功率转换器电路的方法。
背景技术
随着对可持续能量产生的逐渐增加的兴趣,集中在用于产生电能的光伏模块。光伏(PV)模块包括还称为太阳能电池的多个光伏(PV)电池。因为一个电池的输出电压相对低,所以PV模块通常包括具有多个串联连接的太阳能电池的串,串联连接的太阳能电池诸如串联连接的在50至100之间个电池、或者甚至并联连接的若干这样的串。
PV模块提供DC电源电压,而诸如国家电网的电网具有AC供应电压。为了将由PV模块提供的能量按原样供应到电网,因此有必要将PV模块的DC电压转换成与电网的AC供应电压一致的AC电压。已知将由DC电源提供的DC电压分别转换成AC电压和AC电流的若干原理。
用于将PV模块DC电压转换成电网AC电压的第一方法包括:串联连接的若干PV模块,以获得高于电网AC电压的峰值电压的DC电压;以及使用DC/AC转换器将DC电压转换成AC电压。DC电压的幅度通常在200V和1000V之间。然而,高DC电压在电弧的出现方面是决定性的。
根据第二方法,提供了多个DC/AC转换器,其中,这些转换器中的每一个连接到PV模块。各个转换器使其AC电压输出并联连接,并且这些转换器中的每一个从通过太阳能电池串所提供的DC电压生成与电网AC供应电压一致的AC电压。一个PV模块所提供的DC电压通常根据在一个模块内串联连接的电池的数目并且根据用于实现太阳能电池的技术而具有在20V和100V之间的范围中的幅度,同时电网AC电压的峰值电压根据国家是约155V或325V。然而,由于在输入电压和输出电压之间的大的差异而导致这些转换器在效率方面存在缺点。
因此,需要一种能够有效地将相对低的DC供应电压转换成与电网电压一致的AC输出信号的功率转换器电路。
发明内容
第一方面涉及具有至少两个单相功率转换器电路的多相功率转换器电路。每个单相功率转换器电路包括至少一个转换器串以及同步电路。至少一个转换器串联电路包括多个转换器单元,并且被配置成输出串联电路输出电流。同步电路被配置成生成至少一个同步信号。多个转换器单元中的至少一个被配置成生成输出电流,使得输出电流的频率和相位中的至少一个取决于同步信号。
第二方面涉及一种方法。该方法包括:由同步电路生成至少一个同步信号;通过多相转换器中的至少两个单相转换器中的每一个的至少一个转换器串联电路输出串联电路输出电流,其中,至少一个转换器串联电路包括多个转换器单元;以及通过多个转换器单元中的至少一个对输出电流进行输出,使得输出电流的频率和相位中的至少一个取决于同步信号。
附图说明
现在将参考附图来解释示例。附图用于图示基本原理,使得图示仅用于理解基本原理所需要的各方面。附图没有按比例。在附图中,相同的附图标记表示相同的信号和电路组件:
图1示意性地图示了包括串联连接的多个DC/AC转换器单元和电压测量电路的功率转换器电路;
图2包括图2A-2C,图示了每一个都包括至少一个太阳能电池的光伏阵列的不同实施例;
图3示意性地图示了包括串联连接的多个DC/AC转换器单元的功率转换器电路和包括串联连接的多个测量单元的电压测量电路;
图4包括图4A-4D,图示了测量单元的不同实施例;
图5示出了图示包括DC/AC转换器和控制电路的一个DC/AC转换器单元的第一实施例的框图;
图6具体详细图示图5的DC/AC转换器的实施例;
图7包括图7A至图7C,图示了可以在图6的DC/AC转换器中使用的开关的不同实施例;
图8图示了一个DC/AC转换器单元的控制电路的第一实施例;
图9具体详细图示了图8的控制电路的第一分支;
图10图示了一个DC/AC转换器单元的控制电路的第二实施例;
图11示出了包括DC/DC转换器、最大功率点跟踪器、DC/AC转换器和控制电路的一个转换器单元的第二实施例的框图;
图12图示了实现为升压转换器的DC/DC转换器的实施例;
图13示意性地图示了图12的DC/DC转换器的控制电路;
图14图示了实现为降压转换器的DC/DC转换器的实施例;
图15图示了一个DC/AC转换器的控制电路的另一实施例;
图16图示了实现有两个交错的升压转换器级的DC/DC转换器的实施例;
图17图示了用于图16的DC/DC转换器的控制电路的第一实施例;
图18图示了用于图16的DC/DC转换器的控制电路的第二实施例;
图19图示了包括降压转换器和展开桥(unfolding bridge)的一个DC/AC转换器单元的另一实施例的框图;
图20示出了图示图19的DC/AC转换器单元的操作原理的时序图;
图21图示了图19的DC/AC转换器单元中实现的控制器的第一实施例;
图22图示了图19的DC/AC转换器单元中实现的控制器的第二实施例;
图23图示了具有以并联连接的两个串联电路组织的多个转换器单元的功率转换器电路的实施例;
图24图示了同步电路的另一实施例;
图25图示了图24的同步电路中的传输电路的实施例;
图26图示了一个转换器单元的另一实施例;
图27图示了图26的转换器单元中的信号生成器的第一实施例;
图28图示了图27的信号生成器中发生的信号的时序图;
图29图示了图26的转换器单元中的信号生成器的第一实施例;
图30示意性地图示了功率转换器电路的两个可能的操作模式;
图31图示了包括操作模式控制器的功率转换器电路的实施例;
图32图示了包括操作模式单元的转换器单元的实施例;
图33图示了从第一操作模式变换成第二操作模式的第一实施例;
图34图示了从第一操作模式变换成第二操作模式的第二实施例;
图35图示了功率转换器电路的另一实施例;
图36图示了图35的功率转换器电路中实现的转换器单元的实施例;
图37图示了转换器单元的另一实施例;
图38图示了包括在具有转换器单元的串联电路和输出端子之间连接的展开电路的功率转换器电路的实施例;
图39示出了图38的功率转换器电路的操作原理的时序图;
图40图示了展开电路的实施例;
图41图示了图38的功率转换器电路中的转换器单元的第一实施例;
图42图示了图38的功率转换器电路中的转换器单元的第二实施例;
图43图示了图38的功率转换器电路中的转换器单元的第三实施例;
图44图示了包括至少一个变压器的功率转换器电路的第一实施例;
图45图示了包括至少一个变压器的功率转换器电路的第二实施例;
图46示意性地图示了包括变压器的DC/DC转换器的一个实施例;
图47图示了具有双管正激(TTF)拓扑的DC/DC转换器的实施例;
图48图示了具有相移(PS)零电压切换(ZVS)转换器拓扑的DC/DC转换器的实施例;
图49图示了具有反激转换器拓扑的DC/DC转换器的实施例;
图50图示了具有LLC转换器拓扑的DC/DC转换器的实施例;
图51图示了包括变压器的DC/AC转换器的一个实施例;
图52图示了具有共享一个变压器的多个DC/DC转换器的功率转换器电路的一个实施例;
图53图示了具有共享一个变压器的多个DC/DC转换器的功率转换器电路的另一实施例;
图54图示了包括具有逆变降压升压拓扑的转换器级的转换器单元的一个实施例;
图55示出了处于一个操作模式中的图54中示出的转换器级的输入电压、输出电压和输出电流的时序图;
图56示出了处于一个操作模式中的图54中示出的逆变降压升压转换器中的通过电感性元件的电流和开关驱动信号的时序图;
图57图示了图54中示出的转换器级的修改;
图58示出了处于一个操作模式中的图58中示出的转换器级中的通过电感性元件的电流和开关驱动信号的时序图;
图59图示了包括具有逆变降压升压拓扑的转换器级的转换器单元的另一实施例;
图60图示了具有三个单相功率转换器电路的3相功率转换器电路的一个实施例;
图61图示了具有三个单相功率转换器电路的3相功率转换器电路的另一实施例;
图62示意性地示出了图60中示出的3相功率转换器电路的输出电流的时序图;
图63图示了具有三个单相功率转换器电路的3相功率转换器电路的另一实施例;
图64示意性地图示了耦合到一个电源的三个不同的单相功率转换器电路的三个功率转换器单元;
图65示出了图64中示出的三个功率转换器单元中的一个功率转换器单元的一个实施例;
图66示出了图65中示出的功率转换器单元的一个特征;
图67示出了图65中示出的功率转换器单元的一个特征;
图68示出了图64中示出的三个功率转换器单元的中的一个的另一实施例;
图69示意性地图示了耦合到一个电源的三个不同的单相功率转换器电路的三个功率转换器单元;
图70示出了图69中示出的一个转换器级的一个实施例;
图71图示了可以在3相功率转换器电路中使用的连接电路的一个实施例;以及
图72图示了可以在3相功率转换器电路中使用的连接电路的另一实施例。
具体实施方式
在下面的详细描述中,参考了附图,附图形成其一部分,并且在附图中通过图示的方式示出了可以实践本发明的具体实施例。在这方面,诸如“顶”、“底”、“前”、“后”、“头”、“尾”等方向术语参考所描述的附图的方位使用。因为实施例的组件能够在多个不同方位上进行定位,所以方向术语用于说明的目的而不是限制性的目的。应当理解,在不脱离本发明的精神和范围的情况下,可以利用其他实施例并且可以进行结构或逻辑上的改变。因此,不在限制的意义上作出下面的详细说明,并且本发明的范围由所附的权利要求来限定。应当理解,本文所描述的各种示例性实施例的特征可以彼此结合,除非具体指出。
在下文中,将在特定的内容中解释本发明的实施例,该内容即在将由多个光伏阵列提供的电力或电压转换成交流电流,具体地要被供应到电网的交流电流的上下文中。交流电流和交流电网电压在下面分别还被称为AC电流和AC电网电压。然而,这仅仅是示例,本发明的实施例可以用于大范围的应用,其中需要将直流电压和直流电流转换为AC电压和AC电流。在下文中,直流电压和直流电流分别也被称为DC电压和DC电流。作为光伏阵列的替代,可以使用任何类型的DC电源,诸如燃料电池。甚至能够在一个应用中采用不同的类型的DC电源,诸如光伏阵列和燃料电池。
图1图示了用于将多个n个(至少两个)DC输入电压V31、V32、V3n分别转换成一个AC输出电压v1和一个AC输出电流iOUT的功率转换器电路(功率逆变器电路)4的第一实施例。应当注意,在这连接中贯穿附图,将使用大写字母“V”和“I”来表示DC电压和DC电流,而将使用小写字母“v”和“i”来表示AC电压和AC电流。功率转换器电路包括多个n个(至少两个)转换器单元(逆变器单元)21、22、2n,其中n≥2。这些转换器单元中的每一个包括具有输入端子211、221;212、222的输入端;并且21n、22n被配置成耦合到DC功率源31、32、3n。在图1中,除了具有转换器单元21、22、2n的功率转换器电路1之外,还图示了DC功率源31、32、3n。这些DC功率源31、32、3n与功率转换器电路1一起形成AC功率供应系统或AC电流供应系统。在图1中图示的实施例中,DC功率源31、32、3n被实现为光伏(PV)模块。然而,采用的PV模块的DC功率源仅仅是示例。还可以使用诸如包括燃料电池的电源的任何其他类型的DC电源。甚至可能在一个功率源系统中采用不同类型的DC功率源。
转换器单元21、22、2n中的每一个进一步包括具有输出端子231、241;232、242;和23n、24n的输出。转换器单元21、22、2n在功率转换器电路1的具有输出端子11、12的输出之间串联连接(级联)。为此,第一转换器单元21具有耦合到功率转换器电路1的第一输出端子11的第一输出端子231,并且级联中的最后一个转换器单元2n具有耦合到功率转换器电路1的第二输出端子12的第二输出端子24n。此外,第一输出端子(除了输出端子231)之外的每一个连接到另一转换器单元的一个第二输出端子(除了输出端子24n)。
功率转换器电路1的输出端子11、12可以被配置成接收电压v1。例如,输出端子11、12被配置成连接到电网,使得外部电压v1对应于电网电压,或者更具体地,对应于电网的一相。在图1中,电网由电压源100和与电源100并联连接的负载Z来表示。电网的电压源100代表电网中的多个AC电压源,并且负载Z表示电网中连接到电源的多个负载。电网限定了在输出端子11、12之间的AC电压v1。因为该电压v1通过诸如电网的外部源来限定,所以在下文中该电压将被称为外部AC电压v1。
转换器单元21、22、2n中的每一个在其输出端子231、241、232、242、23n、24n之间具有AC输出电压v21、v22、v2n。通过使转换器单元21、22、2n串联连接,转换器单元21、22、2n的单个的AC输出电压v21、v22、v2n的总和对应于在功率转换器单元1处于稳定状态时的外部电压v1,即
每个功率转换器单元21、22、2n进一步包括在各个输出端子231、241、232、242、23n、24n之间连接的输出电容(输出电容器)C1、C2、Cn,并且提供输出电流i11、i12、i1n。一个转换器单元21、22、2n的输出电流是在输出电容C1、C2、Cn和输出端子中的一个输出端子公共的电路节点处接收到的电流。例如,在第一转换器单元21中,转换器单元21的输出电流是流入输出电容器C1连接到第一输出端子231的电路节点处的电流。从第一转换器单元21的第一输出端子231流动的电流是具有多个转换器单元21-2n的串联电路的输出电流,并且将在下文中被称为转换器电路输出电流iOUT或串联电路输出电流IOUT。该电流对应于在各个转换器单元21-2n之间流动的电流。输出电容C1、C2、Cn是各个转换器单元21、22、2n的一部分,并且可以以下面将参考若干示例解释的很多不同方式来实现。
在稳定状态中,AC输出电流i11、i12、i1n或者更精确地,AC输出电流i11、i12、i1n的rms值,分别对应于功率转换器电路输出电流iOUT或输出电流iOUT,使得很少到没有rms电流进入输出电容器C1-Cn。然而,可以存在各个转换器单元21、22、2n的输出电流i11、i12、i1n改变并且输出电流i11、i12、i1n彼此不同直至保持处于新的(相同的)输出电流i11、i12、i1n的情况。这将在下面进一步详细说明。
功率转换器电路1进一步包括在功率转换器电路1的输出端子11、12之间连接的同步电路10。同步电路10被配置成提供至少一个同步信号Sv1。根据一个实施例,同步信号是具有分别取决于外部AC电压v1的相位和频率的相位和频率的交流(AC)信号。
各个转换器单元21、22、2n中的每一个被配置成接收一个同步信号Sv1。在图1所示的实施例中,各个转换器单元21、22、2n接收相同的同步信号Sv1。然而,这仅仅是示例。还能够生成用于转换器单元21、22、2n中的每一个转换器单元的一个同步信号。以下参考图3来解释同步电路10的实施例,该同步电路10生成用于每个转换器单元21-2n的一个同步信号。
可以以不同的方式将该至少一个同步信号Sv1传送到各个转换器单元21、22、2n。参考图1,可以提供信号传输总线,通过该信号传输总线,该至少一个同步信号Sv1被传送到各个转换器单元21、22、2n。根据另一实施例(图1中未示出),在电压同步电路10和转换器单元21、22、2n的每一个之间存在专用传输路径。信号传输总线或信号传输路径可以如传统信号传输总线或如类似传统信号传输路径被实现。信号总线或信号路径可以包括电平移位器或其他装置,用于将至少一个同步信号从同步电路10传送到(由于串联连接而)具有不同基准电势或不同电压域的各个转换器单元21、22、2n
各个转换器单元21、22、2n中的每一个包括以下将进一步具体说明的至少一个内部控制回路。每个转换器单元21、22、2n的控制回路被配置成使每个转换器单元21、22、2n生成相应的输出电流i11、i12、i1n,使得在由至少一个同步信号Sv1表示的相位和其AC输出电流i11、i12、i1n之间存在给定相位差。根据一个实施例,同步信号Sv1与外部AC电压v1同相,并且各个输出电流i11、i12、i1n被生成为与同步信号Sv1同相,并且因此与外部AC电压v1同相,使得相位差为零。根据另一实施例,相位差不是零。当将该差设置为非零值时,将无功功率馈送到电网中。这可以有助于稳定外部AC电压,这是例如电网。
在图1中,DC电压源31、32、3n的相同的特征具有相同的附图标记,其中可以使各个DC电压源31、32、3n的附图标记通过下标索引“1”、“2”和“n”来彼此区分。等同地,转换器单元21、22、2n的相同的特征具有可以通过下标索引来区分的相同的附图标记,“1”用于第一转换器单元21,“2”用于第二转换器单元22,并且“n”用于第n转换器单元2n。在下文中,当解释等同地适用于DC源21、22、2n中的每一个或转换器单元21、22、2n中的每一个时,将使用没有索引的附图标记。在下文中,附图标记2例如表示转换器单元中的任意一个,附图标记23表示转换器单元中的任意一个的第一输出端子,附图标记i1表示任意转换器单元2的输出电流,附图标记表示任意转换器单元2的输出电容C等。
图1的功率转换器包括n=3个转换器单元2。然而,具有n=3个转换器单元仅是示例。任意数目n的转换器单元2(其中n>1)可以串联连接以形成功率转换器电路1。
除了转换器单元2的内部控制回路,当功率转换器电路1处于稳定状态中时,功率转换器电路1不需要连接到各个转换器单元2和/或在各个转换器单元2之间的附加通信路径的外部控制回路。当功率转换器电路1处于稳定状态中时,系统可以通过等式(1)以及用于转换器单元2中的每一个的一个其他等式来限定:
v2RMS·i1RMS=V3·I3 (2)
其中v2rms表示一个转换器单元2中的输出电压v2的RMS(均方差)值,i1RMS表示一个转换器单元的输出电流i1的RMS值,V3表示输入电压,并且I3表示转换器单元2的输入电流。应当注意,在每个转换器单元2中可能发生(非常低)的损耗。为了简单起见,在等式(2)中不考虑这些损耗。在稳定状态中,各个输出电流i1RMS的RMS值是相等的,并且对应于功率转换器电路输出电流iOUT-RMS的rms值,即:
i1RMS=i1OUT-RMS (3)
因为等式(2)和(3)是对于各个转换器单元中的每一个都是有效的,所以存在n个等式,这些等式中的每一个描述在转换器单元2的每一个转换器单元的输入功率和平均输出功率之间的关系,其中输入功率Pin被给出为
Pin=V3·I3 (4),
并且输出功率Pout被给出为
Pout=v2RMS·i1RMS (5)
各个转换器单元2中的每一个转换器单元的输入功率Pin以及输入电压V3和输入电流I3分别是由各个DC电源3给出的外部参数。输出端子11、12之间的外部AC电压v1由电网来限定。
因此,在功率转换器电路1中存在n+1个变量,即各个转换器单元2的n个输出电压v2和(相等的)输出电流i1。然而,参考等式(1)和(2),该系统由n+1个等式来限定,使得n+1个变量中的每一个在系统处于稳定状态时被确定。除了使转换器2中的每一个生成其AC输出电流i1而使得在AC输出电流i1和外部AC电压之间存在给定的相位差(诸如零),不需要额外的控制或调节机制。当各个转换器单元2的输出电流i1与外部AC电压v1同相时,每个转换器单元的实际输出功率等于视在输出功率,使得无功输出功率为零。各个转换器单元2根据如由至少一个同步信号Sv1表示的相位信息来控制其输出电流i1并且控制器其输出电流,使得在输入端子21、22处接收到的输入功率等于输出端子23、24处的输出功率。
仅在图1中示意性图示了实现为PV阵列的DC电源3。这些PV阵列中的每一个包括至少一个太阳能电池。在图2A至图2C中图示了包括至少一个太阳能电池的PV阵列的一些示例性实施例。图2A图示了第一实施例。在本实施例中,PV阵列3仅包括一个太阳能电池31。参考图2B中所示的另一实施例,一个PV阵列3包括串联连接的m个太阳能电池31、3m的串,其中m>1。根据图2C所示的又一实施例,并联连接p个太阳能电池串,其中p>1。该串中的每一个包括m个太阳能电池311、3m1、31p、3mp。然而,在图2A至2C中所示的实施例仅仅是示例性的。很多其他太阳能电池布置也可以用作DC源3。
图3图示了包括实现为具有多个测量单元101、102、10n的电压测量电路的同步电路10的功率转换器电路的实施例。各个测量单元101、102、10n在输出端子11、12之间串联连接。为了图示的简单起见,在图3中没有图示输出电容(图1中的C1-Cn)。多个测量单元101、102、10n形成分压器,其中,跨测量单元101、102、10n中的每一个测量单元的压降v11、v12、v1n是外部AC电压v1的函数,并且包括关于外部AC电压v1的频率和相位的信息。在该实施例中,每个转换器单元21、22、2n具有带有两个输入端子251、261、252、262、25n、26n的同步输入,并且每个转换器单元21、22、2n具有耦合到一个测量单元101、102、10n的同步输入端子,以便于接收作为同步信号的一个测量电压v11、v12、v1n
在图3所示的实施例中,测量单元101、102、10n的数目对应于转换器单元21、22、2n的数目,使得每个测量单元101、102、10n与一个转换器单元21、22、2n相关联。然而,这仅仅是示例。根据另一实施例(未示出),通过两个或更多个转换器单元来接收由一个测量单元提供的测量电压。
各个测量单元101、102、10n可以以许多不同的方式来实现。以下参考图4A至4D来说明一些示例。在这些图4A至4D中,附图标记10i表示在图3中图示的测量单元101、102、10n中的任意一个。
参考图4A,一个测量单元10i可以包括在测量单元10i的端子之间连接的电阻器101,测量单元10i的端子用于串联连接各个测量单元(图3中的101-10n)并且用于将各个测量单元耦合到转换器单元(图3中的21-2n)。根据一个实施例,各个测量单元10i的电阻器101的电阻相等或至少大致相等。在该情况下,由各个测量单元10i提供的测量电压v1i绝对值是相等的。在包括通过电阻器101实现的测量单元10i的测量电路10中,各个测量电压v1i与输出电压v1成比例。
在具有包括电阻器的测量单元10i的测量电路10中,各个测量单元10i形成电阻性分压器。参考图4B所示的另一实施例,各个测量单元10i中的每一个包括电容器102来替代电阻器。在该情况下,各个测量单元10i形成在输出端子11、12之间的电容性分压器。
参考图4C,图示了又一实施例,每个测量单元10i可以通过包括电阻器101和电容器102的并联电路来实现。
参考图4D,图示了一个测量单元10i又一实施例,每个测量单元或测量单元中的至少一些可以通过具有第一分压器101的第二分压器元件102的分压器来实现。在根据图4D的本实施例中,这些分压器元件被实现为电阻器。然而,这些分压器元件101、102还可以被实现为电容器或者与至少一个电阻器和至少一个电容器的组合。在该实施例中,测量电压v1i不是跨测量单元10i的电压,而是跨第一分压器元件101的电压,使得测量电压v1i是跨测量单元10i的电压的一部分。
应当注意,将同步电路10实现为生成与外部AC电压v1同相的同步信号Sv1的电压测量电路仅仅是示例。在本文中下面进一步解释其他同步电路的示例。
图5图示了用于将由一个DC源(图3中未示出)提供的DC输入电压转换成AC输出电压v2的转换器单元2的第一实施例。转换器单元2包括在输入端子23、22和输出端子23、24之间连接的DC/AC转换器4。DC/AC转换器接收由DC电源作为输入电压提供的DC电压V3以及作为输入电流的DC电源的DC供应电流I3。DC/AC转换器4进一步接收基准信号SREF,该基准信号SREF可以是具有频率和相位的交流信号。该DC/AC转换器4被配置成根据基准信号SREF来生成AC输出电流i1,使得输出电流i1的频率和相位分别对应于同步信号Sv1的频率和相位。DC/AC转换器4可以如被配置成生成与交流基准信号同相的输出电流的类似传统DC/AC转换器来实现。这样的DC/AC转换器是公知的。
应当注意,DC/AC转换单元21、22、2n中的每一个控制其输出电流i1以具有取决于至少一个同步信号Sv1的相位和频率。
由控制电路5根据同步信号Sv1和输出电流信号的Si1来生成基准信号SREF。同步信号Sv1是参考图1、参考图3解释的测量电压v1i中的一个测量电压来解释的同步信号Sv1、或其调整的版本或一部分。输出电流信号Si1表示输出电流i1,即,输出电流信号Si1取决于输出电流i1。根据一个实施例,输出电流信号的Si1是输出电流i1的缩放版本。可以使用电流测量电路(未示出)以传统方式从输出电流i1生成输出电流信号Si1。通过检测每个转换器单元的各自的输出电流来对转换器单元(21-2n)中的每一个独立地生成输出电流信号Si1。参考图5,图示的转换器单元2的输出电流i1是在对第一输出端子23和输出电容C公共的电路节点处接收到的电流。
在下文中将被称为控制器的控制电路5根据同步信号Sv1和输出电流信号Si1来生成基准信号SREF,使得在对应于基准信号SREF生成时的输出电流与外部AC电压v1同相,或者具有相对于外部AC电压v1的给定相移。应当注意,因为外部AC电压v1和输出电流i1是交流信号,所以同步信号Sv1和输出电流信号的Si1也是交流信号。在转换器单元2中,DC/AC转换器4和控制器5是控制回路的一部分,该控制回路控制输出电流i1与外部AC电压v1同相或者相对于其的给定相移。
虽然传统DC/AC转换器可以在转换器单元2中用作在输入端子21、22和输出端子23、24之间连接的DC/AC转换器4,但是将参考图6来具体解释DC/AC转换器4的一个示例,以便于对本发明的实施例的理解。
图6中图示的DC/AC转换器4是具有每一个都在输入端子21、22之间连接的两个半桥电路的全桥(H4)转换器。这些半桥电路中的每一个半桥电路包括两个开关,两个开关中的每一个都具有负载路径和控制端子。在输入端子21、22之间串联连接一个半桥电路的两个开关的负载路径串联,其中,第一开关421和第二开关422形成第一半桥,并且第三开关423和第四开关424形成第二半桥。半桥中的每一个包括输出,其中,第一半桥的输出由第一和第二开关421、422的负载路径公共的电路节点形成。第二半桥的输出由第三和第四开关422、424的负载路径公共的电路节点形成。第一半桥的输出经由诸如扼流器的第一电感性元件441被耦合到转换器单元2的第一输出端子23。第二半桥的输出端子经由诸如扼流器的第二电感性元件442被耦合到转换器单元2的第二输出端子24。根据另一实施例(未示出),仅采用第一和第二电感性元件441、442中的一个。转换器4进一步包括在输入端子21、22之间连接的诸如电容的输入电容41以及在输出端子23、24之间连接的输出电容C。
开关421、422、423、424中的每一个在其控制端子处接收控制信号S421、S422、S423、S424。这些控制信号S421-S424由驱动电路45根据从控制器5接收到的基准信号SREF来提供。驱动信号S421-S424是被配置成使相应的开关421-424接通和关断的脉宽调制(PWM)驱动信号。应当注意,PWM信号S421-S424的开关频率显著高于交流基准信号SREF的频率。根据在其中电网所实施的国家,基准信号SREF可以是具有50Hz或60Hz的频率的正弦信号,同时各个开关421-424的开关频率可以在几kHz到几10kHz的范围,或甚至高达几100kHz。驱动电路45被配置成在0和1之间独立地调整驱动信号S421-S424中的每一个的占空比,以使输出电流i1的波形遵循基准信号SREF的波形。当一个驱动信号的占空比为0时,相应的开关被永久地关断,并且当一个驱动信号的占空比是1时,相应的开关被永久地接通。驱动信号的占空比是驱动信号切换相应的开关的时间段和一个切换周期的持续时间之间的关系。一个开关周期的持续时间是开关频率的倒数。
参考先前已经解释的,输出电流i1是具有输出电流是正的正半周期并且具有输出电流i1是负的负半周期的AC电流。输出电流i1的时间特性取决于也具有正半周期和负半周期的基准信号SREF
将简要地进行说明转换器4的两个可能的操作原理。首先,假定要生成输出电流i1的正半周期。根据第一操作原理,这被称为双极开关或2级开关,第一和第四开关421、424被同步接通和关断,而第二和第三开关422、423被永久关断。在第一和第四开关421、424接通相位期间,输出电流i1被强制通过扼流器441、442,其取决于在跨输入电容41的输入电压V3和输出电压v2之间的电压差,其中输出电压v2由电网电压vN来限定。开关421-424中的每一个包括续流元件,诸如二极管,这也在图4中示出。第二和第三开关422、423的续流元件取在第一和第四开关421、424被关断时流过扼流器441、442的电流。在该方法中,可以通过第一和第四开关421、424的同步开关操作的占空比来调整输出电流i1的幅度。当开关421、424的开关频率远高于输出电流的期望频率时,可以根据基准信号SREF,通过第一和第四开关421、424的同步开关操作的占空比来调整AC输出电流i1的幅度、频率和相位。在负半周期期间,第二和第三开关422、423被同步接通和关断,同时第一和第四开关421、424被永久关断,使得这些第一和第四开关421、424中的体二极管导通。替代地,当其体二极管被正向偏置以作为同步整流器进行操作时,开关421、424切换(具有短的死区时间)。
根据称为相位斩波或3级开关的第二操作原理,第一开关421在输出电压v2的正半周期期间被永久接通,第二和第三开关422、423被永久关断,并且第四开关424以定时的方式被接通和关断。在第一和第四开关421、424的接通相位期间,输出电流i1被强制通过扼流器441、442,这取决于跨输入电容41的输入电压V3和输出电压v2之间的电压差,其中输出电压v2通过由电网电压vN来限定。在第四开关424的关断相位期间,续流路径由开关423的续流元件和接通的第一开关421来提供,从而能够跨输出扼流器提供零电压状态。在该方法中,可以通过第四开关421、424的开关操作的占空比来调整输出电流i1的幅度。在负半周期期间,第一和第四开关421、424被永久关断,第二开关422被永久地接通,并且第三开关423以定时的方式被接通和关断。
为了在正半周期期间控制输出电流i1的瞬时幅度,驱动电路45改变以定时的方式接通和关断的至少一个开关的占空比。该至少一个定时的开关的占空比及其驱动信号的占空比分别被增益以增加输出电流i1的幅度,并且被减小以减小输出电流i1的幅度。该占空比取决于基准信号SREF的瞬时幅度。
开关421-424可以被实现为传统的电子开关。参考图7A,图7A图示了用于实现开关的第一实施例,开关可被实现为MOSFET,具体地被实现n型MOSFET。图7A中的电子开关42表示开关421-424中的任意一个。诸如在图7A中所示的n型MOSFET的MOSFET具有也在图7A中图示的集成二极管。该二极管被称为体二极管,并且可以用作续流元件。作为在漏极端子和源极端子之间的路径的漏极-源极路径形成MOSFET的负载路径,并且栅极端子形成控制端子。
参考图7B,开关421-424还可以被实现为IGBT,其中此外,二极管可以被连接在IGBT的集电极和发射极端子之间。该二极管用作续流元件。在IGBT中,负载路径在发射极和集电极端子之间运行,并且栅极端子形成控制端子。
根据另一实施例,4个开关中的两个,诸如第一和第三晶体管421、423被实现为SCR半导体晶闸管,同时其他两个开关被实现为MOSFET。
根据又一实施例,如图7C中所示,开关421-424可以被实现为GaN-HEMT(氮化镓高电子迁移率晶体管)。与传统的(硅或碳化硅)的MOSFET不同,GaN-HEMT不包括集成体二极管。在GaN-HEMT中,可以通过衬底偏置导通来获得在相反方向(对应于传统MOSFET中的体二极管的正向)上的电流传导。当以GaN技术实现时,一个转换器单元的所有开关可以在公共半导体衬底上实现。
图8示意性地图示了控制器5的实施例,控制器生成取决于同步信号Sv1和输出电流信号Si1的基准信号SREF。图8示出了控制器5的框图以说明其操作原理。应当注意,图8中所示的框图仅用于说明控制器5的功能,而不是其实施方式。将在下面进一步详细解释的各个功能块可以使用适用于实现控制器的传统技术来实现。具体地,控制器5的功能块可以被实现为模拟电路、数字电路,或者可以使用硬件和软件来实现,诸如在其上运行特定软件以实现控制器5的功能的微控制器。
参考图8,控制器5包括锁相环(PLL)51,提供表示同步信号Sv1的频率和相位的频率和相位信号Sωt。具体地,Sωt表示在控制电路5的输入处接收到的(正弦)同步信号的瞬时相位角。因此,信号Sωt在下文中将被称为相位角信号。PLL51接收到同步信号Sv1。由PLL51提供的频率和相位信号Sωt被诸如VCO的信号生成器接收,信号生成器生成正弦信号Si1-REF,正弦信号Si1-REF与同步信号Sv1同相并且形成用于转换器单元2的输出电流i1的基准信号。
参考图8,控制器还接收输出电流信号Si1,并且从输出电流基准信号Si1-REF中减去输出电流信号的Si1来计算误差信号。由减法器执行减法操作,该减法器在输入端子处接收输出电流测量信号Si1-REF和输出电流信号Si1并且在输出端子处提供误差信号。在连接在减法器54的下游的滤波器53中对也是正弦信号的误差信号进行滤波。基准信号SREF是可在滤波器53的输出处提供误差信号的滤波版本。该滤波器是例如比例(P)滤波器。
可选地,在生成正弦基准信号Si1-REF之前,将相位信号添加到PLL51的输出信号。在该实施例中,基准信号Si1-REF并且因此输出电流i1具有相对于同步信号SV1的相位,其中相移通过相位信号来限定。
图9图示了图6的PLL51的实施例。该PLL包括具有计算单元511的相位检测器和乘法器512,该计算单元511计算相位角信号Sωt的正弦于波,乘法器512接收来自计算单元511的输出信号和同步信号Sv1。误差信号SERROR可以在乘法器512的输出处提供。该误差信号SERROR由线性滤波器(LF)514来接收,例如,线性比例-积分(PI)滤波器。在稳定状态中,线性滤波器的输出信号Sω表示同步信号SV1的频率。积分电路(具有积分(I)特性的滤波器)接收来自线性滤波器的输出信号、集成线性滤波器514的输出信号,并且提供频率和相位信号(相位角信号)Sωt,VCO(参见图8中的52)从该频率和相位信号Sωt生成基准信号的Si1-REF。在时域中对线性滤波器的输出信号进行积分对应于频域中的与1/s的乘法。
图10图示了控制器5的另一实施例。在该实施例中,第二PLL51'接收输出电流信号Si1,并且计算出表示输出电流信号Si1的频率和相位的另一频率和相位信号。使用减法器54来从表示同步信号Sv1(并且可选地,相移)的频率和相位的频率和相位信号Sωt中减去另一频率和相位信号,以提供误差信号。使用滤波器53来对误差信号进行滤波,并且诸如VCO的信号生成器52接收误差信号并且生成具有通过滤波的误差信号限定的频率和相位的正弦基准信号。在该实施例中,滤波器53可以被实现为P滤波器或PI滤波器。
图11图示了一个转换器单元2的另一实施例。除了DC/AC转换器4和控制器5的该转换器单元包括在输入端子21、22与DC/AC转换器4之间连接的DC/DC转换器6。可以参考图6至图10解释的来实现DC/AC转换器4,差异在于图11的DC/AC转换器4从DC/DC转换器6接收DC输入电压V6,而不是转换器单元2的输入电压V3。连接在端子61、62之间的电容器60可以表示DC/DC转换器6的输出电容器或DC/AC转换器4的输入电容器4或二者。该电容器60可以被称为DC链路电容器。
DC/DC转换器6被配置成将输入电压V3或输入电流I3分别调整为取决于由DC/DC转换器6接收到的基准信号SREF-V3的电压或电流值。为了说明的目的,假定DC/DC转换器6根据基准信号SREF-V3调整输入电压V3。调整转换器单元2的输入电压V3可以有助于在最优操作点处操作连接到输入端子21、22的DC电源3。这将在下面进行说明。
因此,太阳能电池和包括若干太阳能电池的PV模块在其被暴露于阳光时用作提供DC输出电压和DC输出电流的功率生成器。对于由PV阵列接收到由给定的光功率,存在PV阵列可以以其操作的相应的输出电流的范围和输出电压的范围。然而,仅存在由PV阵列提供的电力具有其最大值的一个输出电流和一个相应的输出电压。输出功率呈现其最大值的输出电流和输出电压限定最大功率点(MPP)。MPP根据由阵列接收到的光功率并且根据温度而变化。
参见图11,转换器单元2还包括最大功率点跟踪器(MPPT)7,该最大功率点跟踪器(MPPT)7被配置成提供基准信号SREF-V3,使得DC/DC转换器6调整输入电压,使得DC源3以其MPP进行操作。MPPT7接收表示由DC源3(在图9中虚线所示)提供的输入电流I3的输入电流信号SI3和表示由DC源3提供的输入电压V3的输入电压信号SV3。MPPT7从输入电流信号SI3和输入电压信号SV3计算由DC源3提供的瞬时输入功率。可以通过例如使用电压测量电路来以传统方式从输入电压V3获得输入电压信号SV3。等价地,可以使用例如电流测量电路来以传统方式从输入电流I3获得输入电压信号SI3。这些电压测量电路和电流测量电路是公知的,并且在图11中未示出。
为了找到MPP的MPPT7的基本操作原理在给定的信号范围内改变基准信号SREF-V3,并且确定针对由不同的基准信号SREF-V3限定的输入电压V3中的每一个由DC源3提供的输入功率。该MPPT7被进一步被配置成检测已经获得其最大输入功率的输入电压V3,并且将基准信号SREF-V3最终设置为已经检测到其最大输入功率的值。
因为由PV阵列3接收到的太阳能可能改变,所以MPPT7进一步被配置成检查DC源3定期地还是在存在最大功率点可能已经改变的指示时在其最大功率点中仍然进行操作。最大功率点可能已经改变的指示是,例如,当由输入电流信号SI3表示的输入电流I3在基准信号SREF-V3没有改变的情况下发生改变时。MPPT7对DC源3是否仍然在其最大功率点中进行操作的定期检查或事件驱动的检查可以包括先前已经解释的用于第一次检查最大功率点的相同的算法。用于检测可以在MPPT7中实现的最大功率点的传统算法包括,例如,“爬山算法”或“扰动和观察算法”。
DC/DC转换器6可以如传统DC/DC转换器来实现。在图12中图示了可以在转换器单元2中使用的DC/DC转换器6的第一实施例。图12中图示的DC/DC转换器6被实现为升压转换器。这种类型的转换器包括串联电路,该串联电路具有诸如扼流器的电感性存储元件64以及在DC/DC转换器6的输入端子之间的开关65,其中DC/DC转换器6的输入端对应于转换器单元2的输入端子21、22。另外,诸如二极管的整流器元件66被连接电感性存储元件64和开关65共同的电路节点和DC/DC转换器6的第一输入端子61之间。DC/DC转换器6的第二输出端子62被连接到第二输入端子22。DC/DC转换器的输出电压V6可在输出端子61、62之间提供。参考图12,DC/DC转换器6还可以包括在输入端子21、22之间的诸如电容器的第一电容性存储元件63以及在输出端子61、62之间的诸如电容器的第二电容性存储元件68。第二电容性存储元件68用作在从DC/DC转换器6的输出处提供的DC电压V6生成AC输出电流i1时所需要的能量存储。
开关65可以被实现为传统电子开关,诸如MOSFET或IGBT。另外,整流元件66可以被实现为同步整流器,这是使用诸如MOSFET或IGBT的电子开关实现的整流器实现。根据另一实施例,开关65被实现为GaN-HEMT。
DC/DC转换器6进一步包括用于生成用于开关65的驱动信号S65的控制电路(控制器)67。该驱动信号S65是脉宽调制(PWM)驱动信号。PWM控制器67被配置成调整该驱动信号S65的占空比,使得输入电压V3对应于如基准信号SREF-V3所表示的期望输入电压。为此,控制电路67接收基准信号SREF-V3和表示输入电压V3的输入电压信号SV3
在图13中图示了PWM控制电路67的第一实施例。如图8(其图示了控制器5的实施例)中,在图11中图示了控制器67的功能块。这些功能块可以被实现为模拟电路、数字电路,或者可以使用硬件和软件来实现。参考图13,控制电路67从输入电压信号SV3和基准信号SREF-V3来计算误差信号SERR。误差信号SERR是通过从基准信号SREF-V3(如示)中减去输入电压信号V3或者通过从输入电压信号SV3中减去基准信号SREF-V3来计算的。误差信号SERR是由接收输入电压信号SV3和基准信号SREF-V3的减法单元671提供的。
由从误差信号SERR生成占空比信号SDC的滤波器672接收到误差信号SERR。占空比信号SDC表示由控制电路67提供的驱动信号S65的占空比。滤波器672可以是DC/DC转换器的PWM控制器中的用于从误差信号SERR生成一个占空比信号SDC的传统滤波器,诸如P滤波器、PI滤波器或PID滤波器。
PWM驱动器673接收占空比信号SDC和时钟信号CLK,并且生成驱动信号S65作为具有由时钟信号CLK限定的开关频率和由占空比信号SDC限定的占空比的PWM信号。该驱动器673可以是被配置成基于时钟信号和占空比信息来生成PWM驱动信号的传统PWM驱动器。这样的驱动器是公知的,所以在这方面不需要其他信息。
将简要地进行说明图12的控制器67的基本控制原理。假设已经将输入电压V3调整为由基准信号SREF-V3表示的给定值并且基准信号SREF-V3改变,使得输入电压V3必须被重新调整。为了说明的目的,假设输入电压V3如基准信号SREF-V3所限定的增加。在该情况下,控制电路67减小驱动信号S65的占空比。减小驱动信号S65的占空比导致了减小(平均)输入电流I3,其中减小在由DC源3提供的给定功率的输入电流I3导致了增加输入电压V3。等同地,当输入电压V3被减小时占空比增加。占空比的增加导致输入电流I3的增加。
根据图12中的升压转换器不仅对DC源3提供负载以便于以其最大功率点来操作DC源3。该升压转换器还生成由DC/AC转换器4(参见图11)接收到的高于输入电压V3的输出电压V6。另外,升压转换器被实现为使得输出电压V6比DC/AC转换器的输出电压V2的峰值电压高,但是比在DC/AC转换器中实现的开关(参见图6中的421-424)电压阻断能力低。
参考图14,DC/DC转换器6还可以被实现为降压转换器。该降压转换器包括串联电路,该串联电路具有诸如扼流器的电感性存储元件64以及在第一输入端子21和第一输出端子61之间的开关65。诸如二极管的续流元件66被连接在第二输出端子62与对于电感性存储元件64和开关65公共的电流节点之间。诸如电容器的电容性存储元件63被连接在输入端子21、22之间。
如图12中的升压转换器,图14中的降压转换器中的开关65可以被实现为传统电子开关,诸如MOSFET或IGBT,或者可以被实现为GaN-HEMT。此外,续流元件66可以被实现为同步整流器。
如在根据图12的升压转换器中,根据图14的减压转换器中的开关65由控制电路67提供的PWM驱动信号S65来驱动。控制电路67可以如图13中所示来实现。图14中的降压转换器中的控制电路67的操作原理与图12的升压转换器中的相同,即,驱动信号S65的占空比在输入电压V3要减小时增加,并且该占空比在输入电压V3要增加时减小。
应当注意,将DC/DC转换器6实现为升压转换器(参见图12)或降压转换器(参见图14)仅是示例。DC/DC转换器6还可以被实现为降压-升压转换器、升压-降压转换器、反激转换器等。升压转换器还是降压转换器被用作用于跟踪DC源3的最大功率点并且向DC/AC转换器4提供输入电压V6的DC/DC转换器影响要被串联连接的转换器单元2的数目,以使转换器单元2的输出电压V2的总和对应于外部AC电压v1。这将在下面通过示例的方式来说明。
假设期望存在具有240VRMS的外部AC电压V1。该电压v1的峰值电压(最大幅度)是338V(240V·sqrt(2),其中sqrt是平方根)。进一步假设DC源3是PV阵列,其中的每一个都在暴露于阳光时提供在24V和28V之间的输出电压。DC/AC转换器4具有降压特性,这意味着输出电压v2的峰值(参见图4)小于分别接收到的DC输入电压V3或V6。因此,当降压转换器用作转换器单元2中的DC/DC转换器6时,或者当不使用DC/DC转换器时,需要串联连接具有与之连接PV板的至少15个转换器单元2。这基于每个PV阵列生成V3=24V的最小电压和该外部AC电压v1的峰值电压是338V的假设。通过简单地使338V除以24V(338V/24V=14.08)并且将结果四舍五入为次高整数来得到15的数目。
然而,当升压转换器用作例如从输入电压V3(在24V和28V之间)生成输出电压V6=60V的DC/DC转换器6时,要被串联连接的转换器单元2的数目可以减小到约6。
在图11中所示的DC/AC转换器中,该DC/DC转换器的输出电压V6可以根据在输入端子21、22处从DC源3接收到的输入功率并且根据输出电流i1或者更确切地根据输出电流i1的平均而变化。根据图15中所示的另一实施例,控制电路5进一步被配置成分别控制DC/AC转换器4的输入电压和DC/DC转换器6的输出电压。为此,控制电路5接收表示输入电压V6的输入电压信号SV6。控制电路5被配置成通过改变以定时方式驱动的DC/AC转换器4中的这些开关的占空比来调整输入电压V6。输入电压通常可以通过减小占空比来被提高,并且通常可以通过增加占空比来被减小。为此,控制电路5包括另一控制回路,其中该控制回路比使得输出电流i1跟随基准信号SREF的控制回路更慢。该控制回路例如被配置成使得占空比以在1Hz和10Hz之间的频率变化。
图15的控制电路5基于图8中所示的控制电路,并且还包括另一控制回路,该另一控制回路用于根据输入电压信号SV6来调整输出电流基准信号Si1-REF的幅度。作为图8中所示的控制回路的替代,根据图15的控制电路还可以基于图10的控制电路来实现。参考图15,控制回路包括:另一减法元件56、滤波器55和乘法器57。减法单元56接收输入电压信号SV6和表示输入电压V6的设置值的基准信号SV6-REF。减法元件56基于在输入电压信号SV6和基准信号SV6-REF之间的差来生成另一误差信号。滤波器55接收该另一误差信号,并且从另一误差信号生成表示基准信号SREF的幅度的幅度信号SAMPL。滤波器可以具有P特性、I特性、PI特性、或PID特性。幅度信号SAMPL和VCO52的输出信号由乘法器57来接收,乘法器57提供输出电流基准信号Si1-REF。输出电流基准信号Si1-REF具有取决于输入电压V6和用于控制DC/AC转换器(图11的4)的输入电压V6以及输出电流i1的频率和相位的幅度。基准信号SREF的频率和相位取决于至少一个同步信号SV1和输出电流信号的Si1并且用于调整输出电流i1的频率和相位,使得在输出电流和输出电压之间存在给定的相位差。
输入电压基准信号SV6-REF可以具有固定值,该固定值被选择为使得输入电压V6充分低于在DC/AC转换器中采用的电压阻断能力。然而,还能够根据输出电流,具体地根据输出电流i1的rms值,来改变输入电压基准信号SV6-REF。根据一个实施例,输入电压基准信号SV6-REF在输出电流i1增加时减小,并且输入电压基准信号SV6-REF在输出电流减小时增加。根据一个实施例,输入电压基准信号SV6-REF在输出电流i1低于给定阈值时具有第一信号值,并且在输出电流i1高于给定阈值时具有更低的第二信号值。
图15中所示的控制电路还可以在图6中所示的转换器中实现,其中,DC/DC转换器被省略。在该情况下,要被控制的输入电压是PV模块的输出电压V3,使得图15中的电压信号SV6被替换为表示DC源3的输出电压的电压信号SV3,并且输入电压基准信号SV6-REF被替换为限定DC源3的期望输出电压的基准信号SV3-REF。在该情况下,输入电压基准信号SV3-REF可以通过MPPT来提供,以便于使DC源(PV模块)3以其MPP进行操作。
图16图示了可以在图11的DC/AC转换器单元2中实现的DC/DC转换器6的另一实施例。图16的DC/DC转换器被实现为具有两个转换器级601、602的升压转换器。该两个转换器级601、602在输入端子21、22和输出端子61、62之间并联连接。转换器单元601、602中的每一个如图12的升压转换器来实现,并且包括串联电路,该串联电路具有诸如扼流器的电感性存储元件641、642以及在DC/DC转换器6的输入端子之间的开关651、652,其中DC/DC转换器6的输入端子对应于转换器单元2的输入端子21、22。另外,每个转换器级包括诸如二极管的整流器元件661、662,该整流器元件661、662连接对相应的电感性存储元件641、642和相应的开关651、652公共的电路节点和DC/DC转换器6的第一输出端子61之间。DC/DC转换器6的第二输出端子62被连接到第二输入端子22。
两个转换器级601、602共享输入端子21、22之间的第一电容性存储元件63,并且共享输出端子61、62之间的第二电容性存储元件68。DC/DC转换器6的输出电压V6可跨第二电容性存储元件68提供。
参考图16,DC/DC转换器6的控制电路(控制器)67生成两个PWM驱动信号S651、S652,即用于第一转换器级601的开关651的第一驱动信号S651、以及用于第二转换器级602的开关652的第二驱动信号S652。根据一个实施例,第一和第二升压转换器级601、602交错进行操作,这意味着在第一开关651的开关周期和第二开关652的开关周期之间存在时间偏移。提供2个转换器级601、602并且以交错模式操作这些转换器级601、602有助于减小DC/DC转换器6的输入电压V3和输出电压V6的电压纹波。当然,多于两个的升压转换器级601、602可以并联连接。
参考图16,每个升压转换器级601、602提供输出电流I61、I62。这些输出电流I61、I62添加并且形成DC/DC转换器的整体输出电流I6。图17图示了控制器67的第一实施例,该控制器67被配置成生成用于每个转换器级601、602的PWM驱动信号S651、S652,并且进一步被配置成生成PWM驱动信号S651、S652,使得转换器级601、602的输出电流I61、I62均衡。
参考图17,控制电路67基于图13的控制电路67,并且包括接收输入电压信号SV3和输入电压基准信号SREF-V3的减法元件671、和用于提供占空比信号SDC的滤波器672。图17的控制器67还包括接收第一占空比信号SDC1和接收第一时钟信号CLK1的第一PWM驱动器6731、以及接收第二占空比信号SDC2和接收第二时钟信号CLK2的第二PWM驱动器6731,第一占空比信号SDC1取决于由滤波器672提供的占空比信号SDC,第二占空比信号SDC2取决于由滤波器672提供的占空比信号SDC。根据一个实施例,第一和第二时钟信号CLK1、CLK2具有相同的频率。然而,在第一和第二时钟信号CLK1、CLK2之间存在相移,使得在由第一PWM驱动器6731提供的第一PWM驱动信号S651和由第二提供PWM驱动器6732提供的第二PWM驱动信号S652之间存在相移。
如果第一和第二转换器级601、602将完美匹配,使得不存在不平衡的输出电流I61、I62的风险,则占空比信号SDC可以被用作第一占空比信号SDC1并且用作第二占空比信号SDC2。然而,由于在转换器级601、602中的组件的不可避免失配,所以当以完全相同的占空比生成第一和第二驱动信号S651、S652时,输出电流I61、I62可能是不平衡的。
为了补偿第一和第二输出电流I61、I62的这样的不平衡,图17的控制器67包括附加控制回路,其可以被称为电流平衡回路或功率平衡回路。该控制回路接收表示第一转换器级601的第一输出电流I61的第一输出电流信号SI61和表示第二转换器级602的输出电流I62的第二输出电流信号SI62。这些输出电流信号SI61、SI62可以使用传统电流测量单元来生成。输出电流信号SI61、SI62由生成另一误差信号SERR2的减法单元675来接收。另一误差信号SERR2表示在第一和第二输出电流I61、I62之间的差。另一误差信号SERR2由生成滤波的误差信号的滤波器676来接收。滤波器676可以具有P特性、I特征或PI特性。
另一减法单元6741从占空比信号SDC中减去滤波的误差信号以生成第一占空比信号SDC1,并且加法器6742将滤波的误差信号与占空比信号DC相加以生成第二占空比的信号SDC2
图17的控制器67的操作原理如下。当第一和第二输出电流I61、I62相同时,另一误差信号SERR2为零。在该情况下,第一占空比信号SDC1对应于第二占空比信号SDC2。例如,当第一输出电流I61大于第二输出电流I62时,另一误差SERR2和滤波的误差信号具有正值。在该情况下,占空比信号SDC1(通过从占空比信号SDC中减去滤波的误差信号获得的)变得小于第二占空比信号SDC2(通过将滤波的误差信号与占空比信号SDC相加获得的)。因此,第一驱动信号S651的占空比变得小于第二驱动信号S652的占空比,以减小第一输出电流I61并且增加第二输出电流I62,从而平衡这些输出电流I61、I62
图18图示了配置成平衡输出电流I61、I62的控制电路67的另一实施例。图18的控制电路67基于图17的控制电路67。在图18的控制电路67中,生成第一占空比信号SDC1的减法单元6741不接收占空比信号SDC,但是接收在占空比信号SDC和第一输出电流信号SI61之间的差的滤波版本。减法单元6771计算该差,并且滤波器6781对该差进行滤波。该滤波器可以具有P特性、I特性或PI特性。等同地,提供第二占空比信号SDC2的加法器6742不接收占空比信号SDC,但是接收在信号SDC和第二输入的电流信号SI62之间的滤波的差。减法单元6772计算在占空比信号SDC和第二输出电流信号SI62之间的差,并且滤波器6782对该差进行滤波。滤波器6781、6782的输出信号分别由减法单元6741和加法器6742来接收。
尽管在图17所示的实施例中,单个控制回路用于调节输入电压V3,但是在根据图18的实施例中采用双控制回路结构。
图19图示了具有DC/AC转换器4的转换器单元2的另一实施例。转换器单元2还可以包括连接在输入端子21、22和DC/AC转换器之间的DC/DC转换器6(参见图9)。然而,在图13中没有图示这样的DC/DC转换器。根据转换器单元2是否包括DC/DC转换器,DC/AC转换器4接收转换器单元2的输入电压V3或者DC/DC转换器4(在图19中未示出)的输出电压作为输入电压。为了说明的目的,假定DC/AC转换器4接收输入电压V3。
图19的DC/AC转换器包括接收输入电压V3作为输入电压的降压转换器80。降压转换器80被配置成生成输出电流i80,这是DC/AC转换器4的输出电流i1的整流版本。例如,假设输出电流i1的期望波形是正弦波形。在该情况下,由转换器80提供的输出电流i80分别具有整流的正弦曲线的波形或正弦曲线的绝对值的波形。这在图20中示意性地示出,其中图示了正弦输出电流i1和转换器80的相应的输出电流i80的示例性时序图。
使用具有两个半桥的桥电路85来从降压转换器80的输出电流i80产生DC/AC转换器4的输出电流i1,其中这些半桥中的每一个半桥被连接在降压转换器80的输出端子81、82之间。该桥电路85可以被称为展开桥。第一半桥包括串联连接在输出端子81、82之间的第一和第二开关851、852以及串联连接在输出端子81、82之间的第三开关853和第四开关854。对于第一和第二开关851、852的公共电路节点的第一半桥的输出端子被耦合到第一输出端子23。对于第三和第四开关853、854的公共电路节点的第二半桥的输出端子被耦合到转换器单元2的第二输出端子24。可选地,具有诸如扼流器的两个电感的EMI滤波器88被耦合在半桥的输出端子和转换器电路2的输出端子23、24之间。连接在输出端子之间的转换器单元2的输出电容C可以是EMI滤波器88的一部分。
参考图19,降压转换器80的输出电流i80具有是输出电流i1的频率的两倍的频率。桥电路85的开关851-854的开关频率对应于输出电流i1的频率。在输出电流i1的正半周期期间,第一和第四开关851、854被接通,并且在输出电压v2的负半周期期间,第二和第三开关852、853被接通。桥电路85的开关由驱动电路89生成的驱动信号S851-S854来驱动。在图20中还图示了这些驱动信号S851-S854的时序图。在图20中,这些时序图的高信号电平表示相应的驱动信号S851-S854的导通电平。驱动信号的导通电平是相应的开关被接通的信号电平。驱动信号S851-S854可以例如根据降压转换器80的输出电压v80来生成,其中,根据一个实施例,每当输出电压v80减小到0时,驱动电路89就改变开关的开关状态。“改变开关状态”是指第一和第四开关851、854接通并且其他两个开关关断,或者是指第二和第三开关852、853接通并且其他两个开关关断。
降压转换器8可以具有传统的降压转换器拓扑,并且可以包括与电感性存储元件84串联连接的开关83,其中该串联电路分别被连接在转换器单元2的第一输入端子21或DC/DC转换器(未示出)的第一输出端子61与降压转换器80的第一输出端子81之间。整流器元件86被连接在降压转换器的第二输出端子82(对应于第二输入端子22)和开关83和电感性存储元件84公共电路节点之间。开关83可以被实现为诸如MOSFET或IGBT的传统电子开关或者实现为为GaN-HEMT。整流器元件86可以被实现为二极管或者被实现为同步整流器。此外,诸如电容器的电容性存储元件85被连接在降压转换器80的输入端子之间,并且可选的平滑电容器89被连接在输出端子81、82之间。
降压转换器80的开关83由控制电路或控制器87生成的PWM驱动信号S83来驱动。降压转换器80的控制器87接收来自转换器单元2的控制器5的基准信号SREF。降压转换器80的控制器87被配置成生成对应于基准信号SREF来生成其输出电流i80。与图11的基准信号SREF不同,根据图19的基准信号SREF不具有输出电流i1的波形,但是具有整流的输出电流i1的波形。也从同步信号Sv1和输出电流信号Si1生成该基准信号SREF
根据图19的用于生成基准信号SREF的控制器5可以对应于图8和15中图示的控制器,不同之处在于对振荡器53的输出处提供的振荡信号进行整流。在图21中图示了根据图19的控制器5的实施例。该控制器5对应于根据图8的控制器,不同之处在于滤波器53的输出信号由生成振荡器53的振荡输出信号的整流版本的整流器58来接收。在数学上,这等同于形成振荡器53的振荡输出信号的绝对值。基准信号SREF可在整流器58的输出处提供。
图22图示了可以在图19的DC/AC转换器4中实现的控制器5的另一实施例。图22的控制器5基于图15的控制器5,不同之处在于幅度信号SAMPL是从表示由DC源3提供的输入电压V3的输入电压信号SV3电压信号SV3并且从输入电压基准信号SREF-V3生成的。输入电压基准信号SREF-V3可以通过MPPT来生成,诸如参考图11说明的MPPT7。
图15、图21和图22中所示的控制回路当然可以基于图10而不是图8的控制回路结构来修改。
参考图19,降压转换器80的控制器87可以如在降压转换器中用于提供PWM驱动信号的传统控制器来实现。控制器86接收基准信号SREF和输出电流信号Si80,其中输出电流信号Si80表示降压转换器80的输出电流vi80。控制器86被配置成改变驱动信号S83的占空比,使得降压转换器80的输出电流i80对应于基准信号SREF。该控制器86的功能对应于图13中所示的控制器67的功能。在图19中所示的实施例中,控制器接收表示输出电流i1的输出电流信号的Si1和用于生成基准信号SREF的同步信号SV1。然而,这仅仅是示例。还能够基于表示降压转换器80的输出电压v80和输出电流i80的信号来生成基准信号SREF。在该情况下,基准信号被生成为使得降压转换器80的输出电流i80和输出电压v80具有给定的相位差。
下面将参考图1和图19来说明包括如图19中所示的DC/AC转换器的功率转换器电路1的操作原理。说明将基于电网100的电压是正弦电压使得期望具有正弦波形的输出电流i1的假设。此外,假定各个DC/AC转换器的输入功率是零,而电网电压vN被施加到输入端子11、12,并且各个转换器单元中的桥电路85处于操作中。在该情况下,降压转换器的平滑电容器89被串联连接在输出端子11、12之间。当各个电容器89具有相同的尺寸时,这些电容器89中的每一个的电压是电网电压vN的1/n倍。
现在假设DC/AC转换器接收来自与之连接的PV模块3的输入功率。然后,DC/AC转换器将其公共输出电流i1调整为与外部电压v1(电网电压)同相。输出电流i1的幅度具体地通过输入电压V3来控制,其中电流在电压V3增加时增加,并且电流在电压V3减小时减小。
当由一个DC/AC转换器提供的输出电流i1减小时,由输出电容器C来提供对应于在输出电流i1和公共电流i1OUT之间的差的电流,使得跨输出电容器C的电压v2减小直至对DC/AC转换器的输入功率对应于其输出功率。跨一个DC/AC转换器4或者一个转换器单元2的输出电容器89的电压v2的减小使跨其他转换器单元的输出电容器的电压增加。该过程继续,直至转换器单元2以较低的输出电流i1在稳定操作点中稳定。如果其他转换器单元2首先以相同的占空比运行,则跨其输出电容器的电压的增加导致其输出电流i1的减小(并且因此导致公共输出电流的减小),以使其输出功率保持等于其输入功率。当由DC/AC转换器提供的输出电流i1增加为高于公共电流i1OUT时,相应的输出电容C被充电,这导致了跨一个转换器的输出电容器C的电压的增加和跨其他转换器的输出电容器的电压的减小。
从先前提供的说明显而易见的是,除了在各个转换器单元2中的控制回路,不需要额外的控制回路来控制各个转换器单元2的输出电压。具有转换器单元2的功率转换器电路1是“自组织的”。参考图1,例如假定在稳定状态中,例如,因为相应的PV阵列被遮蔽,所以由第一DC源31提供给第一转换器单元21的输入功率会降低。然后,对应的转换器单元2的输出电压v21会下降,而其他转换器单元22、2n的输出电压会增加,以满足由等式(1)限定的条件。此外,公共输出电流i1OUT会降低。瞬时处理如下。当由第一转换器单元21接收到的输入功率降低时,公共输出电流i1OUT首先保持不变,而第一转换器单元21的输出电流i11减小。输出电流i11的减小和不变的公共输出电流iOUT1导致第一转换器单元21的输出电容器C1的放电,使得输出电压v21减小。然而,第一转换器单元的输出电压的减小导致其他转换器的输出电压的增加,其现在减小其输出电流以保持其输出功率等于其输入功率。当“新的”公共输出电流iOUT已经稳定在各个输出电流i1所对应的公共输出电流时,过渡过程结束。这是不需要除了在先前公开的各个转换器单元2中的控制回路的额外控制回路的自组织和自稳定的过程。
图23图示了功率转换器电路的另一实施例。在该功率转换器电路中,两个串联电路1I、1II在输出端子11、12之间并联连接,两个串联电路1I、1II中的每一个都包括具有串联连接的多个转换器单元2I1-2In和2II1-2IIn的组。串联电路1I、1II中的每一个可以根据先前说明的转换器单元21-2n的串联电路1来实现。两个组(两个串联电路)的转换器单元被耦合到可以根据先前说明的实施例中的一个来实现的相同的同步电路10。当然,可以并联连接每一个都具有多个转换器单元的多于两个的串联电路。
参考本文先前的说明,同步电路10可以被实现为电压测量电路,该电压测量电路测量外部AC电压v1并且生成至少一个同步信号SV1,使得同步信号是表示外部AC电压v1的连续信号,并且因此具有与外部AC电压v1相同的频率和相位。图24图示了同步电路10的另一实施例。
在图24所示的实施例中,同步电路10接收在输出端子11、12处可用的外部AC电压v1,并且将同步信号SV1生成为具有分别取决于外部AC电压v1的频率和相位的频率和相位的连续信号。根据一个实施例,同步电路10接收相移信号SPS,相移信号SPS限定了在同步信号SV1和外部AC电压v1之间的期望相移。在图24所示的实施例中,同步电路10包括相移电路110,该相移电路110提供输出电压v1'。相移电路110的输出电压v1'具有相移相对于外部AC电压v1的相移,其中相移由相移信号SPS来限定。传输电路120接收相移电路110的输出电压v1',并且生成传送到各个转换器单元2(在图24中未示出)的至少一个同步信号SV1
参见图25,传输电路120可以被实现为具有串联连接的多个分压器元件1201、1202、120n的分压器。传输电路120的分压器类似于图3中所示的分压器。分压器120的各个分压器元件1201-120n可以如参考图4A至4C和图5说明的分压器元件10i来实现。参考图25,分压器元件1201-120n中的每一个提供电压v11'、v12'、v1n',其中这些电压中的每一个表示由一个转换器单元2(图25中未示出)以与图3的各个转换器单元21-2n接收各个电压v11、v12、v1n相同的方式接收到的一个同步信号。
当采用如图24所示的同步电路10时,各个转换器单元2的输出电流i1和外部的交流电压v1之间的相移可以通过相移信号SPS来调整,使得不需要单独将相移信号(在图15、图21和图22中的)提供到各个转换器单元2。然而,当然能够将相移信号额外提供到各个转换器单元2。
如图25中所示,通过分压器将至少一个同步信号SV1传送到各个转换器单元仅仅是一个可能的实施例。根据其他实施例,经由信号总线、无线电路径或者经由使用电力线通信的电力线来将至少一个同步信号SV1传送到各个转换器单元2。当然,在该情况下,在转换器单元2中采用相应的接收器电路。
参考电力线通信,因为转换器电路的输出电流iOUT是AC电流,所以可以使用标准的电源线通信电路来用于在同步电路10和各个转换器单元2之间的通信。在该情况下,转换器电路1的作为承载输出电流iOUT并且连接各个转换器单元2的输出的线的电力线用于该通信。耦合到电力线的第一电力线通信接口(未示出)接收到同步信号SV1并且经由电力线来将适当调制的同步信号SV1转发到各个转换器单元2。每个转换器单元包括耦合到电力线并且被配置成接收和解调调制的同步信号Sv1的相应的电力线通信接口。
根据如在图24中用虚线图示的另一实施例,同步电路不仅接收相移信号SPS,而且作为相移信号SPS的补充或作为相移信号SPS的替代,接收控制信号SCTRL,通过该控制信号SCTRL可以调整同步信号SV1的其他参数,诸如同步信号SV1的频率和/或幅度。在该实施例中,同步信号SV1可以独立于外部AC电压v1来生成,这可以有助于以下说明的一些操作情况。
参考本文先前的说明,由每个转换器单元2接收到的同步信号SV1可以从同步电路10连续传送到转换器单元2的连续信号。转换器单元2中的每一个根据同步信号Sv1来连续地生成其相应的输出电流i1,同步信号Sv1表示以由通信信号SV1限定的频率和相位,。
根据另一实施例,同步信号SV1是包括信号脉冲序列的脉冲信号,并且各个转换器单元2被配置成从该脉冲信号生成具有频率和相位的连续信号。
图26图示了配置成接收作为同步信号Sv1的脉冲信号的转换器单元2的实施例。图26的转换器单元2对应于图5和图11的转换器单元,并且还包括信号生成器20,该信号生成器20接收脉冲同步信号SV1并且被配置成从脉冲信号Sv1生成连续正弦同步信号Sv1'。在该实施例中,在信号生成器20的输出处提供的连续同步信号SV1'由控制电路5来接收,并且在控制电路5中以与本文先前说明的连续正弦同步信号Sv1相同的方式来处理。该DC/AC转换器4和可选的DC/DC转换器6可以如先前和以下说明的实现。
根据一个实施例,脉冲同步信号SV1是具有等距信号脉冲的周期性信号,并且信号生成器20被配置成从脉冲信号Sv1生成正弦信号SV1'。根据一个实施例,信号生成器20生成正弦同步信号SV1',使得每当脉冲同步信号SV1的信号脉冲发生时,正弦信号SV1'的过零就发生。在该实施例中,信号脉冲的相互距离限定了由信号生成器20生成的连续同步信号SV1'的频率,并且在时间标度上的各个信号脉冲的绝对位置限定了连续同步信号的相位。在图27中图示了信号生成20的实施例,该信号生成20被配置成接收脉冲同步信号SV1并且被配置成生成具有如由脉冲同步信号SV1限定的频率和相位的连续正弦同步信号SV1'。在图28中图示了在该信号生成器中发生的信号的时序图。
参考图27,信号生成器包括接收作为时钟信号的脉冲同步信号SV1的积分器202。在图28中图示了脉冲同步信号SV1的实施例的时序图。积分器被配置成对以脉冲同步信号SV1'开始的第二输入处接收到的恒定信号C进行积分。积分器202的输出信号是具有对应于脉冲同步信号SV1'的频率的频率的斜坡信号SRAMP。恒定信号由计算单元201来提供,该计算单元201接收脉冲信号SV1并且将恒定信号C计算为与脉冲同步信号SV1'的频率成比例或者与脉冲信号SV1'时间周期T成反比(参见图28)。在稳定状态中,斜坡信号SRAMP的各个斜坡的斜率取决于频率(并且在频率减小时减小),并且各个斜破的幅度是相等的。根据一个实施例,计算单元201计算脉冲信号SV1'的每个周期的恒定值C,并且在下一周期中提供将所计算的值提供到积分器。因此,同步的频率改变在以脉冲信号的一个周期的延迟生成斜坡信号SRAMP中变得有效。
参考图27,三角函数生成器203接收斜坡信号SRAMP,并且通过计算斜坡信号SRAMP的瞬时值的正弦值或余弦值来生成连续的同步信号SV1'。在图28中图示了得到的连续同步信号SV1'。在图27和图28中图示的实施例中,每当脉冲同步信号的信号脉冲发生时,连续同步信号SV1'具有从负到正的信号值的过零点。
当然,可以容易地修改图27的信号生成器,以生成连续同步信号SV1',使得在脉冲信号SV1的每个脉冲的情况下,从负到正信号值的过零点都会发生。
根据一个实施例,脉冲的同步信号SV1仅在脉冲信号的频率和/或相位改变时的短时间中被传送。这意味着,仅传送具有脉冲信号SV1的一些周期的短序列,而在该序列的传输之后脉冲信号被中断达显著长于一个周期时段的时间段。该中断可以是几秒或几分钟。在该实施例中,时钟生成器接收脉冲信号SV1。时钟生成器被配置成测量脉冲信号SV1的频率,并且以具有对应于脉冲信号SV1的测量频率的频率生成提供给积分器的时钟信号。时钟生成器具体地被配置成存储频率信息,并且即使在脉冲信号SV1已经被关断并且每当新的脉冲信号SV1序列被传送时更新频率时的那些时间段中也生成时钟信号。等同地,计算单元存储计算的值C,直到允许计算单元201重新计算恒定值的新的脉冲信号SV1序列被传送。
根据另一实施例,同步信号SV1是仅在特定时间段中传送的AC信号,特定时间段诸如对应于AC信号的仅几个周期的持续时间。在该实施例中,信号生成器20被配置成评估同步信号SV1的频率和相位信息,并且被配置成基于该频率和时间信息来生成连续同步信号SV1。在该实施例中,同步信号SV1可以仅在功率转换器电路1的一开始被传送到各个转换器单元,或者可以在功率转换器电路1的操作期间周期性地传送。
根据一个实施例,在功率转换器电路1被启用之前,即在各个转换器单元2被启用并且生成输出电流i1之前,由每个转换器单元2接收到的AC同步信号SV1是跨每个转换器单元2的输出电容器C的电压v2。参考图1,当外部电压v1被施加到输出11、12时,并且当各个转换器单元2被禁用(尚未启用)时,跨输出电容器C的电压v2与外部电压v1同相,并且这些电压v2中的每一个是外部电压v1的部分。因此,那么转换器单元2中的每一个可以使用跨其输出电容器C的电压作为AC同步信号,该信号仅在特定时间段中被接收,即在转换器单元2被启用之前的时间段中被接收。各个转换器单元中的每一个中的信号生成器20(参见图26)评估相应的同步信号SV1的频率和相位信息(电压v2)并且基于该频率和时间信息来生成连续同步信号SV1'。在转换器单元2已经被启用之后,可能存在下述情况,其中,各个输出电压v2中的至少一些不与外部电压v1同相,使得在转换器单元2已经被启用之后,每个转换器单元2中的连续同步信号用于生成输出电流i1。在该实施例中,同步电路10测量各个转换器单元2的输出电压v2。这将在以下参考图35来进一步具体说明。
在图29中图示了信号生成器20的实施例,信号生成器20被配置成从仅可用于若干时段的同步信号SV1生成连续(正弦)同步信号SV1'。图29的信号生成器基于图27的信号生成器,并且另外包括接收同步信号SV1并且被配置成生成脉冲信号的过零检测器205。由过零检测器生成的脉冲信号包括每当检测到正或负过零时的信号脉冲。然后,由过零检测器205提供的脉冲信号由时钟生成器204、计算单元201、积分器202以及三角函数生成器203来处理,如参考图27和图28所解释的。在本实施例中,在提供同步信号SV1的时间段期间使连续同步信号SV1'与同步信号SV1同步,并且在同步信号已经被关断之后,基于存储在时钟生成器204和计算机单元201中的频率和相位信息来继续生成连续同步信号SV1'。
根据另一实施例中,传送到各个转换器单元的同步信号SV1对应于参考图15、图21和图22说明的频率和相位信号Sωt。在该实施例中,信号生成器20可以被省略,并且控制电路5可以通过省略PLL51来被简化。
在已经讨论了同步信号SV1的不同信号波形的各个情况的每一个中,同步信号SV1可以通过连接在输出端子11、12之间的同步电路10来生成。
到现在为止,已经说明了在正常操作模式下的功率转换器电路的操作。在正常操作模式中,各个转换器单元2中的每一个被配置成生成其输出电流i1,使得输出电流i1具有如由转换器单元2接收到的同步信号SV1所限定的频率和相位。除了正常操作模式之外,还可以使用功率转换器电路1的其他操作模式。
根据一个实施例,在图30中示意性地图示了功率转换器电路1以正常模式901或以待机模式902进行操作。在待机模式902中,各个转换器单元2被禁用,使得各个转换器单元2的输出电流i1为零,但是可以再次被启用。
例如,当由DC电源提供的电源电压(图1的V31-V3n)都过低而难以生成输出电流i1时,功率转换器例如处于待机模式。当各个DC电源31-3n被实现为PV组件时,这可能在夜间发生。
功率转换器电路1在关闭条件被满足时从正常模式901切换到待机模式902,并且在启动条件被满足时从待机模式902切换到正常模式。功率转换器电路1从正常模式切换到待机模式的过程将被称为关闭,并且该过程中所涉及的操作序列将在下文中被称为关闭序列。功率转换器电路1从待机模式切换到正常模式的过程将被称为启动,并且该过程中所涉及的操作序列将在下文中被称为启动序列。
功率转换器电路1可以包括操作模式控制器,该操作模式控制器限定功率转换器电路1的操作模式。换言之,操作模式控制器50控制功率转换器电路1的整体操作。图31图示了包括操作模式控制器50的功率转换器电路1的框图。操作模式控制器50可以被实现为微处理器、ASIC、数字信号处理器、状态机等。
在图31所示的实施例中,操作模式控制器50从测量单元600接收功率转换器电路1的至少一个操作参数,被配置成控制连接在具有各个转换器单元21-2n的串联电路和输出端子11、12之间的连接电路70,并且被配置成控制同步单元10。测量电路600被配置成测量具有转换器单元21-2n的串联电路的输出电流iOUT和跨串联电路21-2n的电压vOUT。如图31中示意性图示的,测量电路600可以包括用于测量输出电流iOUT的电流测量电路600以及用于测量输出电压vOUT的电压测量电路602。跨串联电路的输出电压vOUT对应于在串联电路连接到输出端子11、12时的外部AC电压v1。配置成将串联电路21-2n连接到输出端子11、12或者使串联电路21-2n与输出端子11、12断开的连接电路70可以包括两个开关,即连接在串联电路21-2n和第一输出端子11之间的第一开关701以及连接在串联电路21-2n和第二输出端子12之间的第二开关702。这些开关701、702可以被实现为传统开关,如继电器或半导体开关管(MOSFET、IGBT等)。参考图31,连接电路70可以包括与串联电路21-2n并联连接的可选第三开关703。该开关703可以在具有各个转换器单元2的串联电路的输出电压高于给定电压阈值时闭合,以限制输出电压。可选地,电阻器或任何类型的电流限制元件与该开关703串联连接。
在图31中,由测量电路600提供到操作模式控制器50的信号S600表示由测量电路600测量的至少一个操作参数。该测量信号S600包括关于输出电流iOUT和输出电压vOUT中的至少一个的信息。图31中的信号S70示意性地图示了由操作模式控制器50生成并且由连接电路70接收的控制信号。根据控制信号S70,连接电路70将串联电路连接到输出端子11、12、使串联电路与输出端子11、12断开、或者使串联电路21-2n短路。
参见图31,操作模式控制器50还控制生成同步信号SV1的同步电路10。在图31中,仅绘制了由同步电路10接收的控制信号SCTRL。该控制信号SCTRL限定同步信号SV1的信号参数,诸如频率、相位和幅度。如通过控制信号SCTRL控制的,同步信号SV1可以取决于还由同步电路10接收的外部AC电压v1,诸如具有相对于外部AC电压的给定相移(零或非零),或者同步信号SV1可以独立于外部AC电压v1。参考以下的说明中,可能存在独立于外部AC电压v1来生成同步信号SV1所需要的操作情况(如故障穿越)。
在图31的功率转换器电路中,同步信号SV1不仅在正常模式中用于将同步信息提供到用于生成输出电流i1的各个转换器单元2,而且还可以在待机模式中用于用信号向各个转换器单元2通知期望从待机模式到正常模式的改变。在该功率转换器电路1中,操作模式控制器50具有同步电路10,其在待机模式中生成具有待机波形的同步信号SV1。待机波形是与在正常模式中的同步信号SV1的信号波形不同的波形。根据一个实施例,待机波形是具有诸如0的恒定信号值的波形。
图32图示了转换器单元2的实施例,转换器单元2被配置成评估包括在同步信号SV1中的操作模式信息,并且可以在正常模式或待机模式中进行操作。整体功率转换器电路1在转换器单元中的每一个处于正常模式中时处于正常模式,并且在转换器单元2中的每一个处于待机模式中时处于待机模式。图32中所示的转换器单元2基于图5、图11和图26的转换器单元,其中DC/DC转换器6及其控制电路7和信号生成器20是可选的。转换器单元2包括操作模式单元30,该操作模式单元30接收接收同步信号SV1并且被配置成评估同步信号SV1。操作模式单元30具体地被配置成检测同步信号SV1从待机波形到正常波形的改变,后者是在正常模式中的通常波形。参考以上说明,正常波形可以是连续AC波形、脉冲信号的波形、或仅具有一些时段的AC波形。
操作模式单元30进一步被配置成控制所述DC/AC转换器4,具体地在正常模式中启用DC/AC转换器4并且在待机模式中禁用DC/AC转换器。当转换单元2还包括DC/DC转换器6时,操作模式单元30还控制DC/DC转换器6的操作(启用或禁用)。当DC/AC转换器4和可选的DC/DC转换器6被启用时,转换器单元2的操作原理对应于先前说明的操作原理,这意味着转换器单元2根据同步信号SV1来提供输出电流i1。当DC/AC转换器4和可选的DC/DC转换器6被禁用时,DC/AC转换器4和DC/DC转换器中的开关(参见图6和图19)被关断,或者开关中的一些开关被永久接通。这将在下面更详细地解释。
在待机模式中,操作模式控制器50使串联电路21-2n与输出端子11、12,并且因此与外部交流电压v1断开,或者保持串联电路21-2n连接到输出端子11、12。
以下说明用于从待机模式切换到正常模式的启动序列的实施例。为了说明的目的,假定各个DC电源是PV组件。在这该况下,至少每天一次,即在日出后的早晨,需要启动序列。
启动序列A
在图33中图示了启动序列的第一实施例(启动序列A)。在该实施例中,处于待机模式902的各个转换器单元2被配置成是使输入电压V3从输入端子21、22通过到输出端子23、24,并且操作模式控制器50被配置成具有使串联电路21-2n与输出端子11、12断开的连接电路70。
在特定配置中,可以通过接通在DC/AC转换器4和可选DC/DC转换器6中的开关来通过转换器单元2将输入电压V3连接到输出端子23、24。例如,当DC/AC转换器4利用图6中所示的H4-桥来实现时,可以通过永久地接通第一开关421和第四开关424来通过输出端子23、24连接输入电压V3。当可选的DC/DC转换器6是如图12所示的升压转换器时,开关65被永久关断,并且当可选的DC/DC转换器6是如图14所示的降压转换器时,开关65被永久接通。操作模式单元30管理处于待机模式中的DC/AC转换器4和DC/DC转换器6中的开关的开关状态。
例如,当DC/AC转换器以图19中所示的降压转换器和展开桥来实现时,可以通过永久地接通展开桥85中的第一开关851和第四开关854并且通过接通降压转换器80中的开关83来将输入电压V3连接到输出端子23、24。
在日出之后,输入端子21、22处的输入电压V3增加,并且因此在该级处是DC电压的输出电压v2增加。操作模式控制器50被配置成检测输出电压vOUT。输出电压vOUT是各个转换器单元2的输出电压v2的总和,其中当由PV模块接收到的太阳能增加时,该输出电压vOUT在日出之后增加。当输出电压vOUT达到给定的阈值电压vOUT-TH时,操作模式控制器50控制同步电路10以生成具有正常波形的同步信号SV1,使连接电路70将串联电路21-2n连接到输出端子11、12。参考先前的说明,正常模式中的同步信号SV1可以是连续AC信号、周期性脉冲信号或用于有限时间持续时间中的AC信号。
操作模式单元30检测同步信号SV1从待机水平到正常水平的改变。然后,操作模式单元30启用DC/AC转换器4和可选的DC/DC转换器6以参考先前的图1至图23说明的来进行操作。根据一个实施例,DC/AC转换器4和可选的DC/DC转换器6在该同步信号SV1的过零点的时间处被启用,以使输出电流i1斜坡上升。
根据一个实施例,在启动阶段期间不仅控制输出电流i1的频率和相位,而且还控制输出电流i1的幅度,以例如使输出电路在启动阶段期间连续增加。每个转换器2的输出电流i1可以通过控制转换器2的输入功率来控制。能够在控制输入电压V3的每个转换器拓扑中,即在根据输入电压基准信号SV3-REF调整输入电压V3的每个拓扑中,控制输入功率。在正常模式中,输入电压基准信号SV3-REF可以由MPP跟踪器来生成(参见图11和图32中的电路块7),该MPP跟踪器用于在最优操作点中操作提供输入电压V3的PV模块3。为了控制输入电压V3,并且因此,为了在启动期间控制输出电流i1,操作模式控制电路30可以被配置成在启动期间提供输入电压基准信号SREF-V3或者可以被配置成在启动期间控制MPP跟踪器7。这在图32中用虚线示意性地示出。在启动阶段期间,PV模块3不必以其MPP进行操作。根据一个实施例,操作模式控制电路30以二、三或更多步来逐步增加输入电压基准信号SREF-V3,以逐步增加各个转换器单元2的AC输出电流i1的幅度。
当在图32的转换器单元2中时,DC/AC转换器4包括降压转换器80和H4-桥85,如图19中所示,降压转换器80可以被配置成控制输入电压V3。在该情况下可以省略DC/DC转换器6。在图22中图示了配置成控制图19的DC/AC转换器4中的输入电压V3的控制电路5的实施例。当在正常模式中时,输入电压基准信号SV3-REF由MPP跟踪器(在图19和图22中未示出)来提供,输入电压基准信号SV3-REF可以在启动阶段期间由操作模式单元30来提供,以便于在启动阶段期间控制输出电流i1。
接通处于待机模式中的DC/AC转换器4和可选的DC/DC转换器6中的开关需要电源。参考图32,每个转换器单元2包括电源单元40,其提供在转换器单元2中的各个组件的电力供应。电源单元40被连接到输入端子21、22、被连接到输出端子23、24,或者当存在DC/DC转换器6与DC/AC转换器4之间存在DC链路电容器时被连接到DC链路电容器。
当电源单元40连接到输入端子21、22时,当然仅在由DC电源提供不同于0的输入电压V3时提供用于接通DC/AC转换器4和DC/DC转换器6中的开关的能量。因此,在日出之后,输入电压V3首先对电源单元40供电,该电源单元40对功率转换器单元2中的组件供电,其然后使输入电压V3通过输出端子23、24,然后由操作模式控制器50来检测输出电压v2,这然后通过使同步电路10将同步信号Sv1从待机波形改变为正常波形来使转换器单元2改变为正常模式。在太阳能功率被提供给PV模式之前,即当输入电压V3是零时,转换器单元2中的开关中的每一个被关断,并且转换器单元无法被启用。该操作模式可以被称为关断模式。
启动序列B
在图34中图示了启动序列的第二实施例(启动序列B)。在该实施例中,当功率转换器电路1处于待机模式中时,操作模式控制器50保持串联电路21-2n连接到输出端子11、12。各个转换器单元2被禁用,使得输出电流iOUT为零,并且输出电压vOUT对应于外部AC电压v1。外部AC电压v1对DC/AC转换器4的输入电容器进行充电,这在采用DC/DC转换器6和DC/AC转换器4时是DC链路电容器。DC/AC转换器4的输入电容器的充电被解释为以下图6和图19的DC/AC转换器拓扑。参考图6,H4-桥的开关中的每一个具有续流元件421-424。经由这些续流元件,当开关421-424被关断时,将输入电容器41(或图11的DC链路电容器600)充电到输出端子23、24之间的AC电压v2的峰值。因此,在待机模式中,操作模式单元(图32中的30)控制用H4-桥实现的DC/AC转换器4的开关被关断。
当用如图19中所示的展开桥85实现的DC/AC转换器4时,通过各个开关851-854的续流元件(在图19中未示出)来将DC链路电容器89充电到AC输入电压v2的峰值。
在该实施例中,电源单元40连接到DC/AC转换器4的输入电容器或永久提供对转换器单元2的电力供应的DC链路电容器。
虽然在启动序列A中,功率转换器在提供足够够高的输入电压V3时自动地进入正常模式,但是在启动序列B中需要额外的触发信号,向操作模式控制器50通知功率转换器电路1可以从待机模式切换到正常操作模式。根据一个实施例,触发信号是指示日出的信号,并且因此是期望由各个PV模块接收足够的太阳能以成功地从待机模式切换到正常模式时的时间。该触发信号可以从外部源提供到操作模式控制器50,或者可以在操作模式控制器50中根据特定日期、PV模块的地理位置以及包括不同日期的地理位置处的日出时间的表来计算。触发从待机模式到正常模式的切换的信号将在下文中被称为触发信号或日出信号。
启动序列C
根据包括启动序列A和B二者的特征的另一实施例(启动序列C),操作模式控制器50保持串联电路21-2n在待机模式中与输出端子11、12断开。此外,转换器单元2被配置成在待机模式中使输入电压V3通过到输入端子23、24。在该实施例中,通过日出信号来指示从待机模式到正常模式的功率转换器电路1的切换。再次,从待机模式到正常模式的切换包括将同步信号SV1的波形从待机波形改变为正常波形。
可能存在若干原因使功率转换器电路1从正常模式切换到待机模式。根据一个实施例,操作模式控制器50还配置成当操作模式控制器50检测到关闭条件的发生时,使得功率转换器电路1从正常模式切换到待机模式。关闭信息可以以不同的方式从操作模式控制器50传送到到各个转换器单元2。当各个转换器单元2接收到关闭信息时,转换器单元被停用,并且进入待机模式。
如以上结合启动序列I说明的,操作模式控制器50可以被配置成仅在处于待机模式的输出电压vOUT高于给定基准电压时才启动功率转换器电路1。当输出电压vOUT过低时,这可能具有若干原因。首先,由PV模块接收到的太阳能可能过低。第二,没有足够的串联连接的转换器单元2。
关闭信息I的传输
根据第一实施例中,同步信号SV1用于将关闭信息从操作模式控制器50传送到各个转换器单元2。独立于正常模式中的同步信号SV1的波形,操作模式控制器50简单地控制该同步电路10以生成同步信号SV1的待机波形。各个转换器2中的操作模式单元30被配置成检测待机波形,并且在检测到待机波形时禁用相应的转换器单元。在待机模式中,各个转换器单元2的输出电流i1变为零。
关闭信息II的传输
根据另一实施例,当期望从正常模式切换到关闭模式时,操作模式控制器50使连接电路70将串联电路与输出端子11、12断开连接。当串联电路21-2n与电网断开连接时,并且当转换器单元2仍然处于正常模式中时,由每个转换器单元2提供的输出电流使得各个转换器单元2的输出电压v2增加,使得整体的输出电压vOUT增加。在该实施例中,转换器单元2被配置成检测其输出电压v2,并且被配置成当输出电压增加到过电压阈值时进入待机模式。根据一个实施例,每个转换器单元2的操作模式单元30监视输出电压v2,并且将该输入电压与过电压阈值作比较,并且在输出电压v2达到过电压阈值时关闭转换器单元2。根据一个实施例,根据在每个转换器单元2的DC/AC转换器4中采用的半导体开关的电压阻断能力来选择过电压阈值。
在该实施例中,不存在从操作模式控制器50到各个转换器单元2的信息的直接传输。替代地,通过允许各个转换器单元2的输出电压2增加到过电压阈值来提供切换信息。
而且,在同步信号用于传送切换信息,使得在各个转换器单元2中不存在预期的过电压的那些情况下,例如当串联电路21-2n与电网断开连接时,一个转换器单元2的输出电压的过电压可能出现。因此,在各个情况下可以在各个转换器单元2中实现过电压保护。
以下说明可以由操作模式控制器检测的关闭条件(错误)的一些实施例。根据错误的类型,操作模式控制器50可以尝试在特定时间之后重新启动功率转换器电路1,或者可以保持功率转换器电路关闭。
低输出电流
根据一个实施例,当输出电流下降低于给定电流阈值时,功率转换器电路从正常模式切换到待机模式。该转换由操作模式控制器50来指示,该操作模式控制器50将基于从测量单元600接收到的信息的输出电流iOUT与电流阈值作比较。该电流阈值例如从0.2A和0.5A的范围中选择。
欠压条件
另一类型的错误可能在每个转换器单元2所接收到的太阳能低时发生。在该情况下,具有各个转换器单元2的串联电路的输出电流iOUT可以具有非正弦波形,使得当输入电压v1的瞬时值低时,输出电流iOUT的波形跟随外部AC电压v1的波形,并且输出电流iOUT被保持在恒定值,或者甚至在输出电流的较高瞬时值处减小。该类型的错误可以由操作模式控制器50通过分别将输出电压vOUT或外部AC电压v1的波形与输出电流iOUT作比较来检测。当操作模式控制器50检测到该类型的错误时,操作模式控制器50发起上述关闭序列中的一个,以便于将功率转换器电路1切换至待机状态。
相位差
根据另一实施例,操作模式控制器50被配置成测量在外部AC电压v1和输出电流iOUT的相位之间的相位差。当该相位差大于期望的相位差时,即由同步信号Sv1v1给定的相位差和/或由相位信号限定的相位差,由操作模式控制器50发起的两种不同的行动过程是可能的。例如,当在输出电压iOUT和外部AC电压v1之间的相位差低于第一相位差阈值时,同步信号SV1相对于外部AC电压v1的相位差可以被改变,与便于重新调整在输出电压iOUT和外部AC电压v1之间的相位差。然而,当相位差高于相位差阈值时,操作模式控制器50可以使用先前说明的关闭序列中的一个来关闭功率转换器电路1。
具体地,在同步信号SV1仅在功率转换器电路的正常操作开始时或之前提供或者仅在功率转换器电路的正常操作期间的特定时间处提供,并且从同步信号Sv1生成连续同步信号Sv1'的情况下,相位差的评估可以是相关的。
日落
类似于在日出时使用触发信号来使功率转换器启动,相应的触发信号可以用于在日落时关闭功率转换器电路。
自动关闭
例如,当由一些PV模块接收到的太阳能功率远小于由其他模块接收到的太阳能功率时,连接到接收低的太阳能功率PV模块的转换器单元2的输出电压降低,而其他转换器单元2的输出电压增加。该机制已经在本文中进行了详细解释。当存在接收比其他模块明显更低的太阳能功率的若干PV模块时,施加到输出端子11、12的外部AC电压v1可能导致在其他转换器单元2的输出处的过电压。具有过电压的转换器单元2可能会关闭,这导致了在其他转换器单元2的输出处的过电压,其然后被关闭。这继续进行直到每个转换器单元2都被关闭。当转换器单元2被关闭时,输出电流变为零。在该情况下,各个转换器单元2自动地关闭,使得没有关闭信息必须从操作模式控制器50传送到各个转换器单元2。输出电流减小到零由操作模式控制器50来检测,这然后可以使得同步电路10生成同步信号SV1的待机波形。
操作模式控制器50不仅可以被配置成监视功率转换器电路1的操作,也可以被配置成监视电网,特别是外部AC电压v1,以便于在检测到错误时关闭功率转换器电路1。
防孤岛效应
可能发生第一类型的电网错误是“孤岛效应”。在该情况下,电网在输入端子7、12处具有高输入阻抗。该错误可以通过使具有转换器单元2的串联电路生成恒定输入电流iOUT或具有不同于外部AC电压v1的频率的频率的AC输出电流iOUT来检测。如上所述,可以通过同步信号SV1来调整输出电流iOUT的频率(当输出电流iOUT恒定时为0)。
为了测试孤岛效应错误的发生,操作模式控制器50可以被配置成使同步电路10生成具有与外部AC电压v1的频率不同的频率的同步信号。在操作模式控制器50如上所述改变输出电流iOUT的测试模式中,操作模式控制器50将输出电流iOUT的波形与在输出端子11、12处提供的外部电压v1的波形作比较。当外部电压v1的波形跟随输出电流iOUT的波形时,电网具有高输入阻抗(或者甚至远离输出端子11、12被关断)。在该情况下,操作模式控制器关闭功率转换器电路1。
电网电压的中断
根据一个实施例,操作模式控制器50被配置成监视外部AC电压v1并且被配置成在外部AC电压v1被关断或中断时关闭功率转换器电路1。
故障穿越
根据一个实施例,操作模式控制器50在外部AC电压v1被中断时不立即关闭功率转换器电路1,但是在特定时间段中,诸如若干毫秒(ms)中使串联电路生成AC输出电流iOUT。当外部AC电压v1在该特定时间段之还没有恢复时,操作模式控制器1关闭功率转换器电路1。其中提供AC输出电流iOUT但是外部AC电压v1已经被中断的操作模式是异相的,低于常规的、失真、短路等,被称为“故障穿越”。
在故障穿越模式中,可以以不同的方式来提供各个转换器单元2根据其来生成其输出电流i1的同步信息。在其中同步信息仅在正常模式的开始时被传送并且在各个转换器单元2中(在信号生成器20中)生成连续同步信号的实施例,在故障穿越模式中不要提供额外的同步信息。然而,当各个转换器单元2需要连续同步信号时,并且当从外部AC电压v1生成正常模式中的同步信号时,故障穿越模式中的同步电路10基于在正常模式之前,即在检测到外部AC电压v1的中断之前所生成的同步信号的频率和相位信息来连续生成连续同步信号。
无功功率生成
功率转换器电路1甚至可以用于稳定电网上的电压。
参考之前所提供的说明,在正常模式中,由各个转换器单元2的串联电路所生成的输出电流iOUT具有由同步信号SV1限定的频率和相位。同步信号SV1的频率和相位可以通过操作模式控制器50来调整。在正常模式中,同步信号SV1通常被生成为使得包括在同步信号SV1中的频率信息对应于外部AC电压v1的频率,并且相位信息对应于外部AC电压v1的相位。在该情况下,输出电流iOUT与外部AC电压v1同相。
然而,可能存在期望在输出电流iOUT和外部AC电压v1之间的相位差以将无功功率提供到电网,以稳定电网上的电压的情况。可以容易地通过适当地调整包括在同步信号Sv1中的相位信息来调整该相位差。根据一个实施例,操作模式控制器50从公共提供方接收外部信号,其中该外部信号包括在输出电流iOUT和外部电压v1之间的期望的相位差。可以经由诸如无线电信道、电力线或因特网的传统通信信道来将外部信号提供到操作模式控制器。
根据另一实施例,操作模式控制器50测量由功率转换器电路1提供到电网的输出功率,并且调整根据输出功率来调整在输出电流iOUT和外部AC电压v1之间的相位差。根据一个实施例,当由功率转换器电路1提供的输出功率增加时,相位差增加,以使对电网提供的无功功率增加。
有效功率降额
根据另一实施例,操作模式控制器50被配置成检测外部AC电压的频率,并且被配置成当频率达到诸如50.2Hz或60.3Hz的高于诸如50Hz或60Hz的设置值的频率阈值时降低功率转换器电路1的输出功率。当存在比连接到电网的使用者所消耗的功率更多的功率输入到电网时,电网电压的频率可以增加。
功率转换器电路1的输出功率可以通过控制各个转换器单元2的输入电压V3来控制。这已经在之前结合“启动序列A”进行了说明。可以通过传送同步信号Sv1的相同的信道来将需要各个转换器单元2的输出功率的降低的信息从操作模式控制器50传送到各个转换器单元2。
重新启动
参考上面的说明,可以存在在错误已经发生之后功率转换器电路1被关闭时的操作情况。在功率转换器电路1已经关闭之后,可以使用先前说明的启动序列中的一个来重新启动功率转换器电路。在下文中,“重新启动”功率转换器电路1是指采用启动序列中的一个来重新开始功率转换器电路1。
例如,当由于电网的错误而导致已经关闭功率转换器电路1时,操作模式控制器50可以被配置成检查外部AC电压v1,并且可以被配置成在电网电压v1已经返回到正常时重新启动功率转换器电路1。操作模式控制器50可以被配置成以常规时间间隔,诸如每分钟、每5分钟等,来检查电网电压。
例如,当由于欠压条件或由于相位差而导致已经关闭功率转换器电路1时,操作模式控制器可以被配置成在诸如1分钟、两分钟等的给定时间段之后重新启动功率转换器电路。
当然,还可以在启动期间检测错误的发生,使得甚至能够在已经达到正常操作模式之前关闭功率转换器电路1。
参考前述说明,在启动阶段期间,各个转换器单元2的输出电流i1可以根据给定的时间配置文件来增加。该电流配置文件可以是固定的电流配置文件。根据另一实施例,根据关闭历史,这意味着根据该功率转换器电路1是否已经由错误而被关闭,来限制启动期间的输出电流i1。根据一个实施例,当功率转换器电路1已经由于欠压条件、由于自动关闭或者由于相位差而导致被关闭时,输出电流增加得较慢(根据较窄的电流配置文件)。当重新启动因为在启动阶段期间发生错误而失败时,可能在下一次重新启动之后应用甚至更窄的电流配置文件。“较窄的电流配置文件”是电流增加得较慢的配置文件。
在先前解释的实施例中,同步信号SV1由同步电路10来提供,其中,同步电路10被配置成根据例如正常模式中的外部AC电压v1,或者独立于如在错误发生时的外部AC电压来生成同步信号Sv1
根据图35所示的另一实施例,同步电路10包括同步单元101、102、10n,其中每个同步单元101、102、10n被耦合到一个转换器单元21、22、2n的输出端子,配置成测量相应的转换器单元21、22、2n的输出电压v21、v22、v2n,以根据测量的输出电压中的每一个来生成同步信号,并且向相应的转换器单元21、22、2n中的每一个提供一个同步信号。根据一个实施例,各个同步信号与输出电压v21、v22、v2n成比例,使得各个同步单元101、102、10n可以被实现为电压测量单元。
在图36中图示了可以在图35的功率转换器电路1中使用的转换器单元2的实施例。图36的转换器单元2基于具体参考图32说明的转换器单元2。在图36的转换器单元2中,同步信号SV1是通过测量转换器单元2的输出电压v2所接收到的电压测量信号。以下说明图36的转换器单元2的操作原理。
为了说明的目的,假设功率转换器电路1处于待机模式。在待机模式中,功率转换器电路1连接到输出端子11、12(见图35),使得外部AC电压v1被施加到具有各个转换器单元2的串联电路。在待机模式中,当功率转换器电路1的输出功率为零时,各个转换器单元2的输出电容(图36的转换器单元2中的C)用作电容分压器,使得各个转换器单元2的输出处的电压v2与外部AC电压v1同相。用于启动各个转换器单元2的启动序列对应于上述启动序列B,但是有以下区别。
在启动序列的开始时或启动序列的开始之前,同步信号SV1被提供到信号生成器20很短的时间段,诸如同步信号SV1的几个周期,同步信号这里是与外部AC电压v1同相的正弦信号。信号生成器20与同步信号SV1同步,并且然后在启动阶段中并且在启动阶段之后的正常模式中生成连续的同步信号SV1'。
参考图36,当将同步信号SV1提供到信号生成器20时,操作模式单元30可以控制时间周期。这通过使得开关301连接在同步单元(图36中未示出)和信号生成器20之间来示意性地示出,其中该开关由操作模式单元来控制。然而,这用于图示除了实施方式之外的操作。当然,许多不同的装置可以用于在启动序列之前或开始的给定时间段中将取决于输出电压v2的同步信号SV1提供到信号生成器。
在该转换器电路1中,在转换器电路1已经进入正常模式之后,操作模式控制器50可以被配置成检测在输出电流i1和外部AC电压之间的相位差,并且当相位差超过给定阈值时关闭转换器电路1。可以如之前在“关闭信息II的传输”中说明的关闭转换器电路1。重新启动机制可以对应于上述重新启动机制中的一个。在关闭之后重新启动时,转换器电路1将如上所述再次与外部电压v1同步。
根据另一实施例,操作模式控制器50提供与前述相移信号相对应的相移信号,以控制各个转换器单元2的控制电路5。在该实施例中,操作模式控制器50被配置成适用在输出电流iOUT和外部电压v1之间的相位差高于第一相位差阈值并且低于第二相位差阈值时的相位差,以防止相位差的进一步增加。此外,操作模式控制器50被配置成关闭转换器电路,以在相位差高于第二相位差阈值时重新启动。
图37图示了用于从DC输入电压V3生成AC输出电压v2的转换器单元2的又一拓扑。如上述其他转换器单元,图37的转换器单元2的输出23、24可以与其他相应转换器单元的输出端子串联连接,以形成这里说明的功率转换器电路1。在图37中,仅示出了一个转换器单元2的拓扑,没有图示控制电路(如前述控制电路5)。
参考图37,转换器单元2包括作为展开桥和降压转换器的组合的第一级210。第一级210包括两个半桥,其中的每一个包括第一开关211、213和第二开关212、214。第一级210还包括第一电感性存储元件215和第二电感性存储元件216。第一电感性存储元件215连接到第一半桥的输出,并且第二电感性存储元件216连接到第二半桥的输出,其中,每个半桥的输出由形成相应的半桥的第一和第二开关公共的电路节点来形成。第一级210连接到输入端子21、22,该输入端子21、22被配置成从DC电源3(图37中未示出)接收电源电压V3。两个半桥的开关211-214可以独立于彼此而由驱动电路230来接通和关断,驱动电路230生成由各个开关211-214接收到的驱动信号S211、S212、S213、S214。以下进一步说明第一级210的操作原理。
转换器单元2还包括耦合在第一级的电感性存储元件215、216和转换器单元3的输出端子23、24之间的第二级220。下面在本文中也被称为升压级的第二级220包括连接在第一电感性存储元件215和转换器级2的第一输出端子23之间的第一开关221、以及连接在第二输出端子24和对于第一电感存储单元215和第一开关221的公共的电路节点之间的第二开关222。另外,第二电感性存储元件216连接到第二输出端子24。第二级222的开关221、222可以独立于彼此通过驱动电路230来接通和关断,驱动电路230生成由各个开关221、222接收到的驱动信号S221、S222。参见图37,第一和第二级210、220的开关211-214和221、222中的每一个可以包括与开关元件并联连接的续流二极管(也在图37中示出)。然而,在第二级220中,由于输入和输出电压的双极性质,所以需要双向阻断和导通开关。这些双向开关可以包括以背靠背配置布置的两个MOSFET。根据电压的极性,两个MOSFET中的一个可以被永久接通,使得其他MOSFET的体二极管可以用作续流元件,该续流元件在不需要其他控制信号的情况下根据跨各个开关的电压的极性来导通。
转换器单元2被配置成以如由驱动电路230接收到的基准信号SREF限定的频率、相位和幅度来在输出23、24处生成AC输出电流i1。可以如上述生成基准信号SREF
在下面解释转换器单元2的操作原理。为了说明的目的,假设要生成的输出电流i1是正弦电流,并且输出电压v2是具有高于DC输入电压V3的幅度的正弦电压。生成正弦输出电压v2的一个周期包括六个阶段,即(A)第一阶段,其中输出电压v2的瞬时值是正的并且小于输入电压V3;(B)第二阶段,其中输出电压v2的瞬时值是正的并且高于输入电压V3;(C)第三阶段,其中输出电压v2的瞬时值是正的并且再次小于输入电压V3;(D)第四阶段,其中输出电压v2的瞬时值是负的并且具有小于输入电压V3的幅度;第五阶段(E),其中输出电压v2的瞬时值是负的并且具有高于输出电压V3的幅度;以及第六阶段(F),其中输出电压v2的瞬时值是负的并且在此具有小于输入电压V3的幅度。在第一阶段(A)中,通过由驱动电路230以PWM方式驱动的第一半桥的第一开关211来控制输出电流i1。在该阶段中,第二级220的第一开关221被接通,而第二级220的第二开关222被关断。在第一阶段中,第二半桥的第一开关213被永久地关断,并且第二半桥的第二开关214被永久接通。第一半桥的第二开关212在第一开关211关断的那些时间段中用作续流元件。为此,续流二极管接收续流电流。开关212可以与导通体二极管并行地被接通。
在第一阶段(A)中,转换器单元2用作降压转换器。在该阶段中,通过第一开关111的占空比来控制输出电流i1的幅度。输出电压的幅度由外部电压v1(在图37中未示出)来限定。
在第二阶段(B)中,第一半桥的第一开关211和第二半桥的第二开关214接通,而第一半桥的第二开关212和第二半桥的第一开关213关断。第二级120的第二开关222以PWM方式驱动,并且第一开关221在第二开关122关断时的那些时间段中用作续流元件。通过第二开关222的占空比来控制输出电流i1的幅度。在第二阶段(B)中,转换器单元3用作升压转换器,其中,每当第二级220的第二开关222接通时,能量被存储在第一电感性存储元件215中。在第二开关222被关断之后,能量被转移到具有输出端子23、24的输出。
第三阶段(C)的操作原理对应于第一阶段(A)中的操作原理。
在第四阶段(D)中,通过以PWM方式驱动的第二半桥的第一开关213来控制输出电流i1。在该阶段中,第二级的第一开关221接通,而第二开关222关断。此外,在该阶段中,第一半桥的第一开关211关断,第一半桥的第二开关212接通,并且第二半桥的第二开关214在第一开关213关断的那些时间段中用作续流元件。在第四阶段(D)中,转换器单元3用作提供负的输出电流i1的降压转换器。通过第二半桥的第一开关213的占空比来控制输出电流i1的幅度。
在第五阶段(E)中,第二半桥的第一开关213和第一半桥的第二开关212接通,而第二半桥的第二开关214和第一半桥的第一开关211关断。第二级120的第二开关222以PWM方式来驱动,并且第一开关221在第二开关222关断时的那些时间段中用作续流元件。输出电流i1的幅度是通过第二开关222的占空比来控制。在第五阶段(E)中,如在第二阶段中,转换器单元2用作升压转换器。
在第六阶段(F)中的工作原理对应于第四阶段的操作原理。
驱动电路230可以接收表示输入电压V3的输入电压信号SV3和表示输出电压v2输出电压信号SV2。基于这些信号,驱动电路230检测输出电压v2是正还是负,以及输出电压v2的瞬时值高于还是低于输入电压。基于该检测,驱动电路230以降压模式和升压模式中的一个来操作转换器单元2。在这些阶段的每一个中,输出电流i1的期望电平由电压控制信号SREF来限定。该信号可以是交流信号以生成交流输出电压电流,并且可以例如根据如上所述的输出电流信号Si1和同步信号SV1来生成。在每个情况下,以PWM方式进行操作的那些开关的开关频率明显高于基准信号的频率。开关频率可以是几10kHz或几100kHz,而基准信号可以是几10Hz,诸如50Hz或60Hz。基准信号SREF的频率可以变化以能够正确地控制输出电流i1的频率。
在前述功率转换器电路将AC输出电流提供给负载的实施例中的每一个实施例中,每个转换器单元2都提供AC电流io1。为此,每个转换器单元2,具体地每个转换器单元2中的DC/AC转换器4,包括具有两个半桥的H4桥(参见例如图6中的具有第一半桥421、422和第二半桥423、424的H4桥)。
图38图示了可以减小各个转换器单元2的复杂性的功率转换器电路1的实施例。在该实施例中,单个转换器单元2接收同步信号SV1″,该同步信号SV1″是整流的AC信号,而不是AC信号。先前文本中结合同步信号SV1说明的所有其他的都是相应地适用于同步信号SV1″。
如前述转换器单元2,图38的转换器单元2被配置成生成具有如同步信号SV1″限定的频率和相位的其输出电流i1。根据一个实施例,同步电路10根据施加到输出端子11、12的外部电压v1来生成同步信号SV1″。具体地,同步电路10可以生成同步信号SV1″,使得该同步信号SV1″具有根据外部电压v1的整流的频率和相位。例如,如果外部电压v1具有正弦波形,那么同步信号SV1″具有整流的正弦信号的波形。同步信号SV1″可以与整流的外部电压v1″同相,或者在同步信号SV1″和整流的外部电压v1″之间存在相位差。
图39示意性地示出了具有正弦波形的外部电压v1的、相应的整流电压v1″的以及同步信号SV1″的时序图。在图39中所示的实施例中,同步信号SV1″与整流的外部电压v1″同相。然而,这仅仅是示例,还可能在这些信号SV1″、v1″之间具有相位差。图39还图示了转换器单元2中的一个转换器单元的输出电流i1的时序图。该输出电流i1就具有由同步信号SV1″限定的频率和相位,使得一个转换器单元的输出电流i1具有整流的正弦信号的波形。在稳定状态中,转换器单元串联电路的总体输出电流iOUT-REC具有各个转换器单元2的输出电流i1的波形。
参考图38,连接在具有转换器单元的串联电路和输出端子11、12之间的展开电路300接收由转换器单元串联电路提供的输出电流iOUT-REC,并且将该具有整流的AC信号(诸如整流的正弦信号)的波形的输出电流iOUT-REC变换成具有AC信号(诸如正弦信号)的波形的输出电流iOUT。输出电流iOUT在输出端子11、12处被输出。
参考图40,图40示出了展开电路300的一个实施例,展开电路330可以包括类似于参考图19说明的桥电路85的具有两个半桥的桥电路。在图40中,附图标记231表示第一转换器单元21(图40中未示出)的第一输出端子,并且附图标记232表示第n个转换器单元2n(在图40中未示出)的第二输出端子。这些终端将分别被称为转换器单元串联电路的第一和第二端子。展开电路将串联电路输出电流iOUT-REC变换成AC输出电流iOUT。为此,展开桥300交替地呈现第一开关状态和第二开关状态。在第一开关状态中,串联电路的第一端子231被连接到第一输出端子11,并且串联电路的第二输出端子24n被连接到第二输出端子12,并且在第二开关状态中,串联电路的第一端子231被连接到第二输出端子12,并且串联电路的第二输出端子24n被连接到第一输出端子12。展开桥在同步信号SV1″的每个周期的开始处改变开关状态。在图38的实施例中,每当同步信号SV1″减小到0时,同步信号的新的周期开始。
参考图40,展开电路300可以包括第一和第二半桥,每个半桥包括第一开关301、303和第二开关302、304。在本实施例中,两个半桥被连接在转换器单元串联电路的输出端子231、24n之间。第一半桥301、302的输出端子被连接到第一输出端子11,并且第二半桥303、304的输出端子被连接到第二输出端子12。在该展开电路中,在第一开关状态中,第一半桥的第一开关301和第二半桥的第二开关304被接通并且其他开关302、303被关断,并且在第二开关状态中,第一半桥的第二开关302和第二半桥的第一开关303被接通,并且其他开关301、304被关断。控制电路310接收同步信号SV1″并且控制各个开关,使得展开电路300根据同步信号SV1″来交替地呈现第一和第二开关状态,以从由转换器单元串联电路提供的整流的交流输出电流iOUT-REC生成交流输出电流iOUT
根据一个实施例,同步电路10根据外部电压v1来生成同步信号SV1″。在该情况下,同步电路10可以接收外部电压v1或者可以接收整流的外部电压v1″(如图38中用虚线所示)。在该实施例中,展开桥的控制电路310可以接收外部电压v1(或表示外部电压的信号),而不是同步信号SV1″,以控制展开桥。在该实施例中,控制电路310在外部电压v1的正半周期期间以第一开关状态操作展开桥300,并且在外部电压v1的负半周期期间以第二开关状态操作展开桥300。
参考图38,展开桥300不仅将串联电路的输出电流i1OUT-REC转换成功率转换器电路1的输出电流i1OUT,而且还转换(整流)外部电压v1,并且将整流的外部电压v1″施加到具有转换器单元2的串联电路(并且可选地施加到同步电路10)。
根据另一实施例,同步电路10基于除了外部电压v1之外的其他信息来生成同步信号SV1″。这在下述情况中是必要的:其中,在端子11、12之间的电压v1不是外部(电网)电压,使得有必要使功率转换器电路1还限定该电压v1的频率。例如,这可能在功率转换器电路1在岛状电网中进行操作是必要。
在图38的功率转换器电路1中,单个转换器单元2仅需要能够提供具有一种极性的输出电流i1,而不是在正极和负极之间周期性地改变的输出电流。这允许简化在转换器单元2的每一个中的DC/AC转换器4的拓扑。在本说明书的上下文中,术语“DC/AC转换器”结合上述转换器4来使用,该转换器4分别从直流输入电流和直流输入电压生成交流输出电流。然而,术语“DC/AC转换器”还结合生成具有周期性变化的幅度并且仅具有一个极性的输出电流的转换器来使用,诸如具有整流的正弦信号的波形的输出电流。
根据一个实施例,转换器单元中的每一个中的DC/AC转换器4通过降压转换器、升压降压转换器或降压升压转换器拓扑来实现。在图31中图示了包括具有降压拓扑4的DC/AC转换器4的转换器单元2的一个实施例。参考图41,DC/AC转换器4被耦合在转换器单元2的具有第一和第二输入端子21、22的输入与具有输出端子23、24的输出之间。可选地,DC/DC转换器6被连接在转换器单元2的输入21、22和DC/AC转换器4之间。该DC/DC转换器6和相应的控制电路7可以对应于前述DC/DC转换器6中的一个。
图41的DC/AC转换器4可以通过省略第三开关423和电感性存储元件442并且通过用短路替换第四开关424来从前述具有H4桥的DC/AC转换器4中的一个获得。参考图41,降压转换器包括具有串联连接的高侧开关401和低侧开关402的半桥。半桥接收输入电压V3或DC链路电压V6(当转换器单元2包括DC/DC转换器6时)。电感性存储元件403被耦合在半桥的输出和转换器单元2的输出22、23之间。在本实施例中,电感性存储元件404被连接在半桥401、402的输出和第一输出端子23之间。
在图41中的DC/AC转换器4中,高侧开关401由驱动电路404以PWM方式来驱动,使得输出电流i1具有如由驱动电路404所接收到的基准信号SREF限定的波形。基准信号SREF由控制电路5根据同步信号SV1″和表示输出电流i1的输出电流信号的Si1来生成。根据一个实施例,控制电路5生成基准信号SREF,使得DC/AC转换器生成与同步信号SV1″同相的输出电流i1。
在图41的DC/AC转换器4中,低侧开关402用作续流元件,其在高侧开关401被关断时接收通过电感性存储元件403的电流。该低侧开关402可以包括续流二极管(也在图41中示出)。根据一个实施例,低侧开关402被替换为续流二极管。
当输出电压v2的电平总是分别小于输入电压V3和DC链路电压V60的电平时,DC/AC转换器4可以被实现为降压转换器。如果DC/AC转换器的输出电压v2的最大电平分别高于输入电压V3和DC链路电压V60的电平时,DC/AC转换器可以通过升压降压转换器的拓扑和降压升压转换器拓扑中的一个来实现。
在图42中图示了具有升压降压转换器拓扑的DC/AC转换器4的转换器单元2的一个实施例,并且在图43中图示了具有降压升压转换器拓扑的DC/AC转换器4的转换器单元2的一个实施例。在图42和图43中,没有图示连接在输入端子21、22和DC/AC转换器4之间的可选的DC/DC转换器6。当图42和图43的转换器单元通过DC/DC转换器6来实现时,DC/AC转换器4接收DC链路电压V6而不是输入电压V3。
参考图42,DC/AC转换器4包括升压级,该升压级具有第一电感性存储元件411、第一和第二开关412、413以及电容性存储元件414。具有第一电感性存储元件411和第一开关412的串联电路接收输入电压V3。具有第二开关413和电容性存储元件414的串联电路与第一开关412并联连接。升压级生成跨电容器存储元件414的升压电压V414。
升压级如传统升压转换器进行操作,并且可以被配置成在电容性存储元件414处生成恒定的升压电压V414。在该情况下,第一驱动电路418经由驱动信号S41和S413来驱动第一和第二开关412、413,使得升压电压V414是恒定。为此,第一驱动电路418可以接收表示升压电压414的升压电压信号SV414。具体地,第一驱动器电路418可以以PWM方式驱动第一开关412,其中,每当第一开关412被接通,能量就被存储在第一电感性存储元件411中。由第一开关412接收到的PWM驱动信号S412的占空比可以根据升压电压而改变,或者更具体地,根据在升压电压V414和期望的设置电压之间的误差而改变。第二开关413用作续流元件,每当第一开关412被关断时,该第二开关413就接收通过电感性存储元件411的电流并且对电容性存储元件414进行充电。
参考图42,DC/AC转换器4进一步包括降压级,该降压级具有第三开关415、第二开关416和第二电感性存储元件417。该降压级具有对应于图41的DC/AC的拓扑,其中,第三开关415对应于图41的高侧开关401,第四开关416对应于图41的低侧开关402,并且第二电感性存储元件417对应于图41的电感性存储元件403。
可以对应于参考图41说明的驱动电路404的第二驱动电路419经由驱动信号S415、S416来驱动降压级的开关415、416。在该实施例中,降压级被配置成从由升压级提供的升压电压V414生成具有如由基准信号SREF限定的波形的输出电流i1。如在前述实施例中,基准信号SREF由控制电路5输出。
尽管在图42的DC/AC转换器4中,升压级和降压级同时进行操作,但是图43中图示的具有降压升压拓扑的DC/AC转换器4作为升压转换器(在升压模式中)进行操作或者作为降压转换器(在降压模式中)进行操作。参考图43,DC/AC转换器4包括在输入端子23、24直连连接的第一开关421和第二开关422的串联电路以及在输出端子之间连接的第三开关423和第四开关424的串联电路。电感性存储元件425被连接在对于第一和第二开关421、422公共的第一电路节点与对于第三和第四开关423、424公共的第二电路节点之间。该DC/AC转换器可以通过省略第二半桥213、214和第二电感性存储元件216并且通过将第二输入22与第二输出24连接来从图37的转换器单元2获得。
驱动电路426控制各个开关,使得DC/AC转换器4可以在降压模式或升压模式中进行操作。图43的DC/AC转换器4的操作原理相当于在操作阶段(A)到(C)中的转换器单元2的操作原理,其中,该转换器单元在阶段(A)和(C)中以降压模式并且在阶段(B)中以升压模式进行操作。
当图43的DC/AC转换器处于降压模式时,第三开关423被永久接通,并且第四开关424被永久关断。此外,第一开关421以PWM方式被驱动,使得输出电流i1具有如由驱动电路426接收到的基准信号SREF所限定的波形。在第一开关421被关断的那些时间段中,第二开关422用作续流元件。根据一个实施例,用诸如二极管的续流元件来替换第二开关422。
在升压模式中,第一开关421被永久接通,并且第二开关422被永久关断。在升压模式中,控制电路426以PWM方式操作第四开关424,使得输出电流i1具有由基准信号SREF限定的波形。第三开关423用作续流元件。可选地,用二极管来替换第三开关423。
参考图43,驱动电路426除了基准信号SREF之外还接收表示输出电压v2的瞬时值的输出电压信号SV2以及表示输入电压的输入电压信号SV3。驱动电路426被配置成,每当输出电压信号Sv2和输入电压信号Sv3指示输入电压v3高于输出电压v2的瞬时值时,都以降压模式操作AC/DC转换器4。否则,驱动电路426以升压模式操作DC/AC转换器4。
在前述功率转换器1电路的实施例中,DC电源3与之连接的各个转换器单元2的输入端子21、22不与输出电流i1OUT提供的输出端子11、12电隔离。然而,特别是在输出处的电压v1和输入处的电压V3的电位之间存在高比率的那些应用中,可以期望电隔离。根据一个实施例,接收输出电流i1OUT的电网是供应具有在约10kV和20kV之间的幅度的电压v1的中压电网,而各个DC电源3输出几10V或几100V的电源电压。在该情况下,可能需要在输入21、22和输出11、12之间的电隔离。
存在用于提供在输入21、22和输出11、12之间的电隔离的若干不同的原理。以下参考图44和图45来说明两个主要原理。
图44图示了包括至少一个变压器的功率转换器电路1的第一实施例。在该功率转换器电路1中,各个转换器单元2(附图标记“2”表示图44的转换器单元21-2n中的任意一个),每一个都包括本文中前面参考图11说明的DC/DC转换器6和DC/AC转换器4。为了便于说明,在图44中没有图示DC/DC转换器6和DC/AC转换器4的控制电路。DC/DC转换器6中的每一个被连接在DC电源3和一个DC/AC转换器4之间,并且在DC电源和输出端子11、12之间提供电隔离的变压器69。以下说明DC/DC转换器6的特定实施例。
虽然图44的各个DC/DC转换器被描绘为每一个都包括一个变压器,但是两个或更多个DC/DC转换器6还能够共享一个变压器。DC/DC转换器6中的每一个输出由相应的DC/AC转换器4接收到的DC链路电压。
可以如前述实现各个DC/AC转换器4。可选地,展开桥300分别被连接在具有转换器单元2的串联电路或具有DC/AC转换器4的串联电路与输出端子11、12(这里前面参考图38说明)之间。当各个转换器单元2中的每一个都输出AC电流i1时可以省略展开桥300,并且当各个转换器单元2中的每一个都输出整流的AC电流i1时,展开桥300被连接在具有转换器单元2的串联电路和输出端子之间。图45图示了包括至少一个变压器的功率转换器电路1的另一实施例。在该功率转换器电路1中,各个转换器单元2中的每一个转换器单元包括DC/AC转换器4,其中,每个DC/AC转换器4包括一个变压器69。以下参考附图来说明图45的DC/AC转换器4的特定实施例。
参考图45,每个DC/AC转换器4的输入被耦合到一个DC电源3。可选地,在每个转换器单元2中,DC/DC转换器6被连接在DC电源3和DC/AC转换器4之间。可以参考本文前面的图12至图18说明的来实现每一个都输出DC链路电压V6的各个DC/DC转换器6。为了便于说明,在图45中没有图示DC/AC转换器4和可选的DC/DC转换器6的控制电路。
DC/AC转换器4可以被实现为输出AC电流i1或者输出整流的AC电流。在第一情况下,具有DC/AC转换器4的串联电路可以被连接到输出端子11、12,而在第二情况下,展开桥(在图45中虚线所示)接收整流的AC电流,并且将AC电流输出到输出端子11、12。以下参考附图来说明DC/AC转换器4的的特定实施例。
每一个都包括变压器并且可以在参考图44说明的功率转换器1中使用的DC/DC转换器6的一些实施例在下文中参考图46至图50来说明。
图46示出了具有初级绕组69P和次级绕组69S的变压器69的DC/DC转换器6的基本拓扑。DC/DC转换器6包括开关电路621,该开关电路621接收输入电压V3并且将脉宽调制的电压V69P施加到变压器69的初级绕组69P。可选地,对应于前述输入电容器63的输入电容器63被连接在输入端子21、22之间。次级绕组69S被感应地耦合到初级绕组69P并且具有与之连接的整流器电路622。整流器电路622包括DC链路电容器60,并且被配置成从跨初级绕组的电压V69S生成DC链路电压V60。DC/DC转换器6可以被配置成控制输入电压V3与DC链路电压V60中的至少一个。仅为了说明的目的,假定DC/DC转换器6被配置成控制输入电压V3。在该情况下,开关电路621接收前述输入电压基准信号SREF-V3。MPP跟踪器(图44中未示出)可以输出输入电压基准信号SREF-V3。开关电路621可以被配置成通过适当地调整施加到初级绕组69P的PWM电压V69P的占空比来控制输入电压。
可选地,升压级623(在图46中虚线所示)被连接在输入21、22和开关电路621之间。升压级623被配置成输出升压电压V623,该升压电压V623高于输入电压V3并且由开关电路621来接收。升压级623可以包括传统的升压转换器拓扑。在升压级623被连接在输入21、22和开关电路621之间的情况下,升压级623可以接收输入电压基准信号SREF-V3并且可以被配置成控制输入电压V3。
以下参考图47至图50来说明每一个都具有参考图46说明的基本拓扑的DC/DC转换器6的四个更具体的实施例。这些拓扑中的每一个都可以包括参考图46说明的输入电容器。然而,在图47至图50中没有图示这样的输入电容器。此外,这些拓扑中的每一个可选地包括连接在输入21、22和开关电路621之间的升压级。然而,在图47至图50中也没有图示这样的升压级。图47图示了具有包括初级绕组69P和次级绕组69S的变压器69的DC/DC转换器6的第一实施例。图47的DC/DC转换器6具有称为双管正激(TTF)拓扑的拓扑。在该类型的DC/DC转换器6中,初级绕组69P和次级绕组69S0具有相同的绕组感测。初级绕组69P被连接在开关电路621的第一开关5061和第二开关5062之间,其中具有开关5061和5062以及初级绕组22P的串联电路被连接在用于接收DC输入电压V3的输入端子21、22之间。对于第一开关5061和初级绕组69P为公共的电路节点经由诸如二极管的第一整流器元件5071被耦合到第二输入端子22。此外,对于初级绕组69P和第二开关5062为公共的电路节点经由诸如二极管的第二整流器元件5072被耦合到第一输入端子21。
在该整流器电路622中,具有第三整流器元件504、电感性存储元件508和DC链路电容器60的串联电路与次级绕组69S并联连接。DC链路电容器60被连接在DC/DC转换器的输出端子61、62之间,其中能够提供DC链路电压V60。第四整流器元件505与具有电感性存储元件508和DC链路电容器60的串联电路并联连接。
参考图47,驱动电路510生成驱动信号S506以同步接通和关断的第一开关5061和第二开关5062。驱动信号S506是脉宽调制(PWM)驱动信号,该PWM驱动信号的占空比取决于输入电压基准信号SREF-V3以及表示输入电压V3的输入电压信号SV3。驱动电路510被配置成调整驱动信号S506的占空比,使得输入电压V3的电压电平对应于基准信号SREF-V3所表示的电压电平。
图47的DC/DC转换器6的操作原理如下。每当第一和第二开关5061、5062被接通时,初级绕组69P被连接在输入端子21、22之间,并且电流流动通过初级绕组69P。当输入电压V3具有如图47中所示的极性时,跨次级绕组69S的电压V69S极性如图47所示。该电压使得电流通过第三整流器元件504、电感性存储元件508和DC链路电容器60。当开关5061、5062被关断时,通过初级绕组69P的电流继续流动通过两个整流器元件5071、5072。然而,跨次级绕组22S的电压V69S的极性被反向,从而通过第一整流器元件504的电流变为零,并且由于电感性存储元件508感应的电流流动通过第二整流器元件505。在由DC电源V3提供的给定输入功率处驱动信号S506的占空比的瞬时增加导致了输入电流I3的增加以及输入电压V3的减小,并且占空比的减小导致了输入电流I3的减小以及输入电压V3的增加。
在图47的DC/DC转换器6中,并且在以上和以下说明的其他DC/DC转换器6中,由二极管符号表示的整流器元件可以被实现为二极管。然而,还能够将这些整流器元件实现为包括诸如MOSFET的开关元件的同步整流器(SR)。
图48图示了DC/DC转换器6的另一实施例。图48的DC/DC的转换器6包括移相零电压开关(ZVS)全桥拓扑。参考图48,开关电路621包括两个半桥,其中的每一个半桥都包括被连接在用于接收输入电压V3的输入端子21、22之间的高侧开关6051、6061和低侧开关6052、6062。具有电感性存储元件610和变压器69的初级绕组69P的串联电路被连接在两个半桥的输出端子之间。变压器69包括具有中心抽头的次级绕组,产生了两个次级绕组部分69S1、69S2。第一和第二次级绕组部分69S1、69S2中的每一个与初级绕组69P感应耦合。初级绕组69P和次级绕组69S1、69S2具有相同的绕组感测。
整流器电路622包括具有电感性存储元件611和DC链路电容器60的串联电路。第一次级绕组部分69S1经由第一整流器元件607被耦合到串联电路611、60,并且第二第一次级绕组部分69S2经由第二整流器元件609被耦合到串联电路611、60。第三整流器元件612与具有电感性存储元件611和DC链路电容器60的串联电路并联连接。更确切地说,电感性存储元件611经由第一整流器元件607被连接到第一次级绕组部分69S1并且经由第二整流器元件609被连接到第二次级绕组部分69S2。次级绕组69S1、69S2的中心抽头被连接至背对电感性存储元件611的DC链路电容器60的电路节点。该电路节点对应于第二输出端子62。
半桥的开关6051、6052、6061、6062由驱动电路609根据输入电压基准信号SREF-V3和输入电压SV3来被周期性地接通和关断,使得输入电压V3的电平对应于由基准信号SREF-V3表示的电平。在图48中,附图标记S6051、S6052、S6061、S6062表示由驱动电路609向各个开关6051、6052、6061、6062提供的驱动信号。各个开关6051、6052、6061、6062根据驱动方案来被周期性地接通和关断。根据该驱动方案,每个周期包括四个不同的阶段。在第一阶段中,第一半桥的高侧开关6051和第二半桥的低侧开关6062被接通。因此,电流I69P流动通过第一电感性存储元件610和初级绕组69P。当输入电压V3具有如图48中所示的极性时,跨次级绕组部分69S1、69S2的电压V69S1、V69S2如图48中所示。跨第一次级绕组部分69S1的电压V69S1使得电流I607通过第一整流器元件607、第二电感性存储元件611和电容性存储元件608,而第二整流器元件609阻止。
在第二阶段中,第一半桥的高侧开关6051被接通,并且第二个半桥的高侧开关6061被接通。在关断第一半桥的低侧开关6052和接通第二半桥的高侧开关6061之间可能存在延迟时间。在该延迟时间期间,与高侧开关6061并联连接的续流元件(未示出)可以获取电流。开关6051、6052、6061、6062可以被实现为功率晶体管,具体地功率MOSFET。功率MOSFET包括可以用作续流元件的集成体二极管。
在第二阶段中,跨初级绕组69P的电压和跨低级绕组69S1、69S2的电压V69S1、V69S2为0。通过电感性存储元件611的电流继续流动,其中第三整流器元件610接收通过电感性存储元件611和电容性存储元件608的电流。
在第三阶段中,第二半桥的高侧开关6061和第一半桥的低侧开关6052被接通。跨次级绕组部分69S1、69S2的电压V69S1、V69S2具有与图11中所示的极性相反的极性。在该情况下,电流流动通过第二次级绕组部分69S2、第二整流器元件609、电感性存储元件611和电容性存储元件608。
在第四阶段中,第一半桥的低侧开关6052被关断,并且第一半桥的半侧开关6051被接通。跨初级绕组69P的电压和跨次级绕组部分69S1、69S2的电压返回到0。V69S1、V69S2具有与图11中所示的极性相反的极性。通过第二电感性存储元件611和电容性存储元件608的电流继续流动,其中第三整流器元件609提供用于该电流的电流路径。
根据一个实施例,接通和关断两个半桥的各个开关6051、6052、6061、6062的时刻使得当跨相应的开关的电压为0时,开关中的至少一些被接通和/或关断。这是被称为零电压开关(ZVS)。
如在前述DC/DC转换器6中,输入电压V3可以被控制为使得输入电压V3的电平对应于基准信号SREF-V3所表示的电平。具体地,输入电压V3可以通过调整第一阶段和第三阶段的持续时间来调节,而这些持续时间的增加(取决于输入电压信号SV3和基准信号SREF-V3)导致了输入电流I3的增加,使得在由DC电源3(在图48未示出)提供的给定输入功率处,输入电压V3减小。等同地,当第一和第三阶段的持续时间增加时,输入电压V3增加。
图49图示了根据另一实施例的DC/DC转换器6。图49的DC/DC转换器6被实现为反激转换器。参考图49,DC/DC转换器6的开关电路621包括与变压器69的初级绕组69P串联连接的开关元件701。具有初级绕组69P和开关元件701的串联电路被连接在输入端子21、22之间,其中能够提供输入电压V3。连接到变压器69的次级绕组69S的整流器电路622包括具有整流器元件703和DC链路电容器60的串联电路。DC链路电容器60被连接在DC/DC转换器6的输出端子61、62之间。
参考图49,DC/DC转换器6还包括驱动电路702,驱动电路702能够操作为输出由开关元件701接收到的PWM驱动信号S701。
DC/DC转换器6的基本操作原理如下:每当开关元件701被接通时,能量被磁性存储在变压器69的空气间隙中。初级绕组69P和次级绕组22S具有相反的绕组感测,使得当开关元件711被接通时通过次级绕组69S的电流为0。当开关元件711被关断时,存储在变压器69中的能量被转移到次级绕组69S,并且使得电流次级绕组69S经由整流器元件713到整流器电路622的DC链路电容器60。根据驱动电路712的特定类型,可以调整DC/DC转换器2的操作参数中的至少一个。这将在以下进一步详细说明。
根据一个实施例,如在前述DC/DC转换器6中,输入电压V3被控制为使得输入电压V3的电平对应于由驱动电流712接收到的基准信号SREF-V3表示的电平。输入电压V3可以通过调整PWM驱动信号S711的占空比来调节,而占空比的增加导致了输入电流I3的增加,使得在由DC功率源3(图47中未示出)提供的给定输入功率处,输入电压V3减小。等同地,当占空比增加时,输入电压V3增加。
图50图示了包括LLC谐振拓扑的另一实施例的DC/DC转换器6。参考图50,DC/DC转换器6的开关电路621包括半桥,该半桥具有连接在用于接收DC输入电压V3的输入端子21、22之间的高侧开关8051和低压侧开关8052。开关电路621进一步包括串联LLC电路,串联LLC电路具有电容性存储元件806、电感性存储元件807和变压器69的初级绕组69P。该串联LLC电路与低侧开关8052并联连接。另一电感性存储元件808与初级绕组69P并联连接。
变压器69包括中心抽头,该中心抽头产生了两个次级绕组部分,即第一次级绕组部分69S1和第二次级绕组部分69S2,其被耦合到初级绕组和69P并且每一个都具有与初级绕组69P相同的绕组感测。在整流器电路622中,第一次级绕组部69S1通过第一整流器元件809被耦合到第一输出端子61,并且第二次级绕组部分69S2通过第二整流器元件810被耦合到第一输出端子61。第一和第二次级绕组部分69S1、69S2的公共电路节点被耦合到第二输出端子62。DC链路电容器60被连接在输出端子61、62之间。DC链路电压V6可在输出端子61、62之间提供。
在图50中,附图标记S8051、S8052表示由半桥的开关8051、8052接收到的驱动信号。这些驱动信号S8051、S8052由驱动电路812根据输入电压信号SV3和基准信号SREF-V3来生成,使得输入电压V3的电平对应于由基准信号SREF-V3表示的电平。
图50的DC/DC转换器的操作原理如下。驱动电路812使高侧开关8051和低侧开关8052交替地接通和关断。这使得交流电流通过变压器69的初级绕组69P。该交流电流被传送到次级侧。当通过初级绕组69P的交流电流具有第一方向时,次级侧的电流分别流动通过第一次级绕组部分69S1和第一整流器元件809到DC链路电容器60和输出端子61、62。当通过初级绕组69P的电流具有相反的第二方向时,次级侧的电流分别流动通过第二次级绕组部分69S2和第二整流器元件810到DC链路电容器60和输出端子61、62。
串联LLC电路具有两个谐振频率,即第一谐振频率和低于第一谐振频率的第二谐振频率。为了控制DC/DC转换器6的输入功率(并且从而控制输入电压V3),驱动电路812以下述频率操作第一和第二开关8051、8052,该频率通常在第一和第二谐振之间并且接近第一谐振频率,其中,通过开关频率的变化,可以改变LLC电路的品质因数。通过改变品质因数,可以调整输入功率,并且因此可以调整在DC/DC转换器6的输入电压V3。
虽然已经具体说明了TTF拓扑、相移ZVS拓扑、反激拓扑和半桥LLC拓扑,但是DC/DC转换器6的实现不限于这些拓扑。还可使用包括变压器的其他传统DC/DC转换器拓扑,诸如单管正激拓扑、全桥LLC拓扑或者有源钳位正激拓扑。这些拓扑是公知的,使得不需要在这方面的进一步解释。此外,各个DC/DC转换器6可以被实现为交错的DC/DC转换器。交错的DC/DC转换器包括至少两个这里说明的拓扑,其中,这些拓扑并联连接以共同接收DC输入电压V3,其中,以时间交错的方式来启用并联连接的各个拓扑。
在图44的实施例中,每个转换器单元2接收来自DC电源3的DC电压V3。DC电压V3的电平取决于DC电源的特定类型。根据一个实施例,各个DC电源3中的每一个包括具有串联连接的若干PV模块的串,以提供在几10V和几100V之间的电压电平。在该情况下,功率转换器电路1可以被配置成耦合到供应在10kV和20kV的电压的中压电网。
在各个DC/AC转换器4被配置成生成整流的AC电流i1的情况下,展开桥300被连接在如参考图44说明的具有DC/AC转换器4的串联电路和输出11、12之间。展开桥300的拓扑可以对应于图40的展开桥300的拓扑,其中,各个开关301-304被选择为使得其能够承受在输出端子11、12之间的电压。根据一个实施例,这些开关301-304被实现为晶闸管。
配置成耦合到中压电网的功率转换器电路1可以包括具有参考前述图46至图50说明的拓扑中的任何一个的转换器单元2。根据一个具体实施例,每个转换器单元2包括DC/DC转换器2,DC/DC转换器2具有升压级623(参见图46)并且具有参考图48说明的PS-ZVS转换器。在输入电压V3和升压级623提供的升压电压V623(见图46)之间的比率是例如1.2:1和10:1。参考结合图45说明的原理,各个转换器单元2中的DC/AC转换器4提供在DC电源3与之连接的输入21、22和输出11、12之间的电隔离。即,前述DC/AC转换4中的每一个可以用包括变压器的DC/AC转换器4来替换。
例如,在图19的实施例中,具有降压转换器拓扑的转换器80可以用于包括变压器的反激转换器拓扑的转换器80来替换。在图51中图示了以该方式修改的DC/AC转换器4。在该实施例中,DC/AC转换器4连接到接收DC输入电压V3的输入端子21,22。然而,如参考图45说明的,还能够将DC/DC转换器6连接在输入端子21、22和DC/AC转换器4之间。在该情况下,DC/AC转换器4接收DC链路电压V6(在图51中未示出)而不是输入电压V3。
图51的转换器80包括传统反激转换器拓扑,包括具有变压器的初级绕组84P以及耦合到输入端子21、22的开关元件83的串联电路。此外,具有整流器元件86和可选输入电容器89的整流器电路被连接到变压器的次级绕组84S。次级绕组84S与初级绕组84P感应耦合。
图51的转换器80的操作原理对应于图19的转换器80的操作原理。即,开关83从驱动电路87接收PWM驱动信号,使得转换器80的输出电流i80的信号波形具有如由驱动电流87接收到的基准信号SREF限定的波形。控制电路5根据同步信号SV1和输出电流信号Si1来生成基准信号SREF,使得在输出电流和同步信号Sv1之间存在预限定的相位差。转换器80将输出电流i80生成为具有整流的交流电流的波形。
图51的转换器单元2的其他特征对应于参考图19说明的转换器单元2。即,展开桥85接收来自转换器80的输出电流i80,并且从整流的交流电流i80生成交流输出电流i1。
在如图51中所示的用多个转换器单元2实现的功率转换器电路中,每个转换器单元2具有展开桥85。然而,根据参考图38说明的实施例,并且如参考图45说明的,还能够实现具有转换器80的各个转换器单元2中的每一个,并且对具有多个转换器单元2的一个串联电路仅提供一个展开桥(图38中的300)。这等同于实现转换器单元21-2n每一个都具有对应于图51的反激转换器80的反激转换器。
然而,以反激转换器拓扑实现转换器80仅仅是示例。该转换器80可以用包括前述变压器的另一转换器拓扑来实现。根据另一实施例(未示出),各个DC/AC转换器4具有双向离子变频器拓扑,如在Trubitsyn等人的“High-Efficiency Inverter for PhotovoltaicApplications,”IEEE,Energy Conversion Congress and Exposition(ECCE),2010,第2803-2810页所公开的。
图52图示了功率转换器电路1的另一实施例。该功率转换器电路1包括具有共享一个变压器69的多个DC/DC转换器的DC/DC级。在本实施例中,变压器69包括感应耦合的m个初级绕组69P1-60Pm和n个次级绕组69S1-60Sn。初级绕组69P1-60Pm中的每一个耦合到开关电路6211-621m,其中,开关电路6211-621m中的每一个被连接到具有输入端子211、21m、221、22m的输入。在本实施例中,开关电路6211、621m中的每一个被连接到不同的DC电源。然而,这仅仅是示例。根据另一实施例(未示出),两个或更多个开关电路被连接到一个公共DC电源。参考图50,整流器电路6221-622n被连接到次级绕组69S1-69Sn中的每一个。每个整流器电路6221-622n被配置成从跨相应次级绕组69S1-69Sn的电压来生成DC链路电压V61-V6n。使其输出串联连接的多个DC/AC转换器41-4n中的每一个接收DC链路电压V61-V6n中的一个,其中各个DC/AC转换器41-4n一起输出输出电流i1。可选地,展开桥300被连接在具有DC/AC转换器41-4n的串联电路和输出端子11、12之间。
在本实施例中,开关电路6211-621m的数目n和整流器电路6221-622n的数目不相等,其中m<n。然而,还能够实现具有相同数目的开关电路6211-621m和整流器电路6221-622n(m=n)或者具有少于开关电路6211-621m的整流器电路6221-622n(m>n)的功率转换器电路2。
各个DC/AC转换器41-4n可以通过这里说明的DC/AC转换器拓扑来实现。DC/AC转换器4的控制方案可以对应于前述控制方案。
在图50的功率转换器布置中,开关电路6211-621m中的每一个形成具有整流器电路6221-622n中的一个的DC/DC转换器。各个开关电路6211-621m和相应的整流器电路6221-622n可以通过先前参考图47至图50说明的拓扑中的一个来实现,其中,各个整流器电路6221-622n的拓扑被适配为开关电路6211-621m的拓扑。即,开关电路6211-621m具有根据前述一个DC/DC转换器拓扑的拓扑,并且整流器电路具有根据相同的DC/DC转换器的拓扑的拓扑。
图53图示了功率转换器电路1的另一实施例,包括使其输出23、24串联连接在功率转换器1的输出端子11、12之间的多个转换器单元2。各个转换器单元2可以如本文前面参考图5至图36说明的来实现,并且每一个都包括DC/AC转换器4。可选地,DC/DC转换器6被连接在各个转换器2的输入21、22和相应的DC/AC转换器之间。参考上面的说明,DC/AC转换器4中的每一个根据同步信号SV1来输出AC电流i1。AC电流的频率是例如50Hz或60Hz,并且由同步信号SV1来限定。
为了提供在各个转换器单元2的输入21、22和功率转换器电路2的输出11、12之间的电隔离,每个转换器单元2除了DC/AC转换器4和可选的DC/DC转换器2之外还包括具有耦合到相应的DC/AC转换器4的输出的初级绕组和次级绕组的变压器69。各个变压器69的次级绕组被串联连接在功率转换器电路1的输出端子11、12之间。变压器69是低频变压器,其能够生成对应于初级侧电流(这是通过初级绕组的电流)或者与初级侧电流成比例的次级侧电流(这是通过次级绕组的电流)。在每个情况下,初级侧电流是由相应的DC/AC转换器输出的电流。
虽然在图31和图35的功率转换器电路1中仅图示了操作模式控制器50、连接电路70和测量电路600,但是操作模式控制器50、连接电路70和测量电路600还可以在文本前述的其他功率转换器电路1中的每一个中实现。
前述电路中的每一个可以被实现为模拟或数字电路或者被实现为具有模拟和数字电路装置的混合电路。因此,前述信号可以是模拟或数字信号。分别在同步信号SV1或SV1’的情况下,“连续同步信号”指同步信号可用于AC输出电流i1的每个周期中,并且具有对应于相应的输出电流i1的波形的波形。图54图示了可以在文本前述的功率转换器电路中的一个使用的转换器单元2的另一实施例。该转换器单元2包括DC/AC转换器4。转换器单元2还可以包括连接在转换器单元2的输入端子21、22和DC/AC转换器4之间的DC/DC转换器6(在图54中用虚线所示)。可选的DC/DC转换器6可以根据本文前述实施例中的一个来实现,并且可以包括非隔离拓扑(例如,如在图12、图14或图16中公开的)以及包括变压器的隔离拓扑(例如,图44、图47、图48、图49、图50和图52中公开的)。根据转换器单元2是否包括DC/DC转换器6,DC/AC转换器4接收来自DC电源3(图54中未示出)的输入电压V3或者DC/DC转换器6的输出电压作为输入电压V4。该输入电压V4具体地是直流电压(DC电压)。
图54中描绘的DC/AC转换器4基于参考的图19中描绘的DC/AC转换器4。如根据图19的DC/AC转换器,根据图54的DC/AC转换器包括转换器级80,该转换器级80被配置成根据基准信号SREF来在输出81、82处生成输出电流i80。该输出电流i80是DC/AC转换器4的输出电流i1的整流版本。例如,如果输出电流i1的期望波形是正弦波形,则根据基准信号SREF来生成转换器级80的输出电流i80,使得其具有整流的正弦曲线(表示正弦曲线的幅度的波形)的波形。基准信号SREF可以根据本文先前公开的实施例中的一个来生成,其中提供具有整流的交流信号的波形的基准信号。
参考图54,转换器级80通过逆变降压升压拓扑来实现。在转换器级80的输入处接收到的输入电压V4和在转换器级80的输出81、82处提供的输出电压v80被引到第一输出节点81,并且具有相反的极性。这与图19所示的转换器级80不同,其中输入电压V3和输出电压v80被引到第二输出模式82并且具有相同的极性。图54中所示的转换器级80的输出电流i80具有与图54中的箭头所指示的方向相反的电流流动方向。
图55示意性地图示了转换器级80的输入电压V4、输出电流i80和输出电压v80以及基准信号SREF的时序图。基本上,图55所示的波形对应于图20所示的波形,不同之处在于图19和图54所示的实施例中的输出电压v80具有相反的极性,并且在图19和图54中示出的实施例中的输出电流i80具有相反的极性。
参考图54,能够根据图19中所示的实施例实现的展开桥85可以接收来自转换器级80的输出电流i80和输出电压v80,并且将输出电流i1和输出电压v2分别供应到转换器单元2的输出23、24和DC/AC转换器4。可选地,EMI滤波器88被耦合在展开桥85和输出23、24之间。EMI滤波器可以根据图19所示的实施例来实现。
如参考图19说明的展开桥85,图54所示的展开桥85被配置成以两个不同的操作状态中的一个进行操作。在第一操作状态中,展开桥85使输出电流i80和输出电压v80分别通过输出23、24或EMI滤波器88,并且在第二操作状态中,展开桥85分别使输出电流i80、输出电压v80反相。参考图19所示的实施例,第一操作状态可以通过使第一开关851和第四开关854接通并且通过使第二开关852和第三开关853关断来获得。第二操作状态可以通过使第二开关852和第三开关853接通并且通过使第一开关851和第四开关854关断来获得。展开桥85通过驱动电路89来驱动,并且分别在输出电流i80和输出电压v80上的每个周期的开始处改变操作状态。输出电流i80、输出电压v80的周期分别在输出电流i80、输出电压v80的幅度分别显著减少到零并且开始增加时开始。
参见考图54,转换器级80包括具有诸如扼流器的电感性元件84和开关83的串联电路。具有电感性元件84和开关83的串联电路接收输入电压V4。诸如二极管的整流器元件86被耦合在电感性元件84和开关83的公共电路节点和转换器级80的第二输出节点82之间。背对开关83和整流器元件86的电感性元件84的电路节点被耦合到转换器级80的第一输出节点81。可选地,输出电容器89被耦合在第一和第二输出节点81、82之间,并且输入电容器被耦合在接收输入电压V4的输入节点之间。
转换器级80的开关83接收来自驱动电路87的驱动信号S83。该驱动信号S83接通或关断开关83,并且由驱动电路87根据表示输出电流i80的输出电流信号Si80和基准信号SREF来生成,使得输出电流i80的波形对应于基准信号SREF的波形。即,输出电流i80具有由基准信号SREF限定的频率和相位。根据一个实施例,驱动信号S83的开关频率显著高于分别通过基准信号SREF和输出电流i80限定的频率。根据一个实施例,由基准信号SREF中限定的频率是100Hz或120Hz,而驱动信号S83的开关频率为几10kHz、几100kHz或甚至几MHz。包括在基准信号中的频率和相位信息取决于由驱动电路87接收到的同步信号SV1中所包括的频率和相位信息。根据一个实施例,尽管基准信号SREF是连续信号,但是如参考前述示例性实施例说明的同步信号可以是连续的或不连续的信号。
在下面解释图54中所示的转换器级的操作的一种方式。当驱动信号S83接通开关83时,由输入电压V4驱动的电流i84在由图54中的箭头所指示的方向上流动通过电感性元件84和开关83。以该方式,能量被磁存储在电感性元件84中。当驱动信号S83关断开关83时,存储在电感性元件84中的能量使得电流I84通过该电感性元件以继续,其中,电流I84然后经由输出节点82、81和可选的输出电容器89流动通过整流器元件86。
图56示意性地示出了驱动信号S83、通过电感性元件84的电流I84和电流i80'在两个连续的驱动周期中进入对于输出电容器89以及输出节点81、82中的一个输出节点为公共的电路节点的时序图,其中,每个驱动周期包括驱动信号S83具有接通开关83的接通电平的接通周期以及驱动信号S83具有关断开关83的关断电平的关断周期。仅为了说明的目的,假设驱动信号S83的接通电平为高电平,并且驱动信号S83的关断电平为低电平。参考图56,转换器级80可以以连续电流模式(CCM)进行操作。在该操作模式中,新的驱动周期在通过电感性元件84的电流I84减小到0之前开始,即,在电感性元件84已经去磁之前开始。参考图56,通过电感性元件的电流I84在接通周期期间增加,并且在关断周期期间减小。电流i80'对应于在关断期间通过电感性元件84的电流。
输出电容器(低通)对(不连续)电流i80'进行滤波,并且提供该转换器的输出电流i80。具体地,输出电容器89滤除从开关83的开关模式操作导致的波动。然而,输出电容器89没有显著影响输出电流i80的期望的低频率波形,这是分别由同步信号SV1和基准信号SREF限定的。
驱动信号S83可以是具有固定频率的脉宽调制(PWM)信号,即具有一个驱动周期的固定持续时间T(其中T=TON+TOFF,其中TON是接通周期的持续时间,并且TOFF关断周期的持续时间)。在该情况下,通过电感性元件84的电流I84的幅度并且因此输出电流i80的幅度可以通过改变驱动信号S83的占空比来改变,其中,幅度在占空比(时间上)增加时增加,并且在占空比(时间上)减小时减小。驱动电路87被配置成改变驱动信号S83的占空比,使得输出电流并且更精确地,在每个驱动周期中的输出电流i80的平均值具有由基准信号SREF所限定的波形。
不同于具有图19中所示的降压拓扑的转换器级,具有图54中所示的反相降压升压拓扑的转换器级80能够供应输出电压v80,该输出电压v80具有低于输入电压V4的电压电平的电压电平并且具有高于输入电压V4的电压电平的电压电平。输出电压v80的电压电平是由根据基准信号SREF控制的输出电流来限定的。
图57图示了图54所示的转换器级80修改。在图57中所示的实施例中,整流器元件86是包括开关861(具体地是电子开关)的有源整流器元件。可选地,诸如二极管的无源整流器元件与开关861并联连接。有源整流器元件86的开关861是由驱动电路87生成的驱动信号S86来驱动的。这里以下进一步具体说明驱动该开关的一个方法。
由驱动信号S83驱动的开关83可以被实现为传统的电子开关,诸如MOSFET、IGBT或GaN-HEMT。仅为了说明的目的,假定该电子开关83是MOSFET,具体地是n型MOSFET。参考图57,该电子开关包括与内部负载路径(这是MOSFET中的漏-源路径)并联的输出电容C83。当电子开关83被关断时,对该输出电容C83进行充电。在图57所示的转换器级80中,跨处于电子开关83的关断状态中的输出电容C83的电压V83是:
V83=V3-v80
(当跨整流器元件86的电压被忽略时)。因为输入电压v4和输出电压v80具有相反的极性,所以跨输入电容C83的电压V83的幅度对应于输入电压V3的大小加上输出电压v80的大小。
当电子开关83接通时,输出电容C83放电。当电子开关83关断时,对输出电容C83进行充电并且在电子开关83接通时使输出电容C83放电产生了损耗造成损失(可以被称为电容切换损耗)。在图57所示的转换器级别可以如参考图56说明的进行操作,其中有源整流器元件56的开关561在开关83关断时被接通,并且在开关83接通时被关断。
图58示出了能够减小电容切换损耗的图57中所示的转换器级80的操作模式的时序图。图58示出了电流I84通过电感性元件84、开关83的驱动信号S83和有源整流器元件86的驱动信号S86的时序图。仅出于说明的目的,假定驱动信号S86的高电平接通有源整流器元件86的开关861,并且驱动信号S86的低电平关断有源整流器元件86的开关861
参考图58,一个驱动周期包括开关83被接通的接通周期以及开关83被关断的随后的关断周期。此外,一个驱动周期包括4个不同的阶段I-IV。
在第一阶段I中,电子开关83被接通,并且有源整流器元件86的开关被关断。在该第一阶段I中,对应于接通周期,通过电感性元件84的电流I84增加。
第二阶段II在电子开关83关断并且有源整流器元件56接收来自电感性元件84的电流时开始。根据一个实施例,有源整流器元件86的开关861在开关83关断时接通。根据另一实施例,有源整流器元件86包括开关861和无源整流器元件862,并且在关断电子开关83和接通有源整流器元件86的开关之间存在死区时间,使得无源整流器元件862在死区时间期间接收电流。根据一个实施例,有源整流器元件86被实现为具有集成的体二极管的MOSFET的方法,其中体二极管在该情况下用作无源整流器元件。
参考图58,通过该电感性元件84的电流I84在第二阶段II期间减小。第三阶段在电流I84在电流I84已经减小到0时开始,即在电感性元件84已经完全去磁时开始。此时,通过电感性元件84的电流I84改变其电流方向,其中,该电流I84是由存储在输出电容器89中的能量来供应。在该第三阶段III中,有源整流器元件86的开关861被接通。
有源整流器元件86的开关861在第三阶段III的结束并且在第四阶段IV的开始时被关断。在该第四阶段IV期间,通过电感性元件84的电流I84继续,其中电流在该阶段IV中流动通过电感性元件84、电子开关83的输出电容C83和输入21、22,并且使电子开关83的输出电容C83放电。当跨输出电容的电压V83基本上为0时,输出电容C83已经完全放电。此时,电子开关83被再次接通,使得新的驱动周期开始。根据一个实施例,第三阶段III的持续时间被选择为使得通过电感性元件84的电流I84在跨输出电容器C83的电压V83基本上为0时基本上为零。根据另一实施例,第三阶段III的持续时间比在先前公开的实施例更长,使得在跨输出电容器C83的电压减小到0时仍然有电流I84流动通过电感性元件84。
在参考图58说明的操作模式中,在跨电子开关83的电压基本上为0时,电子开关接通,使得电容开关损耗可能非常低。
图59图示了转换器单元2的另一实施例。该转换器单元基于在图54中所示的转换器单元2,并且与在图54中图示的转换器单元的不同之处在于缺少展开桥85。该转换器单元2可以用于图38中所示的包括一个中心展开桥的功率转换器电路。图59所示的转换器单元2的转换器级80的操作对应于图54中所示的转换器级80的操作。可以参考图57和图58来解释如图59中所示的转换器级80。
前述实施例涉及单相功率转换器电路,该单相功率转换器电路被配置成经由输出11、12将单相输出电流iOUT供应到单相电网中。然而,将每一个转换器单元都被配置成根据同步信号Sv1来供应交流输出电流的多个转换器单元21-2n串联连接的原理不限于在单相功率转换器电路中使用,而是还可以在诸如3相多相功率转换器电路的多相功率转换器电路中使用。
图60示意性地图示了3相功率转换器电路的一个实施例。该3相功率转换器电路包括三个单相功率转换器电路1R、1S、1T,其中,三个单相功率转换器电路1R、1S、1T中的每一个可以如前述单相功率转换器电路被实现。在图60中,具体图示了该三个单相功率转换器电路中的一个单相功率转换器电路1R,其他两个单相功率转换器电路1S、1T仅被示意性地示出。在图60中所示的单相转换器1R的拓扑对应于所参考的图1中所示的单相功率转换器电路的拓扑。代替图1中所示的拓扑,图23所示的拓扑也可以用于单相转换器1R。在图60中所示的单相转换器1R和图1中所示的单相转换器1中,类似的特征具有相应的附图标记,其中,图60中的附图标记另外包括索引“R”。例如,在图1中所示的单相转换器1的功率转换器单元具有附图标记21-2n,而在图60中所示的单相转换器1R中相应的功率转换器单元具有附图标记2R1-2Rn。可以根据本文前述的实施例中的一个来实现图60中所示的单相转换器1R的各个转换器单元2R1-2Rn
3相功率转换器电路被配置成耦合到三相电网。该3相电网可包括三相R、S、T和中性点N,如图60所示(其中示意性地示出相R、S、T和中性点N)。参见图61,3相电网可以仅包括三相R、S、T。
参考图60,三个单相功率转换器电路1R、1S、1T中的每一个包括输出,其中这些输出中的每一个分别包括两个输出节点11R、12R、11S、12S和11T、12T。单相功率转换器电路1R、1S、1T中的每一个被配置成耦合到三相R、S、T和中性点N中的一个。为此,第一单相功率转换器电路1R的第一输出端子11R被耦合到第一相R,第二单相功率转换器电路1S的第一输出端子11S被耦合到第二相S,并且第三单相功率转换器电路1T的第一输出端子11T被耦合到第三相R。各个单相功率转换器电路1R、1S、1T的第二输出端子12R、12S、12T耦合到中性点N。
三个单相功率转换器电路1R、1S、1T中的每一个将输出电流i1ROUT、i1SOUT、i1TOUT供应到相应的相位,其中,以上述方式根据同步信号来生成相应的输出电流i1ROUT、i1SOUT、i1TOUT。三个单相功率转换器电路1R、1S、1T中的每一个包括同步电路(图60中仅示出了功率转换器电路1R的同步电路10R),其将同步信号(图60中仅示出了同步电路10R的同步信号SRv1)提供给在各个单相功率转换器电路1R、1S、1T中串联连接的转换器单元(在图60中,仅示出了单相功率转换器电路1R的功率转换器单元2R1、2R2、2R3)。可以例如通过测量相应的相位电压v1R、v1S、v1T并且根据测量的相位电压v1R、v1S、v1T来生成同步信号来以先前说明的方式生成各个功率转换器电路1R、1S、1T中的同步信号。在图60所示的实施例中,各个相位电压v1R、v1S、v1T是在相R、S、T中的一个和中性点N之间的电压。在传统的三相电网中,这些相电压v1R、v1S、v1T是具有月220VRMS或110VRMS以及在两相电压之间的120°的相位差的正弦电压。
根据一个实施例中,输出电流i1ROUT、i1SOUT、i1TOUT被生成为具有相同但是不同相位的交流电流,诸如正弦电流。根据一个实施例,这些输出电流i1ROUT、i1SOUT、i1TOUT之间的相位差是120°。具有相位差120°的正弦输出电流i1ROUT、i1SOUT、i1TOUT的时序图在图62中示意性示出。这些电流适用于被馈送到前述种类并且在图60中图示的三相电网中。
各个单相功率转换器电路1R、1S、1T可以被相同地实现,即利用相同数目的转换器单元并且利用相同的转换器单元。然而,还能够实现具有不同数目的功率转换器单元和/或具有不同类型的功率转换器单元的各个单相功率转换器电路1R、1S、1T
在图61所示的实施例中,三个单相功率转换器电路1R、1S、1T中的每一个具有耦合到三相R、S、T中的两个的相应输出。具体地,第一单相功率转换器电路1R使其输出耦合到具有第一输出节点11R的第一相R和具有第二输出节点12R的第二相S。第二单相功率转换器电路1S使其输出耦合到具有第一输出节点11S的第一相S和具有第二输出节点12S的第三相T,并且第三单相功率转换器电路1T使其输出耦合到具有第一输出节点11T的第一相T和具有第二输出节点12T的第一相R。在图61中,v1RS表示在第一和第二相R、S之间的电压,这是施加到第一单相转换器1R的输出的电压,v1ST表示在第二和第三相S、T之间的电压,这是施加到第二单相转换器1S的输出的电压,并且v1TR表示在第一和第三相T、R之间的电压,这是施加到第三单相转换器1T的输出的电压。
在传统的3相电源系统中,两相之间的这些电压v1RS、v1ST、v1TR是具有约400VRMS或200VRMS以及这些电压v1RS、v1ST、v1TR中的两个之间的相位差120°的正弦电压。在图61中所示的3相功率转换器电路的操作对应于图60中示出的具有差的3相功率转换器电路的操作,该差是同步信号(图61中仅示出的第一单相功率转换器电路1R的同步信号SRv1)可以基于在两相之间的电压v1RS、v1ST、v1TR中的一个来生成而不是在相位R、S、T和中性点N之间的电压v1R、v1S、v1T中的一个来生成。
如同在图60中所示的实施例中,输出电流i1ROUT、i1SOUT、i1TOUT可以被生成为具有相同的频率但是不同相位的的交流电流,例如正弦电流。根据一个实施例,这些输出电流i1ROUT、i1SOUT、i1TOUT之间的相位差是120°。具有120°相位的正弦输出电流i1ROUT、i1SOUT、i1TOUT的时序图对应于图62中所示的那些。这些电流适用于被馈送到前述并且图61中所示种类的3相电网。
在图60和图61中所示的3相功率转换器电路中,各个单相功率转换器电路1R、1S、1T中的每一个耦合到3个电源电路3R、3S、3T中的一个。这些电源电路3R、3S、3T中的每一个包括多个电源,其中,这些电源中的每一个耦合到一个功率转换器单元。在图60中,具体示出了这三个电源电路3R、3S、3T中的一个3R。该电源电路3R包括三个电源3R1、3R2、3Rn,其中这些电源中的每一个都耦合到单相功率转换器电路1R的转换器单元3R1、3R2、3Rn中的一个的输入。可以相应地实现在图60中仅示意性地图示的其他两个电源电路3S、3T。可以根据前述电源3来实现各个电源3R1-3Rn。根据一个实施例,各个电源3R1-3Rn包括PV模块或电荷存储器件,诸如电容器或蓄电池。
在图60和图61所示的3相功率转换器电路中,各个单相功率转换器电路1R、1S、1T中的每一个接收来自相应的电源电路3R、3S、3T的输入功率,使得各个单相功率转换器电路1R、1S、1T可以独立操作,其中这些单相功率转换器电路1R、1S、1T中的每一个将输出电流i1ROUT、i1SOUT、i1TOUT供应到三相R、S、T中的一相。
图63图示了3相功率转换器电路的另一实施例。如在图60和图61中所示的3相功率转换器电路,图62中所示的3相功率转换器电路包括三个单相功率转换器电路1R、1S、1T,其中这些单相功率转换器电路1R、1S、1T中的每一个包括多个串联连接的功率转换器单元。三个单相功率转换器电路1R、1S、1T中的每一个的输出可以以图60中所示的方式耦合到3相电网的三相R、S、T中的一个,或者三个单相功率转换器电路1R、1S、1T中的每一个的输出可以以图61中所示的方式耦合到3相电网的三相R、S、T中的两个。与图60和图61中所示的三个单相功率转换器电路1R、1S、1T不同,图63中所示的单相功率转换器1R、1S、1T耦合到包括多个电源31、32、3n的一个电源电路3RST。这些电源31、32、3n可以根据前述电源3来实现。这些电源31、32、3n中的每一个耦合到三个单相功率转换器电路的1R、1S、1T中的每一个中的一个功率转换器单元。这在图64中被具体示出。
图64示出了在图63中示出的多个电源31-3n的一个电源3,并且示出了三个功率转换器单元,即以第一单相功率转换器单元1R实现的第一功率转换器单元2R、以第二单相功率转换器单元1S实现的第二功率转换器单元2S、以及以第三单相功率转换器单元1T实现的第三功率转换器单元2T。在图64中没有示出单相功率转换器电路1R、1S、1T的其他功率转换器单元。
这些功率转换器单元2R、2S、2T中的每一个分别包括具有两个输入节点21R、22R、21S、22S和21T、22T的输入。各个功率转换器单元2R、2S、2T的输入耦合到电源3。图63中的电容器C3表示三个功率转换器单元2R、2S、2T中的至少一个的输入电容。
根据一个实施例,根据图44和图45中示出的实施例中的一个实施例来实现各个转换器单元2R、2S、2T(其中示出了三个转换器单元21、22、2n)。即,三个转换器单元2R、2S、2T中的每一个包括具有变压器的第一转换器,或者包括具有或不具有变压器的第一转换器单元以及具有变压器的第二转换器单元。这在图65和图68中示意性地示出。这些附图中的每一个都示出了表示图63中示出的转换器单元2R、2S、2T中的一个的一个转换器单元。参考图65,转换器单元2R、2S、2T中的每一个可以通过具有隔离拓扑的第一转换器4来实现,该第一转换器4是包括至少一个变压器84的转换器4。该转换器4可以通过上述隔离拓扑中的一个隔离拓扑来实现。例如,转换器4可以如图51中所示被实现,并且可以包括具有反激转换器拓扑、展开桥85和可选EMI滤波器88的转换器级80。如参考图51所述,转换器级80生成具有整流的交流信号的波形,并且展开桥从其生成具有交流波形的输出电流i1。
通过反激转换器拓扑实现转换器级仅仅是示例。具有任何其他隔离拓扑的转换器级也可以在图65中所示的转换器4中使用。那些隔离拓扑是例如图48中所示的PS-ZVS变压器拓扑、图50中所示的LLC谐振转换器拓扑、如在Trubitsyn中公开的双向离子变频器拓扑或串联谐振转换器拓扑。
图66图示了可以在图65中示出的DC/AC转换器4中实现的具有串联谐振转换器拓扑的转换器级80的一个实施例。图66中所示的转换器级包括串联谐振转换器拓扑。该拓扑类似于参考图48说明的PS-ZVS变压器拓扑,不同之处在于图66中所示的串联谐振转换器拓扑包括电容器183而不是电感器(参见图48的附图标记610)。该电容器183和变压器184初级绕组184P形成串联谐振电路。该串联谐振电路的第一电路节点通过第一半桥1811、1812耦合到输入节点,并且该串联谐振电路的第二电路节点通过第二半桥1821、1822耦合到输入节点。转换器级80的输入在输入节点21、22或可选第二转换器6的输出61、62处耦合到电源3。变压器包括具有两个次级绕组部分184S1、184S2和中心抽头的次级绕组。第一次级绕组部分184S1分别经由第一整流器元件185和诸如扼流器的电感器被耦合到输出节点81、82和输出电容器89。第二次级绕组部分184S2分别经由第二整流器元件186、第三整流器元件188和电感器187耦合到输出节点81、82和输出电容器89。
控制电路189被配置成控制半桥1811-1822,使得转换器级80的输出电流i80对应于基准信号SREF。基准信号SREF取决于同步信号(图65中的SV1),并且由控制器以前述方式来提供(参见,例如图51中的附图标记5)。输出电流i80可以具有整流的交流信号的波形,其中,第一转换器4中的展开桥或单相功率转换器电路中的每一个的中心展开桥生成具有交流波形的输出电流。
图67图示了图66中所示的转换器级80的修改。图67中所示的转换器级80包括仅具有一个初级绕组部分的初级绕组184S。在该实施例中,次级绕组184S通过包括四个整流器元件1851、1852、1861、1862的整流器桥电路分别耦合到输出节点81、82和输出电容器89。
如参考图51所述,第一转换器(DC/AC转换器)4可以包括展开桥85。然而,还能够省略第一转换器4中的展开桥,并且根据图38中所公开的实施例来在单相功率转换器电路1R、1S、1T中的每一个中提供一个中心展开桥。
参考图65,每个转换器单元2R、2S、2T还可以包括第二转换器(DC/DC转换器)6,该第二转换器6被配置成从由电源3提供的电压V3生成供应到DC/AC转换器4的DC电压V6。根据一个实施例,耦合到一个电源3的各个转换器单元2R、2S、2T通过相同的拓扑来实现。根据另一实施例,这些功率转换器单元2R、2S、2T通过不同的拓扑来实现。
根据一个实施例,电源3包括PV模块。在该情况下,功率转换器单元2R、2S、2T中的一个配置成控制由各个转换器单元2R、2S、2T接收到的输入电压V3,使得PV模块以MPP进行操作3。该功率转换器单元可以包括被配置成控制输入电压V3的第二转换器单元6。
图68图示了可以用于实现图62中示出的功率转换器单元2R、2S、2T的功率转换单元的另一实施例。图68中所示的功率转换器单元2R、2S、2T包括第一转换器4以及耦合在电源3和第一转换器4之间的第二转换器6。第一转换器4可以根据先前说明的实施例中的一个实施例来实现,并且可以或可以不包括变压器(可以或可以不包括隔离拓扑)。第二转换器6具有隔离拓扑并且包括变压器69。该转换器6可以根据参考图47、图48、图49和图50说明的实施例中的一个实施例来实现。
图69图示了连接到一个电源3的3个转换器2R、2S、2T的另一实施例。在该实施例中,转换器单元2R、2S、2T中的每一个转换器单元包括一个第一转换器4R、4S、4T,该第一转换器4R、4S、4T耦合相应的转换器单元2R、2S、2T的输出电容CR、CS、CT,并且被配置成从第二转换器63P接收输入电压V6R、V6S、V6T。该第二转换器63P是对各个转换器单元2R、2S、2T是公共的,并且被耦合在电源3和各个第二转换器4R、4S、4T之间。第二转换器63P被配置成从由电源3提供的电源电压V3生成三个输入电压V6R、V6S、V6T
第一转换器4R、4S、4T可以根据先前说明的实施例中的一个实施例来实现。具体地,各个第一转换器4R、4S、4T可以被相同地实现或者可以通过不同的拓扑结构来实现。根据一个实施例,各个第一转换器4通过非隔离拓扑来实现,诸如参考图54和图57说明的降压升压转换器拓扑。
图70图示了第二转换器63P的实施例。参考图70,第二转换器63P被实现为具有三个整流器电路622R、622S、622T的反激转换器,其中这些整流器电路622R、622S、622T中的每一个整流器电路分别提供在输出节点61R、62R、61S、62S和61T、62T之间的第一转换器4R、4S、4T(参见图68)的三个输入电压V6R、V6S、V6T。各个整流器电路622R、622S、622T根据图49中所示的实施例来实现。即,每个整流器电路包括与输出电容器60R、60S、60T串联连接的诸如二极管的整流器元件713R、713S、713T。具有整流器元件713R-713T和输出电容60R-60T的串联电路与变压器69的三个次级绕组69SR、69SS、69ST中的一个并联连接。输入电压V6R-V6T可跨输出电容器60R-60T提供。
参考图70,第二转换器63P还包括变压器69和开关电路621的初级绕组69P。开关电路621包括与初级绕组69P串联连接的一个开关711,其中具有初级绕组69P和开关711的串联电路被连接在可提供电源电压V3的输入节点21、22之间。如在这里前述的实施例中,第二转换器63P被配置成控制输入电压V3,使得电源3以MPP进行操作。由三个整流器电路622R-622S提供的输出电压V6R-V6T中的每一个输出电压由图69中所示的第一转换器4R-4T中的一个来接收。
在开关711的每个开关周期中,能量从初级绕组69P被传输到3个次级绕组69SR-69ST和相应的整流器电路622R-622T中的一个,即被传输到当前具有三个输出电压V6R、V6S、V6T中的最低电压的整流器电路。将能量供应到具有最低的输出电压的整流器电路可能导致该输出电压的增加,使得其他两个整流器电路中的一个的输入电压成为最低输出电压,并且使得对现在具有最低输出电压的该整流器供电。这是使得各个整流器电路622R-622T的输出电压V6R-V6T基本上相等的自调节处理。
如同参考这里前述的图1至图59所述的单相功率转换器电路,3相功率转换器电路可以包括连接电路70,该连接电路70用于将3相功率转换器电路连接到电源桥或使3相功率转换器电路与电源桥断开链接。参考图68,该连接电路70可以包括4个开关70R、70S、70T、70N,即在三相R、S、T中的每相和三相功率转换器电路的相应输出之间的一个开关、以及在中性点N和3相功率转换器电路的相应输出之间的一个开关。
在每个单相功率转换器电路1R-1T的输出耦合到两相的图61中公开的3相功率转换器系统中,参考图72,连接电路可以包括6个开关70R-71T,即各个输出节点11R、11S、11T、12R、12S、12T和相应的相位R、S、T之间的一个开关。
虽然已经公开了本发明的各种示例性实施例,但是对于本领域的技术人员来说明显的是,在不背离本发明的精神和范围的情况下,可以对实现本发明的一些优点进行各种改变和修改。对于本领域的技术人员来说明显的是,执行相同功能的其他组件可以被适当替换。应当提到,即使在没有被明确提及的情况下,参考特定附图描述的特征可以与其他附图中的特征组合。此外,本发明的方法可以使用适当的处理器指令在所有的软件实施方式或者利用硬件逻辑和软件逻辑的组合来实现相同结果的混合实施方式中实现。这样的对本发明的原理的修改在所附权利要求涵盖的范围内。
诸如“下方”、“以下”、“下部”、“上方”,“上部”等的空间关系术语用于便于说明以解释与一个元件相对于第二元件的定位。这些术语旨在涵盖除了不同于附图中所描绘的那些之外的方位的设备的不同方位。另外,诸如“第一”、“第二”等的输入还可以用于描述各种元件、区域、部分等,并且也不意在是限制性的。贯穿说明书,相同的术语指相同的元件。
如本文使用的术语“具有”、“包含”、“包括”等是开放式术语,指示所陈述的元件或特征的存在,但不排除其他元素或特征。冠词“一”、“一个”和“该”意在也包括复数和单数,除非上下文另有明确指示。
通过考虑变化和应用的上述范围,应当理解,本发明不受上述说明的限制,也不受附图限制。替代地,本发明仅由所附权利要求及其合法等同物来限定。
应当理解,本文所述的各种实施例的特征可以彼此组合,除非以其他方式具体指出。

Claims (32)

1.一种包括多个单相功率转转器电路的多相功率转换器电路,其中,每个单相功率转换器电路包括:
转换器串联电路,所述转换器串联电路包括多个转换器单元,所述转换器串联电路被配置成输出串联电路输出电流;以及
同步电路,所述同步电路被配置成生成至少一个同步信号;
其中,所述多个转换器单元中的至少一个转换器单元被配置成生成输出电流,使得所述输出电流的频率或相位取决于所述同步信号,
其中,所述多个转换器单元中的每一个转换器单元包括被配置成耦合到多个电源中的不同的电源的输入,
其中,存在转换器单元组,所述转换器单元组包括所述单相功率转换器电路中的每一个单相功率转换器电路中的单个转换器单元,并且
其中,所述转换器单元组中的所述转换器单元的输入被配置成并联耦合到所述多个电源中的一个公共电源。
2.根据权利要求1所述的多相功率转换器电路,
其中,所述转换器单元组的所述转换器单元中的每一个转换器单元包括被配置成输出所述输出电流的第一转换器,并且
其中,所述转换器单元组包括耦合在所述公共电源和所述第一转换器之间的第二转换器。
3.根据权利要求2所述的多相功率转换器电路,其中,所述转换器单元组的每个转换器单元包括耦合在所述公共电源和所述第一转换器之间的所述第二转换器。
4.根据权利要求3所述的多相功率转换器电路,其中,所述转换器单元组的所述转换器单元中的一个转换器单元的所述第二转换器被配置成调整从所述电源接收到的输入电压和输入电流中的至少一个。
5.根据权利要求2所述的多相功率转换器电路,其中,所述转换器单元组仅包括耦合在所述公共电源和所述转换器单元组的所述转换器单元中的每一个转换器单元中的所述第一转换器之间的第二转换器。
6.根据权利要求2所述的多相功率转换器电路,其中,所述第二转换器包括隔离拓扑。
7.根据权利要求2所述的多相功率转换器电路,其中,所述第二转换器包括变压器。
8.根据权利要求1所述的多相功率转换器电路,
其中,每个单相功率转换器电路被配置成接收外部电压;并且
其中,所述同步电路被配置成根据所述外部电压的电压电平来生成所述同步信号。
9.根据权利要求8所述的多相功率转换器电路,其中,所述同步电路被配置成生成所述同步信号,使得在所述外部电压和所述同步信号之间存在相位差。
10.根据权利要求1所述的多相功率转换器电路,
其中,每个单相功率转换器电路被配置成接收外部交流电压,并且
其中,所述同步电路被配置成根据所述外部交流电压来生成所述同步信号为整流的交流信号。
11.根据权利要求10所述的多相功率转换器电路,其中,每个单相功率转换器电路进一步包括:
展开电路,所述展开电路被耦合到所述转换器串联电路,并且被配置成将所述串联电路输出电流转换成交流输出电流。
12.根据权利要求1所述的多相功率转换器电路,其中,所述同步电路包括具有耦合到所述转换器串联电路的多个测量单元的串联电路,
其中,每个测量单元被配置成输出一个同步信号,并且
其中,每个转换器单元被配置成接收由所述多个测量单元输出的所述同步信号中的一个同步信号。
13.根据权利要求12所述的多相功率转换器电路,其中,由所述多个测量单元中的每一个测量单元所提供的所述同步信号是跨所述测量单元的电压或是其一部分。
14.根据权利要求1所述的多相功率转换器电路,其中,所述转换器单元包括被配置成接收直流电压并且输出所述输出电流的第一转换器。
15.根据权利要求14所述的多相功率转换器电路,
其中,所述第一转换器被配置成根据第一基准信号来生成所述输出电流,并且
其中,所述第一基准信号取决于所述至少一个同步信号和所述输出电流。
16.根据权利要求15所述的多相功率转换器电路,其中,所述转换器单元进一步包括控制电路,所述控制电路被配置成根据所述至少一个同步信号和所述输出电流来生成所述第一基准信号。
17.根据权利要求16所述的多相功率转换器电路,其中,所述第一转换器被配置成接收输入电压,并且
其中,所述控制电路被配置成根据所述输入电压来生成所述第一基准信号。
18.根据权利要求14所述的多相功率转换器电路,其中,所述第一转换器包括:
转换器级,所述转换器级被配置成接收所述直流电压并且输出整流的交流电流;以及
展开电路,所述展开电路被配置成接收所述整流的交流电流并且输出所述输出电流。
19.根据权利要求18所述的多相功率转换器电路,其中,所述转换器级包括隔离拓扑。
20.根据权利要求18所述的多相功率转换器电路,其中,所述转换器级包括从由以下项组成的组中选择的拓扑:
反激转换器拓扑;
双管正激(TTF)转换器拓扑;
串联谐振转换器拓扑;
相移零电压切换(PS ZVS)转换器拓扑;
LLC转换器拓扑;以及
双向离子变频器拓扑。
21.根据权利要求18所述的多相功率转换器电路,其中,所述转换器级被配置成生成具有取决于所述同步信号的频率和相位的所述整流的交流电流。
22.根据权利要求18所述的多相功率转换器电路,其中,所述转换器单元进一步包括:
输入,所述输入被配置成耦合到电源;以及
第二转换器,所述第二转换器被耦合在所述转换器单元中的一个转换器单元的输入和所述第一转换器之间。
23.根据权利要求22所述的多相功率转换器电路,其中,所述第二转换器被配置成根据第二基准信号来调整所述输入处的输入信号。
24.根据权利要求23所述的多相功率转换器电路,其中,所述输入信号是输入电压和输入电流中的一个。
25.根据权利要求23所述的多相功率转换器电路,进一步包括:
最大功率点跟踪器,所述最大功率点跟踪器被配置成根据所述第二转换器的输入电压和输入电流来生成所述第二基准信号。
26.根据权利要求23所述的多相功率转换器电路,其中,所述第一转换器包括从由以下项组成的组中选择的拓扑:
降压转换器拓扑;
升压转换器拓扑;
降压-升压转换器;
升压-降压转换器;以及
反相降压-升压拓扑。
27.根据权利要求23所述的多相功率转换器电路,其中,所述第二转换器包括从由以下项组成的组中选择的拓扑:
反激转换器拓扑;
双管正激(TTF)转换器拓扑;
串联谐振转换器拓扑;
相移零电压切换(PS ZVS)转换器拓扑;
LLC转换器拓扑;以及
双向离子变频器拓扑。
28.根据权利要求23所述的多相功率转换器电路,其中,所述第二转换器包括并联连接的至少两个转换器级。
29.根据权利要求1所述的多相功率转换器电路,
其中,所述转换器单元包括耦合在输出端子之间的输出电容器,并且
其中,所述输出电流是进入对于所述输出电容器和所述输出端子中的一个输出端子为公共的电路节点的电流。
30.根据权利要求1所述的多相功率转换器电路,其中,所述转换器单元包括信号生成器,所述信号生成器被配置成从所述同步信号生成连续同步信号,并且生成所述输出电流使得所述输出电流的频率和相位中的至少一个取决于所述连续同步信号。
31.根据权利要求30所述的多相功率转换器电路,
其中,所述同步信号是交流信号,
其中,所述信号生成器被配置成接收给定时间段中的所述同步信号、检测所述同步信号的频率和相位、并且根据所检测的频率和相位来生成所述连续同步信号。
32.根据权利要求30所述的多相功率转换器电路,
其中,所述同步信号是包括多个信号脉冲的脉冲信号,
其中,所述信号生成器被配置成生成所述连续同步信号,所述连续同步信号具有取决于所述脉冲信号的所述频率和所述相位的频率和相位。
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