TWI779585B - 多相ac/dc轉換器 - Google Patents

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汝錫 王
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Abstract

本案提供一種三相AC/DC轉換器以獲取低輸入電流諧波。轉換器包含用以接收三相交流輸入電壓的輸入級、連接於至少一負載的輸出級及一或多個開關轉換級，其中每一開關轉換級包含複數個半橋模組。每一半橋模組中的開關以實質為50% 的固定占空比運作，且以特定型態相連接而耦接於直流側及輸入電壓的中性點。AC/DC轉換器還包含一或多個控制器。根據負載電壓、負載電流、輸入電壓及直流側電壓中的至少一個，控制器調整開關轉換級中的開關的開關頻率。轉換器還可包含一或多個解耦級，解耦級可例如為使輸出級與開關轉換級相解耦的電感器件。

Description

多相AC/DC轉換器
本案係關於一種多相AC/DC轉換器，尤指一種具功率因數校正 (power factor correction，PFC) 的三相AC/DC轉換器。
在三相AC/DC之應用中，通常需使用到前端PFC整流器，其中PFC整流器可提供輸入三相電流中的低總諧波失真以及高功率因數。
第1圖示出了一種常用的現有三相整流器，其僅具有一個開關。 該整流器執行功率因數校正，並通過使升壓電感運作在非連續導通模式 (discontinuous-conduction mode，DCM) 而實現低總諧波失真，其中升壓電感在每個開關週期中皆完全放電。 在DCM運作中，線電流自然依循線電壓，從而改善總諧波失真及功率因數。 由於並非直接控制電感電流，故多採用低帶寬且開關頻率固定之控制方式。如相關文獻中所記載，整流器能夠實現10% 至20%的總諧波失真，仍屬某些應用可接受之範圍。
為了進一步縮小高功率應用中的電流失真，參考文獻 [1] 中提供了第2圖所示的維也納整流器。維也納整流器可提供高效的AC/DC轉換、輸入電流中的低總諧波失真以及高功率因數。然而，維也納整流器中包含過多組件，使其在低成本應用中不具備吸引力。
第3圖示出了一種六開關升壓轉換器，其中功率可雙向流動。 據參考文獻 [2] 所述，通過使用寬帶隙器件 (例如SiC器件)，可同時提供高效率及高功率密度。然而，寬帶隙器件的高成本使該轉換器難以被廣泛應用。
第4圖示出了參考文獻 [3] 中提出的兩開關三相整流器。通過以 Y型連接方式連接電容C1 、C2 及C3 ，可獲得一虛擬中性點。虛擬中性點還連接至兩個開關的中點以及輸出電容CO1 及CO2 的中點。此連接方式可使三相PFC整流器作為三個獨立的單相PFC整流器進行運作，從而部分解耦大部分線路週期內的各相電流。如第5圖所示，此種結構在參考文獻 [4] 中被進一步改良。第5圖中的整流器通過增加一電感性去耦級來提供更好的電磁干擾 (EMI) 性能，使其可適用於快速高壓變化的應用。
近來，由於高輸入電壓之三相電源供應器可在相同的輸入電流量下提供更多的功率，故其在高功率應用中 (例如固態變壓器) 越發具有吸引力。為了在高輸入電壓之條件下運作第1至5圖中的轉換器，一種可能的方式為將低壓裝置直接替換為超高壓裝置，如參考文獻 [5] 所載。然而，目前市場上並無供應超高壓裝置，且其價格在短期內亦將極為昂貴。 另一種可能的方式為將前端橋臂電路進行級聯，從而阻隔高輸入電壓，如參考文獻 [6] 所載。然而，此種方式需要用於前端PFC的大量主動開關，同時還需利用多個DC/DC轉換器來提供直流電流隔離，此將使系統中的開關數量進一步增加。
參考文獻： [1] J.W. Kolar and F.C. Zach, “A novel three-phase utility interface minimizing line current harmonics of high-power telecommunications rectifier modules,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 44, no. 4, pp. 456-467, Aug. 1997. [2] J.W. Kolar and T. Friedli, “The essence of three-phase PFC rectifier systems,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 28, no. 1, pp. 176-198, Jan. 2013. [3] Jianping Ying et al., “Integrated Converter Having Three-Phase Power Factor Correction,” U.S. Pat. No. 7,005,759, issued February 28, 2006. [4] Yungtaek Jang et al., “Three-Phase Soft-Switched PFC Rectifiers,” U.S. Pat. No. 8,687,388, issued April 1, 2014. [5] Madhusoodhanan et al., “Solid-State Transformer and MV Grid Tie Applications Enabled by 15 kV SiC IGBTs and 10 kV SiC MOSFETs Based Multilevel Converters,” IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 51, no. 4, pp. 3343-3360, July-Aug. 2015. [6] X. She, A.Q. Huang and R. Burgos, “Review of Solid-State Transformer Technologies and Their Application in Power Distribution Systems,” IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. 1, no. 3, pp. 186-198, Sept. 2013.
根據本案一方面的構想，本案提供一種AC/DC轉換器，包含：複數個內部端，包含正內部端、負內部端及中性內部端；輸入級，連接於正內部端、負內部端及中性內部端，且具有至少三個輸入端，其中該至少三個輸入端用以連接於三相交流電源；開關級，包含複數個模組，其中每一模組包含複數個開關及電容，至少一個模組連接於正內部端，至少一個模組連接於負內部端，至少兩個模組連接於中性內部端；輸出級，連接於正內部端，並提供直流電壓至輸出端，其中輸出端用以連接於負載；以及控制器，具有連接於所有開關的複數個控制訊號輸出埠，並產生控制訊號予所有開關。
於一些實施例中，每一模組包含兩個開關，且該兩個開關及電容串聯連接並形成迴路。連接於正內部端的模組經由迴路中的一節點而連接於正內部端，其中該節點連接於該模組中的兩個開關。連接於負內部端的模組經由迴路中的一節點而連接於負內部端，其中該節點連接於該模組中的兩個開關。連接於中性內部端的至少兩個模組中的第一個經由迴路中的一節點而連接於中性內部端，其中該節點連接於該模組中的其中一個開關及電容。連接於中性內部端的至少兩個模組中的第二個經由迴路中的一節點而連接於中性內部端，其中該節點連接於該模組中的兩個開關。
於一些實施例中，開關級包含兩個模組。該兩個模組中的第一模組同時為連接於正內部端的模組及連接於中性內部端的至少兩個模組中的該第一個。該兩個模組中的第二模組同時為連接於負內部端的模組及連接於中性內部端的至少兩個模組中的該第二個。
於一些實施例中，開關級包含 (n+m) 個模組，其中n和m為大於1的正整數，該 (n+m) 個模組可分為n個第一模組及m個第二模組。在n個第一模組中，第一個第一模組為連接於正內部端的模組，第n個第一模組為連接於中性內部端的至少兩個模組中的該第一個，第i個第一模組 (1 ≤ i ≤ n-1) 經由迴路中連接於第i個第一模組的其中一個開關及電容的一節點，而連接於第 (i+1) 個第一模組的迴路中連接於兩個開關的一節點。在m個第二模組中，第一個第二模組為連接於中性內部端的至少兩個模組中的該第二個，第m個第二模組為連接於負內部端的模組，第j個第二模組 (1 ≤ j ≤ m-1) 經由迴路中連接於第j個第二模組的其中一個開關及電容的一節點，而連接於第 (j+1) 個第二模組的迴路中連接於兩個開關的一節點。
於一些實施例中，開關級包含 (2n+2m) 個模組，且n及m為正整數。每一模組包含兩個開關，每一模組中的兩個開關及電容串聯連接並形成一迴路。連接於正內部端的模組經由迴路中的一節點而連接於正內部端，其中該節點連接於該模組中的兩個開關。連接於負內部端的模組經由迴路中的一節點而連接於負內部端，其中該節點連接於該模組中的兩個開關。連接於中性內部端的至少兩個模組中的第一個經由迴路中的一節點而連接於中性內部端，其中該節點連接於該模組中的兩個開關。連接於中性內部端的至少兩個模組中的第二個經由迴路中的一節點而連接於中性內部端，其中該節點連接於該模組中的兩個開關。
於一些實施例中，該 (2n+2m) 個模組可分為2n個第一模組及2m個第二模組，2n個第一模組均兩兩成對，2m個第二模組均兩兩成對。每一對模組具有一公共點，該公共點連接於各個對應的模組的其中一個開關及電容。
於一些實施例中，n等於1，m等於1。      連接於正內部端的模組與連接於中性內部端的至少兩個模組中的該第一個成對。連接於負內部端的模組與連接於中性內部端的至少兩個模組中的該第二個成對。
於一些實施例中，輸出級包含：複數個電容，串聯連接於正內部端與負內部端之間；變壓器，包含第一繞組及第二繞組，其中第一繞組具有第一端及連接於中性內部端的第二端；串聯連接於該複數個電容的中間節點與變壓器的第一繞組的第一端之間的諧振電感及諧振電容；以及全波二極體橋臂，連接於變壓器的第二繞組及輸出端。
於一些實施例中，輸出級還連接於負內部端及中性內部端。
於一些實施例中，輸出級為第一輸出級，輸出端為第一輸出端，負載為第一負載。轉換器還包含連接於負內部端的第二輸出級，第二輸出級提供直流電壓至第二輸出端，第二輸出端用以連接於第二負載。
於一些實施例中，輸出級為第一輸出級，輸出端為第一輸出端，正內部端為第一正內部端，負內部端為第一負內部端。轉換器還包含：第二正內部端及第二負內部端，其中輸入級還連接於第二正內部端及第二負內部端；第二開關級，包含串聯連接於第二正內部端及第二負內部端之間的複數個模組；以及第二輸出級，連接於第一及第二負內部端，並提供直流電壓至第二輸出端。第一輸出級還連接於該第二正內部端。
根據本案另一方面的構想，本案提供一種AC/DC轉換器，包含：複數個輸入端，用以連接於三相輸入電壓源；輸入濾波級，耦接於該複數個輸入端，且連接於正節點、負節點及中性節點；開關級，包含n個半橋模組，其中n為大於1的正整數，該n個半橋模組串聯連接於正節點與負節點之間，中性節點連接於第j個半橋模組及第 (j+1) 個半橋模組之間的串聯路徑，其中1 ≤ j ≤ n-1；輸出級，連接於正節點，且提供直流電壓至輸出端，其中輸出端用以連接於負載；以及控制器，在其複數個控制訊號輸出埠產生複數個控制訊號，其中該複數個控制訊號輸出埠連接於該n個半橋模組。
於一些實施例中，每一半橋模組包含電容及兩個開關，且該兩個開關及電容串聯連接並形成一迴路。
於一些實施例中，第一節點連接於第i個半橋模組的電容及其中一個開關，第二節點連接於第 (i+1) 個半橋模組的兩個開關，第一節點連接於第二節點，其中1 ≤ i ≤ n-1。
於一些實施例中，n為正偶數，每一半橋模組與另一半橋模組成對而形成串接半橋模組。每一串接半橋模組具有公共節點，該公共節點連接於各個對應的半橋模組的電容及其中一個開關。
於一些實施例中，每一半橋模組具有連接於其兩個開關的開關連接節點。形成任一串接半橋模組的一對半橋模組包含上半橋模組及下半橋模組。所有串接半橋模組相互串聯連接，於每k個串接半橋模組中 (2 ≤ k ≤ n/2)，第k個串接半橋模組的上半橋模組的開關連接節點連接於第 (k-1) 個串接半橋模組的下半橋模組的開關連接節點。
於一些實施例中，輸入濾波級包含：EMI濾波器，連接於所有輸入端；三相二極體橋臂，連接於正節點及負節點；複數個升壓電感，連接於二極體橋臂及EMI濾波器；以及複數個電容，其中每一電容連接於該複數個升壓電感中的一個與中性節點之間。
於一些實施例中，輸出級還連接於該中性節點。
於一些實施例中，該複數個輸入端包含一電源中性端，輸出級還連接於電源中性端。
於一些實施例中，輸出級包含：全波二極體橋臂，連接於輸出端，其中輸出端用以連接於負載；複數個電容，串聯連接於正節點與負節點之間；變壓器，包含第一繞組及第二繞組，其中第一繞組具有第一端及第二端，第二繞組連接於全波二極體橋臂；以及串聯連接於該複數個電容的中間節點與變壓器的第一繞組的第一端之間的諧振電感及諧振電容。
於一些實施例中，該負載為第一負載，輸出端還連接於第二負載。
根據本案另一方面的構想，本案提供一種AC/DC轉換器，包含：複數個輸入端，用以連接於三相輸入電壓源；輸入濾波級，耦接於該複數個輸入端，且連接於正節點、負節點及中性節點；第一開關級，包含n個半橋模組，其中n為大於1的正整數，該n個半橋模組串聯連接於正節點與負節點之間，中性節點連接於第i個半橋模組及第 (i+1) 個半橋模組之間的串聯路徑，其中1 ≤ i ≤ n-1；第二開關級，包含m個半橋模組，其中m為大於1的正整數，該m個半橋模組串聯連接於正節點與負節點之間；輸出級，連接於中性節點及串接節點，其中串接節點位於第二開關級中串聯連接的第j個半橋模組與第 (j+1) 個半橋模組之間，1 ≤ j ≤ m 1，輸出級還具有用以連接於負載的輸出端；以及控制器，在其複數個控制訊號輸出埠產生複數個控制訊號，其中該複數個控制訊號輸出埠連接於第一及第二開關級中的所有半橋模組。
於一些實施例中，控制器提供給第二開關級的控制訊號相對於第一開關級的控制訊號具有相位偏移。
體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案之範圍，且其中的說明及圖示在本質上係當作說明之用，而非架構於限制本案。
發明人已認識到對於高輸入電壓及大功率應用，需要具有高度可擴展性、低成本、低輸入電流諧波及高功率因數的三相整流器。 本案涉及一種三相AC/DC轉換器，其提供極低的輸入電流總諧波失真和良好的功率因數，且可實現對於主動開關的軟開關切換。此外，本案將同時述及隔離式及非隔離式之整流器的實施態樣。
第6A圖示出了本案較佳實施例的三相ZVS PFC DCM低輸入電流諧波AC/DC轉換器600 (亦可稱作整流電路600)。轉換器600包含三個升壓電感L1 、L2 及L3 和以Y型或星型配置連接的三個電容C1 、C2 及C3 ，其中三個升壓電感L1 、L2 及L3 通過EMI濾波器610耦接於三相輸入電壓端VA 、VB 及VC 。在升壓電感L1 、L2 及L3 後為三相二極體橋臂620和開關轉換級630。開關轉換級630包含兩個半橋模組632及634，其中每個半橋模組632、634包含兩個串聯連接的主動開關 (即半橋模組632中的S1 及S2 ，以及半橋模組634中的S3 及S4 )，且與飛跨電容 (即對應於半橋模組632的CM1 ，以及對應於半橋模組634的CM2 ) 耦合。於一些實施例中，開關S1 、S2 、S3 及S4 可為金屬氧化物半導體場效電晶體 (metal-oxide- semiconductor field-effect transistor，MOSFET) 或具有反平行二極體的絕緣閘雙極電晶體 (insulated gate bipolar transistor，IGBT)，但不以此為限，其亦可為任一適當的開關類型。
第6D圖為第6A圖中的AC/DC轉換器600的半橋模組632、634的放大示意圖。如第6A及6D圖所示，半橋模組632的輸出點連接於三相二極體橋臂620的正端，且半橋模組632的底端連接於半橋模組634的輸出點。半橋模組634的底端連接於三相二極體橋臂620的負端。輸入濾波電容C1 、C2 及C3 的公共點 N連接於半橋模組632的底端及分流輸出電容CO1 及CO2 的中點。於此實施例中，輸出電容CO1 及CO2 (即輸出濾波電容) 經由單一負載R而相耦合。
呈Y型連接的電容C1 、C2 及C3 產生虛擬接地端，此虛擬接地端為與輸入電壓源中性公共點N具有相同電位的一節點，且此虛擬接地端在三線系統中並非實體存在。公共點N直接連接於兩個半橋模組化電路 (即模組632和634) 之間的中點，且三個輸入電流彼此解耦。由於此解耦關係，故任一電感L1 、L2 或L3 中的電流僅取決於對應的輸入相電壓，因而可獲得低總諧波失真及高功率因數。
轉換器600還可包含控制器640，以提供開關訊號給開關S1 、S2 、S3 及S4 。開關S1 和S4 的開關訊號相同，開關S2 和S3 的開關訊號相同。開關訊號的占空比可被固定在實質為50%，且每個半橋模組632、634中的兩個開關的開關訊號互補。開關訊號可包含較短的死區時間，意即每一開關對在略早於相對的開關對導通前進行關斷，使得所有開關S1 、S2 、S3 及S4 短暫地在死區時間內處於關斷狀態。當開關S1 及S4 導通時，可看出公共點N連接於三相二極體橋臂620的負端，開關S3 阻隔電容CM2 的電壓，電容CM1 成為直流側電容。類似地，當開關S2 及S3 導通時，可看到公共點N連接到三相二極體橋臂620的正端，開關S1 阻隔電容CM1 的電壓，電容CM2 成為直流側電容。因此，電容CM1 或CM2 上的電容電壓等於輸出電壓，且在此配置中，每一開關S1 、S2 、S3 及S4 皆需要阻隔全部的輸出電壓。
於一些實施例中，控制器640可用以基於以下資訊中的至少一項來改變開關S1 、S2 、S3 及S4 的開關頻率：輸入三相電壓、輸入三相電流、直流側電容電壓、輸出電壓及輸出電流。可利用任一適當的設備來測量控制器用以進行控制的電壓或電流，例如類比數位轉換器、電流電壓轉換器等等。最小開關頻率取決於滿載和最小輸入電壓，而最大開關頻率則取決於輕載和最大輸入電壓。若AC/DC轉換器被要求在極輕載或無負載的情況下運行，則為了避免極高頻運作，可採用可控的突發模式 (burst mode) 或脈衝省略模式 (pulse skip mode)。脈衝寬度調變控制為轉換器的另一種可能控制方案，但其無法在滿載範圍內實現ZVS。開關頻率可由控制器以任一適當方式根據所感測的數值來確定。例如參考文獻 [4] 中述及的可變頻率控制亦可適用於許多實施例中。
在第6A圖之電路的運作過程中的難點在於平衡半橋模組632及634的飛跨電容CM1 及CM2 的電壓。在運作期間，可感測半橋模組632及634的電容CM1 及CM2 的電壓。當檢測到不平衡電壓時，控制器將調整開關S1 、S2 、S3 及S4 的占空比。為了提升轉換器600的可靠性，半橋模組632及634中的電容CM1 及CM2 以具有相對較大的電容值為佳，從而減少在運作期間發生電壓不平衡的可能性。
通過以DCM運作升壓電感並採取可變頻率調變控制策略，轉換器600可提供較低的輸入電流總諧波失真、較高的功率因數及開關的ZVS。此外，在具有多個串接負載的情況下，轉換器600中的共模雜訊降低，且可自動平衡各個分流電容。
在每個開關週期中，三相二極體橋臂620的正端及負端的電壓可能快速變化，並導致較高的dV/dt值。於一些實施例中，電感LC 連接於開關轉換級630與輸出級650之間，以使輸出與該些快速高壓變化相隔離，藉此避免產生不可接受的共模EMI雜訊。
第6B圖示出了第6A圖中的轉換器600的簡化模型，且第6B圖中示出了電壓及電流的參考方向。為簡化對於電路運作的分析，假設輸入濾波電容C1 、C2 及C3 和輸出電容CO1 及CO2 (即輸出濾波電容) 的紋波電壓可忽略不計，故將該些電容的電壓分別以恆定電壓源VAN 、VBN 、VCN 、VCO1 及VCO2 表示。由於半橋模組632及634中的電容CM1 及CM2 上的平均電壓均等於輸出電壓VO (VO = VCO1 + VCO2 )，故半橋模組632及634中的電容CM1 及CM2 分別作為恆定電壓VCM1 及VCM2 。電路中的半導體被假定是導通電阻為零的理想開關。然第6B圖中示出了輸出電容來說明開關期間的瞬態變化。最後，耦合電感LC 被視作理想變壓器以簡化分析。
第6C圖示出了本案較佳實施例的功率級在一開關週期中的關鍵波形。第6C圖中的電流和電壓的參考方向對應於線週期的60度區段 (即在VAN ＞ 0、VBN ＜ 0且VCN ＜ 0時)。如第6C圖中的開關S1 至S4 的閘極驅動時序所示，開關S1 和S2 互補運作，且在其中一個開關的導通和另一開關的關斷之間的死區時間短 (例如t4 至t3 之期間)。開關S1 和S4 具有相同的閘極驅動訊號，而開關S2 和S3 具有相同的閘極驅動訊號。
在t = t0 時，根據閘控策略，開關S2 和S3 同時以零電壓導通。L1 上的電壓變為VAN (即為相位A的相電壓)。流經L1 的電流iL1 開始以VAN /L1 的速率上升。電流iL1 從t0 到t3 期間持續上升直至開關S2 和S3 關斷。電感電流iL1 的峰值出現在t3 時，約為：
Figure 02_image003
(1) 其中，Ts為開關週期。L2 上的電壓為VBN +VCM2 ，L3 上的電壓為VCN +VCM2 ，而即便VBN 和VCN 為負值，L2 及L3 上的電壓仍為正值。電感L2 及L3 的電流iL2 及iL3 分別以 (VBN +VCM2 )/L2 及 (VCN +VCM2 )/L2 之速率持續上升。開關S2 和S3 傳導負電流。在節點601處應用克希荷夫電流定律 (Kirchhoff’s current law) 可推得等式 (2)。
Figure 02_image005
(2)
需注意的是，電流iSn (n等於1、2、3或4) 為流經各開關模型的電流，意即為流經理想開關及對應平行電容和二極體的電流和。
由於iL1 在t=0時近乎為零，故iS2 等於-iLC 。此外，由於iL1 為正，故iS2 小於iL1 ，從而使轉換器600中的開關表現出減小的功率損耗。類似地，在節點602處應用克希荷夫電流定律可獲得等式 (3)。
Figure 02_image007
(3)
在 t0 至t1 期間，iS2 及iS3 均上升，而電流iLC 下降。
在t=t1 時，電流iL2 上升至零，並將保持為零直到半開關週期結束。在電流iL2 變為零後，於t=t1 時，iS2 和iS3 的上升斜率減小，且電流iLC 的下降斜率亦減小。
在t=t2 時，電流iL3 上升至零，並將保持零直到半開關週期的結束。在iL3 變為零後，iS2 和iS3 的上升斜率進一步減小。開關S3 的電流此時等於電流iLC ，電容CM2 繼續向負載提供能量。
在t=t3 時，開關S2 和S3 關斷。部分的電感電流iL1 對開關S2 的輸出電容充電，並對開關S1 的輸出電容放電。一旦將開關S2 的輸出電容的電壓鉗位至電容CM1 的電壓，則開關S1 的反平行二極體開始導通電流。類似地，當開關S3 的輸出電容的電壓被鉗位至電容CM2 的電壓時，開關S4 的反平行二極體開始導通電流。電流iL1 在t=t3 時達到峰值，而後開始下降。
在t=t4 時，開關S1 和S4 以ZVS導通。電感L1 上的電壓等於輸入電壓減去電容CM1 的電壓。電流iL1 以 (VAN -VCM1 )/L1 的速率下降。電感L2 上的電壓變為VBN ，電感L3 上的電壓變為VCN 。因此，電流iL2 和iL3 開始分別以VBN /L2 和VCN /L3 的速率下降。在節點601及602處應用克希荷夫電流定律，可分別獲得等式 (4) 及 (5)。
Figure 02_image009
(4)
Figure 02_image011
(5)
在t=t5 時，電流iL1 下降至零，並將保持為零直到開關週期結束。為了運作於DCM，電流iL1 自t3 至t5 期間的下降斜率應大於電流iL1 自t3 至t5 期間的上升斜率。換言之，電壓差VCM1 - VAN 應始終大於電壓VAN ，其中VCM1 = VCM2 = VO 。因此，可通過等式 (6) 推得最小輸出電壓。
Figure 02_image013
(6) 其中，VAN,PK 為相電壓峰值，VL-L,RMS 為線間方均根電壓 。
在t=t6 時，開關S1 和S4 關斷。電感電流iL2 和iL3 達到峰值，可分別以等式 (7) 及 (8) 表示。
Figure 02_image015
(7)
Figure 02_image017
(8) 任一電感電流的峰值均與其對應相位中的輸入電壓成正比。
最後，在t=t7 時，開關S2 和S3 導通，新的開關週期開始。
須注意的是，在一個開關週期中，電感電流始於零，而最終亦回到零。在一特定開關週期中，流經任一電感的平均電感電流值＜IL,AVG ＞TS 可通過等式 (9) 計算獲得。
Figure 02_image019
(9) 其中，L=L1 =L2 =L3 ，VN 為對應的相電壓。
第6A圖所示的電路亦可以許多其他種實施態樣呈現。舉例而言，第7A圖示出了在高壓應用中的實施態樣。如第7A圖所示，第6A圖中的三相二極體橋臂620中的每個二極體均被串聯連接的m個二極體所取代，藉此阻隔高輸入電壓。於此實施例中，可能需要被動緩衝電路來平衡各個二極體的阻隔電壓。
在開關轉換級630中，共包含2n個半橋模組。每個半橋模組的中點連接於前一半橋模組的底端 (半橋模組為級聯)。第一個半橋模組的中點連接於三相二極體橋臂的正端，而最後一個半橋模組的底端連接於三相二極體橋臂的負端。輸入濾波電容的公共點N連接於上半部的n個半橋模組和下半部的n個半橋模組之間的中點，且還連接於分流輸出電容CO1 和CO2 的中點。
第7B圖示出了所有主動開關的開關訊號。開關S1a 、S2a 至Sna 的控制訊號與開關S(n+1)b 、S(n+2)b 至S2nb 的控制訊號相同，且其占空比均被固定在實質為50%。開關S1b 、S2b 至Snb 的控制訊號與開關S(n+1)a 至S2na 的控制訊號相同，且其占空比也被固定在實質為50%。每個半橋模組中的兩個開關的控制訊號互補。換言之，上半橋臂電路中的每個半橋模組的上開關與下半橋臂電路中的每個半橋模組的下開關同時導通及關斷，而上半橋臂電路中的每個半橋模組的下開關與下半橋臂電路中的每個半橋模組的上開關同時導通及關斷。當上半橋臂電路中的每個半橋模組的上開關和下半橋臂電路中的每個半橋模組的下開關導通時，公共點N連接於三相二極體橋臂的負端。類似地，當上半橋臂電路中的每個半橋模組的下開關和下半橋臂電路中的每個半橋模組的上開關導通時，公共點N連接於三相二極體橋臂的正端。
當上半橋臂電路中的每個半橋模組的上開關和下半橋臂電路中的每個半橋模組的下開關導通時，上半橋臂電路中的每個半橋模組的電容相互串聯連接而作為直流側電容。當上半橋臂電路中的每個半橋模組的下開關和下半橋臂電路中的每個半橋模組的上開關導通時，下半橋臂電路中的每個半橋模組的電容相互串聯連接而作為直流側電容。由於直流側電容的電壓等於輸出電壓，故每個半橋模組中的每個電容的電壓僅為總輸出電壓的1/n，使得每個開關僅需阻隔總輸出電壓的1/n。藉此，在極高輸入和輸出電壓的應用中，仍可採用低壓開關。
在運作期間，可感測各個半橋模組中的所有電容的電壓。當檢測到電壓不平衡時，中央控制器將調整開關的占空比。為了提升系統的可靠性，半橋模組中的電容以具有相對較大的電容值為佳，從而減少在運作期間發生電壓不平衡的可能性。
第8圖示出了本案較佳實施例的具有額外直流側電容CDC 的實施態樣。直流側電容CDC 耦接於三相二極體橋臂620的輸出正端與輸出負端之間。除了提供半橋模組中的電容的電壓之外，直流側電容CDC 還提供一直流側電壓。
第9A圖示出了本案較佳實施例的開關轉換級630，其包含串接半橋模組633及635。第9B圖詳細地示出了所有主動開關S1a …Sna 、S1b …Snb 、S1c …Snc 、S1d …Snd 、S(n+1)a …S(2n)a 、S(n+1)b …S(2n)b 、S(n+1)c …S(2n)c 及S(n+1)d …S(2n)d 的控制訊號。第9C圖為第9A圖所示的串接半橋模組633及635的放大示意圖。
請參閱第9A及9C圖。於此實施例中，兩個半橋模組串聯連接 (或“成對連接”) 而作為一基本模組 (即串接半橋模組633及635)。串接半橋模組633包含第一半橋單元6331及第二半橋單元6332。第一半橋單元6331包含兩個開關S1a 及S1b 和電容CM11 ，其中開關S1a 及S1b 和電容CM11 串聯連接並形成一迴路。開關S1a 與S1b 之間的連接點定義了串接半橋模組633的輸出點，而開關S1b 與電容CM11 之間的連接點定義了第一半橋單元6331的底端。第二半橋單元6332包含兩個開關S1c 及S1d 和電容CM12 ，其中開關S1c 及S1d 和電容CM12 串聯連接並形成一迴路。開關S1c 與電容CM12 之間的連接點定義了第二半橋單元6332的頂端，而開關S1c 與S1d 之間的連接點定義了串接半橋模組633的底端。如第9C圖所示，通過將第一半橋單元6331的底端和第二半橋單元6332的頂端相連接，第一半橋單元6331和第二半橋單元6332串聯連接 (或“成對連接”) 以形成串接半橋模組633。
類似地，串接半橋模組634包含第一半橋單元6333及第二半橋單元6334。第一半橋單元6333包含兩個開關S2na 及S2nb 和電容CM21 ，其中開關S2na 及S2nb 和電容CM21 串聯連接並形成一迴路。開關S2na 與S2nb 之間的連接點定義了串接半橋模組634的輸出點，而開關S2nb 與電容CM21 之間的連接點定義了第一半橋單元6333的底端。第二半橋單元6334包含兩個開關S2nc 及S2nd 和電容CM22 ，其中開關S2nc 及S2nd 和電容CM22 串聯連接並形成一迴路。開關S2nc 與電容CM22 之間的連接點定義了第二半橋單元6334的頂端，而開關S2nc 與S2nd 之間的連接點定義了串接半橋模組634的底端。如第9C圖所示，通過將第一半橋單元6333的底端和第二半橋單元6334的頂端相連接，第一半橋單元6333和第二半橋單元6334串聯連接 (或“成對連接”) 以形成串接半橋模組634。
如第9A及9C圖所示，串接半橋模組633的輸出點連接於三相二極體橋臂620的正端，串接半橋模組633的底端連接於串接半橋模組635的輸出點，串接半橋模組635的底端連接於三相二極體橋臂620的負端。在使用多個串接半橋模組的實施態樣中 (例如2n個串接半橋模組，其中n為大於2的正整數)，每個串接半橋模組的底端連接於次一串接半橋模組的輸出點，所有開關均以實質為50%的固定占空比運作，且每個半橋單元中的兩個開關的控制訊號互補。
第10圖示出了本案較佳實施例的具有兩個獨立負載R1 和R2 的實施態樣。於此實施例中，由於本案的AC/DC轉換器能夠自動平衡兩個輸出電容CO1 和CO2 上的電壓，故無需額外的平衡電路或控制器。
第11圖示出了本案較佳實施例的具有兩個獨立電感LO1 和LO2 的實施態樣。該兩個獨立電感LO1 和LO2 可取代第10圖中的耦合電感LC 。
第12圖示出了本案較佳實施例的具有額外阻隔電容CB 的實施態樣。於此實施例中，阻隔電容CB 設置於輸入電容C1 、C2 及C3 的中性點 (即公共點N) 與輸出電容CO1 及CO2 的中點之間。阻隔電容CB 可防止任何直流電流流經公共點N與輸出電容CO1 、CO2 之間。
第13圖示出了本案較佳實施例的三相四線系統的實施態樣。於此實施例中，輸出電容CO1 和CO2 之間的中點連接於輸入源的實際中性線。
第14圖示出了本案較佳實施例的具有浪湧電流控制器的實施態樣。於此實施例中，當AC/DC轉換器連接於輸入源時，浪湧電流控制器可避免及/或旁路任何高尖峰電流。浪湧電流控制器可耦接於輸入源與輸入電容C1 、C2 及C3 之間。此外，輸出電壓值可被感測並用於浪湧電流控制器中。
第15圖示出了本案較佳實施例的以6m個可控開關取代6m個輸入二極體的實施態樣。於此實施例中，主動開關可為輸入三相橋臂提供同步整流，並使轉換器可雙向運作。
第16A圖示出了本案較佳實施例的包含兩個半橋模組及隔離式輸出的實施態樣。於此實施例中，隔離式AC/DC轉換器的初級側類似於第6A圖所示的電路，而相較於第6A圖所示的電路，第16A圖中將第6A圖中的耦合電感LC 替換為一變壓器，其中變壓器包含初級繞組及次級繞組。初級繞組的一端經由諧振電路耦接於直流側電容CDC1 和CDC2 的中點M，其中諧振電路包含諧振電感Lr 及諧振電容Cr 。初級繞組的另一端連接於公共點N。變壓器的次級側連接於一全波二極體橋臂。
第16B圖示出了本案較佳實施例的功率級在一開關週期中的關鍵波形。第16B圖中的電流和電壓的參考方向對應於線週期的60度區段 (即在VAN ＞ 0、VBN ＜ 0且VCN ＜ 0時)。如第16B圖中的開關S1 至S4 的閘極驅動時序所示，開關S1 和S2 互補運作，且在其中一個開關的導通和另一開關的關斷之間的死區時間短。開關S1 和S4 具有相同的閘極驅動訊號，而開關S2 和S3 具有相同的閘極驅動訊號。整流級的運作機制與第6A圖中所示的電路類似。額外的諧振電路及變壓器係作為典型的串聯諧振轉換器。第16B圖中所示的點M和N之間的電壓係由本案的開關策略所致。因此，DC/DC級可作為串聯諧振轉換器運作，而諧振電流iLr 顯示出諧振轉換器運作之頻率高於諧振頻率。需注意的是，第16A圖中的開關級可同時實現前端PFC及DC/DC轉換，而這在現有技術中通常須通過具有不同開關的兩級來實現。因此，證實了第16A及16B圖所示的實施態樣可有效節省成本。
第17A圖示出了本案較佳實施例的包含2n個半橋模組及隔離式輸出的實施態樣。於此實施例中，將第16A圖中的三相二極體橋臂中的每個二極體替換為串聯連接的m個二極體，以阻隔高輸入電壓。且於此實施例中，需要利用被動緩衝電路來平衡各個二極體的阻隔電壓。開關轉換級包含共2n個半橋模組，其連接方式與第7A圖中用於非隔離式輸出的連接方式實質相同。
第17B圖示出了所有主動開關的控制訊號。由於直流側電容CDC1 或CDC2 的電壓等於上半橋臂電路或下半橋臂電路中的每個半橋模組的電容電壓的和，故每個半橋模組的每個電容的電壓僅為直流側電容電壓的1/n，使得每個開關僅需阻隔直流側電容電壓的1/n。藉此，在極高輸入電壓的應用中，仍可採用低壓開關。此外，在運作期間，可感測各個半橋模組中的所有電容的電壓。當檢測到電壓不平衡時，中央控制器將調整開關的占空比。為了提升系統的可靠性，半橋模組中的電容以具有相對較大的電容值為佳，從而減少在運作期間發生電壓不平衡的可能性。因此，無需要求採用具有高容值的高壓直流側電容。
第18圖示出了本案較佳實施例的包含2n個半橋模組及兩個隔離式輸出的實施態樣。相較於第17A圖中僅提供單一輸出，此實施例中包含兩個相分離的諧振電路、兩個變壓器及兩個二極體橋臂，可提供兩個輸出。第一隔離式輸出級耦接於直流母線的正端和公共點N之間，而第二隔離式輸出級耦接於直流母線的負端和公共點N之間。於此電路中，直流側電容CDC 為非必要元件。
第19圖示出了本案較佳實施例的包含2n個半橋模組及2n個隔離式輸出的實施態樣。相較於第17A圖中僅提供單一輸出，此實施例中包含2n個相分離的諧振電路、2n個變壓器及2n個二極體橋臂，可提供2n個輸出。每個隔離式輸出級耦接於對應的半橋模組，每個諧振電路的輸入電壓峰值均為直流側電壓的1/n。2n個輸出之間可進一步串聯、並聯或以任意組合連接。於此電路中，直流側電容CDC 為非必要元件。
第20A圖示出了本案較佳實施例的包含串接半橋模組的實施態樣。與第9A及9C圖所示的電路相似，此實施態樣中的兩個半橋模組相互串聯連接而作為一基本模組。第一串接半橋模組的第一輸出連接於三相二極體橋臂的正端，每個串接半橋模組的第二輸出連接於次一串接半橋模組的第一輸出，最後一個串接半橋模組的第二輸出連接於三相二極體橋臂的負極。所有開關均以實質為50%的固定占空比運作，且每個半橋模塊中的兩個開關的控制訊號互補。第20B圖中詳細示出了所有主動開關的開關訊號以及諧振電流。
第21圖示出了本案較佳實施例的包含2n個串接半橋模組及2n個隔離式輸出的實施態樣。相較於第20A圖中僅提供單一輸出，此實施例中包含2n個相分離的諧振電路、2n個變壓器及2n個二極體橋臂，可提供2n個輸出。每個隔離式輸出級均耦接於對應的串接半橋模組。2n個輸出之間可進一步串聯、並聯或以任意適當組合連接。於此電路中，直流側電容CDC 為非必要元件。
第22A圖示出了本案較佳實施例的包含兩組2n個半橋模組的實施態樣。所增設的2n個半橋模組的連接方式與前述實施例中的2n個半橋模組的連接方式相同，且耦接於在三相輸入二極體橋臂的正端和負端之間。此電路還包含一變壓器及一全波二極體橋臂。在二極體橋臂與輸出負載之間增設了一濾波電感Lf 。變壓器耦接於增設的2n個半橋模組的中點M與公共點N之間。該4n個半橋模組係作為全橋電路運作，可用以實現各種控制策略。
第22B圖示出了所有開關的閘控波形。開關S1a 至S2na 以及S1b 至S2nb 於時刻t0 進行切換，而開關S1c 至S2nc 以及開關S1d 至S2nd 於時刻t1 進行切換。如第22B圖所示，兩個切換時刻之間的相移產生了變壓器TR上的PWM電壓VMN 波形。所有開關均以緩慢變化的開關頻率在接近50%的占空比下運作，從而實現低總諧波失真及高功率因數，但即便如此，此控制方法中還提供了額外的控制餘裕來藉由改變相移角來嚴密調節輸出電壓。於一些實施例中，相移角為小於二分之一的週期或小於一完整週期的模數 (modulo) (此處使用 “模數” 一詞來表示任何相位偏移的調動皆為一完整週期的整數倍)。以第22A圖所示的控制器為例，直流側電容上的電壓受低帶寬頻率控制器所控制，而輸出電壓受高帶寬相移控制器所控制。
第23圖示出了第7A圖所示的電路可採用並聯或交錯連接。在以直接並聯連接運作時，每個轉換器中的開關訊號均與第7B圖中所示的開關訊號相同。在以交錯連接運作時，第二模組中的所有開關訊號相對於第一模組中的開關訊號錯相180度。
第24圖示出了第17A圖所示的電路可採用並聯或交錯連接擴充M倍。在以直接並聯連接運作時，每個轉換器的開關訊號均與第17B圖所示的開關訊號相同。在以交錯連接運作時，任何轉換器的開關訊號均與前一轉換器或次一轉換器的開關訊號錯相360/M度。
第25圖示出了本案較佳實施例的包含2nM個輸出的實施態樣。意即，將第19圖所示的轉換器以並聯或交錯連接擴充M倍，且每個轉換器包含2n個隔離式輸出。於第25圖中，為清楚示出整體電路，係以方塊表示全波二極體橋臂。
第26A圖示出了本案較佳實施例的包含相互並聯連接的兩個隔離式AC/DC轉換器的實施態樣，其能夠在相移控制下嚴密調節輸出電壓。此實施例中包含兩個變壓器及兩個輸出二極體橋臂，以提供兩個隔離式輸出。第一變壓器耦接於第一整流器的直流側電壓的正端與第二整流器的直流側電壓的正端之間。第二變壓器耦接於第一整流器的直流側電壓的負端與第二整流器的直流側電壓的負端之間。轉換器還包含一或多個控制器，控制器適用於根據直流側電容電壓及/或輸出電壓來改變所有開關的開關頻率。此外，控制器還適用於通過相移控制來控制輸出電壓。
第26B圖示出了第26A圖所示之電路中的關鍵波形，其中第一整流器的升壓電感電流相對於第二整流器的升壓電感電流相移180度。兩個整流器的變壓器初級側電壓及諧振電流均相同。
第27圖示出了本案較佳實施例的包含相互並聯連接的兩個隔離式AC/DC轉換器的實施態樣，其能夠通過改變相移角來嚴密調節輸出電壓。於此實施例中，並非將半橋模組作為基本組件，而是將串接半橋模組作為開關轉換級中的基本組件。
第28圖示出了本案較佳實施例的包含相互並聯連接的兩個隔離式AC/DC轉換器的實施態樣，其能夠通過改變相移角來嚴密調節輸出電壓。於此實施例中，僅包含具有三個繞組的單一變壓器及一個輸出二極體橋臂，並提供一個輸出，而非提供兩個隔離式輸出。第一繞組耦接於第一整流器的直流側電壓的正端與第二整流器的直流側電壓的正端之間，第二繞組耦接於第一整流器的直流側電壓的負端與第二整流器的直流側電壓的負端之間。
第29圖示出了第28圖中的單一變壓器亦可替換為兩個變壓器TR1 和TR2 ，其中該兩個變壓器TR1 和TR2 的次級繞組相互串聯連接。
為便於說明及定義本案技術內容，使用了例如 “實質上”、 “大約”、 “略為” 、“相對” 等等用語來表示固有程度的不確定性，此不確定性可能由量化的比較、數值、感測等等因素造成。該些用語一般意指與一給定值或範圍的偏差在10%、5%、1%或0.5%內，且該偏差並不會影響對應技術特徵的基本功能。除非有另行特別說明，否則本揭露中所陳述的數值參數為可視為特定數值或其誤差範圍內之數值。
須注意，上述僅是為說明本案而提出之較佳實施例，本案不限於所述之實施例，本案之範圍由如附專利申請範圍決定。且本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附專利申請範圍所欲保護者。
600:轉換器 L1 、L2 、L3 :升壓電感 ­ C1 、C2 、C3 :電容 610:EMI濾波器 VA 、VB 、VC :輸入電壓端 620:三相二極體橋臂 630:開關轉換級 632、634:半橋模組 S1 、S2 、S3 、S4 :開關 CM1 、CM2 :飛跨電容 N:公共點 CO1 、CO2 :輸出電容 R:負載 D1 、D2 、D3 、D4 、D5 、D6 :二極體 640:控制器 LC :電感 650:輸出級 VAN 、VBN 、VCN 、VCO1 、VCO2 :電壓源 VO :輸出電壓 VCM1 、VCM2 :電壓 t0 、t1 、t2 、t3 、t4 、t5 、t6 、t7 :時刻 iL1 、iL2 、iL3 、iS1 、iS2 、iS3 、iS4 、iLC :電流 vS1 、vS2 、vS3 、vS4 :電壓 GS1、GS2、GS3、GS4:驅動訊號 601、602:節點 S1a 、S1b 、Sna 、Snb 、S(n+1)a 、S(n+1)b 、S2na 、S2nb :開關 Da1 、Dam 、Db1 、Dbm 、Dc1 、Dcm 、Dd1 、Ddm 、De1 、Dem 、Df1 、Dfm :二極體 CDC :直流側電容 633、635:串接半橋模組 S1c 、S1d 、S2nc 、S2nd :開關 6331、6332、6333、6334:半橋單元 CM11 、CM12 、CM21 、CM22 :電容 R1 、R2 :負載 LO1 、LO2 :電感 CB :阻隔電容 CDC1 、CDC2 :直流側電容 M:中點 Lr :諧振電感 Cr :諧振電容 iLr :諧振電流 vMN :電壓 TR、TR1 、TR2 :變壓器
第1圖示出了一種傳統的三相單開關PFC DCM升壓整流電路。
第2圖示出了一種傳統的三相維也納PFC整流電路。
第3圖示出了一種傳統的三相六開關PFC升壓整流電路。
第4圖示出了一種傳統的三相兩開關PFC DCM升壓整流電路，其具有虛擬中性點及兩個分流輸出電容。
第5圖示出了一種傳統的三相兩開關零電壓切換 (zero voltage switching，ZVS) PFC DCM升壓整流電路。
第6A圖示出了本案較佳實施例的三相四開關ZVS PFC DCM升壓整流電路。
第6B圖示出了本案較佳實施例的第6A圖所示之整流電路的簡化模型，圖中示出電壓及電流的參考方向。
第6C圖示出了本案較佳實施例的第6A圖所示之整流電路在一開關週期中的關鍵波形。
第6D圖為第6A圖所示之AC/DC轉換器600的半橋模組的放大示意圖。
第7A圖示出了本案較佳實施例的通用三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其包含6m個二極體及2n個半橋模組，其中m及n為正整數。
第7B圖示出了本案較佳實施例的第7A圖所示之整流電路在一開關週期中的關鍵波形。
第8圖示出了本案較佳實施例的通用三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其在6m個二極體及2n個半橋模組的基礎上還包含多個直流側電容。
第9A圖示出了本案較佳實施例的通用三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其包含6m個二極體及2n個串接半橋模組。
第9B圖示出了本案較佳實施例的第9A圖所示之整流電路在一開關週期中的關鍵波形。
第9C圖為第9A圖所示之串接半橋模組的放大示意圖。
第10圖示出了本案較佳實施例的通用三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其包含兩個獨立負載。
第11圖示出了本案較佳實施例的通用三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其包含兩個獨立電感及兩個獨立負載。
第12圖示出了本案較佳實施例的通用三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其在虛擬中性點與兩分流輸出電容的中點之間包含阻隔電容。
第13圖示出了本案較佳實施例的通用三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其中輸入源中性點與兩分流輸出電容的中點相連接。
第14圖示出了本案較佳實施例的通用三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其包含浪湧電流控制器。
第15圖示出了本案較佳實施例的通用三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其中輸入橋式整流器包含可控開關。
第16A圖示出了本案較佳實施例的隔離式三相四開關ZVS PFC DCM升壓整流電路。
第16B圖示出了本案較佳實施例的第16A圖所示之整流電路在一開關週期中的關鍵波形。
第17A圖示出了本案較佳實施例的通用隔離式三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其包含6m個二極體及2n個半橋模組。
第17B圖示出了本案較佳實施例的第17A圖所示之整流電路在一開關週期中的關鍵波形。
第18圖示出了本案較佳實施例的通用隔離式三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其在6m個二極體及2n個半橋模組的基礎上還包含兩個變壓器及兩個獨立負載。
第19圖示出了本案較佳實施例的通用隔離式三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其在6m個二極體及2n個半橋模組的基礎上還包含2n個變壓器及2n個獨立負載。
第20A圖示出了本案較佳實施例的通用隔離式三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其包含6m個二極體及2n個串接半橋模組。
第20B圖示出了本案較佳實施例的第20A圖所示之整流電路在一開關週期中的關鍵波形。
第21圖示出了本案較佳實施例的通用隔離式三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其在6m個二極體及2n個串接半橋模組的基礎上還包含2n個變壓器及2n個獨立負載。
第22A圖示出了本案較佳實施例的通用隔離式三相ZVS PFC DCM升壓整流電路，其在6m個二極體及兩組2n個串接半橋模組的基礎上還包含頻率控制器及相移控制器。
第22B圖示出了本案較佳實施例的第22A圖所示之整流電路於相移控制下在一開關週期中的關鍵波形。
第23圖示出了本案較佳實施例的交錯或並聯的三相四開關ZVS PFC DCM升壓整流電路。
第24圖示出了本案較佳實施例的通用交錯或並聯的三相隔離式ZVS PFC DCM升壓整流電路。
第25圖示出了本案較佳實施例的通用交錯或並聯的三相隔離式ZVS PFC DCM升壓整流電路，其中每一整流開關轉換級包含2n個獨立負載。
第26A圖示出了本案較佳實施例的通用交錯或並聯的三相隔離式ZVS PFC DCM升壓整流電路，其包含兩個變壓器且處於相移控制下。
第26B圖示出了本案較佳實施例的第26A圖所示之整流電路於相移控制下在一開關週期中的關鍵波形。
第27圖示出了本案較佳實施例的通用交錯或並聯的三相隔離式ZVS PFC DCM升壓整流電路，其在多個串接半橋模組的基礎上還包含兩個變壓器，且處於相移控制下。
第28圖示出了本案較佳實施例的通用交錯或並聯的三相隔離式ZVS PFC DCM升壓整流電路，其包含單一變壓器且處於相移控制下，其中變壓器具有兩個初級側繞組。
第29圖示出了本案較佳實施例的通用交錯或並聯的三相隔離式ZVS PFC DCM升壓整流電路，其包含兩個變壓器及單一負載，且處於相移控制下。
600:轉換器
L1 、L2 、L3 :升壓電感
C1 、C2 、C3 :電容
610:EMI濾波器
VA 、VB 、VC :輸入電壓端
620:三相二極體橋臂
630:開關轉換級
632、634:半橋模組
S1 、S2 、S3 、S4 :開關
CM1 、CM2 :飛跨電容
N:公共點
CO1 、CO2 :輸出電容
R:負載
D1 、D2 、D3 、D4 、D5 、D6 :二極體
640:控制器
LC :電感
650:輸出級
VO :輸出電壓

Claims (23)

  1. 一種AC/DC轉換器，包含：複數個內部端，包含正內部端、負內部端及中性內部端；一輸入級，連接於該正內部端、該負內部端及該中性內部端，且具有至少三個輸入端，其中該至少三個輸入端用以連接於一三相交流電源；一開關級，包含複數個模組，其中每一該模組包含複數個開關及一電容，至少一個該模組連接於該正內部端，至少一個該模組連接於該負內部端，至少兩個該模組連接於該中性內部端；一輸出級，連接於該正內部端，並提供直流電壓至輸出端，其中該輸出端用以連接於一負載；以及一控制器，具有連接於該複數個開關的複數個控制訊號輸出埠，並產生控制訊號予該些開關，其中該輸出級還連接於該中性內部端。
  2. 如請求項1所述的轉換器，其中，每一該模組包含兩個該開關，且該兩個開關及該電容串聯連接並形成一迴路，連接於該正內部端的該模組經由該迴路中的一節點而連接於該正內部端，其中該節點連接於該模組中的該兩個開關，連接於該負內部端的該模組經由該迴路中的一節點而連接於該負內部端，其中該節點連接於該模組中的該兩個開關，連接於該中性內部端的該至少兩個模組中的第一個經由該迴路中的一節點而連接於該中性內部端，其中該節點連接於該模組中的其中一個該開關及該電容， 連接於該中性內部端的該至少兩個模組中的第二個經由該迴路中的一節點而連接於該中性內部端，其中該節點連接於該模組中的該兩個開關。
  3. 如請求項2所述的轉換器，其中，該開關級包含兩個該模組，該兩個模組中的一第一模組同時為連接於該正內部端的該模組及連接於該中性內部端的該至少兩個模組中的該第一個，該兩個模組中的一第二模組同時為連接於該負內部端的該模組及連接於該中性內部端的該至少兩個模組中的該第二個。
  4. 如請求項2所述的轉換器，其中，該開關級包含(n+m)個該模組，其中n和m為大於1的正整數，該(n+m)個模組可分為n個第一模組及m個第二模組，在該n個第一模組中，第一個該第一模組為連接於該正內部端的該模組，第n個該第一模組為連接於該中性內部端的該至少兩個模組中的該第一個，第i個該第一模組(1
    Figure 110115667-A0305-02-0035-3
    i
    Figure 110115667-A0305-02-0035-4
    n-1)經由該迴路中連接於該第i個第一模組的其中一個該開關及該電容的一節點，而連接於第(i+1)個該第一模組的該迴路中連接於該兩個開關的一節點，在該m個第二模組中，第一個該第二模組為連接於該中性內部端的該至少兩個模組中的該第二個，第m個該第二模組為連接於該負內部端的該模組，第j個該第二模組(1
    Figure 110115667-A0305-02-0035-5
    j
    Figure 110115667-A0305-02-0035-6
    m-1)經由該迴路中連接於該第j個第二模組的其中一個該開關及該電容的一節點，而連接於第(j+1)個該第二模組的該迴路中連接於該兩個開關的一節點。
  5. 如請求項1所述的轉換器，其中，該開關級包含(2n+2m)個該模組，且n及m為正整數，每一該模組包含兩個該開關，每一該模組中的該兩個開關及該電容串聯連接並形成一迴路，連接於該正內部端的該模組經由該迴路中的一節點而連接於該正內部端，其中該節點連接於該模組中的該兩個開關，連接於該負內部端的該模組經由該迴路中的一節點而連接於該負內部端，其中該節點連接於該模組中的該兩個開關，連接於該中性內部端的該至少兩個模組中的第一個經由該迴路中的一節點而連接於該中性內部端，其中該節點連接於該模組中的該兩個開關，連接於該中性內部端的該至少兩個模組中的第二個經由該迴路中的一節點而連接於該中性內部端，其中該節點連接於該模組中的該兩個開關。
  6. 如請求項5所述的轉換器，其中該(2n+2m)個模組可分為2n個第一模組及2m個第二模組，該2n個第一模組均兩兩成對，該2m個第二模組均兩兩成對，每一對該模組具有一公共點，該公共點連接於各個對應的該模組的其中一個該開關及該電容。
  7. 如請求項6所述的轉換器，其中，n等於1，m等於1，連接於該正內部端的該模組與連接於該中性內部端的該至少兩個模組中的該第一個成對，連接於該負內部端的該模組與連接於該中性內部端的該至少兩個模組中的該第二個成對。
  8. 如請求項1所述的轉換器，其中該輸出級包含：複數個電容，串聯連接於該正內部端與該負內部端之間；一變壓器，包含一第一繞組及一第二繞組，其中該第一繞組具有一第一端及連接於該中性內部端的一第二端；串聯連接於該複數個電容的一中間節點與該變壓器的該第一繞組的該第一端之間的一諧振電感及一諧振電容；以及一全波二極體橋臂，連接於該變壓器的該第二繞組及該輸出端。
  9. 如請求項1所述的轉換器，其中該輸出級還連接於該負內部端。
  10. 如請求項1所述的轉換器，其中該輸出級為第一輸出級，該輸出端為第一輸出端，該負載為第一負載，該轉換器還包含連接於該負內部端的一第二輸出級，該第二輸出級提供直流電壓至第二輸出端，該第二輸出端用以連接於一第二負載。
  11. 如請求項1所述的轉換器，其中該輸出級為第一輸出級，該輸出端為第一輸出端，該正內部端為第一正內部端，該負內部端為第一負內部端，該轉換器還包含：一第二正內部端及一第二負內部端，其中該輸入級還連接於該第二正內部端及該第二負內部端；一第二開關級，包含串聯連接於該第二正內部端及該第二負內部端之間的複數個模組；以及一第二輸出級，連接於該第一及第二負內部端，並提供直流電壓至第二輸出端，其中該第一輸出級還連接於該第二正內部端。
  12. 一種AC/DC轉換器，包含： 複數個輸入端，用以連接於一三相輸入電壓源；一輸入濾波級，耦接於該複數個輸入端，且連接於一正節點、一負節點及一中性節點；一開關級，包含n個半橋模組，其中n為大於1的正整數，該n個半橋模組串聯連接於該正節點與該負節點之間，該中性節點連接於第j個該半橋模組及第(j+1)個該半橋模組之間的串聯路徑，其中1
    Figure 110115667-A0305-02-0038-7
    j
    Figure 110115667-A0305-02-0038-8
    n-1；一輸出級，連接於該正節點，且提供直流電壓至輸出端，其中該輸出端用以連接於一負載；以及一控制器，在其複數個控制訊號輸出埠產生複數個控制訊號，其中該複數個控制訊號輸出埠連接於該n個半橋模組。
  13. 如請求項12所述的轉換器，其中每一該半橋模組包含一電容及兩個開關，且該兩個開關及該電容串聯連接並形成一迴路。
  14. 如請求項13所述的轉換器，其中一第一節點連接於第i個該半橋模組的該電容及其中一個該開關，一第二節點連接於第(i+1)個該半橋模組的該兩個開關，該第一節點連接於該第二節點，其中1
    Figure 110115667-A0305-02-0038-9
    i
    Figure 110115667-A0305-02-0038-10
    n-1。
  15. 如請求項13所述的轉換器，其中n為正偶數，每一該半橋模組與另一該半橋模組成對而形成一串接半橋模組，每一該串接半橋模組具有一公共節點，該公共節點連接於各個對應的該半橋模組的該電容及其中一個該開關。
  16. 如請求項15所述的轉換器，其中，每一該半橋模組具有連接於其該兩個開關的一開關連接節點， 形成任一該串接半橋模組的一對該半橋模組包含一上半橋模組及一下半橋模組，所有該串接半橋模組相互串聯連接，於每k個該串接半橋模組中(2
    Figure 110115667-A0305-02-0039-1
    k
    Figure 110115667-A0305-02-0039-2
    n/2)，第k個該串接半橋模組的該上半橋模組的該開關連接節點連接於第(k-1)個該串接半橋模組的該下半橋模組的該開關連接節點。
  17. 如請求項12所述的轉換器，其中該輸入濾波級包含：一EMI濾波器，連接於該複數個輸入端；一三相二極體橋臂，連接於該正節點及該負節點；複數個升壓電感，連接於該二極體橋臂及該EMI濾波器；以及複數個電容，其中每一該電容連接於該複數個升壓電感中的一個與該中性節點之間。
  18. 如請求項12所述的轉換器，其中該輸出級還連接於該中性節點。
  19. 如請求項12所述的轉換器，其中該複數個輸入端包含一電源中性端，該輸出級還連接於該電源中性端。
  20. 如請求項12所述的轉換器，其中該輸出級包含：一全波二極體橋臂，連接於該輸出端，其中該輸出端用以連接於該負載；複數個電容，串聯連接於該正節點與該負節點之間；一變壓器，包含一第一繞組及一第二繞組，其中該第一繞組具有第一端及第二端，該第二繞組連接於該全波二極體橋臂；以及 串聯連接於該複數個電容的一中間節點與該變壓器的該第一繞組的該第一端之間的一諧振電感及一諧振電容。
  21. 如請求項12所述的轉換器，其中該負載為一第一負載，該輸出端還連接於一第二負載。
  22. 一種AC/DC轉換器，包含：複數個輸入端，用以連接於一三相輸入電壓源；一輸入濾波級，耦接於該複數個輸入端，且連接於一正節點、一負節點及一中性節點；一第一開關級，包含n個半橋模組，其中n為大於1的正整數，該n個半橋模組串聯連接於該正節點與該負節點之間，該中性節點連接於第i個該半橋模組及第(i+1)個該半橋模組之間的串聯路徑，其中1
    Figure 110115667-A0305-02-0040-11
    i
    Figure 110115667-A0305-02-0040-12
    n-1；一第二開關級，包含m個半橋模組，其中m為大於1的正整數，該m個半橋模組串聯連接於該正節點與該負節點之間；一輸出級，連接於該中性節點及一串接節點，其中該串接節點位於該第二開關級中串聯連接的第j個該半橋模組與第(j+1)個該半橋模組之間，1
    Figure 110115667-A0305-02-0040-13
    j
    Figure 110115667-A0305-02-0040-14
    m-1，該輸出級還具有用以連接於一負載的輸出端；以及一控制器，在其複數個控制訊號輸出埠產生複數個控制訊號，其中該複數個控制訊號輸出埠連接於該第一及第二開關級中的所有該半橋模組。
  23. 如請求項22所述的轉換器，其中該控制器提供給該第二開關級的該控制訊號相對於該第一開關級的該控制訊號具有相位偏移。
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