JP4530066B2 - 電力変換回路の制御装置、及び電力変換システム - Google Patents

Description

本発明は、チョッパ制御によりチョッパ回路部のコイルを流れる電流を増減させつつ蓄電手段の電圧を入力電圧に対して所望に変換して且つ、前記チョッパ回路部を複数個備える電力変換回路について、前記コイルを流れる電流の値及びその変化の符号によって規定される規定タイミングを前記複数個のチョッパ回路部で互いにずらすようにしつつスイッチング素子を操作することで、前記蓄電手段の電圧を制御する電力変換回路の制御装置、及び電力変換システムに関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、複数個のチョッパ回路部を備えて構成されたブーストコンバータにおいて、各チョッパ回路部におけるスイッチング素子のオフ状態からオン状態への切り替えをコイルを流れる電流がゼロとなることで行うものが周知である。そして、オン状態からオフ状態への切り替えタイミングを、チョッパ回路部同士で互いにずらすことで、スイッチング状態の切り替えタイミングが等間隔で生じるようになる。このように、スイッチング状態の切り替えタイミングが等間隔で生じる場合には、チョッパ回路部のコイルを流れる電流の増加及び減少の周期が互いに同一であって且つ、この電流の周期的な増加及び減少が等間隔に生じるようになる。特に、同電流がピークとなるタイミングが等間隔で生じるようになる。これにより、ブーストコンバータ内のリップル電流を低減することが可能となる。
特開２０００−３５８３６８号公報

ところで、上記コンバータの電圧を変化させたり、上記コンバータの出力電流が変化したりする場合には、上記チョッパ回路部からの出力電流を変化させる要求が生じる。そして、この場合、スイッチング状態の切り替えタイミングを変化させることが要求されることとなる。しかし、上記従来の制御装置にてこうした要求が生じる場合には、図２３にチョッパ回路部を４つ備える場合について例示するように、コイルを流れる電流がピークとなるタイミングを均等化することができなくなる。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、複数個のチョッパ回路部を備える電力変換回路について、コイルを流れる電流の値及びその変化の符号によって規定される一対の規定タイミング間の間隔の変化にかかわらず、所定のチョッパ回路部の一対の規定タイミング間の間隔に残りのチョッパ回路部の規定タイミングをより適切に割り当てることのできる電力変換回路の制御装置及び電力変換システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、チョッパ制御によりチョッパ回路部のコイルを流れる電流を増減させつつ蓄電手段の電圧を入力電圧に対して所望に変換して且つ、前記チョッパ回路部を複数個備える電力変換回路について、前記コイルを流れる電流の値及びその変化の符号によって規定される規定タイミングを前記複数個のチョッパ回路部で互いにずらすようにスイッチング素子を操作することで、前記蓄電手段の電圧を制御する電力変換回路の制御装置において、前記複数個のチョッパ回路部のうちの所定のチョッパ回路部における隣接する前記一対の規定タイミング間の間隔が変化することに起因して、別のチョッパ回路部における規定タイミングが前記一対の規定タイミング間を前記複数個に均等分割したタイミングからずれる場合、このずれを低減すべく、前記別のチョッパ回路部における一対の規定タイミング間の間隔の変化量が前記所定のチョッパ回路部における前記変化の量よりも大きくなるように、スイッチング態様を設定する設定手段を備えることを特徴とする。

上記ずれが生じる場合、別のチョッパ回路部の一対の規定タイミング間の間隔を、上記変化した後の所定のチョッパ回路部の新たな間隔と等しくなるようにしたのでは、残りのチョッパ回路部の規定タイミングを、所定のチョッパ回路部における一対の規定タイミング間を均等分割したタイミングすることはできない。これは、既にずれが生じてしまっていることが原因である。上記発明では、この点に鑑み、設定手段を備えることで、上記ずれが生じる場合、別のチョッパ回路部の一対の規定タイミング間の間隔を、所定のチョッパ回路の一対の規定タイミング間についての最新の間隔に、既に生じてしまったずれ量を補償するための間隔を加えたものとすることができる。このため、ずれを低減することができる。

なお、上記規定タイミングは、蓄電手段の電圧を制御するための前記絶対値の周期的な増減の一周期内の特定のタイミング（位相）を定めることによって、前記絶対値の周期的な増減の周期の出現タイミングを定義するものである。規定タイミングを定める電流の値としては、固定値に限らず、例えば変動するピーク値であってもよい。また、上記所定のチョッパ回路部の一対の規定タイミング間の間隔が均等分割された各タイミングは、残りのチョッパ回路部に割り振られるものである。更に、「前記所定のチョッパ回路における前記変化の量よりも大きい」とは、変化の符号が同一であってその絶対値が大きいことを意味する。

また、上記発明は、前記一対の規定タイミング間の間隔の変化が、前記間隔の縮小側の変化であることを特徴としてもよい。

一対の規定タイミング間の間隔が縮小する場合には、スイッチング状態の切り替えタイミングを遅延させる等によってずれを低減することが特に困難となる。このため、上記発明は、設定手段の利用価値が特に高いものとなっている。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記設定手段は、前記別のチョッパ回路部における規定タイミングを挟む前記所定のチョッパ回路部の一対の規定タイミング間の間隔を、前記所定のチョッパ回路部の現在のスイッチング態様の設定に基づき予測することで、前記ずれを把握することを特徴とする。

別のチョッパ回路部の規定タイミングにおいては、このタイミングが、所定のチョッパ回路部における一対のタイミング間の間隔を均等分割したタイミングからずれているか否かを実測することはできない。一方、所定のチョッパ回路部の次回の規定タイミングは、現在のスイッチング態様に応じて定まる。この点、上記発明では、所定のチョッパ回路部の規定タイミングのうちの別のチョッパ回路部の規定タイミングの後に生じるタイミングについては、所定のチョッパ回路部の現在のスイッチング態様の設定から予測することで、ずれを把握することができる。

請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記設定手段によるスイッチング態様の設定は、前記所定のチョッパ回路部の一対の規定タイミング間の間隔が変化しない場合、前記別のチョッパ回路部の一対の規定タイミング間の間隔を、前記所定のチョッパ回路部の前記間隔に収束させるものであることを特徴とする。

上記発明では、定常状態においては一対の規定タイミング間の間隔を、チョッパ回路部同士で同一とすることができる。

なお、上記「収束」とは、上記規定タイミングの有限個の周期で、互いの間隔が一致するものをも含むこととする。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記設定手段は、前記所定のチョッパ回路部における現在のスイッチング態様の設定に基づき、それ以降の前記一対の規定タイミング内における前記均等分割されたタイミングを把握し、前記別のチョッパ回路部の規定タイミングをこの把握されたタイミングに一致させるように前記スイッチング態様を設定することを特徴とする。

上記発明では、所定のチョッパ回路部の現在のスイッチング態様の設定が別のチョッパ回路部のスイッチング態様の設定に用いられた直後に変化しないなら、別のチョッパ回路部の規定タイミングを、上記一対の規定タイミング内における均等分割されたタイミングに一致させることができる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記複数個のチョッパ回路部のそれぞれにおけるスイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替えタイミング及びオフ状態からオン状態への切り替えタイミングのいずれか一方を、当該チョッパ回路部の備えるコイルを流れる電流が予め定められた所定値となるタイミングとし、前記設定手段は、前記オン状態からオフ状態への切り替えタイミング及びオフ状態からオン状態への切り替えタイミングのうちのいずれか他方を可変設定することで、前記ずれを低減することを特徴とする。

上記発明では、いずれか一方の設定を簡易に行うことができ、またいずれか他方の設定によって、上記ずれを低減する処理を行うことができる。

請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記規定タイミングは、前記コイルを流れる電流が前記所定値となるタイミングであることを特徴とする。

上記発明では、規定タイミングを、スイッチング状態の切り替えタイミングと一致させることで、規定タイミングをスイッチング状態の切り替えタイミングとして管理することができる。

請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記設定手段は、前記別のチョッパ回路部における前記いずれか他方を可変設定することで、該いずれか他方に引き続くいずれか一方のタイミングが、前記所定のチョッパ回路部における前記いずれか一方の一対のタイミング間の間隔を均等分割したタイミングとなるようにすることを特徴とする。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記設定手段は、前記所定のチョッパ回路部における規定タイミングと前記別のチョッパ回路部における規定タイミングとの時間差の実測値に基づき、前記均等分割されたタイミングからのずれを把握することを特徴とする。

スイッチング素子の操作によって規定タイミングを所望に調節する場合、実際には、操作態様の設定に際して前提とする情報(モデル等)に誤差が含まれることに起因して、規定タイミングからずれるおそれがある。ここで、上記実測値は、こうした誤差をも含んだ量となっている。このため、上記発明では、上記ずれをより高精度に把握することができる。

請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記設定手段は、前記入力電圧及び前記蓄電手段の電圧に基づき、前記設定を行うことを特徴とする。

コイルを流れる電流の挙動は、入力電圧や蓄電手段の電圧に依存する。上記発明では、この点に鑑み、入力電圧及び蓄電手段の電圧を利用することで、コイルの電流を好適に把握することができ、ひいては上記設定を好適に行うことができる。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の発明において、前記複数個のチョッパ回路部のうちの特定のものをマスタ回路部として且つ、残りをスレーブ回路部とし、前記複数個のチョッパ回路部の出力電流の指令値を算出する算出手段と、前記マスタ回路部のスイッチング素子を、前記指令値に基づき操作するマスタ操作手段とを更に備え、前記設定手段は、スレーブ回路部のスイッチング態様を設定することを特徴とする。

出力電流の指令値への制御と、設定手段の設定とは互いに干渉し得る。上記発明では、この点に鑑み、複数個のチョッパ回路部を、指令値への制御を行うマスタ回路部と、設定手段によるスイッチング態様の設定がなされるスレーブ回路部とに分割することで、上記干渉を排除することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記所定のチョッパ回路部が、前記マスタ回路部であることを特徴とする。

なお、上記発明は、前記設定手段は、前記スレーブ回路部のそれぞれの前記規定タイミングが、前記マスタ回路部の一対の規定タイミング間を均等分割したタイミングのうち当該スレーブ回路部に割り当てられたタイミングとなるように当該スレーブ回路部のスイッチング態様を設定することを特徴としてもよい。

更に、上記発明は、前記設定手段は、前記マスタ回路部の前記規定タイミングと当該スレーブ回路部の規定タイミングとの時間差の実測値を取得する手段を備え、前記マスタ回路部における前記一対の規定タイミングのうちの早い方から前記割り当てられたタイミングまでの時間と前記マスタ回路部の前記一対の規定タイミング間の時間との和から前記取得される時間差を減算したものが当該スレーブ回路部の一対の規定タイミング間の間隔となるよう当該スレーブ回路部のスイッチング態様を設定することを特徴としてもよい。

請求項１２記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記スレーブ回路部は、前記マスタ回路部における前記規定タイミングを先頭として前記規定タイミングが現れる順番によって順序づけられており、前記所定のチョッパ回路部が、前記別のチョッパ回路部としての前記スレーブ回路部よりも１つ前に前記規定タイミングが現れるものであることを特徴とする。

なお、上記発明は、前記設定手段は、前記スレーブ回路部のそれぞれの規定タイミングが、前記１つ前のチョッパ回路部の一対の規定タイミング間を均等分割したタイミングのうち最先のタイミングとなるように、当該スレーブ回路部のスイッチング態様を設定することを特徴としてもよい。

また、上記発明は、前記設定手段は、前記１つ前のチョッパ回路部の規定タイミングと当該スレーブ回路部の規定タイミングとの時間差の実測値を取得する手段を備え、前記１つ前のチョッパ回路部の一対の規定タイミングのうちの早い方から前記最先のタイミングまでの時間と前記１つ前のチョッパ回路部における前記一対のタイミング間の時間との和から前記取得される時間差を減算したものが当該スレーブ回路部の規定タイミングの周期となるよう当該スレーブ回路部のスイッチング態様を設定することを特徴としてもよい。

請求項１３記載の発明は、請求項１０〜１２のいずれか１項に記載の発明において、前記マスタ操作手段は、前記マスタ回路部の出力電流についての前記規定タイミングの周期における平均値を、前記指令値に基づき制御することを特徴とする。

チョッパ制御では、通常、スイッチング素子のオン・オフ操作に伴って電力変換回路を流れる電流が変動する。そしてこの場合には、出力電流も変動する。このため、微視的なタイムスケールでは、出力電流をその指令値とすることはできない。この点、上記発明では、オン・オフ操作の一周期における出力電流の平均値を指令値とすることで、極力短いタイムスケールで出力電流を指令値に一致させることができる。

請求項１４記載の発明は、請求項１〜１３のいずれか１項に記載の発明において、前記チョッパ制御によって、前記電力変換回路及びこれに接続される負荷間に交流電流を流すべく前記蓄電手段の電圧が制御されることを特徴とする。

上記制御のためには、規定タイミング間の間隔を大きく変動させることが望まれる傾向にある。このため、上記発明では、設定手段の利用価値が特に高いものとなっている。

請求項１５記載の発明は、請求項１４記載の発明において、前記蓄電手段の電圧は、回転機の端子に印加されるものであることを特徴とする。

請求項１６記載の発明は、請求項１〜１５のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、非絶縁型コンバータを備えて構成されることを特徴とする。

上記発明では、非絶縁型コンバータを用いることで、電力変換回路を小型化することができる。なお、こうした非絶縁型コンバータとしては、下記の各請求項記載の構成としてもよい。

請求項１７記載の発明は、請求項１６記載の発明において、前記非絶縁型コンバータは、前記チョッパ回路部として、前記入力電圧の印加される前記電力変換回路の入力端子に並列接続された一対のスイッチング素子と、該スイッチング素子同士の接続点を前記蓄電手段に接続するコイルとを備えるバックコンバータであることを特徴とする。

請求項１８記載の発明は、請求項１６記載の発明において、前記非絶縁型コンバータは、前記チョッパ回路部として、前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、該スイッチング素子同士の接続点を前記入力電圧の印加される前記電力変換回路の入力端子に接続するコイルとを備えるブーストコンバータであることを特徴とする。

請求項１９記載の発明は、請求項１６記載の発明において、前記非絶縁型コンバータは、前記チョッパ回路部として、前記蓄電手段の一方の端子及び前記入力電圧の印加される前記電力変換回路の入力端子の一方を接続する一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子間の接続点を前記蓄電手段の他方の端子及び前記電力変換回路の入力端子の他方に接続するコイルとを備えるバックブーストコンバータであることを特徴とする。

請求項２０記載の発明は、請求項１６記載の発明において、前記非絶縁型コンバータは、前記チョッパ回路部として、前記入力電圧の印加される前記電力変換回路の入力端子に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記電力変換回路の入力端子に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点を前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点に接続するコイルとを備えるバックブースコンバータであることを特徴とする。

請求項２１記載の発明は、請求項１〜２０のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置と、前記電力変換回路とを備えることを特徴とする電力変換システムである。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換回路の制御装置をハイブリッド車の動力発生装置としての電動機に接続される電力変換回路についての制御装置に適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態の制御システムの全体構成を示す。

電動機１０は、ハイブリッド車の動力発生装置であり、ここでは、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を例示している。電動機１０は、電力変換回路としての３相コンバータ（ＴＣＶ１４）を介して、高圧バッテリ１２に接続されている。ここで、高圧バッテリ１２は、ニッケル水素蓄電池やリチウム蓄電池等の蓄電池である。

上記ＴＣＶ１４は、電動機１０の各相に接続される各別のマルチフェーズコンバータＭＣＶを備えて構成され、各相に印加する電圧を連続的に調節することが可能なものである。図２に、本実施形態にかかるマルチフェーズコンバータＭＣＶの回路構成を示す。図示されるように、マルチフェーズコンバータＭＣＶは、コンデンサＣを備え、コンデンサＣの電圧を高圧バッテリ１２の電圧に対して所望に変換する非反転形バックブーストコンバータである。更に、マルチフェーズコンバータＭＣＶは、コンデンサＣ及び高圧バッテリ１２間に備えられるチョッパ回路部ＣＰを複数個（ｎ個)備えている。これらチョッパ回路部ＣＰは、周知のＤＣＤＣコンバータからコンデンサＣを除いた回路構成となっている。すなわち、各チョッパ回路部ＣＰは、「ｉ＝１〜ｎ」を用いて、上記高圧バッテリ１２に並列接続されるスイッチング素子Ｓａｉ及びスイッチング素子Ｓｂｉの直接接続体と、コンデンサＣに並列接続されるスイッチング素子Ｓｃｉ及びスイッチング素子Ｓｄｉの直接接続体と、上記２つの直列接続体の接続点間を接続するコイルＬｉとを備えて構成されている。ここで本実施形態では、スイッチング素子Ｓａｉ，Ｓｂｉ，Ｓｃｉ，Ｓｄｉとして、パワーＭＯＳＦＥＴを例示している。これら各スイッチング素子Ｓａｉ，Ｓｂｉ，Ｓｃｉ，Ｓｄｉには、ダイオードＤａｉ，Ｄｂｉ，Ｄｃｉ，Ｄｄｉが並列接続されている。なお、並列接続されるダイオードＤａｉ，Ｄｂｉ，Ｄｃｉ，Ｄｄｉは、パワーＭＯＳＦＥＴなどのボディダイオードであってもよい。なお、以下では、ｎ個のチョッパ回路部ＣＰを区別すべく、各チョッパ回路部ＣＰを、第１相、第２相、…、第ｎ相のチョッパ回路部ＣＰと命名する。

本実施形態にかかる制御システムは、その内部の各種状態を検出するための手段として、次のものを備えている。まず、図２に示されるように、マルチフェーズコンバータＭＣＶの入力電圧Ｖｉｎとしての高圧バッテリ１２の電圧を検出する電圧センサ１６を備えている。また、マルチフェーズコンバータＭＣＶの各相のコイルＬｉを流れる電流ｉＬｉを検出する電流センサ２２を備えている。また、マルチフェーズコンバータＭＣＶのコンデンサＣの電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）を検出する電圧センサ２４とを備えている。更に、先の図１に示すように、電動機１０に関する状態として、各相の電流を検出する電流センサ１７，１８，１９を備えている。

一方、図１に示す制御装置２０は、電動機１０を制御対象とする制御装置であり、上記各種センサの検出値を取り込み、これらに基づき、ＴＣＶ１４を操作する。詳しくは、電動機１０の各相に対応するマルチフェーズコンバータＭＣＶの各スイッチング素子Ｓａｉ，Ｓｂｉ，Ｓｃｉ，Ｓｄｉをオン・オフ操作するチョッパ制御によって、高圧バッテリ１２の電圧を所望に変換して、電動機１０の各相への印加電圧を制御する。

図３に、本実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す。なお、図３においては、マルチフェーズコンバータＭＣＶを構成するｎ個のチョッパ回路部ＣＰのうちの１つを示す。そして、図３においては、各素子の符号から相の番号を除いた符号を付する。すなわち例えば、スイッチング素子Ｓａ１〜Ｓａｎについては、スイッチング素子Ｓａと表記する。なお、図３においては、説明の便宜上、マルチフェーズコンバータＭＣＶ及びこれに接続される電動機１０の端子間の電荷の流出入量が無視できるほど小さい場合を示す。以下では、チョッパ回路部ＣＰからチョッパ回路部ＣＰ及びコンデンサＣ間への出力電流（チョッパ回路部ＣＰの出力電流）の符号が正である場合を説明した後、負である場合を説明する。

まず初めに、図３(ａ)、図３（ｂ）に基づき、上記出力電流が正である場合の処理について説明する。図３（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｄがオン状態とされると、高圧バッテリ１２、スイッチング素子Ｓａ、コイルＬ、及びスイッチング素子Ｓｄを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。その後、図３（ｂ）に示されるように、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｄがオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ、ダイオードＤｃ、コンデンサＣ，及びダイオードＤｄを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣが充電される。

次に、図３（ｃ）、図３（ｄ）に基づき、上記出力電流が負である場合の処理について説明する。図３（ｃ）に示されるように、スイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃがオン状態とされると、コンデンサＣ、スイッチング素子Ｓｃ、コイルＬ、及びスイッチング素子Ｓｂを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣの電荷が放出される。その後、図３（ｄ）に示されるように、スイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃがオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ，ダイオードＤａ、高圧バッテリ１２、及びダイオードＤｄを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。

このように、チョッパ制御によって、直流電源（高圧バッテリ１２）の電圧を変換して出力することで、換言すればコンデンサＣの電圧を調節することで、電動機１０に印加する電圧値をアナログ値とすることができる。ただし、実際には、マルチフェーズコンバータＭＣＶ及び電動機１０間での電荷の流出入に起因して、コンデンサＣの電圧の上昇及び低下のそれぞれと、チョッパ回路部ＣＰの出力電流の符号とが１対１に対応しない。本実施形態では、こうした状況にあっても、コンデンサＣの電圧を適切に制御することができるように、マルチフェーズコンバータＭＣＶを操作する。図４に、マルチフェーズコンバータＭＣＶの操作信号の生成処理を示す。

図示されるマスタ相パルス幅算出処理部３０は、スイッチング素子Ｓａ１，Ｓｂ１、Ｓｃ１，Ｓｄ１を備えて構成される第１相のチョッパ回路部ＣＰについて、スイッチング素子Ｓａ１，Ｓｂ１、Ｓｃ１，Ｓｄ１のオン時間ｔｏｎ（１）を算出する処理を行う。ここで、オン時間ｔｏｎ（１）は、実際には、電動機１０の各相毎に各別に算出されるものである。この処理は、先の図２に示した電圧センサ２４によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔ（電動機１０の各相のそれぞれのマルチフェーズコンバータＭＣＶのコンデンサＣの電圧）と、出力電流Ｉｏｕｔ（電流センサ１７〜１９によって検出される相電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗ）と、入力電圧Ｖｉｎとに基づき行われる。

これに対し、スレーブ相パルス幅算出処理部３２は、残りのチョッパ回路部のスイッチング素子Ｓａｍ，Ｓｂｍ，Ｓｃｍ，Ｓｄｍ（ｍ＝２〜ｎ）のオン時間ｔｏｎ（２）〜ｔｏｎ（ｎ）を算出する。スレーブ相パルス幅算出処理部３２は、「ｎ−１」個のパルス幅算出部を備え、それぞれが、入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧Ｖｏｕｔと、マスタ相のオン時間ｔｏｎ（１）とに基づき、オン時間ｔｏｎ（ｍ）を算出する。

操作信号生成部３４では、電流センサ２２によって検出される電流ｉＬ１〜ｉＬｍと、オン時間ｔｏｎ（ｉ）とに基づき、電動機１０の３相のそれぞれについて、マルチフェーズコンバータＭＣＶの各相のスイッチング素子Ｓａｉ，Ｓｂｉ，Ｓｃｉ，Ｓｄｉの操作信号を生成する。

以下では、まずマスタ相パルス幅算出処理部３０の算出するオン時間ｔｏｎ（１）に基づくマスタ相のチョッパ制御について説明した後、スレーブ相のチョッパ制御について説明する。
＜マスタ相のチョッパ制御＞
図５に、上記マスタ相パルス幅算出処理部３０の処理の詳細を示す。なお、この処理は、実際には、電動機１０の各相のそれぞれについての処理となるが、これらは同一の処理となるため、ここでは、これらの１相分の処理のみを示す。

指令電圧設定部４０では、電動機１０の各相の電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗ（マルチフェーズコンバータＭＣＶの出力電流Ｉｏｕｔ）と、要求トルクとに基づき、マルチフェーズコンバータＭＣＶに対する出力電圧の指令値(指令電圧Ｖｃ）を設定する。この処理は、周知の電流フィードバック制御によって行えばよい。すなわち、相電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗを２相変換して得られるｄｑ軸上の実電流を要求トルクに応じて算出されるｄｑ軸上の指令電流にフィードバック制御するための操作量として、電動機１０の各相の指令電圧Ｖｃを算出すればよい。ここで、フィードバック制御としては、例えば比例積分制御とすればよい。こうして設定される指令電圧Ｖｃは、正弦波等の交流信号となる。

オフセット補正部４２では、指令電圧Ｖｃに、オフセット電圧Δを加算する補正を行う。これは、指令電圧Ｖｃがゼロボルトを振幅中心とする正弦波等の交流信号であるという条件下、コンデンサＣの電圧の極性を固定するためになされるものである。このようにオフセット電圧Δを加算する補正を行うことで、コンデンサＣの電圧は、オフセット電圧Δを振幅中心として変動するように制御されることとなる。なお、コンデンサＣの極性を固定するためには、オフセット電圧Δは、指令電圧Ｖｃの振幅の最大値以上とすれば足りるが、本実施形態では、更に、振幅の最大値よりも規定電圧だけ高い電圧をオフセット電圧Δとしている。これは、チョッパ制御による電流の変化がコンデンサＣの電圧と高圧バッテリ１２の電圧とによって定まることに鑑み、チョッパ制御の電流の変化速度を規定速度以上とするための設定である。

オフセット補正された指令電圧Ｖｃは、偏差算出部４４に取り込まれる。偏差算出部４４は、オフセット補正部４２の出力から、マルチフェーズコンバータＭＣＶの出力電圧Ｖｏｕｔ（電動機１０の各相に印加される電圧ＶＣｕ、ＶＣｖ，ＶＣｗ）を減算する。偏差算出部４４の出力は、フィードバック制御部４６に取り込まれる。ここでは、比例制御がなされる。ここで、比例ゲインＫは、コンデンサＣの容量と、コンデンサＣの電圧の要求変化速度とに基づき設定されるものである。フィードバック制御部４６の出力は、フィードフォワード補正部４８に取り込まれる。フィードフォワード補正部４８では、フィードバック制御部４６の出力に上記出力電流Ｉｏｕｔを加算することで、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力指令値ｉＣｃを算出する。この出力指令値ｉＣｃは、コンデンサＣへの供給電流量と電動機１０の端子への供給電流量との和の指令値となっている。そして、パルス幅算出部５０では、出力指令値ｉＣｃや、電圧センサ１６によって検出される高圧バッテリ１２の電圧(入力電圧Ｖｉｎ)、出力電圧Ｖｏｕｔに基づき、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流が出力指令値ｉＣｃの「１／ｎ」となるように、スイッチング素子Ｓａ１，Ｓｄ１のオン時間ｔｐ又はスイッチング素子Ｓｂ１，Ｓｃ１のオン時間ｔｎを算出する。これにより、ｎ個のチョッパ回路部ＣＰの出力電流の総量を、出力指令値ｉＣｕｃに制御する。

次に、図６に基づき、パルス幅算出部５０の処理について詳述する。

図６（ａ）は、出力電流ｉＣが正である場合にコイルＬ１に流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｐは、スイッチング素子Ｓａ１、Ｓｄ１のオン時間を示している。図示されるように、スイッチング素子Ｓａ１、Ｓｄ１がオン操作されると、先の図２（ａ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬ１に流れる電流が漸増する。そして、オン時間ｔｐが経過すると、スイッチング素子Ｓａ１、Ｓｄ１がオフ操作されるために、先の図２（ｂ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬ１の電流は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬ１を流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓａ１、Ｓｄ１を再度オン状態に切り替える。

ここで、コンデンサＣ及び電動機１０側に電流が流れるのがスイッチング素子Ｓａ１、Ｓｄ１がオフ状態である期間であり、また、この電流が漸減するものであるため、微視的なタイムスケールでは、この電流を出力指令値ｉＣｃとすることはできない。そこで本実施形態では、コンデンサＣ及び電動機１０側に出力される電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｃとする。そして、この所定期間を、スイッチング素子Ｓａ１、Ｓｂ１のオン・オフ操作の一周期とする。図６（ａ）では、コンデンサＣ及び電動機１０側に供給される電荷量を、斜線部分の面積として示している。この面積が、スイッチング素子Ｓａ１、Ｓｄ１のオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｃの積分値の「１／ｎ」に等しくなるなら、コンデンサＣ及び電動機１０側への実際の出力電流の一周期における平均値を、出力指令値ｉＣｃの「１／ｎ」とすることができる。これは、オン時間ｔｐを以下のように設定することで実現することができる。

漸増及び漸減を繰り返しつつ流れるコイルＬ１のピーク電流Ｉｐは、コイルＬ１のインダクタンスＬ、オン時間ｔｐ及び入力電圧Ｖｉｎを用いて、以下の式にて表現される。

Ｖｉｎ＝Ｌ・Ｉｐ／ｔｐ …（ｃ１）
また、このピーク電流Ｉｐは、オフ時間ｔｏｆｆと、コンデンサＣの電圧(出力電圧Ｖｏｕｔ)とを用いて、以下の式にて表現される。

Ｖｏｕｔ＝Ｌ・Ｉｐ／ｔｏｆｆ …（ｃ２）
上記の式（ｃ１）、（ｃ２）から、オン時間ｔｐとオフ時間ｔｏｆｆとの関係が下記の式（ｃ３）となる。

Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ＝ｔｏｆｆ／ｔｐ …（ｃ３）
ここで、上記一周期におけるコンデンサＣ及び電動機１０側への供給電流の平均値は、下記の式（ｃ４）にて表現される。

Ｉｐ・ｔｏｆｆ／｛２・（ｔｐ＋ｔｏｆｆ）｝
＝ｔｐ・Ｖｉｎ・Ｖｉｎ／２・Ｌ・（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ） …（ｃ４）
これが、出力指令値ｉＣｃの「１／ｎ」と等しいとすると、下記の式（ｃ５）が得られる。

ｔｐ＝２・Ｌ・ｉＣｃ・（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）／（Ｖｉｎ・Ｖｉｎ・ｎ） …（ｃ５）
一方、図６（ｂ）は、出力電流ｉＣが負である場合のコイルＬ１に流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｎは、スイッチング素子Ｓｂ１、Ｓｃ１のオン時間を示している。図示されるように、スイッチング素子Ｓｂ１、Ｓｃ１がオン操作されると、先の図２（ｃ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬに流れる電流の絶対値が漸増する。ただし、コンデンサＣの両電極のうちの電動機１０との接続側へ流れる方向を電流の正の向きとしているために、図６（ｃ）では、電流がゼロを下回って漸減すると記載している。そして、オン時間ｔｎが経過すると、スイッチング素子Ｓｂ１、Ｓｃ１がオフ操作されるために、先の図２（ｄ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬ１の電流の絶対値は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬ１を流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓｂ１、Ｓｃ１を再度オン状態に切り替える。

ここでも、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｃの「１／ｎ」とすべく、オン時間ｔｎにおいてコンデンサＣ及び電動機１０側から引き抜かれる電荷量（斜線部分の面積）を、スイッチング素子Ｓｂ１、Ｓｃ１のオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｃの積分値の「１／ｎ」に等しくする。これは、オン時間ｔｎを以下の式（ｃ６）とすることで実現することができる。

ｔｎ
＝２・Ｌ・（−ｉＣｃ）・（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）／（Ｖｉｎ・Ｖｏｕｔ・ｎ） …（ｃ６）
上記の式（ｃ６）においては、コンデンサＣ及び電動機１０側に電流が流れる方向を正としているため、出力指令値ｉＣｃに「−１」を乗算することで、オン時間ｔｎを正としている。上記の式（ｃ５）及び式（ｃ６）からわかるように、出力指令値ｉＣｃ、入力電圧Ｖｉｎ、及び出力電圧Ｖｏｕｔを入力とすることで、オン時間ｔｐ，ｔｎを算出することができる。ここで、オン時間ｔｐを用いるか、オン時間ｔｎを用いるかは、出力指令値ｉＣｃの符号によって定まる。そして、オン時間ｔｐ，ｔｎのうち出力指令値ｉＣｃによって選択されたものが、マスタ相パルス幅算出処理部３０の出力するオン時間ｔｏｎ（１）となる。

図７に、上記オン時間ｔｏｎ（１）に基づくマスタ相のチョッパ回路部ＣＰのチョッパ制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置２０によって例えば所定周期で実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、コイルＬ１を流れる電流ｉＬ１がゼロとなったか否かを判断する。この処理は、スイッチング素子Ｓａ１，Ｓｄ１（Ｓｂ１，Ｓｃ１）をオフ状態からオン状態へと切り替えるタイミングであるか否かを判断するものである。そして、電流ｉＬ１がゼロであると判断される場合、ステップＳ１２に移行する。ステップＳ１２においては、オン時間ｔｏｎ（１）が下限値以上であるか否かを判断する。ここで、下限値は、スイッチング素子Ｓａ１，Ｓｄ１（Ｓｂ１，Ｓｃ１）を正常に動作させることのできる最小時間に基づき設定されるものである。

そして、下限値以上であると判断される場合には、ステップＳ１４において、オン時間ｔｏｎ（１）が、上限値以下であるか否かを判断する。ここで、上限値は、コイルＬを流れる電流が過度に大きくなることで、コイルＬにおいて磁気飽和が生じることとなる下限値に基づき設定される。なお、実際には、コイルＬを流れる電流のピーク値は、オン時間ｔｏｎ（１）によっては一義的に定まらず、入力電圧Ｖｉｎや出力電圧Ｖｏｕｔに依存する。このため、上限値を、出力指令値ｉＣｃが正である場合には、入力電圧Ｖｉｎによって可変設定し、出力指令値ｉＣｃが負である場合には、出力電圧Ｖｏｕｔによって可変設定することが望ましい。そして、上限値以上であると判断される場合、ステップＳ１６において、上限値をオン時間ｔｏｎ（１）とする。

上記ステップＳ１４において上限値以下と判断される場合や、ステップＳ１６の処理が完了する場合には、ステップＳ１８において、出力指令値ｉＣｃがゼロ以上であるか否かを判断する。この処理は、スイッチング素子Ｓａ１，Ｓｄ１とスイッチング素子Ｓｂ１，Ｓｃ１とのいずれをオン操作するかを判断するためのものである。そして、出力指令値ｉＣｃがゼロ以上であると判断される場合には、ステップＳ２０において、スイッチング素子Ｓａ１，Ｓｄ１をオン操作し、出力指令値ｉＣｃが負であると判断される場合には、スイッチング素子Ｓｂ１，Ｓｃ１をオン操作する。

続くステップＳ２４においては、オン時間を計時するカウンタをインクリメントする。そして、計時されるカウンタ値がオン時間ｔｏｎ（１）以上となると判断されると(ステップＳ２６：ＹＥＳ)、ステップＳ２８において、スイッチング素子Ｓａ１，Ｓｄ１（Ｓｂ１，Ｓｃ１）をオフ操作するとともに、カウンタをリセットする。

なお、上記ステップＳ１０、Ｓ１２において否定判断される場合や、ステップＳ２８の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。
＜スレーブ相のチョッパ制御＞
上記態様にて電動機１０の各相に指令電圧Ｖｃを印加すべく、マルチフェーズコンバータＭＣＶを操作する場合、出力指令値ｉＣｃが大きく変動することに起因して、チョッパ制御態様も大きく変動する。このため、各スレーブ相についてもマスタ相と同様に出力指令値ｉＣｃに基づきチョッパ制御を行ったのでは、先の図２３に例示したようにリップル電流が大きくなるおそれがある。

上記リップル電流を低減するためには、各相のコイルＬｉを流れる電流の絶対値の増減周期が均等に生じることが望まれる。ここで、リップル電流を低減するうえでの上記「均等」を定義するためには、周期的に増減する電流の一周期の出現タイミングを定義することが望ましい。そこで本実施形態では、コイルＬｉを流れる電流の値及びその変化の符号が規定されたものとなるタイミングを規定タイミングとし、これによって出現タイミングを定義する。この規定タイミングは、出力電圧Ｖｏｕｔを制御するうえで周期的に増減を繰り返すコイルＬｉの電流の一周期内に一度生じるものである。規定タイミングは、マルチフェーズＤＣＤＣコンバータにおいて、通常、「位相」と呼ばれているものに対応している。ここで、電流の値とは、固定値に限らない。例えば規定タイミングを、電流がピーク値となるタイミングと定義してもよい。この場合、規定タイミングは、電流の変化の符号が正から負になるタイミングとして定義されることとなる。本実施形態のように電流がゼロとなることでスイッチング素子をオン操作する場合、ピーク値によって規定タイミングを定義することは、リップル電流を定量化するうえでは便宜である。すなわち、ピーク値となるタイミングが等間隔に生じる場合、与えられたハードウェアによってリップル電流が最も低減されている状態であると判断することができる。

ただし、本実施形態では、コイルＬｉを流れる電流がゼロとなることでスイッチング素子をオン操作し、スイッチング素子をオフ操作するタイミングについては出力指令値ｉＣｃに応じて操作するため、コイルＬの電流のピーク値は変化し得るものである。このため、規定タイミングを定義するにあたっては、コイルＬｉの電流が各周期で必ず同一の値となるタイミングであるコイルＬｉの電流がゼロとなるタイミングを用いた方が制御上は簡易である。そして、各チョッパ制御部ＣＰにおけるコイルＬの電流がゼロとなるタイミングが等間隔で生じる場合、ピーク値についても等間隔で生じていると考えられる。そこで、本実施形態では、コイル電流ｉＬがゼロとなることでスイッチング素子をオン操作するタイミングを、規定タイミングとする。そして、これが等間隔で生じるように、マスタ相の隣接する一対の規定タイミング間を、ｎ個に均等分割した各タイミングに、「ｎ−１」個のスレーブ相の規定タイミングを割り振る処理(均等化処理)を行う。ただし、マスタ相の一対の規定タイミング間の時間間隔自体、出力指令値ｉＣｃに応じて変化するものである。このため、上記均等化処理に、マスタ相の一対の規定タイミング間の間隔が変化することに起因してスレーブ相の規定タイミングが均等分割されたタイミングからずれる場合に、このずれを低減する処理を含める。以下、図８を用いて、本実施形態にかかる均等化処理について説明する。

図８には、マスタ相のコイルＬ１の電流ｉＬ１を実線で示し、第ｍ相のチョッパ回路部のコイルＬｍの電流ｉＬｍを１点鎖線にて示している。特に図８では、マスタ相の電流ｉＬ１の増減の周期が周期Ｔから周期Ｔ´に拡大変化する場合を例示している。図示されるように、マスタ相の電流ｉＬ１が周期Ｔから周期Ｔ´に拡大変化することに起因して、変化直後の第ｍ相のチョッパ回路部ＣＰの規定タイミングは、周期Ｔ´をｎ等分したタイミングのうちの第「ｍ−１」番目のタイミングからずれてしまう。そこで、第ｍ相では、次回の周期を周期Ｔ´よりも更に拡大することで、マスタ相の次回の周期Ｔ´をｎ等分したタイミングのうちの第「ｍ−１」番目のタイミングが規定タイミングとなるように、オン時間を設定する。

詳しくは、まず、マスタ相の規定タイミングとこれに引き続く第ｍ相の規定タイミングとの時間差Ｔｄを実測する。この時間に、次回の周期Ｔｍを加算したものが、マスタ相の現在の周期Ｔ´に「（ｍ−１）／ｎ」を乗算した時間と、周期Ｔ´との和の時間に等しくなるように、次回の周期Ｔｍを設定する。この設定によれば、次回マスタ相の周期が今回の周期Ｔ´から変化しない限り、第ｍ相の次回の規定タイミングを、これを挟むマスタ相の一対の規定タイミング間の間隔を均等分割したタイミングのうちの「（ｍ−１）」番目のタイミングと一致させることができる。なお、マスタ相の現在の周期Ｔ´から時間差Ｔｄを引いたものは、上記均等分割されたタイミングからのずれ度合いを定量化するパラメータとなっている。すなわち、今回の周期Ｔ´の「（ｎ−ｍ＋１）／ｎ」倍に対する時間差Ｔｄの差が大きいほど、ずれが大きいことを意味する。

上記設定を実現するためには、出力指令値ｉＣｃが正である場合には、オン時間ｔｏｎ（ｍ）を、下記の式（ｃ７）とすればよい。
ｔｏｎ（ｍ）
＝ｔｏｎ（１）・（ｎ＋ｍ−１）／ｎ−Ｔｄ・Ｖｏｕｔ／（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）
…（ｃ７）
これは、以下のようにして算出されたものである。すなわち、上記の式（ｃ３）により、周期Ｔｍは、現在のスイッチング態様（オン時間ｔｏｎ(ｍ)）を用いて以下の式（ｃ９）にて予測することができる。

Ｔｍ＝ｔｏｎ（ｍ）＋ｔｏｆｆ（ｍ）
＝ｔｏｎ（ｍ）・（Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ）／Ｖｏｕｔ …（ｃ９）
一方、マスタ相の周期Ｔ１についても、現在のスイッチング態様（ｔｏｎ（１））を用いて下記の式（ｃ１０）にて予測することができる。

Ｔ１＝ｔｏｎ（１）・（Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ）／Ｖｏｕｔ …（ｃ１０）
そして、図８に示した関係より、下記の式（ｃ１０）が成立することが必要となる。

Ｔｄ＋Ｔｍ＝Ｔ１＋Ｔ１・（ｍ−１）／ｎ …（ｃ１１）
上記の式（ｃ１１）に、上記の式（ｃ９）及び（ｃ１０）を代入することで上記の式（ｃ７）が得られる。

同様に、出力指令値ｉＣｃが負である場合には、オン時間ｔｏｎ（ｍ）を、下記の式（ｃ１２）とすればよい。
ｔｏｎ（ｍ）
＝ｔｏｎ（１）・（ｎ＋ｍ−１）／ｎ−Ｔｄ・Ｖｉｎ／（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）
…（ｃ１２）
図９に、先の図８に示した態様にてなされる本実施形態にかかるスレーブ相のチョッパ制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、先ずステップＳ３０において、ｍ相のコイル電流ｉＬｍがゼロであるか否かを判断する。この処理は、先の図７のステップＳ１０と同一の趣旨で設けられたものである。そしてコイル電流ｉＬｍがゼロであると判断される場合、ステップＳ３２において、マスタ相との時間差Ｔｄを算出する。この処理は、先の図７のステップＳ１０において肯定判断されるタイミングと、上記ステップＳ３０において肯定判断されるタイミングとの時間差を算出するものであり、実測値となる。続くステップＳ３４においては、マスタ相のオン時間ｔｏｎ（１）を取得する。そして、ステップＳ３６においては、出力指令値ｉＣｃがゼロ以上であるか否かを判断する。そして、出力指令値ｉＣｃがゼロ以上である場合には、上記の式（ｃ７）を用いてオン時間ｔｏｎ（ｍ）の算出し(ステップＳ３８)、出力指令値ｉＣｃが負である場合には、上記の式（ｃ１２）を用いてオン時間ｔｏｎ（ｍ）の算出する（ステップＳ４０）。

そして、ステップＳ３８又はステップＳ４０においてオン時間ｔｏｎ（ｍ）を算出すると、ステップＳ４２〜Ｓ５８において、先の図７のステップＳ１２〜Ｓ２８に対応した処理を行う。なお、ステップＳ３０，４２において否定判断される場合や、ステップＳ５８の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図１０に、マルチフェーズコンバータＭＣＶを４相にて構成した場合についての上記マスタ相及びスレーブ相のチョッパ制御のシミュレーション結果を示す。詳しくは、図１０（ａ）は、マルチフェーズコンバータＭＣＶの各相のコイルＬｉの電流を、また図１０（ｂ）は、各相の１周期時間を、それぞれ実線、１点鎖線、２点鎖線及び破線にて示している。また、図１０（ｃ）は、隣接する相間での規定タイミングの差(位相時間差)を示している。

図示されるように、出力電流が増加する状況下においても、各相のコイルＬｉを流れる電流のピークは、略等間隔に生じている。特に、本実施形態では、マスタ相の周期が拡大変化する場合、スレーブ相の周期は、マスタ相の周期よりもその拡大量が大きくなるように拡大し、しかも、マスタ相を基準として規定タイミングが後になるものほど拡大量が大きくなる。また、マスタ相の周期が縮小変化する場合、スレーブ相の周期は、マスタ相の周期よりもその縮小量が大きくなるように縮小し、しかも、マスタ相を基準として規定タイミングが後になるものほど縮小量が大きくなる。このため、マスタ相の電流のピーク値の変化に伴ってスレーブ相の電流のピーク値はその変化を増幅するように徐々に変化するものとなる。このため、マルチフェーズコンバータＭＣＶ全体としての電流のピーク値は、出力指令値ｉＣｃの変化に応じて滑らかに変化するものとなる。

図１１に、別のシミュレーション結果を示す。詳しくは、図１１（ａ１）に、各相のコイルＬｉの電流の推移を示し、図１１（ｂ１）に、コイルＬｉの電流の合成電流、及びマルチフェーズコンバータＭＣＶからの出力電流のそれぞれの推移を示す。これに対し、図１１（ａ２）及び図１１（ｂ２）は、先の図８に示した均等化処理を行わなかった場合を示す。図示されるように、均等化処理を行うことで、リプル電流を好適に低減することができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）マスタ相における隣接する一対の規定タイミング（コイルＬ１を流れる電流ｉＬ１がゼロとなるタイミング）間の間隔が変化することに起因して、別の相における規定タイミングがマスタ相の一対の規定タイミング間を複数個に均等分割したタイミングからずれる場合、このずれを低減すべく、別の相における一対の規定タイミング間の間隔の変化量がマスタ相における変化量よりも大きくなるように、スイッチング態様（オン時間ｔｏｎ（ｍ））を設定した。これにより、ずれを低減することができる。

（２）スレーブ相の規定タイミングを挟むマスタ相の一対の規定タイミング間の間隔を、マスタ相の現在のスイッチング態様の設定（オン時間ｔｏｎの設定）に基づき上記の式（ｃ１０）によって予測した。これにより、スレーブ相の規定タイミングのずれを把握することができる。

（３）マスタ相における現在のスイッチング態様の設定（オン時間ｔｏｎの設定）に基づき、マスタ相におけるそれ以降の一対の規定タイミング内における均等分割されたタイミングを把握し、別の相の規定タイミングをこの把握されたタイミングに一致させるようにスイッチング態様を設定した。これにより、マスタ相の現在のスイッチング態様（オン時間ｔｏｎ（１））の設定が別の相のスイッチング態様の設定に用いられた直後に変化しないなら、別の相の規定タイミングを、マスタ相の上記一対の規定タイミング内における均等分割されたタイミングに一致させることができる。

（４）複数個のチョッパ回路部ＣＰのそれぞれにおけるスイッチング素子のオフ状態からオン状態への切り替えタイミングを、当該チョッパ回路部ＣＰの備えるコイルＬｉを流れる電流が予め定められた所定値（＝０）となるタイミングとし、オン状態からオフ状態への切り替えタイミングを可変設定することで、ずれを低減した。これにより、オン操作のタイミング設定を簡易に行うことができ、またオフ操作の設定によって、上記ずれを低減する処理を行うことができる。

（５）出力電圧Ｖｏｕｔを制御すべくコイルＬｉを流れる電流の絶対値を増減させる周期の出現タイミングを定義する規定タイミングを、オン操作タイミングと一致させた。これにより、規定タイミングをスイッチング状態の切り替えタイミングとして管理することができる。

（６）マスタ相及び別の相間での規定タイミングとなる時間差の実測値（時間差Ｔｄ）に基づき、上記均等分割されたタイミングからのずれを把握した。これにより、スイッチング操作態様（オン時間ｔｏｎ（ｉ））の設定に際して前提とする情報(モデル等)に誤差が含まれることに起因した上記ずれ量についての情報をも取得することができ、上記ずれをより高精度に把握することができる。

（７）入力電圧Ｖｉｎ及びコンデンサＣの電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）に基づき、スレーブ相のスイッチング態様の設定を行った。これにより、コイルＬｉの電流を好適に把握することができ、ひいては上記設定を好適に行うことができる。

（８）複数個のチョッパ回路部ＣＰのうちの特定のものをマスタ相として且つ、残りをスレーブ相とし、複数個のチョッパ回路部ＣＰから該回路部及びコンデンサＣ間へと出力される電流の指令値(出力指令値ｉＣｃ)に基づきマスタ相を操作し、スレーブ相については、マスタ相の操作に基づき操作した。これにより、出力指令値ｉＣｃへの制御と均等化処理との干渉を排除することができる。

（９）マスタ相の出力電流についての規定タイミングの周期（出力電圧の制御のためのオン・オフ操作の一周期）における平均値を、出力指令値ｉＣｃに基づき制御した。これにより、極力短いタイムスケールで出力電流を指令値に一致させることができる。

（１０）チョッパ制御によって、マルチフェーズコンバータＭＣＶ及び電動機１０間に交流電流が流れるようにコンデンサＣの電圧を制御した。これにより、規定タイミング間の間隔を大きく変動させることが望まれることとなるため、上記均等化処理の利用価値が特に高いものとなっている。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、スレーブ相のスイッチング態様を、マスタ相を基準とした規定タイミングの出現する順番が１つ前の相の規定タイミング周期に基づき設定する。図１２に、本実施形態にかかるマルチフェーズコンバータＭＣＶの操作信号の生成処理を示す。なお、図１２において、先の図４に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。図示されるように、本実施形態では、１つ前の相のオン時間ｔｏｎ（ｍ−１）に基づき、ｍ相のオン時間ｔｏｎ（ｍ）が設定される。すなわち、例えば第２相については、マスタ相のオン時間ｔｏｎ（１）に基づきオン時間ｔｏｎ（２）が設定され、また例えば第３相については、第２相のオン時間ｔｏｎ（２）に基づきオン時間ｔｏｎ（３）が設定される。

図１３に、本実施形態にかかるスレーブ相のオン時間ｔｏｎ（ｍ）の設定手法を示す。

図１３には、第ｍ相のコイルＬｍの電流ｉＬｍを１点鎖線にて示し、１相前のコイルＬ（ｍ−１）の電流ｉＬ(ｍ-１)を実線で示している。特に図１３では、１相前の電流ｉＬ（ｍ−１）の増減の周期が周期Ｔ（ｍ−１）から周期Ｔ（ｍ−１）´に拡大変化する場合を例示している。このずれを補償すべく、第ｍ相では、次回の周期を拡大することで、１相前の次回の周期Ｔ（ｍ−１）´をｎ等分したタイミングのうちの第１番目のタイミングが規定タイミングとなるように、オン時間ｔｏｎ（ｍ）を設定する。

詳しくは、まず、第（ｍ−１）相の規定タイミングとこれに引き続く第ｍ相の規定タイミングとの時間差Ｔｄを実測する。この時間差Ｔｄに、次回の周期Ｔｍを加算したものが、第（ｍ−１）相の現在の周期Ｔ（ｍ−１）´に「１／ｎ」を乗算した時間と、周期Ｔ（ｍ−１）´との和の時間に等しくなるように、次回の周期Ｔｍを設定する。この設定によれば、第（ｍ−１）相の次回の周期が今回の周期Ｔ（ｍ−１）´から変化しない限り、第ｍ相の次回の規定タイミングを、これを挟む第（ｍ−１）相における一対の規定タイミング間の間隔を均等分割したタイミングのうちの「１」番目のタイミングと一致させることができる。

図１４に、本実施形態にかかるスレーブ相のチョッパ制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置２０によって例えば所定周期で繰り替えし実行される。なお、図１４において、先の図９に示した処理と同一の処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ３０において肯定判断されると、ステップＳ３２ａにおいて、１相前である（ｍ−１）相との規定タイミングの時間差Ｔｄを算出する。続くステップＳ３４ａでは、（ｍ−１）相のオン時間ｔｏｎ（ｍ−１）を取得する。そして、出力指令値ｉＣｃの符号に応じて、ステップＳ３８ａ，Ｓ４０ａのいずれかで、オン時間ｔｏｎ（ｍ）を算出する。

ここで、出力指令値ｉＣｃが正である場合には、オン時間ｔｏｎ（ｍ）は、上記式（ｃ７）の導出と同様にして、下記の式（ｃ１３）となる。

ｔｏｎ（ｍ）
＝ｔｏｎ（ｍ−１）・（ｎ＋１）／ｎ−Ｔｄ・Ｖｏｕｔ／（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）
…（ｃ１３）
また、出力指令値ｉＣｃが負である場合には、オン時間ｔｏｎ（ｍ）は、上記式（ｃ１２）の導出と同様にして、下記の式（ｃ１４）となる。

ｔｏｎ（ｍ）
＝ｔｏｎ（ｍ−１）・（ｎ＋１）／ｎ−Ｔｄ・Ｖｉｎ／（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）
…（ｃ１４）
なお、上記ステップＳ３８ａ，４０ａの処理が完了する場合、先の図９同様、ステップＳ４２〜Ｓ５８の処理を行う。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、マスタ相のオン時間ｔｏｎ（１）の変化に基づき、マスタ相の規定タイミング周期の変化を把握し、これに基づき、スレーブ相のオン時間ｔｏｎ（ｍ）を設定する。図１５に、本実施形態にかかるスレーブ相のチョッパ制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１５において、先の図９に示した処理と同一の処理については、便宜上同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ３０において肯定判断される場合、ステップＳ３２ｂにおいて、マスタ相のオン時間ｔｏｎ（１）に基づき、マスタ相の規定タイミングの周期Ｔ１を算出する。そして、出力指令値ｉＣｃの符号が正であるか負であるかに応じて、ステップＳ３８ｂ又はステップＳ４０ｂにおいて、オン時間ｔｏｎ（ｍ）を算出する。

すなわち、出力指令値ｉＣｃが正である場合には、オン時間ｔｏｎ（ｍ）は、下記の式（ｃ１５）となる。

ｔｏｎ（ｍ）
＝｛Ｔ１＋ΔＴ１・（ｍ−１）／ｎ｝・Ｖｏｕｔ／（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）
…（ｃ１５）
上記の式（ｃ１５）において、「ΔＴ１・（ｍ−１）・Ｖｏｕｔ／｛（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）・ｎ｝」は、マスタ相の周期Ｔの変化量ΔＴ１に起因して、第ｍ相の規定タイミングが均等分割されたタイミングからずれた場合に、これを解消するためのものである。すなわち、第ｍ相の規定タイミングは、マスタ相の周期Ｔが変化量ΔＴ１だけ変化することで、「ΔＴ１・（ｍ−１）／ｎ」だけずれることとなる。このずれを補償するためのオン時間の変化量が、「ΔＴ１・（ｍ−１）・Ｖｏｕｔ／｛（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）・ｎ｝」である。

同様に、出力指令値ｉＣｃが負である場合には、オン時間ｔｏｎ（ｍ）は、下記の式（ｃ１６）となる。

ｔｏｎ（ｍ）
＝｛Ｔ１＋ΔＴ１・（ｍ−１）／ｎ｝・Ｖｉｎ／（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）
…（ｃ１６）
なお、上記ステップＳ３８ａ，４０ａの処理が完了する場合、先の図９同様、ステップＳ４２〜Ｓ５８の処理を行う。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（５）、（７）〜（１０）の効果に準じた効果を得ることができる。

（第４の実施形態）
以下、第４実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１６に、本実施形態にかかるマルチフェーズコンバータＭＣＶの構成を示す。本実施形態では、マルチフェーズコンバータＭＣＶは、コンデンサＣの電圧を高圧バッテリ１２の電圧に対して所望に降圧するバックコンバータである。更に、マルチフェーズコンバータＭＣＶは、コンデンサＣ及び高圧バッテリ１２間に備えられるチョッパ回路部ＣＰを複数個（ｎ個)備えている。これらチョッパ回路部ＣＰは、周期のＤＣＤＣコンバータからコンデンサＣを除いた回路構成となっている。すなわち、各チョッパ回路部ＣＰは、「ｉ＝１〜ｎ」を用いて、上記高圧バッテリ１２に並列接続されるスイッチング素子Ｓａｉ及びスイッチング素子Ｓｂｉの直接接続体と、この直列接続体の接続点をコンデンサＣに接続するコイルＬｉとを備えて構成されている。

図１７に、本実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す。なお、図１７においては、マルチフェーズコンバータＭＣＶを構成する複数個のチョッパ回路部のうちの１相のみを示す。なお、図１７においては、説明の便宜上、マルチフェーズコンバータＭＣＶ及びこれに接続される電動機１０の端子間の電荷の流出入量が無視できるほど小さい場合を示す。以下では、チョッパ回路部ＣＰの出力電流の符号が正である場合を説明した後、負である場合を説明する。

まず初めに、図１７(ａ)、図１７（ｂ）に基づき、出力電流が正であるときの処理について説明する。図１７（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓａがオン操作されると、高圧バッテリ１２、スイッチング素子Ｓａ、コイルＬ、及びコンデンサＣを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣが充電される。その後、図１７（ｂ）に示されるように、スイッチング素子Ｓａがオフ状態とされると、コイルＬ、コンデンサＣ、及びダイオードＤｂを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣが更に充電される。

次に、図１７（ｃ）、図１７（ｄ）に基づき、出力電流が負であるときの処理について説明する。図１７（ｃ）に示されるように、スイッチング素子Ｓｂがオン状態とされると、コンデンサＣ、コイルＬ，及びスイッチング素子Ｓｂを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣの電荷が引き抜かれる。その後、図１７（ｄ）に示されるように、スイッチング素子Ｓｂがオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ，ダイオードＤａ、高圧バッテリ１２、及びコンデンサＣを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。

次に、図１８に基づき、マスタ相のチョッパ制御の処理について詳述する。

図示されるように、本実施形態では、コイルＬ１の電流の絶対値がピーク電流Ｉｐとなることで、スイッチング素子Ｓａ１，Ｓｂ１をオン状態からオフ状態に切り替えて且つ、コイルＬを流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓａ１，Ｓｂ１をオフ状態からオン状態に切り替える。そして、ピーク電流Ｉｐを、出力指令値ｉＣｃの「２／ｎ」倍とする。これにより、利用する入力信号の数を低減しつつも、スイッチング素子Ｓａ１，Ｓｂ１のオン・オフ操作の一周期におけるマスタ相の出力電流を、同一周期にわたる出力指令値ｉＣｃの積分値の「１／ｎ」倍に等しくすることができる。

図１９に、本実施形態にかかるスレーブ相(ｍ相)のチョッパ制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、ステップＳ６０において、コイルＬｍを流れる電流ｉＬｍがゼロであると判断されると、ステップＳ６２において、スイッチング素子Ｓａｍ又はスイッチング素子Ｓｂｍをオン状態からオフ状態へと切り替える上記ピーク電流Ｉｐを、下記の式（ｃ１７）にて算出する。

Ｉｐ（ｍ）＝｛ｉＣｃ・ｎ＋ΔｉＣｃ・（ｍ−１）｝／ｎ・ｎ …（ｃ１７）
ここで、「ΔｉＣｃ・（ｍ−１）／ｎ・ｎ」が、マスタ相の周期の変化に起因して規定タイミングがマスタ相の周期を均等分割したタイミングからずれた場合に、これを補償するための項となる。すなわち、ピーク電流Ｉｐが変化量ΔＩｐだけ変化すると、マスタ相の周期は、「ΔＩｐ・Ｌ・（Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ・Ｖｏｕｔ」だけ変化する。このため、第ｍ相の規定タイミングは、「｛（ｍ−１）／ｎ｝・｛ΔＩｐ・Ｌ・（Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ・Ｖｏｕｔ｝」だけ均等分割されるタイミングからずれる。これを補償するためには、マスタ相のピーク値よりも更に「｛（ｍ−１）／ｎ｝・ΔＩｐ」だけピーク値を変化させる必要がある。ここで、マスタ相のピーク値の変化量ΔＩｐと、出力指令値ｉＣｃの変化量ΔｉＣｃとの間には、「ΔＩｐ＝ΔｉＣｃ／ｎ」の関係がある。このため、第ｍ相のピーク値は、マスタ相のピーク値「ｉＣｃ／ｎ」に対して、「ΔｉＣｃ・（ｍ−１）／ｎ・ｎ」だけずらす必要がある。

ステップＳ６２においてピーク電流Ｉｐを算出すると、ステップＳ６４において、出力指令値ｉＣｃがゼロ以上であるか否かを判断し、これに応じて、スイッチング素子Ｓａｍ又はスイッチング素子Ｓｂｍをオン操作する(ステップＳ６６，Ｓ６８)。この処理が完了すると、ステップＳ７０においてコイルＬｍの電流ｉＬｍをモニタし、電流ｉＬｍがピーク電流Ｉｐ以上となることで（ステップＳ７２：ＹＥＳ）、スイッチング素子Ｓａｍ又はスイッチング素子Ｓｂｍをオフ操作する(ステップＳ７４)。なお、上記ステップＳ６０，７２において否定判断される場合や、ステップＳ７４の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（５）、（７）〜（１０）の効果に準じた効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態に対する上記第３、第４の実施形態による変更点によって、上記第２の実施形態を変更してもよい。

・上記第１〜４の実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔ及び入力電圧Ｖｉｎに基づき均等化処理を行ったがこれに限らない。例えば、コイルＬを流れる電流の変化量が出力電圧Ｖｏｕｔ及び入力電圧Ｖｉｎと相関を有するパラメータであることに鑑みれば、コイルＬの電流の変化量に基づき、上記の式(ｃ７)、（ｃ１２）〜（ｃ１７）を書き換えることなどによって、変化量に基づく均等化処理を行うことも可能である。また例えば、高圧バッテリ１２の電圧がコンバータとの電荷のやり取りにかかわらず一定とみなせる安定化電源であるなら、入力電圧Ｖｉｎを検出する代わりに、これを予め定められた定数とすることもできる。

・上記各実施形態では、マスタ相の出力電流が「ｉＣｃ／ｎ」となるようにオン時間ｔｏｎ（１）を設定したがこれに限らない。ここで、上記各実施形態では、出力指令値ｉＣｃの変化に応じてマスタ相のコイルＬ１の電流の増減周期(規定タイミングの周期)が変化する場合、スレーブ相のチョッパ回路部ＣＰの出力する電流が出力指令値ｉＣｃの「１／ｎ」に一致しなくなる。このため、チョッパ回路部ＣＰの数が多いほど、出力電流の制御性が低下することが懸念される。こうした観点から、出力指令値ｉＣｃの変化量に基づき、マスタ相のオン時間ｔｏｎ（１）を設定してもよい。すなわち、マスタ相のオン時間ｔｏｎが変化することで周期が変化する場合、均等化処理に伴いスレーブ相の周期がこの変化を増幅するようにして変化するため、マスタ相の周期の変化量に基づき、均等化処理によるスレーブ相の周期の変化量を把握することができる。一方、マスタ相のオン時間ｔｏｎ（１）が変化する一番の要因は、出力指令値ｉＣｃが変化することであると考えられる。このため、出力指令値ｉＣｃが変化する場合には、その変化量に応じて、マスタ相の周期が変化した場合に均等化処理によってスレーブ相の周期が変化することを見越して、これらマスタ相及びスレーブ相の出力電流の変化が出力指令値ｉＣｃの変化に等しくなるように、マスタ相のオン時間ｔｏｎ（１）を設定することも有益である。

・上記各実施形態では、コイルＬｉを流れる電流の絶対値が漸減して最初にゼロとなるタイミングで、スイッチング素子Ｓａｉ，Ｓｄｉ（Ｓｂｉ，Ｓｃｉ）をオン操作したがこれに限らない。例えば図２０に示すように、コイルＬｉを流れる電流の絶対値が漸減してゼロとなった後、コイルＬｉに逆方向の電流を流し、この電流の絶対値が漸増した後漸減してゼロとなったタイミングでスイッチング素子Ｓａｉ，Ｓｄｉ（Ｓｂｉ，Ｓｃｉ）をオン操作してもよい。こうした設定によれば、高電位側のスイッチング素子Ｓａｉ、Ｓｃｉの入出力端子間に並列な寄生キャパシタの電荷を放電させることができる。なお、図２０は、先の図８に対応しており、第ｍスレーブ相の次回の周期Ｔｍを定めるに当って、「（ｍ−１）／ｎ」の乗算対象として、マスタ相の周期Ｔ１に代えて、コイル電流ｉＬ１が逆方向に流れる時間Δを周期Ｔ１に加算した値とした点が変更点である。

・上記各実施形態では、コイルＬｉを流れる電流がゼロとなるタイミングを、スイッチング状態のオフ状態からオン状態への切り替えタイミングとしたがこれに限らず、ゼロ以外の所定値となるタイミングとしてもよい。

・上記各実施形態では、スイッチング状態のオフ状態からオン状態への切り替えタイミングについては、コイルＬｉを流れる電流が所定値となるタイミングとしたがこれに限らない。例えば、スイッチング状態のオン状態からオフ状態への切り替えタイミングを、コイルＬｉを流れる電流が所定値となるタイミングとして且つ、オフ状態からオン状態への切り替えタイミングを、出力指令値ｉＣｃに応じて可変設定してもよい。

・上記各実施形態では、スイッチング状態の切り替えタイミングの少なくとも一方については、コイルＬｉを流れる電流が所定値となるタイミングとし、所定のチョッパ回路部ＣＰにおける所定値となる一対のタイミング間を均等分割して残りのチョッパ回路部ＣＰに割り振ったがこれに限らない。例えば、先の図８に示した例において、コイルＬｍ（ｍ＝２〜ｎ）を流れる電流がゼロとなった時点で、このタイミングが均等なタイミングからずれたと判断される場合には、先の図２０に示した要領で、コイルＬｍに逆方向の電流を流すことで、均等なタイミングにより近いタイミングにおいて再度コイルＬｍに流れる電流をゼロとする処理を併せ利用するようにしてもよい。この際、スイッチング状態をオフ状態からオン状態へと切り替えるタイミングは、コイルＬｍに流れる電流がゼロとなるタイミングに限らない。

・上記各実施形態では、次回のオン操作タイミング(コイルＬｍを流れる電流がゼロとなるタイミング)が均等なタイミングとならない場合、用いるモデル（電磁気学の方程式）において均等なタイミングとのずれがゼロとなるようにオン時間を設定したが、これに限らない。例えば、先の図８において、第ｍ相の周期を、周期Ｔｍと周期Ｔ１´との間の値とするのみでも、上記ずれを低減することはできる。ただし、この際、マスタ相の周期Ｔ１が変化しなくなる場合には、スレーブ相の周期は、マスタ相の周期Ｔ１へと収束するように設定することが望ましい。更に、マスタ相の周期Ｔ１が有限回数変化しない場合に、マスタ相の周期Ｔ１と一致するようになることがより望ましい。

・上記各実施形態では、予めマスタ相を定義したがこれに限らない。例えば、各チョッパ回路部ＣＰを出力指令値ｉＣｃに基づき操作する際に均等なタイミングとのずれが所定以上となると判断される場合、その判断されたタイミングにおいてオン時間を設定するチョッパ回路部ＣＰの直前にオン時間が設定されているチョッパ回路部ＣＰをマスタ相と定義し、以後、ずれが所定未満に回復するまで残りのチョッパ回路部ＣＰをスレーブ化してもよい。

・出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック制御手法としては、上記比例制御に限らない。例えば、比例積分制御や、比例積分微分制御等であってもよい。

・電動機１０に対する指令電圧に基づく出力指令値ｉＣｃの算出手法としては、上記指令電圧Ｖｃと出力電圧Ｖｏｕｔとの差に基づくものに限らない。例えば、指令電圧Ｖｃの変化量がコンデンサＣに要求される電荷量と相関を有することに鑑み、この変化量に基づき算出してもよい。この場合であっても、現在の相電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗを加味するなら、電動機１０の制御に際して力率を可変とする場合であっても、出力指令値ｉＣｃを適切に算出することができる。また、こうした開ループ制御としては、他にも例えば、現在の出力電流Ｉｏｕｔや、過去の出力指令値ｉＣｃ等と、コンデンサＣの容量とに基づき、コンデンサＣの電圧を算出しつつ、これが指令電圧Ｖｃとなるようにフィードフォワード制御を行ってもよい。更に、フィードフォワード制御と、これをフィードバック補正するフィードバック制御とを併せ用いてもよい。

・指令電圧Ｖｃに基づき上記出力指令値ｉＣｃを算出する電流指令値算出手段としては、電動機１０の各相を流れる電流を直接のパラメータとするものに限らない。例えば、力率を固定する制御を行うなら、指令電圧Ｖｃに電動機１０を流れる電流の位相情報が含まれるため、電動機１０を流れる電流を直接の入力パラメータとすることなく、指令電圧Ｖｃに基づき出力指令値ｉＣｃを算出することもできる。

・非絶縁型コンバータとしては、上記実施形態で例示したものに限らない。例えば図２１に示す昇圧コンバータであってもよい。ここでは、高圧バッテリ１２に並列接続されるスイッチング素子Ｓａｉ，Ｓｂｉの直列接続体と、直列接続体の接続点をコンデンサＣに接続するコイルＬｉと、スイッチング素子Ｓａｉ，Ｓｂｉに並列接続されるダイオードＤａｉ，Ｄｂｉとを備えるチョッパ回路部ＣＰをｎ(≧２)個備えるものを例示している。また、図２２に示すバックブーストコンバータであってもよい。ここでは、高圧バッテリ１２の正極及びコンデンサＣの一方の電力間を接続するスイッチング素子Ｓａｉ，Ｓｂｉの直列接続体と、これらの接続点を高圧バッテリ１２の負極及びコンデンサＣの他方の電極間に接続するコイルＬｉと、スイッチング素子に並列接続されるダイオードＤａｉ，Ｄｂｉとを備えるチョッパ回路部ＣＰをｎ(≧２)個備えるものを例示している。

・ＴＣＶとしては、電動機１０の各相に接続される非絶縁型コンバータを備えるものに限らない。例えば、絶縁型のコンバータを備えるものであってもよい。

・回転機としては、３相電動機に限らず、例えば単相電動機や５相電動機であってもよい。この場合、ＴＣＶに代えて、各相(端子)毎にマルチフェーズコンバータＭＣＶを備える電力変換回路を用いればよい。また、電動機に限らず、発電機であってもよい。

・上記実施形態では、ハイブリッド車の動力発生装置としての回転機にＴＣＶを接続したがこれに限らず、電気自動車の回転機に接続してもよい。

・更に、ＴＣＶとしては、車両の動力発生装置としての回転機に接続されるものに限らず、例えば空調装置に搭載される電動機に接続されるものであってもよい。

・電力変換回路としては、回転機の端子に接続されるものに限らない。例えば、交流信号を出力する無停電電源装置（ＵＰＳ）に搭載されるものであってもよい。また、交流信号を出力するものにも限らず、例えば車載回転機に接続されるインバータと高圧バッテリとの間に接続されるＤＣＤＣコンバータであってもよい。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるマルチフェーズコンバータの回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す図。 同実施形態にかかるチョッパ制御に関する処理を示すブロック図。 上記チョッパ制御に関する処理の詳細を示すブロック図。 上記実施形態にかかるマスタ相のパルス幅の設定手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるマスタ相のチョッパ制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるスレーブ相のチョッパ制御の態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるスレーブ相のチョッパ制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態のシミュレーション結果を示すタイムチャート。 同実施形態のシミュレーション結果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるチョッパ制御に関する処理のブロック図。 同実施形態にかかるスレーブ相のチョッパ制御の態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるスレーブ相のチョッパ制御の処理手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるスレーブ相のチョッパ制御の処理手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかるマルチフェーズコンバータの回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す図。 同実施形態にかかるマスタ相のパルス幅の設定手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるスレーブ相のチョッパ制御の処理手順を示す流れ図。 上記第１の実施形態の変形例にかかるスレーブ相のチョッパ制御の態様を示すタイムチャート。 上記各実施形態の変形例にかかるマルチフェーズコンバータの回路構成を示す回路図。 上記各実施形態の変形例にかかるマルチフェーズコンバータの回路構成を示す回路図。 従来のチョッパ制御の態様を示すタイムチャート。

符号の説明

１０…電動機、１２…高圧バッテリ、１４…ＴＣＶ、２０…制御装置（電力変換回路の制御装置の一実施形態）、ＭＣＶ…マルチフェーズコンバータ、ＣＰ…チョッパ回路部。

Claims (21)

1. チョッパ制御によりチョッパ回路部のコイルを流れる電流を増減させつつ蓄電手段の電圧を入力電圧に対して所望に変換して且つ、前記チョッパ回路部を複数個備える電力変換回路について、前記コイルを流れる電流の値及びその変化の符号によって規定される規定タイミングを前記複数個のチョッパ回路部で互いにずらすようにスイッチング素子を操作することで、前記蓄電手段の電圧を制御する電力変換回路の制御装置において、
   前記複数個のチョッパ回路部のうちの所定のチョッパ回路部における隣接する前記一対の規定タイミング間の間隔が変化することに起因して、別のチョッパ回路部における規定タイミングが前記一対の規定タイミング間を前記複数個に均等分割したタイミングからずれる場合、このずれを低減すべく、前記別のチョッパ回路部における一対の規定タイミング間の間隔の変化量が前記所定のチョッパ回路部における前記変化の量よりも大きくなるように、スイッチング態様を設定する設定手段を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
2. 前記設定手段は、前記別のチョッパ回路部における規定タイミングを挟む前記所定のチョッパ回路部の一対の規定タイミング間の間隔を、前記所定のチョッパ回路部の現在のスイッチング態様の設定に基づき予測することで、前記ずれを把握することを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の制御装置。
3. 前記設定手段によるスイッチング態様の設定は、前記所定のチョッパ回路部の一対の規定タイミング間の間隔が変化しない場合、前記別のチョッパ回路部の一対の規定タイミング間の間隔を、前記所定のチョッパ回路部の前記間隔に収束させるものであることを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換回路の制御装置。
4. 前記設定手段は、前記所定のチョッパ回路部における現在のスイッチング態様の設定に基づき、それ以降の前記一対の規定タイミング内における前記均等分割されたタイミングを把握し、前記別のチョッパ回路部の規定タイミングをこの把握されたタイミングに一致させるように前記スイッチング態様を設定することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
5. 前記複数個のチョッパ回路部のそれぞれにおけるスイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替えタイミング及びオフ状態からオン状態への切り替えタイミングのいずれか一方を、当該チョッパ回路部の備えるコイルを流れる電流が予め定められた所定値となるタイミングとし、
   前記設定手段は、前記オン状態からオフ状態への切り替えタイミング及びオフ状態からオン状態への切り替えタイミングのうちのいずれか他方を可変設定することで、前記ずれを低減することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
6. 前記規定タイミングは、前記コイルを流れる電流が前記所定値となるタイミングであることを特徴とする請求項５記載の電力変換回路の制御装置。
7. 前記設定手段は、前記別のチョッパ回路部における前記いずれか他方を可変設定することで、該いずれか他方に引き続くいずれか一方のタイミングが、前記所定のチョッパ回路部における前記いずれか一方の一対のタイミング間の間隔を均等分割したタイミングとなるようにすることを特徴とする請求項６記載の電力変換回路の制御装置。
8. 前記設定手段は、前記所定のチョッパ回路部における規定タイミングと前記別のチョッパ回路部における規定タイミングとの時間差の実測値に基づき、前記均等分割されたタイミングからのずれを把握することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
9. 前記設定手段は、前記入力電圧及び前記蓄電手段の電圧に基づき、前記設定を行うことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
10. 前記複数個のチョッパ回路部のうちの特定のものをマスタ回路部として且つ、残りをスレーブ回路部とし、
    前記複数個のチョッパ回路部の出力電流の指令値を算出する算出手段と、
    前記マスタ回路部のスイッチング素子を、前記指令値に基づき操作するマスタ操作手段とを更に備え、
    前記設定手段は、スレーブ回路部のスイッチング態様を設定することを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
11. 前記所定のチョッパ回路部が、前記マスタ回路部であることを特徴とする請求項１０記載の電力変換回路の制御装置。
12. 前記スレーブ回路部は、前記マスタ回路部における前記規定タイミングを先頭として前記規定タイミングが現れる順番によって順序づけられており、
    前記所定のチョッパ回路部が、前記別のチョッパ回路部としての前記スレーブ回路部よりも１つ前に前記規定タイミングが現れるものであることを特徴とする請求項１０記載の電力変換回路の制御装置。
13. 前記マスタ操作手段は、前記マスタ回路部の出力電流についての前記規定タイミングの周期における平均値を、前記指令値に基づき制御することを特徴とする請求項１０〜１２のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
14. 前記チョッパ制御によって、前記電力変換回路及びこれに接続される負荷間に交流電流を流すべく前記蓄電手段の電圧が制御されることを特徴とする請求項１〜１３のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
15. 前記蓄電手段の電圧は、回転機の端子に印加されるものであることを特徴とする請求項１４記載の電力変換回路の制御装置。
16. 前記電力変換回路は、非絶縁型コンバータを備えて構成されることを特徴とする請求項１〜１５のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
17. 前記非絶縁型コンバータは、前記チョッパ回路部として、前記入力電圧の印加される前記電力変換回路の入力端子に並列接続された一対のスイッチング素子と、該スイッチング素子同士の接続点を前記蓄電手段に接続するコイルとを備えるバックコンバータであることを特徴とする請求項１６記載の電力変換回路の制御装置。
18. 前記非絶縁型コンバータは、前記チョッパ回路部として、前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、該スイッチング素子同士の接続点を前記入力電圧の印加される前記電力変換回路の入力端子に接続するコイルとを備えるブーストコンバータであることを特徴とする請求項１６記載の電力変換回路の制御装置。
19. 前記非絶縁型コンバータは、前記チョッパ回路部として、前記蓄電手段の一方の端子及び前記入力電圧の印加される前記電力変換回路の入力端子の一方を接続する一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子間の接続点を前記蓄電手段の他方の端子及び前記電力変換回路の入力端子の他方に接続するコイルとを備えるバックブーストコンバータであることを特徴とする請求項１６記載の電力変換回路の制御装置。
20. 前記非絶縁型コンバータは、前記チョッパ回路部として、前記入力電圧の印加される前記電力変換回路の入力端子に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記電力変換回路の入力端子に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点を前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点に接続するコイルとを備えるバックブースコンバータであることを特徴とする請求項１６記載の電力変換回路の制御装置。
21. 請求項１〜２０のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置と、
    前記電力変換回路とを備えることを特徴とする電力変換システム。