CN113746361A - 具高电压增益的交流-直流电源变换系统 - Google Patents

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Abstract

本案提供一种交流‑直流电源变换系统，其根据所需的输入输出增益控制其占空比，以得到高电压增益的特性。交流‑直流电源变换系统包含交流级、第一及第二电感、第一及第二电压倍增级、图腾柱整流级和并联耦接于图腾柱整流级的直流级。每一电压倍增级包含第一、第二及第三端，交流级的第一端经由第一电感耦接于每一电压倍增级的第一端，交流级的第一端经由第二电感耦接于每一电压倍增级的第三端。图腾柱整流级包含第一及第二端，图腾柱整流级的第一端耦接于第一电压倍增级的第二端，图腾柱整流级的第二端耦接于第二电压倍增级的第二端。

Description

具高电压增益的交流-直流电源变换系统
技术领域
本案涉及一种电源变换系统，尤指一种具高电压增益的双向交流-直流电源变换系统。
背景技术
交流-直流电源变换系统被广泛运用在许多应用中，例如用于电动车的可变速率驱动、具可切换模式的电源供应及电池充电器。交流-直流变换器的建构是基于仅供电源单向流通的不可控二极管整流器以及可供电源双向流通的可控闸流管整流器。现今的整流器已发展至可克服由交流电网的高度失真电流及低功率因数所引发的电力质量问题。整流器运行于线路频率，导致其输入滤波元件的尺寸较大并具有较慢的动态变化。如今的功率半导体器件(例如MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)及IGBT(insulated-gate bipolar transistor，绝缘栅双极型晶体管))使得交流-直流电源变换的效能提升成为可能。举例而言，单开关升压电源变换器已被广泛运用且具有固有的电源变换级，其中该电源变换级有助于电源变换器满足电源质量标准。然而，即便主动式的PFC(power-factor correction,功率因数校正)可提升单开关升压整流器的性能，仍会因输入二极管整流器的导通损耗而造成较高的功率损耗。为此，针对因不具输入二极管而具有较高效率的变换器，已有许多重大研究。体现在PFC电路即为采用较少的开关桥臂的拓扑，此亦为交流-直流变换器领域的现有技术。
图1中示出了图腾柱升压变换器100，此即为具较少开关桥臂的PFC拓扑的一种示例。如图1所示，图腾柱升压变换器100包含两个工作于线路频率的半桥桥臂。每一半桥桥臂中的元件均以图腾柱结构相连接，其中一个半桥桥臂由高频开关S1及S2形成，另一半桥桥臂由二极管D1及D2形成。无论在任何时间点，电流路径上仅有两个功率半导体元件，而非三个功率半导体元件，因此，具有较少开关桥臂的图腾柱拓扑可有效降低传统升压PFC电路的导通损耗。于现有技术中，具有快速恢复性的反平行二极管的IGBT可用于实现图腾柱PFC电路。反之，由于硅MOSFET中的反平行二极管具有严重的反向恢复损耗，故硅MOSFET尚无法被用于图腾柱PFC电路。
由于宽带隙器件具有可忽略的反向恢复损耗，甚至是不具有反向恢复损耗，故宽带隙器件可使得图腾柱结构被更加广泛地运用在交流-直流变换器中。于交流-直流变换器中，因图腾柱直流输出电压大于峰值交流输入电压，故最小电压增益被限制为1。在输入电压极低的应用环境中，可控开关S1及S2须以极高的占空比工作以调节直流输出电压VO，因而导致导通损耗增加及电路效率下降。因此，一种具有高电压增益的PFC电路实为目前之所需。此外，为使图1的图腾柱升压变换器100运行于双向电源流通模式，需将一半桥桥臂中的二极管D1及D2替换为可控开关(即作为同步整流器)。再者，一些应用要求调节后的直流输出电压具有较高的增益，特别是当PFC电路运行在低直流输入电压的条件下。图2示出了一种可获得较高电压增益的交流-直流升压变换器200，其是为一种半桥PFC拓扑的示例。交流-直流升压变换器200的优点在于任何时间点的输入电流路径上皆仅有开关S1及S2中的其中一个开关，故可进一步降低导通损耗。在低输入电压的应用环境下，交流-直流升压变换器200的另一优点在于直流输出电压至少为峰值交流输出电压的两倍，且交流-直流升压变换器200具有电压倍增特性，此特性无法通过图腾柱PFC拓扑获得。然而，交流-直流升压变换器200的输出电容于输入线电压的一半周期中进行充电，并于输入线电压的另一半周期中进行放电，故交流-直流升压变换器200的输出电容将远大于图1的图腾柱PFC电路或传统升压PFC变换器的输出电容，此为交流-直流升压变换器200的一明显缺点。长周期的充放电需要交流-直流升压变换器200存储更多的能量以抑制在其直流电压附近的波动。
图3示出了包含两个开关及两个电感的升压直流-直流电源变换器300，此是为直流-直流电压倍增升压拓扑的一种示例。直流-直流电源变换器300利用层叠结构获得直流输出电压增益。不同于图2中的图腾柱结构，在图3的直流-直流变换器300中，电容C及CB是基于开关周期进行充放电，可显著降低能量存储的需求，并降低输出电容值，其中该输出电容值是用以抑制直流输出电压涟波。通过交错设置开关S1及S2，可消除输入电流涟波，进而大幅降低输入滤波器的所需尺寸。然而，图3所示的直流-直流拓扑无法用于双向交流-直流应用中。
在传统升压PFC变换器中，其占空比需最大化以获取交流输入电压和直流输出电压之间的高电压增益，故开关导通时间亦达到最大，进而增加导通损耗并降低变换器效率。因此，如何发展一种可通过多级电路提供高电源转换效率并具有高电压增益的电源转换系统，实为目前迫切的需求。
发明内容
根据本案的一实施例，交流-直流电源变换系统根据所需的输入输出增益控制其占空比，以得到高电压增益的特性。且在交流端和直流端之间的任一传输方向上，交流-直流电源变换系统均可实现无缝的电源传输。此实施例的交流-直流电源变换系统可以作为一双向交流-直流电源变换系统。
本案的一实施例提供一种交流-直流电源变换系统，包含交流级、第一及第二电感、第一及第二电压倍增级、图腾柱整流级以及直流级。直流级并联耦接于图腾柱整流级。交流级包含第一及第二端。每一电压倍增级包含第一端、第二端及第三端，交流级的第一端经由第一电感耦接于每一电压倍增级的第一端，交流级的第一端经由第二电感耦接于每一电压倍增级的第三端。图腾柱整流级包含第一及第二端，其中图腾柱整流级的第一端耦接于第一电压倍增级的第二端，图腾柱整流级的第二端耦接于第二电压倍增级的第二端。
于一些实施例中，图腾柱滤波级包含第一及第二半桥桥臂，每一半桥桥臂包含串联连接于公共端的第一及第二元件。交流级的第二端耦接于第二半桥桥臂的公共端，第一半桥桥臂的公共端耦接于每一电压倍增级的第三端。
于一些实施例中，每一电压倍增级包含电容和第一、第二及第三开关。电压倍增级的第一及第二开关串联连接于电压倍增级的第一及第二端之间。电压倍增级的第一及第二开关连接于一公共端，电压倍增级的第三开关及电容串联连接于公共端与电压倍增级的第三端之间。
于一些实施例中，双向交流-直流电源变换系统包含两个电压倍增级以扩增图腾柱整流级或连结于两个电感的逆变配置。在无需宽范围变化的占空比的情况下，交流-直流电源变换系统在电能自交流端传输至直流端时进行主动PFC，并获取高电压增益的特性且强化消除电流纹波。在电能自直流端传输至交流端时，交流-直流电源变换系统可实现正弦波电压或电流反转。高电压增益的特性使得交流-直流电源变换系统可在电能自直流端传输至交流端的期间提供低电压予交流端。因此，相较于传统逆变器，本案的交流-直流电源变换系统可特别适用于低交流电压的应用环境。
根据本案的一实施例，每一电压倍增级包含预充电及平衡电阻电路，以在电压倍增级的开关进行作动前，对电压倍增级的储能电容上的电压实现等化，藉此交流-直流电源变换系统的安全运行。
在大功率应用中，双向交流-直流电源变换系统可包含多个电压倍增级，以形成适当数量的图腾柱整流器的相对称桥臂，从而分散双向交流-直流电源变换系统的开关、电感及电容上的电压及电流应力。于一些实施例中，每一相对称桥臂包含两个电压倍增级及一电感。于此类实施例中，相对称桥臂和单个图腾柱整流相位桥臂一同运行并形成同步整流器。在任一相对称桥臂中，每一电压倍增级包含第一端、第二端、第三端、第一开关、第二开关、第三开关及储能电容。第一及第二开关串联连接于第一及第二端之间，且第一及第二开关连接于一公共端。电压倍增级的第三开关及储能电容串联连接于该公共端与电压倍增级的第三端之间。相对称桥臂的每一电压倍增级的第一端经由对应的电感连接于交流端，相对称桥臂的每一电压倍增级的第三端经由另一电感连接于另一相对称桥臂或图腾柱相位桥臂。
本案的另一实施例提供一种交流-直流电源变换系统，包含交流级、第一、第二及第三电感、第一及第二电压倍增级、图腾柱整流级和直流级，直流级并联连接于图腾柱整流级。交流级包含开关元件、第一端、第二端、第三端及中性端。每一电压倍增级包含第一、第二及第三端。图腾柱整流级包含第一及第二半桥桥臂。每一半桥桥臂连接于第一电压倍增级的第二端与第二电压倍增级的第二端之间，且每一半桥桥臂包含串联连接于一公共端的第一及第二元件。直流级包含串联连接于一公共端的第一及第二电容。
于一些实施例中，开关元件具有第一及第二配置。在第一配置中，交流级的第一端经由第一电感耦接于每一电压倍增级的第一端，交流级的第一端经由第二电感耦接于每一电压倍增级的第三端及第一半桥桥臂的公共端，且中性端耦接于第二半桥桥臂的公共端。在第二配置中，交流级的第一端经由第一电感耦接于每一电压倍增级的第一端，交流级的第二端经由第二电感耦接于第一半桥桥臂的公共端，交流级的第三端经由第三电感耦接于第二半桥桥臂的公共端，中性端耦接于直流级的公共端。
根据本案另一实施例，双向交流-直流电源变换系统可包含继电器开关，以可切换地连接于单相交流端或三相交流端。此弹性使得双向交流-直流电源变换系统可运行于单相及三相电源。串联连接于相对称桥臂的每一电压倍增级的储能电容的双向开关可进一步提升电源变换系统的性能。通过下列详细说明并搭配对应图式，可更易于了解本案内容。
附图说明
图1示出了图腾柱升压变换器100的电路结构，其是为具有较少开关桥臂的PFC拓扑的一示例。
图2示出了交流-直流升压变换器200的电路结构，其是为可获取高电压增益的一种半桥PFC拓扑的示例。
图3示出了具有两个开关及两个电感的升压直流-直流电源变换器300的电路结构，其是为一种直流-直流电压倍增升压拓扑。
图4为本案的一实施例的具有高电压增益的交流-直流电源变换系统400的电路结构示意图。
图5为本案另一实施例的交流-直流电源变换系统500的电路结构示意图。
图6为用以控制图5的交流-直流电源变换系统500的开关S3、S4及SA2的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入电压VAC处于正半周期，且输入电压VAC的大小小于输出电压VO的四分之一。
图7为图5的交流-直流电源变换系统500在时间t0至t1期间或在时间t2至t3期间的拓扑示意图，示意出在时间t0至t1期间或在时间t2至t3期间的电流流向。
图8为图5的交流-直流电源变换系统500在时间t1至t2期间的拓扑示意图。
图9为图5的交流-直流电源变换系统500在时间t3至t4期间的拓扑示意图。
图10示出了交流-直流电源变换系统500中的元件在图6的运行条件下的理想电压及电流波形。
图11为用以控制图5的交流-直流电源变换系统500的开关S3、S4及SA2的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入电压VAC处于正半周期，且输入电压VAC的大小大于输出电压VO的四分之一。
图12为图5的交流-直流电源变换系统500在时间t1至t2期间或在时间t3至t4期间的拓扑示意图。
图13示出了交流-直流电源变换系统500中的元件在图11的运行条件下的理想电压及电流波形。
图14为用以控制图5的交流-直流电源变换系统500的开关S1、S2及SA1的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入电压VAC处于负半周期，且输入电压VAC的大小小于输出电压VO的四分之一。
图15为图5的交流-直流电源变换系统500在图14的运行条件下于时间t0至t1期间或于时间t2至t3期间的拓扑示意图。
图16为图5的交流-直流电源变换系统500在图14的运行条件下于时间t1至t2期间的拓扑示意图。
图17为图5的交流-直流电源变换系统500在图14的运行条件下于时间t3至t4期间的拓扑示意图。
图18示出了交流-直流电源变换系统500中的元件在图14的运行条件下的理想电压及电流波形。
图19为用以控制图5的交流-直流电源变换系统500的开关S1、S2及SA1的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入电压VAC处于负半周期，且输入电压VAC的大小大于输出电压VO的四分之一。
图20为图5的交流-直流电源变换系统500在图19的运行条件下于时间t1至t2期间或于时间t3至t4期间的拓扑示意图。
图21示出了交流-直流电源变换系统500中的元件在图19的运行条件下的理想电压及电流波形。
图22为本案另一实施例的双向交流-直流电源变换系统2200的电路结构示意图，其中是基于直流侧电压VDC提供交流侧输出电压VAC。
图23为用以控制图22的双向交流-直流电源变换系统2200的开关S1及S2的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出电压VAC处于正半周期，且输入直流电压VDC的大小大于输出交流电压VAC的四分之一。
图24为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图23的运行条件下于时间t0至t1期间的拓扑示意图。
图25为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图23的运行条件下于时间t1至t2期间或于时间t3至t4期间的拓扑示意图。
图26为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图23的运行条件下于时间t2至t3期间的拓扑示意图。
图27为用以控制图22的双向交流-直流电源变换系统2200的开关S1及S2的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出交流电压VAC处于正半周期，输出交流电压VAC的大小介于输入电压VDC的四分之一和二分之一之间，且能量是由输入电压源VDC被传输至输出电压VAC。
图28为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图27的运行条件下于时间t0至t1期间或于时间t2至t3期间的拓扑示意图。
图29为用以控制图22的双向交流-直流电源变换系统2200的开关S3及S4的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出电压VAC处于负半周期，输出交流电压VAC的大小小于输入直流电压VDC的四分之一。
图30为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图29的运行条件下于时间t0至t1期间的拓扑示意图。
图31为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图29的运行条件下于时间t1至t2期间或于时间t3至t4期间的拓扑示意图。
图32为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图29的运行条件下于时间t2至t3期间的拓扑示意图。
图33为用以控制图22的双向交流-直流电源变换系统2200的开关S3及S4的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出交流电压VAC处于负半周期，输出交流电压VAC的大小介于输入电压VDC的四分之一和二分之一之间，且能量是由输入电压源VDC被传输至输出电压VAC。
图34为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图33的运行条件下于时间t0至t1期间或于时间t2至t3期间的拓扑示意图。
图35为本案另一实施例的双向交流-直流电源变换系统3500的电路结构示意图，其中双向交流-直流电源变换系统3500在其电压倍增级3501a及3501b中均包含预充电电阻RPRE及电压平衡电阻RBAL。
图36为本案另一实施例的双向交流-直流电源变换系统3600的电路结构示意图，其中双向交流-直流电源变换系统3600包含两个相对称桥臂，其中一个桥臂由电压倍增级3601a及3601b形成，另一桥臂由电压倍增级3601c及3601d形成。
图37为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S3、S4、S7及S8的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入交流电压VAC处于正半周期，输入交流电压VAC的大小小于输出电压VDC的四分之一，且能量是由输入交流电压源VAC被传输至输出电压VDC。
图38示出了图36的交流-直流电源变换系统3600中的元件在图37的运行条件下的理想电压及电流波形。
图39为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S3、S4、S7及S8的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入电压VAC处于正半周期，输入交流电压VAC的大小大于输出直流电压VDC的四分之一，且能量是由输入交流电压源VAC被传输至输出直流电压VDC。
图40示出了图36的交流-直流电源变换系统3600中的元件在图39的运行条件下的理想电压及电流波形。
图41为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S1、S2、S5及S6的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入交流电压VAC处于负半周期，输入交流电压VAC的大小小于输出电压VDC的四分之一，且能量是由输入交流电压源VAC被传输至输出直流电压VDC。
图42示出了图36的交流-直流电源变换系统3600中的元件在图41的运行条件下的理想电压及电流波形。
图43为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S1、S2、S5及S6的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入电压VAC处于负半周期，输入交流电压VAC的大小大于输出直流电压VDC的四分之一，且能量是由输入交流电压源VAC被传输至输出直流电压VDC。
图44示出了图36的交流-直流电源变换系统3600中的元件在图43的运行条件下的理想电压及电流波形。
图45为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S1、S2、S5及S6的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出电压VAC处于正半周期，输出交流电压VAC的大小大于输入直流电压VDC的四分之一，且能量是由输入直流电压源VDC被传输至输出交流电压VAC。
图46为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S1及S2的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出交流电压VAC处于正半周期，输出交流电压VAC的大小大于输入电压VDC的四分之一，且能量是由输入直流电压源VDC被传输至输出交流电压VAC。
图47为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S3、S4、S7及S8的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出电压VAC处于负半周期，输出交流电压VAC的大小小于输入直流电压VDC的四分之一，且能量是由输入直流电压源VDC被传输至输出交流电压VAC。
图48为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S3及S4的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出交流电压VAC处于负半周期，输出交流电压VAC的大小大于输入电压VDC的四分之一，且能量是由输入直流电压源VDC被传输至输出交流电压VAC。
图49为本案另一实施例的双向交流-直流电源变换系统4900的电路结构示意图，其中双向交流-直流电源变换系统4900包含由电压倍增级4901a至4901f所形成的三个相对称桥臂。
图50为本案另一实施例的交流-直流电源变换系统5000的电路结构示意图，其中交流-直流电源变换系统5000包含M个相对称桥臂。
图51为本案另一实施例的双向交流-直流电源变换系统5100的电路结构示意图。
图52示出双向交流-直流电源变换系统5100的电路架构，其中继电器开关5101处于“上”位置，使双向交流-直流电源变换系统5100接收耦接于端口A与N之间的单向交流电压VAC。
图53示出双向交流-直流电源变换系统5100的电路架构，其中继电器开关5101处于“下”位置，使双向交流-直流电源变换系统5100接收三相交流电压VAC，其中三相交流电压VAC的三个相位分别耦接于端口A与N之间、端口B与N之间和端口C与N之间。
图54为本案另一实施例的双向交流-直流电源变换系统5400的电路结构示意图。
图55示出双向交流-直流电源变换系统5400的电路架构，其中继电器开关5101处于“上”位置，使双向交流-直流电源变换系统5400接收耦接于端口A与N之间的单向交流电压VAC。
图56示出双向交流-直流电源变换系统5400的电路架构，其中继电器开关5101处于“下”位置，使双向交流-直流电源变换系统5400接收三相交流电压VAC，其中三相交流电压VAC的三个相位分别耦接于端口A与N之间、端口B与N之间和端口C与N之间。
其中，附图标记说明如下：
100：图腾柱升压变换器
200：交流-直流升压变换器
300：直流-直流电源变换器
400、500：交流-直流电源变换系统
2200、3500、3600、4900、5000、5100、5400：双向交流-直流电源变换系统
L1、L2、L3、LM：电感
401a、401b、501a、501b、3501a、3501b、3601a、3601b、3601c、3601d、4901a、4901b、4901c、4901d、4901e、4901f、5401a、5401b：电压倍增级
402、502：图腾柱整流级
403、503：直流级
t0、t1、t2、t3、t4：时间
S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8、S9、S10、S11、S12、S4M-3、S4M-2、S4M-1、S4M、SA1、SA2、SP、SP1、SP2、SP3、SPM、SN、SN1、SN2、SN3、SNM：开关
D1、D2：二极管
C、CB：电容
C1、C2、C3、C4、C5、C6、C2M-1、C4M-1：储能电容
CO1、CO2：输出电容
VO：输出电压
VAC：交流电压
VDC：直流电压
R：负载
D：占空比
TS：开关周期
iL1、iL2：电感电流
VS1、VS2、VS3、VS4、VS5、VS6、VS7、VS8、VSA1、VSA2、VC1、VC2、VC3、VC4、VC5、VC6、VC2M-1、VC4M-1：电压
iS1、iS2、iS3、iS4、iS5、iS6、iS7、iS8、iSA1、iSA2：电流
RPRE：预充电电阻
RBAL：电压平衡电阻
5101：继电器开关
A、B、C、N：端口
具体实施方式
体现本案特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本案能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本案的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非架构于限制本案。
根据本案的一实施例，在双向电源变换系统中，当系统将能量自交流输入电压传输至直流输出电压时，双向电源变换系统可提供对于交流输入信号或电源的功率因数校正，同时可提供高输入输出电压增益。当系统将能量自直流输入电压传输至交流输出电压时，双向电源变换系统可提供正弦电压或电流作为交流输出信号，同时可提供高输入输出电压增益。由于本案的电源变换系统具有高电压增益的特性，可适用于在高压直流端与低压交流端之间进行能量传输。
于一些实施例中，具高增益的PFC电源变换系统包含图腾柱整流级，其中图腾柱整流级耦接于两个电压倍增级。每一电压倍增级可包含两个串联连接的开关、线路频率开关及储能电容，其中开关运行于电源变换系统的工作频率，线路频率开关运行于交流电压源的线路频率。线路频率开关耦接于储能电容和两个串接开关间的公共端之间。两个电压倍增级共用一公共升压电感，其中公共升压电感耦接于交流电压源和两个电压倍增级的连接点之间。两个电压倍增级的储能电容的连接点耦接于图腾柱整流级的同步整流器之间的公共端。
于另一些实施例中，本案的电源变换系统包含多个相对称桥臂，且每一桥臂包含两个电压倍增级，在大功率应用中以交错方式运行。
根据本案的一些实施例，图4至图21示出多种高增益PFC或逆变电源变换系统，以及其运行过程中的特定电压、电流及开关致动控制信号的波形。当直流源耦接于直流侧且交流负载耦接于交流侧时，本案的高增益PFC电源变换系统亦可作为直流-交流逆变器运行。再者，由于其高增益特性，本案的高增益PFC电源变换系统可在接收高直流电压后经由调节而输出低交流电压。
根据本案的一些实施例，图22至图50示出多种高增益双向PFC或逆变电源变换系统，以及其运行过程中的特定电压、电流及开关致动控制信号的波形。
图51至图56示出的多种高增益双向PFC或逆变电源变换系统，其中每一电源变换系统均可以额外利用继电器开关以使其可切换地运行于单相交流电压源及/或三相交流电压源。举凡运行在直流电池和交流电压源(包含单相及三相)之间的应用，本案的高增益电源变换系统皆可适用。
图4为本案实施例的具有高电压增益的交流-直流电源变换系统400的电路结构示意图。如图4所示，交流-直流电源变换系统400包含交流级、电感L1、电压倍增级401a和401b、图腾柱整流级402及直流级403。直流级403包含输出级。交流级包含第一端及第二端。交流-直流电源变换系统400耦接于交流电压源，其中交流电压源提供交流电压VAC至直流级403。直流级403包含跨于输出负载R上的输出电容C。图腾柱整流级402包括二极管D1及D2、开关SA1及SA2和升压电感L2。每一电压倍增级(401a、401b)包含第一端、第二端及第三端。交流级的第一端通过电感L1耦接于电压倍增级401a及401b的第一端，交流级的第一端通过升压电感L2耦接于电压倍增级401a及401b的第三端。图腾柱整流级402包含相耦接的第一端及第二端，其中图腾柱整流级402的第一端耦接于电压倍增级401a的第二端，图腾柱整流级402的第二端耦接于电压倍增级401b的第二端。直流级403并联耦接于图腾柱整流级402。
电压倍增级401a包含储能电容C1、开关S1、开关S2及开关SP1。电压倍增级401a的开关S1及S2串联连接于电压倍增级401a的第一端与第二端之间，且电压倍增级401a的开关S1及S2连接于一公共节点。电压倍增级401a的开关SP1及储能电容C1串联连接于该公共节点与电压倍增级401a的第三端之间。
于电压倍增级401a中，相串联的开关S1及S2运行于电源变换系统400的工作频率，而开关SP1运行于交流电压源的线路频率，具体而言，开关SP1在交流电压VAC为正时处于导通状态，开关SP1在交流电压VAC为负时处于关断状态。开关SP1连接于储能电容C1和相串联的开关S1及S2的公共端之间。开关SP1亦可视为线路频率开关SP1。
电压倍增级401b包含储能电容C2和开关S3、S4及SN1。开关S3及S4串联连接于电压倍增级401b的第一端与第二端之间，且开关S3及S4连接于一公共节点。开关SN1及储能电容C2串联连接于该公共节点与电压倍增级401b的第三端之间。开关SN1亦可视为线路频率开关SN1。
于本实施例中，电压倍增级401b实质上和电压倍增级401a相同，于电压倍增级401b中，相串联的开关S3及S4运行于工作频率，而开关SN1运行于输入电压源的线路频率。和线路频率开关SP1不同的是，线路频率开关SN1在输入电压VAC为正时处于关断状态，线路频率开关SN1在输入电压VAC为负时处于导通状态。储能电容C2连接于储能电容C1与开关S3及S4的公共节点之间。如图4所示，电压倍增级401a及401b在开关S2及S3的连接处和储能电容C1及C2的连接处相互连接。
图腾柱整流级402包含第一及第二半桥桥臂，每一半桥桥臂包含串联连接的第一及第二元件，且第一及第二元件均连接于一公共端。交流级的第二端耦接于第二半桥桥臂的公共端，第一半桥桥臂的公共端耦接于电压倍增级401a及401b的第三端。如图4所示，图腾柱整流级402的第一半桥桥臂的第一及第二元件包含开关SA1及SA2，图腾柱整流级402的第二半桥桥臂的第一及第二元件包含二极管D1及D2。
于一些实施例中，电压倍增级401a的开关SP1及电压倍增级401b的开关SN1包含半导体开关器件。
电压倍增级401a及401b共用电感L1，其中电感L1耦接于交流电压源与开关S2及S3的公共端之间。储能电容C1及C2的公共端耦接于图腾柱整流级402的开关SA1及SA2的公共端。在稳态条件下，若电感L1与L2之间具有适当的伏秒平衡，则储能电容C1及C2上的电压近似于输出电压VO的一半，其中输出电压VO大于等于输入电压VAC的峰值。
图5为本案另一实施例的交流-直流电源变换系统500的电路结构示意图。交流-直流电源变换系统500实质上和图4的交流-直流电源变换系统400大致相似，不同的是，相较于图腾柱整流级402的二极管D1及D2，图腾柱整流级502改为包含同步整流器或开关SN2及SP2。开关SP2仅在输入交流电压VAC为正时处于导通状态，开关SN2仅在输入交流电压VAC为负时处于关断状态。如图5所示，电压倍增级501a及501b和直流级503实质上分别和图4的电压倍增级401a及401b和直流级403相同。图腾柱整流级502包含第一及第二半桥桥臂，其中第一半桥桥臂由相串联的开关SA1及SA2形成，第二半桥桥臂由相串联的开关SN2及SP2形成。交流级的第二端耦接于开关SN2及SP2的公共端。开关SA1及SA2的公共端耦接于电压倍增级501a及501b的第三端。开关SA1、SA2、SN2及SP2均可以同步整流器实现。
图6为用以控制图5的交流-直流电源变换系统500的开关S3、S4及SA2的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入交流电压VAC处于正半周期，且输入交流电压VAC的大小小于输出电压VO的四分之一。另外，于该期间中，线路频率开关SP1及SP2处于导通状态。如图6所示，每一开关致动控制信号具有占空比D，亦即，每一开关的导通时长等于DTS，其中TS为开关周期。开关S3及S4的开关致动控制信号和开关SA2的开关致动控制信号错相180度。开关S3、S4及SA2的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分可部分相重叠(即占空比D大于0.5)，其中在时间t0至t1期间及时间t2至t3期间，开关S3、S4及SA2同时处于导通状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
图7为图5的交流-直流电源变换系统500在时间t0至t1期间或在时间t2至t3期间的拓扑示意图，即示意出其电流流向。在时间t0至t1期间或在时间t2至t3期间，开关S3、S4及SA2处于导通状态。由于输入交流电压VAC处于正半周期，线路频率开关SP1及SP2亦处于导通状态。输入交流电压VAC通过开关S3、S4及SA2而被施加于电感L1及L2上。因此，若电感L1及L2的电感值均等于电感值L，则电感L1及L2上的电感电流iL1及iL2均以斜率
Figure BDA0003087187480000151
线性上升。
图8为图5的交流-直流电源变换系统500在时间t1至t2期间的拓扑示意图。如图8所示，于此期间，开关SA2处于导通状态，而开关S3及S4处于关断状态。因此，电感L1上的电感电流iL1流经开关S2的体二极管及开关SP1，电感L1中在时间t0至t1期间或在时间t2至t3期间(即在开关S3及S4处于导通状态时)所储存的能量被传递至储能电容C1。假使输入交流电压VAC的线路频率变化缓慢(在时间t1至t4期间，输入交流电压VAC可实质上视作常数VAC(t))，储能电容C1上的电压可通过电感L1的伏秒平衡等式(1)推得。
DTS||VAC(t)||＝[VC1(t)-||VAC(t)||][TS-DTS] (1)
由等式(1)，可推得储能电容C1上的电压VC1为：
Figure BDA0003087187480000152
在稳态运行时，若储能电容C1具有相对较大的容值，则电压VC1实质为一常数。
图9为图5的交流-直流电源变换系统500在时间t3至t4期间的拓扑示意图。如图9所示，于此期间，开关S3及S4处于导通状态，而开关SA2处于关断状态。因此，电感L2上的电感电流iL2流经储能电容C1、开关SP1及开关S1的体二极管，电感L2中在开关SA2导通期间所储存的能量被传递至输出电容C。在时间t3至t4期间，储能电容C1串联连接于输出电容C，使得储能电容C1中在时间t1至t2期间所储存的能量可被传递至输出电容C。据此，交流-直流电源变换系统500可获得高电压增益。输出电容C上的电压可通过电感L2的伏秒平衡等式(3)推得。
DTS||VAC(t)||＝[VO(t)-VC1(t)-||VAC(t)||][TS-DTS] (3)
通过等式(2)及(3)可推得输出电压VO：
Figure BDA0003087187480000161
根据等式(4)，可推得电源变换系统500的电压变换比：
Figure BDA0003087187480000162
当电源变换系统500以大于0.5的占空比运行时，输出电压VO为传统升压变换器在相同占空比下的输出电压的两倍。由于在产生高电压输出时无需较高的开关致动控制信号的占空比，此高变换比使得电源变换系统500可适用于以高输入输出电压增益为优的应用环境。
图10示出了交流-直流电源变换系统500中的元件在图6的运行条件下的理想电压及电流波形。须注意的是，电源变换系统500中的每一开关在其上的电压小于输出电压VO的一半时进行开关动作，因此可降低开关损耗。
图11为用以控制图5的交流-直流电源变换系统500的开关S3、S4及SA2的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入交流电压VAC处于正半周期，且输入交流电压VAC的大小大于输出电压VO的四分之一。另外，于该期间中，线路频率开关SP1及SP2处于导通状态。如图11所示，每一开关致动控制信号具有占空比D。开关S3及S4的开关致动控制信号和开关SA2的开关致动控制信号错相180度。开关S3及S4的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分和开关SA2的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分互不重叠(即占空比D小于0.5)，其中在时间t1至t2期间及时间t3至t4期间，开关S3、S4及SA2同时处于关断状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
图12为图5的交流-直流电源变换系统500在时间t1至t2期间或在时间t3至t4期间的拓扑示意图。在时间t1至t2期间或在时间t3至t4期间，开关S3、S4及SA2均处于关断状态。由于输入电压VAC处于正半周期，故线路频率开关SP1及SP2处于导通状态。电感L1上的电感电流iL1流经开关S2及S1的体二极管，而电感L2上的电感电流iL2流经开关SP1及开关S1的体二极管。通过导通开关SP2，该些电流可对在回电流路径上的输出电容C进行充电。在时间t2至t3期间，当开关S3及S4处于关断状态且开关SA2处于导通状态时，交流-直流电源变换系统500的拓扑和图8所示相同。在时间t0至t1期间，当开关S3及S4处于导通状态且开关SA2处于关断状态时，交流-直流电源变换系统500的拓扑和图9所示相同。储能电容C1上的电压VC1可通过电感L2的伏秒平衡等式(6)推得。
DTS||VAC(t)||＝[VO(t)-VC1(t)-||VAC(t)||][TS-DTS] (6)
通过等式(6)可推得储能电容C1上的电压VC1：
Figure BDA0003087187480000171
另外，储能电容C1上的电压VC1亦可通过电感L1的伏秒平衡等式(8)推得。
Figure BDA0003087187480000172
通过等式(8)可推得储能电容C1上的电压VC1：
Figure BDA0003087187480000173
根据等式(7)及(9)，可推得输出电压VO：
Figure BDA0003087187480000181
重新排列等式(10)后可获得电源变换系统500的电压变换比，其中电源变换系统500工作在小于0.5的占空比D。
Figure BDA0003087187480000182
图13示出了交流-直流电源变换系统500中的元件在图11的运行条件下的理想电压及电流波形。
图14为用以控制图5的交流-直流电源变换系统500的开关S1、S2及SA1的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入电压VAC处于负半周期，且输入交流电压VAC的大小小于输出电压VO的四分之一。另外，于该期间中，线路频率开关SN1及SN2处于导通状态。如图14所示，开关S1、S2及SA1的开关致动控制信号皆具有占空比D。开关S1及S2的开关致动控制信号和开关SA1的开关致动控制信号错相180度。开关S1及S2的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分和开关SA1的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分可部分相重叠(即占空比D大于0.5)，其中在时间t0至t1期间及时间t2至t3期间，开关S1、S2及SA1同时处于导通状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
图15为图5的交流-直流电源变换系统500在图14的运行条件下于时间t0至t1期间或于时间t2至t3期间的拓扑示意图。在时间t0至t1期间或在时间t2至t3期间，开关S1、S2及SA1处于导通状态。由于输入交流电压VAC处于正半周期，故线路频率开关SN1及SN2亦处于导通状态。输入交流电压VAC通过开关S1、S2及SA1而被施加于电感L1及L2上。因此，若电感L1及L2的电感值均等于电感值L，则电感L1及L2上的电感电流iL1及iL2均以斜率
Figure BDA0003087187480000183
线性下降。
图16为图5的交流-直流电源变换系统500在图14的运行条件下于时间t1至t2期间的拓扑示意图。如图16所示，于此期间，开关SA1处于导通状态，而开关S1及S2处于关断状态。因此，电感L1上的电感电流iL1流经开关S3的体二极管及开关SN1，电感L1中在时间t0至t1期间或在时间t2至t3期间(即在开关S1及S2处于导通状态时)所储存的能量被传递至储能电容C2。假使输入交流电压VAC的线路频率变化缓慢(即在时间t1至t4期间，输入交流电压VAC可被视作常态为VAC(t))，储能电容C2上的电压可通过电感L1的伏秒平衡等式推得，根据前述等式(1)及(2)所示，
Figure BDA0003087187480000191
在稳态运行时，若储能电容C1具有相对较大的容值，则电压VC1实质为一常数。
图17为图5的交流-直流电源变换系统500在图14的运行条件下于时间t3至t4期间的拓扑示意图。如图17所示，于此期间，开关S1及S2处于导通状态，而开关SA1处于关断状态。因此，电感L2上的电感电流iL2流经储能电容C2、开关SN1及开关S4的体二极管，电感L2中在开关SA1导通期间所储存的能量被传递至输出电容C。在时间t3至t4期间，储能电容C2串联连接于输出电容C，使得储能电容C2中在时间t1至t2期间所储存的能量可被传递至输出电容C。据此，交流-直流电源变换系统500可获得高电压增益。输出电容C上的电压可通过电感L2的伏秒平衡等式推得，推导过程实质上和前述等式(3)至(5)相同，可得
Figure BDA0003087187480000192
因此，交流-直流电源变换系统500的电压变换比亦为
Figure BDA0003087187480000193
图18示出了交流-直流电源变换系统500中的元件在图14的运行条件下的理想电压及电流波形。
图19为用以控制图5的交流-直流电源变换系统500的开关S1、S2及SA1的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入交流电压VAC处于负半周期，且输入交流电压VAC的大小大于输出电压VO的四分之一。另外，于该期间中，线路频率开关SN1及SN2处于导通状态。如图19所示，开关S1、S2及SA1的开关致动控制信号皆具有占空比D。开关S1及S2的开关致动控制信号和开关SA1的开关致动控制信号错相180度。开关S1及S2的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分和开关SA1的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分互不重叠(即占空比D小于0.5)，其中在时间t1至t2期间及时间t3至t4期间，开关S1、S2及SA1同时处于关断状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
图20为图5的交流-直流电源变换系统500在图19的运行条件下于时间t1至t2期间或于时间t3至t4期间的拓扑示意图。在时间t1至t2期间或在时间t3至t4期间，开关S1、S2及SA1均处于关断状态。由于输入交流电压VAC处于负半周期，故线路频率开关SN1及SN2处于导通状态。电感L1上的电感电流iL1流经开关S3及S4的体二极管，而电感L2上的电感电流iL2流经开关SN1及开关S4的体二极管。通过导通开关SN2，该些电流可对在回电流路径上的输出电容C进行充电。在时间t2至t3期间，当开关S1及S2处于关断状态且开关SA1处于导通状态时，交流-直流电源变换系统500的拓扑和图16所示相同。在时间t0至t1期间，当开关S1及S2处于导通状态且开关SA1处于关断状态时，交流-直流电源变换系统500的拓扑和图17所示相同。根据前述等式(6)至(11)，通过电感L1及L2的伏秒平衡等式，可推得输出电压VO为
Figure BDA0003087187480000201
而交流-直流电源变换系统500的电压变换比为
Figure BDA0003087187480000202
其中交流-直流电源变换系统500工作在小于0.5的占空比D。
图21示出了交流-直流电源变换系统500中的元件在图19的运行条件下的理想电压及电流波形。
图5的交流-直流电源变换系统500不仅可将能量由交流电压源传递至直流负载，亦可将能量由直流电压源传递至交流负载。在将能量由直流电压源传递至交流负载时，电源变换系统是作为降压电源逆变器运行，其是接收高压直流输入电压并经由调节后输出低压交流输出电压。图22为本案另一实施例的双向交流-直流电源变换系统2200的电路结构示意图，双向交流-直流电源变换系统2200除了可将交流源VAC进行PFC变换而提供直流电压VDC，更可是基于直流侧电压VDC提供交流侧输出电压VAC。
图23为用以控制图22的双向交流-直流电源变换系统2200的开关S1及S2的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出交流电压VAC处于正半周期，且输入直流电压VDC的大小大于输出交流电压VAC的四分之一。另外，于该期间中，线路频率开关SP1及SP2处于导通状态。如图23所示，开关S1及S2的开关致动控制信号皆具有占空比D。开关S1及S2的开关致动控制信号相互错相180度。开关S1及S2的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分互不重叠(即占空比D小于0.5)，其中在时间t1至t2期间及时间t3至t4期间，开关S1及S2同时处于关断状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
图24为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图23的运行条件下于时间t0至t1期间的拓扑示意图。在时间t0至t1期间，如图24所示，开关S1、SP1及SP2处于导通状态。输入电压VDC通过开关S1、SP1及SP2而被施加于输出电压VAC、电感L2及储能电容C1上。因此，电感L2上的电感电流iL2以斜率
Figure BDA0003087187480000211
线性上升。输出交流电压VAC通过开关SP2和开关S3及S4的体二极管而被施加于电感L1上。因此，电感L1上的电感电流iL1以斜率
Figure BDA0003087187480000212
线性下降。若电感L1及L2的电感值均等于电感值L，则其相应电感电流分别以斜率
Figure BDA0003087187480000213
及斜率
Figure BDA0003087187480000214
变化。
图25为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图23的运行条件下于时间t1至t2期间或于时间t3至t4期间的拓扑示意图。如图25所示，于时间t1至t2期间或于时间t3至t4期间，开关S1及S2均处于关断状态。输出电压VAC通过开关SP2和开关S3及S4的体二极管而被施加于电感L1及L2上。因此，若电感L1及L2的电感值均等于电感值L，则电感L1及L2的电感电流iL1及iL2均以斜率
Figure BDA0003087187480000215
线性下降。
图26为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图23的运行条件下于时间t2至t3期间的拓扑示意图。在此期间内，如图26所示，开关S2处于导通状态。输出电压VAC通过开关S2、SP1及SP2和开关SA2的体二极管而被施加于储能电容C1及电感L1上。因此，若电感L1及L2的电感值均等于电感值L，则电感L1上的电感电流iL1以斜率
Figure BDA0003087187480000216
线性上升。输出电压VAC还通过开关SP2和开关SA2的体二极管而被施加于电感L2上。若电感L1及L2的电感值均等于电感值L，则电感L2上的电感电流iL2以斜率
Figure BDA0003087187480000217
线性下降。
若输出电压VAC具有在开关周期TS内实质为常数的线路频率交流电压，则储能电容C1上的电压可通过电感L1及L2的伏秒平衡等式(12)及(13)推得。
[TS-DTS]||VAC(t)||＝[||VAC(t)||-VC1(t)][DTS] (12)
[TS-DTS]||VAC(t)||＝[VDC(t)-VC1(t)-||VAC(t)||][DTS] (13)
通过等式(12)及(13)，可推得输出电压VAC为：
Figure BDA0003087187480000221
据此，可推得图22的双向交流-直流电源变换系统2200在将能量自直流电压VDC传递至输出电压VAC时的电压变换比，其中双向交流-直流电源变换系统2200以小于0.5的占空比运行。
Figure BDA0003087187480000222
图27为用以控制图22的双向交流-直流电源变换系统2200的开关S1及S2的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出交流电压VAC处于正半周期，输出交流电压VAC的大小介于输入电压VDC的四分之一和二分之一之间，且能量是由输入电压源VDC被传输至输出电压VAC。另外，在开关周期Ts内，线路频率开关SP1及SP2处于导通状态。开关S1及S2的开关致动控制信号相互错相180度。开关S1及S2的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分可部分相重叠(即占空比D大于0.5)，其中在时间t0至t1期间及时间t2至t3期间，开关S1及S2同时处于导通状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
图28为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图27的运行条件下于时间t0至t1期间或于时间t2至t3期间的拓扑示意图。于时间t0至t1期间或于时间t2至t3期间，开关S1、S2、SP1及SP2均处于导通状态。输入电压VDC通过开关S1、S2及SP2而被施加于输出电压VAC及电感L1上。因此，若电感L1及L2的电感值均等于电感值L，则电感L1的电感电流iL1以斜率
Figure BDA0003087187480000231
线性上升
双向交流-直流电源变换系统2200在图27的运行条件下于时间t1至t2期间及于时间t3至t4期间的拓扑实质上已分别示于图26及图24。因此，电感L1的伏秒平衡等式为：
Figure BDA0003087187480000232
通过等式(16)可推得储能电容C1上的电压VC1：
Figure BDA0003087187480000233
另外，储能电容C1上的电压VC1亦可通过电感L2的伏秒平衡等式(18)推得。
||VAC(t)||[TS-DTS]＝[VDC-VC1(t)-||VAC(t)||][DTS] (18)
通过等式(18)可推得储能电容C1上的电压VC1：
Figure BDA0003087187480000234
根据等式(17)及(19)，可推得交流输出电压VAC：
||VAC(t)||＝D2VDC (20)
据此，可获得双向交流-直流电源变换系统2200的电压变换比，其中双向交流-直流电源变换系统2200以大于0.5的占空比D运行。
Figure BDA0003087187480000235
通过等式(19)及(20)，可推得储能电容C1上的电压VC1：
VC1(t)＝(1-D)VDC (22)
图29为用以控制图22的双向交流-直流电源变换系统2200的开关S3及S4的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出电压VAC处于负半周期，输出交流电压VAC的大小小于输入直流电压VDC的四分之一。另外，于该期间中，线路频率开关SN1及SN2处于导通状态。如图29所示，开关S3及S4的开关致动控制信号皆具有占空比D。开关S3及S4的开关致动控制信号相互错相180度。开关S3及S4的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分互不重叠(即占空比D小于0.5)，其中在时间t1至t2期间及时间t3至t4期间，开关S3及S4同时处于关断状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
图30为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图29的运行条件下于时间t0至t1期间的拓扑示意图。在时间t0至t1期间，如图30所示，开关S4、SN1及SN2处于导通状态。输入电压VDC通过开关S4、SN1及SN2而被施加于输出电压VAC、电感L2及储能电容C2上。因此，若电感L1及L2的电感值均等于电感值L，则电感L2上的电感电流iL2以斜率
Figure BDA0003087187480000241
线性上升。输出交流电压VAC通过开关SN2和开关S1及S2的体二极管而被施加于电感L1上。因此，电感L1上的电感电流iL1以斜率
Figure BDA0003087187480000242
线性下降。
图31为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图29的运行条件下于时间t1至t2期间或于时间t3至t4期间的拓扑示意图。如图31所示，于时间t1至t2期间或于时间t3至t4期间，开关S1及S2均处于关断状态。输出电压VAC通过开关SN2和开关S1、S2及SA1的体二极管而被施加于电感L1及L2上。因此，若电感L1及L2的电感值均等于电感值L，则电感L1及L2的电感电流iL1及iL2均以斜率
Figure BDA0003087187480000243
线性下降。
图32为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图29的运行条件下于时间t2至t3期间的拓扑示意图。在此期间内，如图32所示，开关S3处于导通状态。输出电压VAC通过开关S3、SN1及SN2和开关SA1的体二极管而被施加于储能电容C1及电感L1上。因此，若电感L1及L2的电感值均等于电感值L，则电感L1上的电感电流iL1以斜率
Figure BDA0003087187480000251
线性上升。输出电压VAC还通过开关SN2和开关SA1的体二极管而被施加于电感L2上。若电感L1及L2的电感值均等于电感值L，则电感L2上的电感电流iL2以斜率
Figure BDA0003087187480000252
线性下降。
图33为用以控制图22的双向交流-直流电源变换系统2200的开关S3及S4的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出交流电压VAC处于负半周期，输出交流电压VAC的大小介于输入电压VDC的四分之一和二分之一之间，且能量是由输入电压源VDC被传输至输出电压VAC。另外，于开关周期TS内，开关SN1及SN2处于导通状态。开关S3及S4的开关致动控制信号相互错相180度。开关S3及S4的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分可部分相重叠(即占空比D大于0.5)，其中在时间t0至t1期间及时间t2至t3期间，开关S3及S4同时处于导通状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
图34为图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图33的运行条件下于时间t0至t1期间或于时间t2至t3期间的拓扑示意图。于时间t0至t1期间或于时间t2至t3期间，开关S3、S4、SN1及SN2均处于导通状态。输入电压VDC通过开关S3、S4及SN2而被施加于输出电压VAC及电感L1上。因此，若电感L1及L2的电感值均等于电感值L，则电感L1的电感电流iL1以斜率
Figure BDA0003087187480000253
线性上升。
双向交流-直流电源变换系统2200在图33的运行条件下于时间t1至t2期间及于时间t3至t4期间的拓扑实质上已分别示于图30及图32。
图35为本案另一实施例的双向交流-直流电源变换系统3500的电路结构示意图，其中双向交流-直流电源变换系统3500在其电压倍增级3501a及3501b中均包含预充电电阻RPRE及电压平衡电阻RBAL。在图35中，电压倍增级3501a及3501b的电压平衡电阻RBAL分别并联连接于储能电容C1及C2。在每一开关周期前(即在开关S1、S2、S3及S4被其开关致动控制信号致动前)，储能电容C1及C2上的电压被流经对应预充电电阻RPRE的电流缓慢地充电，其中预充电电阻RPRE均耦接于输入电压VDC。此外，储能电容C1及C2上的电压被与其并联连接的电压平衡电阻RBAL所等化。因此，在双向交流-直流电源变换系统3500开始运行于开关周期前，储能电容C1及C2上的电压均近似为输入电压VDC的一半。
图36为本案另一实施例的双向交流-直流电源变换系统3600的电路结构示意图，其中双向交流-直流电源变换系统3600包含两个相对称桥臂，其中一个桥臂由电压倍增级3601a及3601b形成，另一桥臂由电压倍增级3601c及3601d形成。双向交流-直流电源变换系统3600耦接于交流电压源VAC和直流电压源VDC之间，且包含电压倍增级3601a、3601b、3601c及3601d、电感L1及L2和开关(或同步整流器)SN3及SP3。电压倍增级3601a包含开关S1、S2及SP1，其中开关S1及S2相互串联连接，且运行于双向交流-直流电源变换系统3600的开关周期的频率(即工作频率)，而开关SP1则运行于交流电压源VAC的线路频率。工作频率实质上大于线路频率。开关SP1在交流电压VAC的正半周期处于导通状态，并在交流电压VAC的负半周期处于关断状态。电压倍增级3601a还包含储能电容C1，其中储能电容C1经由开关SP1而连接于开关S1及S2的公共端。开关SN3及SP3的公共端耦接于交流电压源VAC的负端。
电压倍增级3601b包含开关S3、S4及SN1，其中开关S3及S4相互串联连接且运行于工作频率，而开关SN1则运行于交流电压源VAC的线路频率。开关SN1在交流电压VAC的负半周期处于导通状态，并在交流电压VAC的正半周期处于关断状态。电压倍增级3601b还包含储能电容C2，其中储能电容C2经由开关SN1而连接于开关S3及S4的公共端。
电压倍增级3601c包含开关S5、S6及SP2，其中开关S5及S6相互串联连接且运行于工作频率，而开关SP2则运行于交流电压源VAC的线路频率。开关SP2在交流电压VAC的正半周期处于导通状态，并在交流电压VAC的负半周期处于关断状态。电压倍增级3601c还包含储能电容C3，其中储能电容C3经由开关SP2而连接于开关S5及S6的公共端。
电压倍增级3601d包含开关S7、S8及SN2，其中开关S7及S8相互串联连接且运行于工作频率，而开关SN2则运行于交流电压源VAC的线路频率。开关SN2在交流电压VAC的负半周期处于导通状态，并在交流电压VAC的正半周期处于关断状态。电压倍增级3601d还包含储能电容C4，其中储能电容C4经由开关SN2而连接于开关S7及S8的公共端。
如图36所示，电压倍增级3601a的开关S2和电压倍增级3601b的开关S3连接于一公共端，且该公共端亦为电压倍增级3601c及3601d的储能电容C3及C4相连接的公共端。类似地，电压倍增级3601c的开关S6和电压倍增级3601d的开关S7连接于一公共端，且该公共端亦为电压倍增级3601a及3601b的储能电容C1及C2相连接的公共端。交流电压VAC通过电感L1耦接于电压倍增级3601a及3601b的开关S2及S3的公共端，其中该公共端亦为电压倍增级3601c及3601d的储能电容C3及C4相连接的公共端。类似地，交流电压VAC通过电感L2耦接于电压倍增级3601c及3601d的开关S6及S7的公共端，其中该公共端亦为电压倍增级3601a及3601b的储能电容C1及C2相连接的公共端。
图37至图44示出图36的双向交流-直流电源变换系统3600的交流-直流变换运行过程。
图37为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S3、S4、S7及S8的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入交流电压VAC处于正半周期，输入交流电压VAC的大小小于输出电压VDC的四分之一，且能量是由输入交流电压源VAC被传输至输出电压VDC。于该些运行条件下，开关SP1、SP2及SP3处于导通状态，开关S1、S2、S5、S6、SN1、SN2及SN3处于关断状态。
如图37所示，开关S3及S4同步进行开关并具有相同的开关波形，开关S7及S8同步进行开关并具有相同的开关波形。每一开关致动控制信号均具有占空比D。开关S4及S8的开关致动控制信号相互错相180度。开关S3及S4的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分与开关S7及S8的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分可部分相重叠(即占空比D大于0.5)，其中在时间t0至t1期间及时间t2至t3期间，开关S3、S4、S7及S8同时处于导通状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
图38示出了图36的交流-直流电源变换系统3600中的元件在图37的运行条件下的理想电压及电流波形。
图39为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S3、S4、S7及S8的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入电压VAC处于正半周期，输入交流电压VAC的大小大于输出直流电压VDC的四分之一，且能量是由输入交流电压源VAC被传输至输出直流电压VDC。另外，于该期间中，线路频率开关SP1、SP2及SP3处于导通状态，开关S1、S2、S5、S6、SN1、SN2及SN3处于关断状态。
如图39所示，开关S3及S4同步进行开关并具有相同的开关波形，开关S7及S8同步进行开关并具有相同的开关波形。每一开关致动控制信号均具有占空比D。开关S3及S7的开关致动控制信号相互错相180度。开关S3及S7的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分互不重叠(即占空比D小于0.5)，其中在时间t1至t2期间及时间t3至t4期间，开关S3及S7同时处于关断状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
图40示出了图36的交流-直流电源变换系统3600中的元件在图39的运行条件下的理想电压及电流波形。
图41为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S1、S2、S5及S6的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入交流电压VAC处于负半周期，输入交流电压VAC的大小小于输出电压VDC的四分之一，且能量是由输入交流电压源VAC被传输至输出直流电压VDC。于该些运行条件下，开关SN1、SN2及SN3处于导通状态，开关S3、S4、S7、S8、SP1、SP2及SP3处于关断状态。
如图41所示，开关S1及S2同步进行开关并具有相同的开关波形，开关S5及S6同步进行开关并具有相同的开关波形。每一开关致动控制信号均具有占空比D。开关S1及S5的开关致动控制信号相互错相180度。开关S1及S2的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分与开关S5及S6的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分可部分相重叠(即占空比D大于0.5)，其中在时间t0至t1期间及时间t2至t3期间，开关S1、S2、S5及S6同时处于导通状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
图42示出了图36的交流-直流电源变换系统3600中的元件在图41的运行条件下的理想电压及电流波形。
图43为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S1、S2、S5及S6的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输入电压VAC处于负半周期，输入交流电压VAC的大小大于输出直流电压VDC的四分之一，且能量是由输入交流电压源VAC被传输至输出直流电压VDC。另外，于该期间中，线路频率开关SN1、SN2及SN3处于导通状态，开关S3、S4、S7、S8、SP1、SP2及SP3处于关断状态。
如图43所示，开关S1及S2同步进行开关并具有相同的开关波形，开关S5及S6同步进行开关并具有相同的开关波形。每一开关致动控制信号均具有占空比D。开关S1及S5的开关致动控制信号相互错相180度。开关S1及S5的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分互不重叠(即占空比D小于0.5)，其中在时间t1至t2期间及时间t3至t4期间，开关S1及S5同时处于关断状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
图44示出了图36的交流-直流电源变换系统3600中的元件在图43的运行条件下的理想电压及电流波形。
图45至48示出图36的双向交流-直流电源变换系统3600的直流-交流变换运行过程。在直流-交流变换中，开关S1及S5不可同时处于导通状态，开关S4及S8不可同时处于导通状态。
图45为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S1、S2、S5及S6的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出电压VAC处于正半周期，输出交流电压VAC的大小大于输入直流电压VDC的四分之一，且能量是由输入直流电压源VDC被传输至输出交流电压VAC。另外，于该期间中，线路频率开关SP1、SP2及SP3处于导通状态，开关S3、S4、S7、S8、SN1、SN2及SN3处于关断状态。如图45所示，开关S1及S6同步进行开关并具有相同的开关波形，开关S2及S5同步进行开关并具有相同的开关波形。每一开关致动控制信号均具有占空比D。开关S1及S2的开关致动控制信号相互错相180度。开关S1及S2的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分互不重叠(即占空比D小于0.5)，其中在时间t1至t2期间及时间t3至t4期间，开关S1、S2、S5及S6均处于关断状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
在图45所示的运行条件下，于时间t0至t1期间及时间t2至t3期间，交流-直流电源变换系统3600的拓扑实质上等同于图24及26所示的拓扑的结合。于时间t1至t2期间及时间t3至t4期间，交流-直流电源变换系统3600的拓扑实质上等同于图25所示的拓扑。
图46为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S1及S2的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出交流电压VAC处于正半周期，输出交流电压VAC的大小大于输入电压VDC的四分之一，且能量是由输入直流电压源VDC被传输至输出交流电压VAC。于该些运行条件下，开关SP1及SP3处于导通状态，开关S3、S4、S5、S6、S7、S8、SP2、SN1、SN2及SN3处于关断状态。如图46所示，开关S1及S2的开关致动控制信号均具有占空比D。开关S1及S2的开关致动控制信号相互错相180度。开关S1及S2的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分可部分相互重叠(即占空比D大于0.5)，其中在时间t0至t1期间及时间t2至t3期间，开关S1及S2同时处于导通状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
在图46所示的运行条件下，于时间t0至t1期间及时间t2至t3期间，交流-直流电源变换系统3600的拓扑实质上等同于图28所示的拓扑。于时间t1至t2期间及时间t3至t4期间，交流-直流电源变换系统3600的拓扑实质上分别等同于图25及图24所示的拓扑。
图47为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S3、S4、S7及S8的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出电压VAC处于负半周期，输出交流电压VAC的大小小于输入直流电压VDC的四分之一，且能量是由输入直流电压源VDC被传输至输出交流电压VAC。另外，于该期间中，线路频率开关SN1、SN2及SN3处于导通状态，开关S1、S2、S5、S6、SP1、SP2及SP3处于关断状态。如图47所示，开关S3及S8同步进行开关并具有相同的开关波形，开关S4及S7同步进行开关并具有相同的开关波形。每一开关致动控制信号均具有占空比D。开关S3及S4的开关致动控制信号相互错相180度。开关S3及S4的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分互不重叠(即占空比D小于0.5)，其中在时间t1至t2期间及时间t3至t4期间，开关S3、S4、S7及S8均处于关断状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
在图47所示的运行条件下，于时间t0至t1期间及时间t2至t3期间，交流-直流电源变换系统3600的拓扑实质上等同于图30及图32所示的拓扑的结合。于时间t1至t2期间及时间t3至t4期间，交流-直流电源变换系统3600的拓扑实质上等同于图31所示的拓扑。
图48为用以控制图36的双向交流-直流电源变换系统3600的开关S3及S4的开关致动控制信号在一期间内的时序示意图，其中在该期间中，输出交流电压VAC处于负半周期，输出交流电压VAC的大小大于输入电压VDC的四分之一，且能量是由输入直流电压源VDC被传输至输出交流电压VAC。于该些运行条件下，开关SN1及SN3处于导通状态，开关S1、S2、S5、S6、S7、S8、SN2、SP1、SP2及SP3处于关断状态。如图48所示，开关S3及S4的开关致动控制信号均具有占空比D。开关S3及S4的开关致动控制信号相互错相180度。开关S3及S4的开关致动控制信号在工作周期中的致动部分可部分相互重叠(即占空比D大于0.5)，其中在时间t0至t1期间及时间t2至t3期间，开关S3及S4同时处于导通状态。此外，开关周期TS远小于线路频率的周期。
在图48所示的运行条件下，于时间t0至t1期间及时间t2至t3期间，交流-直流电源变换系统3600的拓扑实质上等同于图34所示的拓扑。于时间t1至t2期间及时间t3至t4期间，交流-直流电源变换系统3600的拓扑实质上分别等同于图30及图32所示的拓扑。
图49为本案另一实施例的双向交流-直流电源变换系统4900的电路结构示意图，其中双向交流-直流电源变换系统4900包含由电压倍增级4901a至4901f所形成的三个相对称桥臂。如图49所示，相较于图36的交流-直流电源变换系统3600，交流-直流电源变换系统4900还包含额外的相对称桥臂及电感L3，其中该额外的相对称桥臂由电压倍增级4901e及4901f形成。在交流-直流变换期间，和图37至图44所示的运行方式类似，三个相对称桥臂是基于输入电压VAC和输出电压VDC的大小运行，且其占空比不受限制。举例而言，额外的相对称桥臂(即由电压倍增级4901e及4901f形成的相对称桥臂)可与其于相对称桥臂中的任一个进行同步运行。在直流-交流变换期间，开关S1、S5及S9中不可有任两个开关同时处于导通状态，开关S4、S8及S12中不可有任两个开关同时处于导通状态。因此，在直流-交流变换期间，仅有一个相对称桥臂(例如包含开关S1、S2、S3及S4的桥臂)可以大于0.5的占空比运行，实质上和图46及图48所示的双向交流-直流电源变换系统3600相似。本案的双向交流-直流电源变换系统的相对称桥臂的数量可依需求任意扩展，以利于适用在需进行大功率传输的应用。举例而言，图50为本案另一实施例的交流-直流电源变换系统5000的电路结构示意图，其中交流-直流电源变换系统5000包含M个相对称桥臂。相对称桥臂的数量的增加可降低每一电压倍增级上的电流应力。另外，可将多个双向交流-直流电源变换系统并联连接以适用于大电流应用环境。
图51为本案另一实施例的双向交流-直流电源变换系统5100的电路结构示意图。如图51所示，双向交流-直流电源变换系统5100是在图22的双向交流-直流电源变换系统2200中加入继电器开关5101、电感L3及输出电容CO1和CO2。继电器开关5101使得双向交流-直流电源变换系统5100可切换地接收单相交流电源或三相交流电源。双向交流-直流电源变换系统5100可例如但不限于作为电动车的电池充电器，其中电动车可接收400V的单相交流输出及800V的三相交流输出。图52及图53分别示出双向交流-直流电源变换系统5100在其继电器开关5101处于两种位置时的电路结构。须注意的是，在双向交流-直流电源变换系统5100接收三相交流输入时，储能电容C1及C2和继电器的连接中断。
图52示出双向交流-直流电源变换系统5100的电路架构，其中继电器开关5101处于“上”位置，使双向交流-直流电源变换系统5100接收耦接于端口A与N之间的单向交流电压VAC。于此电路架构中，继电器开关5101使得电感L3运行，故双向交流-直流电源变换系统5100的运行方式实质上和图22的双向交流-直流电源变换系统2200在图23至35中的运行方式相类似。
图53示出双向交流-直流电源变换系统5100的电路架构，其中继电器开关5101处于“下”位置，使双向交流-直流电源变换系统5100接收三相交流电压VAC，其中三相交流电压VAC的三个相位分别耦接于端口A与N之间、端口B与N之间和端口C与N之间。于此电路架构中，开关S1及S4处于导通状态，使得开关SN1及SP1和储能电容C1及C2不作动。双向交流-直流电源变换系统5100实质上的运行如同习知的六开关三相PFC电路的运行。
图54为本案另一实施例的双向交流-直流电源变换系统5400的电路结构示意图。双向交流-直流电源变换系统5400是将图51的双向交流-直流电源变换系统5100的电压倍增级501a及501b中的开关SP1及SN1替换为双向开关。如图54所示，电压倍增级5401a包含由开关器件SP1及SP3所构成的双向开关。类似地，电压倍增级5401b包含由开关器件SN1及SN3所构成的双向开关。在任一双向开关中，由于其两个开关器件的体二极管方向相反，故在双向开关处于关断状态时，实质在任一方向上均无电流可流通。在图54中，电压倍增级5401a的双向开关由串联连接的功率半导体开关器件SP1及SP3形成，且其体二极管连接于相反极性。类似地，电压倍增级5401b的双向开关由串联连接的功率半导体开关器件SN1及SN3形成，且其体二极管连接于相反极性。
图55示出双向交流-直流电源变换系统5400的电路架构，其中继电器开关5101处于“上”位置，使双向交流-直流电源变换系统5400接收耦接于端口A与N之间的单向交流电压VAC。在交流-直流变换时，开关SP3及SP1同步作动，开关SN3及SN1亦同步作动。于此电路架构下，继电器开关5101使电感L3停止运行。
图56示出双向交流-直流电源变换系统5400的电路架构，其中继电器开关5101处于“下”位置，使双向交流-直流电源变换系统5400接收三相交流电压VAC，其中三相交流电压VAC的三个相位分别耦接于端口A与N之间、端口B与N之间和端口C与N之间。于此电路架构中，开关S1及S4处于导通状态，故使得双向开关(即开关SN1、SN3、SP1及SP3)和储能电容C1及C2停止运行，且双向交流-直流电源变换系统5400实质上作为习知的六开关三相PFC电路进行运行。由于每一双向开关中的体二极管朝向相反，故在双向开关处于关断状态时，并无电流可流经储能电容C1及C2。某些应用偏好此种程度的隔离。
须注意，上述仅是为说明本案而提出的实施例，本案不限于上述的实施例，本案的范围由如附权利要求决定。且本案得由熟习此技术的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求所欲保护者。

Claims (27)

1.一种交流-直流电源变换系统，包含：
一交流级，包含第一及第二端；
第一电感及第二电感；
第一电压倍增级及第二电压倍增级，其中每一该电压倍增级包含一第一端、一第二端及一第三端，该交流级的该第一端经由该第一电感耦接于每一该电压倍增级的该第一端，该交流级的该第一端经由该第二电感耦接于每一该电压倍增级的该第三端；
一图腾柱整流级，具有相耦接的第一及第二端，其中，该图腾柱整流级的该第一端耦接于该第一电压倍增级的该第二端，该图腾柱整流级的该第二端耦接于该第二电压倍增级的该第二端；以及
一直流级，并联耦接于该图腾柱整流级。
2.如权利要求1所述的交流-直流电源变换系统，其中，该图腾柱整流级包含第一半桥桥臂及第二半桥桥臂，每一该半桥桥臂包含串联连接于一公共端的第一及第二元件，该交流级的该第二端耦接于该第二半桥桥臂的该公共端，该第一半桥桥臂的该公共端耦接于每一该电压倍增级的该第三端。
3.如权利要求2所述的交流-直流电源变换系统，其中，该图腾柱整流级的该第一半桥桥臂及该第二半桥桥臂的该第一及第二元件包含同步整流器。
4.如权利要求2所述的交流-直流电源变换系统，其中，该图腾柱整流级的其中一个该半桥桥臂的该第一及第二元件包含二极管。
5.如权利要求1所述的交流-直流电源变换系统，其中，每一该电压倍增级包含一电容和第一、第二及第三开关，该电压倍增级的该第一及第二开关串联连接于该电压倍增级的该第一及第二端之间，该电压倍增级的该第一及第二开关连接于一公共端，该电压倍增级的该第三开关及该电容串联连接于该公共端与该电压倍增级的该第三端之间。
6.如权利要求5所述的交流-直流电源变换系统，其中，该第三开关运行于该交流级的一信号频率。
7.如权利要求5所述的交流-直流电源变换系统，其中，每一该电压倍增级还包含一平衡电阻，该平衡电阻并联连接于该电压倍增级的该电容。
8.如权利要求5所述的交流-直流电源变换系统，其中，每一该电压倍增级还包含一预充电电阻，该预充电电阻连接于该电压倍增级的该第二端与该电容的一端之间。
9.如权利要求5所述的交流-直流电源变换系统，其中，每一该电压倍增级的该第三开关包含一双向开关。
10.如权利要求9所述的交流-直流电源变换系统，其中，该双向开关包含相连接的两个功率半导体开关器件，该两个功率半导体开关器件的两个体二极管相连接于相反极性。
11.如权利要求5所述的交流-直流电源变换系统，其中，在交流-直流变换中，该交流-直流电源变换系统获得一增益，该增益是取决于将每一该电压倍增级的该第一及第二开关运行在预设占空比。
12.如权利要求11所述的交流-直流电源变换系统，其中，对应每一该电压倍增级的该预设占空比皆大于0.5。
13.如权利要求5所述的交流-直流电源变换系统，其中，在直流-交流变换中，每一该电压倍增级的该第一及第二开关中的至少一个开关在任意时间皆处于关断状态。
14.如权利要求5所述的交流-直流电源变换系统，其中，该第一及第二电压倍增级形成一第一相对称桥臂，该交流-直流电源变换系统还包含连接于该交流级与该图腾柱整流级之间的一第二相对称桥臂。
15.如权利要求14所述的交流-直流电源变换系统，其中，该图腾柱整流级包含一半桥桥臂，该半桥桥臂包含串联连接于一公共端的第一及第二元件，该交流级的该第二端耦接于该半桥桥臂的该公共端。
16.如权利要求15所述的交流-直流电源变换系统，其中，该第二相对称桥臂包含第一及第二电压倍增级，该第二相对称桥臂的该第一及第二电压倍增级实质上分别和该第一相对称桥臂的该第一及第二电压倍增级相同，该第二相对称桥臂的每一该电压倍增级的第一及第三端分别经由该第二及第一电感连接于该交流级的该第一端。
17.如权利要求16所述的交流-直流电源变换系统，还包含一第三电感及一第三相对称桥臂，其中该第三相对称桥臂包含第一及第二电压倍增级，该第三相对称桥臂的该第一及第二电压倍增级实质上分别和该第一相对称桥臂的该第一及第二电压倍增级相同；该第三相对称桥臂的每一该电压倍增级的第一端经由该第三电感连接于该交流级的该第一端；该第三相对称桥臂的每一该电压倍增级的第三端连接于该第二相对称桥臂的每一该电压倍增级的第二端。
18.如权利要求1所述的交流-直流电源变换系统，其中，该直流级包含一输出电容。
19.一种交流-直流电源变换系统，包含：
一交流级，包含一开关元件、一第一端、一第二端、一第三端级一中性端；
第一电感、第二电感及第三电感；
第一电压倍增级及第二电压倍增级，其中每一该电压倍增级包含一第一端、一第二端及一第三端；
一图腾柱整流级，包含第一半桥桥臂及第二半桥桥臂，其中每一该半桥桥臂连接于该第一电压倍增级的该第二端与该第二电压倍增级的该第二端之间，每一该半桥桥臂包含串联连接于一公共端的第一及第二元件；以及
一直流级，并联耦接于该图腾柱整流级，且包含串联连接于一公共端的第一及第二电容；
其中，该开关元件具有第一配置及第二配置，在该第一配置中，该交流级的该第一端经由该第一电感耦接于每一该电压倍增级的该第一端，该交流级的该第一端经由该第二电感耦接于每一该电压倍增级的该第三端及该第一半桥桥臂的该公共端，且该中性端耦接于该第二半桥桥臂的该公共端；在该第二配置中，该交流级的该第一端经由该第一电感耦接于每一该电压倍增级的该第一端，该交流级的该第二端经由该第二电感耦接于该第一半桥桥臂的该公共端，该交流级的该第三端经由该第三电感耦接于该第二半桥桥臂的该公共端，该中性端耦接于该直流级的该公共端。
20.如权利要求19所述的交流-直流电源变换系统，其中，每一该电压倍增级包含一电容和第一、第二及第三开关，其中该电压倍增级的该第一及第二开关串联连接于该电压倍增级的该第一及第二端之间，该电压倍增级的该第一及第二开关连接于一公共端，该电压倍增级的该第三开关及该电容串联连接于该第一及第二开关的该公共端与该电压倍增级的该第三端之间。
21.如权利要求20所述的交流-直流电源变换系统，其中，该第三开关运行于该交流级的一信号频率。
22.如权利要求20所述的交流-直流电源变换系统，其中，每一该电压倍增级的该第三开关包含一双向开关。
23.如权利要求22所述的交流-直流电源变换系统，其中，该双向开关包含相连接的两个功率半导体开关器件，该两个功率半导体开关器件的两个体二极管相连接于相反极性。
24.如权利要求19所述的交流-直流电源变换系统，其中，该开关元件包含一继电器开关。
25.如权利要求19所述的交流-直流电源变换系统，其中，在该第一配置中，该交流级接收单相交流输入电源。
26.如权利要求19所述的交流-直流电源变换系统，其中，在该第二配置中，该交流级接收三相交流输入电源。
27.一种电池充电器，包含权利要求19所载的交流-直流电源变换系统。
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