JP2002262548A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1582—Buck-boost converters
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 各種電子機器に用いられ、バッテリ等の直流
電圧を入力されて負荷に制御された直流電圧を供給し、
入出力非反転で昇圧モードと降圧モードをスムーズに切
換えることが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供するこ
とを目的とする。 【解決手段】 第１〜第４のスイッチ手段２、５、３、
６とチョークコイル４と出力コンデンサ７からなる非反
転昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路１０が、出力
直流電圧を検出して制御電圧を出力する検出回路１１
と、第１及び第２の三角波電圧を出力する発振回路１２
と、制御電圧を第１の三角波電圧と比較する第１の比較
回路１３と、第２の三角波電圧と比較する第２の比較回
路１４と、第１の駆動回路１５と、第２の駆動回路１
５、１６とを有し、第１の駆動回路１５が各比較回路の
出力に応答して第１のスイッチ手段２及び第３のスイッ
チ手段３を交互にオンオフ制御し、第２の駆動回路１６
が第２のスイッチ手段５及び第４のスイッチ手段６を交
互にオンオフ制御する。
電圧を入力されて負荷に制御された直流電圧を供給し、
入出力非反転で昇圧モードと降圧モードをスムーズに切
換えることが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供するこ
とを目的とする。 【解決手段】 第１〜第４のスイッチ手段２、５、３、
６とチョークコイル４と出力コンデンサ７からなる非反
転昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路１０が、出力
直流電圧を検出して制御電圧を出力する検出回路１１
と、第１及び第２の三角波電圧を出力する発振回路１２
と、制御電圧を第１の三角波電圧と比較する第１の比較
回路１３と、第２の三角波電圧と比較する第２の比較回
路１４と、第１の駆動回路１５と、第２の駆動回路１
５、１６とを有し、第１の駆動回路１５が各比較回路の
出力に応答して第１のスイッチ手段２及び第３のスイッ
チ手段３を交互にオンオフ制御し、第２の駆動回路１６
が第２のスイッチ手段５及び第４のスイッチ手段６を交
互にオンオフ制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は各種電子機器に用い
られ、バッテリ等の直流電圧が入力されて負荷に対して
制御された直流電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータに
関し、特に入出力非反転で昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコン
バータに関する。
られ、バッテリ等の直流電圧が入力されて負荷に対して
制御された直流電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータに
関し、特に入出力非反転で昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコン
バータに関する。
【０００２】
【従来の技術】バッテリ等の直流電圧が入力されて、入
出力非反転で昇降圧制御された直流電圧を負荷に供給す
る従来のＤＣ−ＤＣコンバータとしては、特公昭５８−
４０９１３号公報に開示されたものがある。図１７の
（ａ）は特公昭５８−４０９１３号公報に開示されたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの回路図であり、図１７の（ｂ）は
そのＤＣ−ＤＣコンバータの信号波形図である。図１７
の（ａ）に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータに
は、電圧Ｅｉの入力直流電源１０１が接続されており、
第１のスイッチ手段１０２、第１のダイオード１０３、
チョークコイル１０４、第２のスイッチ手段１０５、第
２のダイオード１０６、及び出力コンデンサ１０７が設
けられている。出力コンデンサ１０７の電圧Ｅｏは出力
直流電圧として負荷１０８に供給されている。図１７の
（ｂ）に示すように、第１のスイッチ手段１０２及び第
２のスイッチ手段１０５は同じスイッチング周期Ｔを有
してオンオフ動作する。また、第１のスイッチ手段１０
２及び第２のスイッチ手段１０５の１スイッチング周期
におけるオン時間の割合、即ち時比率を、それぞれδ
１、δ２とし、図に示すようにδ１＞δ２とする。
出力非反転で昇降圧制御された直流電圧を負荷に供給す
る従来のＤＣ−ＤＣコンバータとしては、特公昭５８−
４０９１３号公報に開示されたものがある。図１７の
（ａ）は特公昭５８−４０９１３号公報に開示されたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの回路図であり、図１７の（ｂ）は
そのＤＣ−ＤＣコンバータの信号波形図である。図１７
の（ａ）に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータに
は、電圧Ｅｉの入力直流電源１０１が接続されており、
第１のスイッチ手段１０２、第１のダイオード１０３、
チョークコイル１０４、第２のスイッチ手段１０５、第
２のダイオード１０６、及び出力コンデンサ１０７が設
けられている。出力コンデンサ１０７の電圧Ｅｏは出力
直流電圧として負荷１０８に供給されている。図１７の
（ｂ）に示すように、第１のスイッチ手段１０２及び第
２のスイッチ手段１０５は同じスイッチング周期Ｔを有
してオンオフ動作する。また、第１のスイッチ手段１０
２及び第２のスイッチ手段１０５の１スイッチング周期
におけるオン時間の割合、即ち時比率を、それぞれδ
１、δ２とし、図に示すようにδ１＞δ２とする。
【０００３】入力直流電源１０１の電圧Ｅｉは、第１の
スイッチ手段１０２及び第２のスイッチ手段１０５が共
にオンしている時、チョークコイル１０４に印加され
る。この印加時間はδ２Ｔである。このとき、入力直流
電源１０１からチョークコイル１０４に電流が流れ、磁
気エネルギーが蓄積される。次に、第２のスイッチ手段
１０５がオフすると、第２のダイオード１０６が導通
し、チョークコイル１０４には入力直流電圧Ｅｉと出力
直流電圧Ｅｏとの差Ｅｉ−Ｅｏが印加される。この印加
時間はδ１Ｔ−δ２Ｔであり、チョークコイル１０４を
介して入力直流電源１０１から出力コンデンサ１０７へ
電流が流れる。最後に、第１のスイッチ手段１０２がオ
フすると、第１のダイオード１０３が導通し、チョーク
コイル１０４には出力直流電圧Ｅｏが逆方向に印加され
る。この印加時間はＴ−δ１Ｔであり、チョークコイル
１０４から出力コンデンサ１０７へ電流が流れ、蓄積さ
れた磁気エネルギーは放出される。
スイッチ手段１０２及び第２のスイッチ手段１０５が共
にオンしている時、チョークコイル１０４に印加され
る。この印加時間はδ２Ｔである。このとき、入力直流
電源１０１からチョークコイル１０４に電流が流れ、磁
気エネルギーが蓄積される。次に、第２のスイッチ手段
１０５がオフすると、第２のダイオード１０６が導通
し、チョークコイル１０４には入力直流電圧Ｅｉと出力
直流電圧Ｅｏとの差Ｅｉ−Ｅｏが印加される。この印加
時間はδ１Ｔ−δ２Ｔであり、チョークコイル１０４を
介して入力直流電源１０１から出力コンデンサ１０７へ
電流が流れる。最後に、第１のスイッチ手段１０２がオ
フすると、第１のダイオード１０３が導通し、チョーク
コイル１０４には出力直流電圧Ｅｏが逆方向に印加され
る。この印加時間はＴ−δ１Ｔであり、チョークコイル
１０４から出力コンデンサ１０７へ電流が流れ、蓄積さ
れた磁気エネルギーは放出される。
【０００４】以上のように磁気エネルギーの蓄積と放出
の動作を繰り返すことにより、出力コンデンサ１０７か
ら負荷１０８へ電力が供給される。チョークコイル１０
４の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状
態においては、その電圧時間積の和はゼロであるから、
Ｅｉ×δ２Ｔ＋（Ｅｉ−Ｅｏ）×（δ１Ｔ−δ２Ｔ）
−Ｅｏ×（Ｔ−δ１Ｔ）＝０ が成り立ち、この式を整
理して、Ｅｏ／Ｅｉ＝δ１／（１−δ２）という変換特
性が得られる。δ２＝０の場合は、Ｅｏ／Ｅｉ＝δ１
となり降圧コンバータとして動作する。δ１＝１の場合
は、Ｅｏ／Ｅｉ＝１／（１−δ２）となり昇圧コンバー
タとして動作する。また、各スイッチ手段の時比率を制
御することにより、δ１／（１−δ２）は０から無限大
まで設定可能である。即ち、理論上は任意の入力直流電
圧Ｅｉから任意の出力直流電圧Ｅｏを形成することがで
きる昇降圧コンバータとしてＤＣ−ＤＣコンバータは動
作する。
の動作を繰り返すことにより、出力コンデンサ１０７か
ら負荷１０８へ電力が供給される。チョークコイル１０
４の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状
態においては、その電圧時間積の和はゼロであるから、
Ｅｉ×δ２Ｔ＋（Ｅｉ−Ｅｏ）×（δ１Ｔ−δ２Ｔ）
−Ｅｏ×（Ｔ−δ１Ｔ）＝０ が成り立ち、この式を整
理して、Ｅｏ／Ｅｉ＝δ１／（１−δ２）という変換特
性が得られる。δ２＝０の場合は、Ｅｏ／Ｅｉ＝δ１
となり降圧コンバータとして動作する。δ１＝１の場合
は、Ｅｏ／Ｅｉ＝１／（１−δ２）となり昇圧コンバー
タとして動作する。また、各スイッチ手段の時比率を制
御することにより、δ１／（１−δ２）は０から無限大
まで設定可能である。即ち、理論上は任意の入力直流電
圧Ｅｉから任意の出力直流電圧Ｅｏを形成することがで
きる昇降圧コンバータとしてＤＣ−ＤＣコンバータは動
作する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は、昇降圧コンバータとして動作させる場合、２つのス
イッチ手段をオンオフさせるためにスイッチング損失が
増大するという問題があった。また、従来のＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、降圧コンバータや昇圧コンバータ
に動作を切換えて昇降圧を行う場合には、その切換え点
における動作が不安定になりやすいといった問題点があ
った。本発明は、上記問題点を解決することを課題とし
て、２つのスイッチ手段をオンオフ動作させる領域を小
さくし、降圧コンバータや昇圧コンバータへのモード切
換えをスムーズに行うことができる制御方法を有するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
ように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は、昇降圧コンバータとして動作させる場合、２つのス
イッチ手段をオンオフさせるためにスイッチング損失が
増大するという問題があった。また、従来のＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、降圧コンバータや昇圧コンバータ
に動作を切換えて昇降圧を行う場合には、その切換え点
における動作が不安定になりやすいといった問題点があ
った。本発明は、上記問題点を解決することを課題とし
て、２つのスイッチ手段をオンオフ動作させる領域を小
さくし、降圧コンバータや昇圧コンバータへのモード切
換えをスムーズに行うことができる制御方法を有するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直列に接続
された第１のスイッチ手段とチョークコイルと第２のス
イッチ手段が、入力直流電源に並列に接続され、直列に
接続された第３のスイッチ手段と前記チョークコイルと
第４のスイッチ手段が、出力コンデンサに並列に接続さ
れ、制御回路がオンオフ制御すべきスイッチ手段に接続
されて構成されたＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記
制御回路は、出力コンデンサの電圧を検出して制御電圧
を出力する検出回路と、等しい位相で所定の電位差を有
する第１の三角波電圧と第２の三角波電圧とを出力する
発振回路と、前記制御電圧と前記第１の三角波電圧とを
比較して第１の駆動信号を出力する第１の比較回路と、
前記制御電圧と前記第２の三角波電圧とを比較して第２
の駆動信号を出力する第２の比較回路と、前記第１の駆
動信号に応答して前記第１のスイッチ手段と前記第３の
スイッチ手段を交互にオンオフ制御する第１の駆動回路
と、前記第２の駆動信号に応答して前記第２のスイッチ
手段と前記第４のスイッチ手段を交互にオンオフ制御す
る第２の駆動回路とを有する。このように構成されたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、スイッチ手段をオンオフ動作さ
せるためのスイッチング損失が大幅に低減され、降圧コ
ンバータや昇圧コンバータに切換えて昇降圧動作を行う
場合に、その切換え点における動作が安定しており、モ
ード切り換え動作をスムーズに行える。
に、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直列に接続
された第１のスイッチ手段とチョークコイルと第２のス
イッチ手段が、入力直流電源に並列に接続され、直列に
接続された第３のスイッチ手段と前記チョークコイルと
第４のスイッチ手段が、出力コンデンサに並列に接続さ
れ、制御回路がオンオフ制御すべきスイッチ手段に接続
されて構成されたＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記
制御回路は、出力コンデンサの電圧を検出して制御電圧
を出力する検出回路と、等しい位相で所定の電位差を有
する第１の三角波電圧と第２の三角波電圧とを出力する
発振回路と、前記制御電圧と前記第１の三角波電圧とを
比較して第１の駆動信号を出力する第１の比較回路と、
前記制御電圧と前記第２の三角波電圧とを比較して第２
の駆動信号を出力する第２の比較回路と、前記第１の駆
動信号に応答して前記第１のスイッチ手段と前記第３の
スイッチ手段を交互にオンオフ制御する第１の駆動回路
と、前記第２の駆動信号に応答して前記第２のスイッチ
手段と前記第４のスイッチ手段を交互にオンオフ制御す
る第２の駆動回路とを有する。このように構成されたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、スイッチ手段をオンオフ動作さ
せるためのスイッチング損失が大幅に低減され、降圧コ
ンバータや昇圧コンバータに切換えて昇降圧動作を行う
場合に、その切換え点における動作が安定しており、モ
ード切り換え動作をスムーズに行える。
【０００７】他の観点の発明のＤＣ−ＤＣコンバータ
は、直列に接続された第１のスイッチ手段とチョークコ
イルと第２のスイッチ手段が、入力直流電源に並列に接
続され、直列に接続された第３のスイッチ手段と前記チ
ョークコイルと第４のスイッチ手段が、出力コンデンサ
に並列に接続され、制御回路がオンオフ制御すべきスイ
ッチ手段に接続されて構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ
であって、前記制御回路は、出力コンデンサの電圧を検
出して所定の電位差を有する第１の制御電圧及び第２の
制御電圧を出力する検出回路と、三角波電圧を出力する
発振回路と、前記第１の制御電圧と前記三角波電圧とを
比較して第１の駆動信号を出力する第１の比較回路と、
前記第２の制御電圧と前記三角波電圧とを比較して第２
の駆動信号を出力する第２の比較回路と、前記第１の駆
動信号に応答して前記第１のスイッチ手段と前記第３の
スイッチ手段を交互にオンオフ制御する第１の駆動回路
と、前記第２の駆動信号に応答して前記第２のスイッチ
手段と前記第４のスイッチ手段を交互にオンオフ制御す
る第２の駆動回路とを有する。このように構成されたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、スイッチ手段をオンオフ動作さ
せるためのスイッチング損失が大幅に低減され、降圧コ
ンバータや昇圧コンバータに切換えて昇降圧動作を行う
場合に、その切換え点における動作が安定しており、モ
ード切り換え動作をスムーズに行える。
は、直列に接続された第１のスイッチ手段とチョークコ
イルと第２のスイッチ手段が、入力直流電源に並列に接
続され、直列に接続された第３のスイッチ手段と前記チ
ョークコイルと第４のスイッチ手段が、出力コンデンサ
に並列に接続され、制御回路がオンオフ制御すべきスイ
ッチ手段に接続されて構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ
であって、前記制御回路は、出力コンデンサの電圧を検
出して所定の電位差を有する第１の制御電圧及び第２の
制御電圧を出力する検出回路と、三角波電圧を出力する
発振回路と、前記第１の制御電圧と前記三角波電圧とを
比較して第１の駆動信号を出力する第１の比較回路と、
前記第２の制御電圧と前記三角波電圧とを比較して第２
の駆動信号を出力する第２の比較回路と、前記第１の駆
動信号に応答して前記第１のスイッチ手段と前記第３の
スイッチ手段を交互にオンオフ制御する第１の駆動回路
と、前記第２の駆動信号に応答して前記第２のスイッチ
手段と前記第４のスイッチ手段を交互にオンオフ制御す
る第２の駆動回路とを有する。このように構成されたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、スイッチ手段をオンオフ動作さ
せるためのスイッチング損失が大幅に低減され、降圧コ
ンバータや昇圧コンバータに切換えて昇降圧動作を行う
場合に、その切換え点における動作が安定しており、モ
ード切り換え動作をスムーズに行える。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコ
ンバータに係る好ましい実施の形態について添付の図面
を参照しつつ説明する。
ンバータに係る好ましい実施の形態について添付の図面
を参照しつつ説明する。
【０００９】《実施の形態１》図１は本発明に係る実施
の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図で
ある。図１に示すように、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコ
ンバータには、電圧Ｅｉの入力直流電源１が接続されて
おり、第１のスイッチ手段２、第２のスイッチ手段５、
チョークコイル４、第３のスイッチ手段３、第４のスイ
ッチ手段６、及び出力コンデンサ７が設けられている。
出力コンデンサ７の電圧Ｅｏは出力直流電圧として負荷
８に供給されている。第１のスイッチ手段２とチョーク
コイル４と第２のスイッチ手段５は、直列に接続されて
いる。これにより、第１のスイッチ手段２と第２のスイ
ッチ手段５が共にオン状態となると、チョークコイル４
に入力直流電圧Ｅｉが印加される。また、第３のスイッ
チ手段３とチョークコイル４と第４のスイッチ手段６は
直列に接続されており、第３のスイッチ手段３と第４の
スイッチ手段６が共にオン状態となるとチョークコイル
４の電圧が出力コンデンサ７に印加されるよう構成され
ている。
の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図で
ある。図１に示すように、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコ
ンバータには、電圧Ｅｉの入力直流電源１が接続されて
おり、第１のスイッチ手段２、第２のスイッチ手段５、
チョークコイル４、第３のスイッチ手段３、第４のスイ
ッチ手段６、及び出力コンデンサ７が設けられている。
出力コンデンサ７の電圧Ｅｏは出力直流電圧として負荷
８に供給されている。第１のスイッチ手段２とチョーク
コイル４と第２のスイッチ手段５は、直列に接続されて
いる。これにより、第１のスイッチ手段２と第２のスイ
ッチ手段５が共にオン状態となると、チョークコイル４
に入力直流電圧Ｅｉが印加される。また、第３のスイッ
チ手段３とチョークコイル４と第４のスイッチ手段６は
直列に接続されており、第３のスイッチ手段３と第４の
スイッチ手段６が共にオン状態となるとチョークコイル
４の電圧が出力コンデンサ７に印加されるよう構成され
ている。
【００１０】各スイッチ手段２，３，５，６をオンオフ
制御する制御回路１０は、検出回路１１と発振回路１２
と第１の比較回路１３と第２の比較回路１４と第１の駆
動回路１５と第２の駆動回路１６とを有している。以下
に各回路の詳細について説明する。検出回路１１は、出
力直流電圧Ｅｏを検出して、所定値との比較動作を行
う。検出回路１１は、検出した出力直流電圧Ｅｏが所定
値より高いとき出力する制御電圧Ｖｅを低下させ、反対
に所定値より低いとき制御電圧Ｖｅを上昇させる。発振
回路１２は、第１の三角波電圧Ｖｔ１と第２の三角波電
圧Ｖｔ２とを出力する。第２の三角波電圧Ｖｔ２は、第
１の三角波電圧Ｖｔ１と等しい位相と等しい振幅を有
し、所定の電位差だけ高い電圧値を持っている。但し、
第１の三角波電圧Ｖｔ１と第２の三角波電圧Ｖｔ２との
電位差は、それぞれの三角波電圧の振幅よりも小さいも
のとする。
制御する制御回路１０は、検出回路１１と発振回路１２
と第１の比較回路１３と第２の比較回路１４と第１の駆
動回路１５と第２の駆動回路１６とを有している。以下
に各回路の詳細について説明する。検出回路１１は、出
力直流電圧Ｅｏを検出して、所定値との比較動作を行
う。検出回路１１は、検出した出力直流電圧Ｅｏが所定
値より高いとき出力する制御電圧Ｖｅを低下させ、反対
に所定値より低いとき制御電圧Ｖｅを上昇させる。発振
回路１２は、第１の三角波電圧Ｖｔ１と第２の三角波電
圧Ｖｔ２とを出力する。第２の三角波電圧Ｖｔ２は、第
１の三角波電圧Ｖｔ１と等しい位相と等しい振幅を有
し、所定の電位差だけ高い電圧値を持っている。但し、
第１の三角波電圧Ｖｔ１と第２の三角波電圧Ｖｔ２との
電位差は、それぞれの三角波電圧の振幅よりも小さいも
のとする。
【００１１】第１の比較回路１３は、検出回路１１から
の制御電圧Ｖｅと発振回路１２からの第１の三角波電圧
Ｖｔ１とを比較する。第１の比較回路１３は、制御電圧
Ｖｅが第１の三角波電圧Ｖｔ１より高い時にＨレベルと
なる第１の駆動信号Ｖｄ１を第１の駆動回路１５へ出力
する。第２の比較回路１４は、制御電圧Ｖｅと発振回路
１２からの第２の三角波電圧Ｖｔ２とを比較する。第２
の比較回路１４は、制御電圧Ｖｅが第２の三角波電圧Ｖ
ｔ２より高い時にＨレベルとなる第２の駆動信号Ｖｄ２
を第２の駆動回路１６へ出力する。
の制御電圧Ｖｅと発振回路１２からの第１の三角波電圧
Ｖｔ１とを比較する。第１の比較回路１３は、制御電圧
Ｖｅが第１の三角波電圧Ｖｔ１より高い時にＨレベルと
なる第１の駆動信号Ｖｄ１を第１の駆動回路１５へ出力
する。第２の比較回路１４は、制御電圧Ｖｅと発振回路
１２からの第２の三角波電圧Ｖｔ２とを比較する。第２
の比較回路１４は、制御電圧Ｖｅが第２の三角波電圧Ｖ
ｔ２より高い時にＨレベルとなる第２の駆動信号Ｖｄ２
を第２の駆動回路１６へ出力する。
【００１２】第１の駆動回路１５は、第１の駆動信号Ｖ
ｄ１を増幅して第１のスイッチ手段２をオンオフ制御す
る第１の増幅回路１５１と、第１の駆動信号Ｖｄ１を反
転増幅して第３のスイッチ手段３をオンオフ制御する第
１の反転回路１５２とを有する。これにより、第１の駆
動回路１５は、第１の駆動信号Ｖｄ１に応答して第１の
スイッチ手段２と第３のスイッチ手段３を交互にオンオ
フ制御する。第２の駆動回路１６は、第２の駆動信号Ｖ
ｄ２を増幅して第２のスイッチ手段５をオンオフ制御す
る第２の増幅回路１６１と、第２の駆動信号Ｖｄ２を反
転増幅して第４のスイッチ手段６をオンオフ制御する第
２の反転回路１６２とを有する。これにより、第２の駆
動回路１６は、第２の駆動信号Ｖｄ２に応答して第２の
スイッチ手段５と第４のスイッチ手段６を交互にオンオ
フ制御する。
ｄ１を増幅して第１のスイッチ手段２をオンオフ制御す
る第１の増幅回路１５１と、第１の駆動信号Ｖｄ１を反
転増幅して第３のスイッチ手段３をオンオフ制御する第
１の反転回路１５２とを有する。これにより、第１の駆
動回路１５は、第１の駆動信号Ｖｄ１に応答して第１の
スイッチ手段２と第３のスイッチ手段３を交互にオンオ
フ制御する。第２の駆動回路１６は、第２の駆動信号Ｖ
ｄ２を増幅して第２のスイッチ手段５をオンオフ制御す
る第２の増幅回路１６１と、第２の駆動信号Ｖｄ２を反
転増幅して第４のスイッチ手段６をオンオフ制御する第
２の反転回路１６２とを有する。これにより、第２の駆
動回路１６は、第２の駆動信号Ｖｄ２に応答して第２の
スイッチ手段５と第４のスイッチ手段６を交互にオンオ
フ制御する。
【００１３】次に、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおける動作を図２を用いて説明する。図２は実施の
形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路１０で
の動作波形図である。まず、図２の（ａ）に示す降圧モ
ードについて説明する。降圧モードにおいては、制御電
圧Ｖｅが第２の三角波電圧Ｖｔ２よりも定常的に低い状
態である。このため、降圧モードにおいて、第２の比較
回路１４から出力される第２の駆動信号Ｖｄ２も定常的
にＬレベルになり、第２のスイッチ手段５は定常的にオ
フ状態であり、第４のスイッチ手段６は定常的にオン状
態となる。
タにおける動作を図２を用いて説明する。図２は実施の
形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路１０で
の動作波形図である。まず、図２の（ａ）に示す降圧モ
ードについて説明する。降圧モードにおいては、制御電
圧Ｖｅが第２の三角波電圧Ｖｔ２よりも定常的に低い状
態である。このため、降圧モードにおいて、第２の比較
回路１４から出力される第２の駆動信号Ｖｄ２も定常的
にＬレベルになり、第２のスイッチ手段５は定常的にオ
フ状態であり、第４のスイッチ手段６は定常的にオン状
態となる。
【００１４】一方、制御電圧Ｖｅは第１の三角波電圧Ｖ
ｔ１と交差している。制御電圧Ｖｅと第１の三角波電圧
Ｖｔ１との大小関係により第１の駆動信号Ｖｄ１が形成
される。この第１の駆動信号Ｖｄ１に応答して、第１の
スイッチ手段２と第３のスイッチ手段３は交互にオンオ
フ制御される。第１のスイッチ手段２がオン状態であ
り、第３のスイッチ手段３がオフ状態の時、チョークコ
イル４には入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏとの電
圧差（Ｅｉ−Ｅｏ）が印加されて、入力直流電源１から
出力コンデンサ７へチョークコイル４を介して電流が流
れ、磁気エネルギーが蓄えられる。第１のスイッチ手段
２の１スイッチング周期Ｔにおけるオン時間の割合をδ
１とすると、このオン時間はδ１Ｔで表される。
ｔ１と交差している。制御電圧Ｖｅと第１の三角波電圧
Ｖｔ１との大小関係により第１の駆動信号Ｖｄ１が形成
される。この第１の駆動信号Ｖｄ１に応答して、第１の
スイッチ手段２と第３のスイッチ手段３は交互にオンオ
フ制御される。第１のスイッチ手段２がオン状態であ
り、第３のスイッチ手段３がオフ状態の時、チョークコ
イル４には入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏとの電
圧差（Ｅｉ−Ｅｏ）が印加されて、入力直流電源１から
出力コンデンサ７へチョークコイル４を介して電流が流
れ、磁気エネルギーが蓄えられる。第１のスイッチ手段
２の１スイッチング周期Ｔにおけるオン時間の割合をδ
１とすると、このオン時間はδ１Ｔで表される。
【００１５】第１のスイッチ手段２がオフ状態であり、
第３のスイッチ手段３がオン状態の時、チョークコイル
４に蓄えられた磁気エネルギーは、第３のスイッチ手段
３とチョークコイル４と第４のスイッチ手段６を介して
出力コンデンサ７へ電流が流れることにより放出され
る。この第１のスイッチ手段２のオフ時間は（１−δ
１）Ｔで表される。以上のように磁気エネルギーの蓄積
と放出の動作を繰り返すことにより、出力コンデンサ７
から負荷８へ電力が供給される。チョークコイル４の磁
気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態にお
いては、その電圧時間積の和はゼロであるため、 （Ｅ
ｉ−Ｅｏ）×δ１Ｔ−Ｅｏ×（1−δ１）Ｔ＝０ で示
す式が成り立ち、この式を整理して、Ｅｏ／Ｅｉ＝δ１
という変換特性が得られる。即ち、このときＤＣ−ＤＣ
コンバータは降圧コンバータとして動作する。図２の
（ａ）に示した降圧モードは、入力直流電圧Ｅｉが出力
直流電圧Ｅｏよりも高い場合の動作モードである。
第３のスイッチ手段３がオン状態の時、チョークコイル
４に蓄えられた磁気エネルギーは、第３のスイッチ手段
３とチョークコイル４と第４のスイッチ手段６を介して
出力コンデンサ７へ電流が流れることにより放出され
る。この第１のスイッチ手段２のオフ時間は（１−δ
１）Ｔで表される。以上のように磁気エネルギーの蓄積
と放出の動作を繰り返すことにより、出力コンデンサ７
から負荷８へ電力が供給される。チョークコイル４の磁
気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態にお
いては、その電圧時間積の和はゼロであるため、 （Ｅ
ｉ−Ｅｏ）×δ１Ｔ−Ｅｏ×（1−δ１）Ｔ＝０ で示
す式が成り立ち、この式を整理して、Ｅｏ／Ｅｉ＝δ１
という変換特性が得られる。即ち、このときＤＣ−ＤＣ
コンバータは降圧コンバータとして動作する。図２の
（ａ）に示した降圧モードは、入力直流電圧Ｅｉが出力
直流電圧Ｅｏよりも高い場合の動作モードである。
【００１６】図２の（ｂ）に示す昇降圧モードについて
説明する。この昇降圧モードにおいては、制御電圧Ｖｅ
が第１の三角波電圧Ｖｔ１と第２の三角波電圧Ｖｔ２の
両方と交差している。制御電圧Ｖｅと第１の三角波電圧
Ｖｔ１との大小関係により第１の駆動信号Ｖｄ１が形成
される。この第１の駆動信号Ｖｄ１に応答して、第１の
スイッチ手段２と第３のスイッチ手段３は交互にオンオ
フ制御される。同様に、制御電圧Ｖｅと第２の三角波電
圧Ｖｔ２との大小関係により第２の駆動信号Ｖｄ２が形
成され、この第２の駆動信号Ｖｄ２に応答して第２のス
イッチ手段５と第４のスイッチ手段６は交互にオンオフ
制御される。第２の三角波電圧Ｖｔ２は第１の三角波電
圧Ｖｔ１より所定電位差（ΔＶ）だけ高いため、第２の
駆動信号Ｖｄ２がＨレベルとなっているのは、第１の駆
動信号Ｖｄ１がＨレベルの期間内となる。第１のスイッ
チ手段２のオン時間を時比率δ１を用いてδ１Ｔと表
し、第２のスイッチ手段５のオン時間を時比率δ２を用
いてδ２Ｔと表す。
説明する。この昇降圧モードにおいては、制御電圧Ｖｅ
が第１の三角波電圧Ｖｔ１と第２の三角波電圧Ｖｔ２の
両方と交差している。制御電圧Ｖｅと第１の三角波電圧
Ｖｔ１との大小関係により第１の駆動信号Ｖｄ１が形成
される。この第１の駆動信号Ｖｄ１に応答して、第１の
スイッチ手段２と第３のスイッチ手段３は交互にオンオ
フ制御される。同様に、制御電圧Ｖｅと第２の三角波電
圧Ｖｔ２との大小関係により第２の駆動信号Ｖｄ２が形
成され、この第２の駆動信号Ｖｄ２に応答して第２のス
イッチ手段５と第４のスイッチ手段６は交互にオンオフ
制御される。第２の三角波電圧Ｖｔ２は第１の三角波電
圧Ｖｔ１より所定電位差（ΔＶ）だけ高いため、第２の
駆動信号Ｖｄ２がＨレベルとなっているのは、第１の駆
動信号Ｖｄ１がＨレベルの期間内となる。第１のスイッ
チ手段２のオン時間を時比率δ１を用いてδ１Ｔと表
し、第２のスイッチ手段５のオン時間を時比率δ２を用
いてδ２Ｔと表す。
【００１７】まず、第１のスイッチ手段２がオン状態で
あり、第３のスイッチ手段３がオフ状態であり、第２の
スイッチ手段５がオフ状態であり、第４のスイッチ手段
６がオン状態の時、チョークコイル４には入力直流電圧
Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏとの電圧差（Ｅｉ−Ｅｏ）が印
加されて、入力直流電源１から出力コンデンサ７へチョ
ークコイル４を介して電流が流れる。この期間は（δ１
−δ２）Ｔで表される。
あり、第３のスイッチ手段３がオフ状態であり、第２の
スイッチ手段５がオフ状態であり、第４のスイッチ手段
６がオン状態の時、チョークコイル４には入力直流電圧
Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏとの電圧差（Ｅｉ−Ｅｏ）が印
加されて、入力直流電源１から出力コンデンサ７へチョ
ークコイル４を介して電流が流れる。この期間は（δ１
−δ２）Ｔで表される。
【００１８】次に、第１のスイッチ手段２がオン状態で
あり、第３のスイッチ手段３がオフ状態であり、第２の
スイッチ手段５がオン状態であり、第４のスイッチ手段
３がオフ状態の時、チョークコイル４には入力直流電圧
Ｅｉが印加され、入力直流電源１からチョークコイル４
に電流が流れて磁気エネルギーが蓄えられる。この期間
はδ２Ｔで表される。さらに、第１のスイッチ手段２が
オフ状態であり、第３のスイッチ手段３がオン状態であ
り、第２のスイッチ手段５がオフ状態であり、第４のス
イッチ手段３がオン状態の時、チョークコイル４に蓄え
られた磁気エネルギーは、第３のスイッチ手段３とチョ
ークコイル４と第４のスイッチ手段６を介して出力コン
デンサ７へ電流が流れることにより放出される。この期
間は（１−δ１）Ｔで表される。
あり、第３のスイッチ手段３がオフ状態であり、第２の
スイッチ手段５がオン状態であり、第４のスイッチ手段
３がオフ状態の時、チョークコイル４には入力直流電圧
Ｅｉが印加され、入力直流電源１からチョークコイル４
に電流が流れて磁気エネルギーが蓄えられる。この期間
はδ２Ｔで表される。さらに、第１のスイッチ手段２が
オフ状態であり、第３のスイッチ手段３がオン状態であ
り、第２のスイッチ手段５がオフ状態であり、第４のス
イッチ手段３がオン状態の時、チョークコイル４に蓄え
られた磁気エネルギーは、第３のスイッチ手段３とチョ
ークコイル４と第４のスイッチ手段６を介して出力コン
デンサ７へ電流が流れることにより放出される。この期
間は（１−δ１）Ｔで表される。
【００１９】以上の磁気エネルギーの蓄積と放出の動作
が繰り返えされることにより、出力コンデンサ７から負
荷８へ電力が供給される。チョークコイル４の磁気エネ
ルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態において
は、その電圧時間積の和はゼロであるから、 （Ｅｉ−
Ｅｏ）×（δ１−δ２）Ｔ＋Ｅｉ×δ２Ｔ−Ｅｏ×（1
−δ１）Ｔ＝０ の式が成り立ち、この式を整理して、
Ｅｏ／Ｅｉ＝δ１／（１−δ２）という変換特性が得ら
れる。このときＤＣ−ＤＣコンバータは、時比率におい
てδ１＞δ２の制約はあるが、理論上は任意の入力直流
電圧Ｅｉから任意の出力直流電圧Ｅｏを形成することが
できる昇降圧コンバータとして動作する。図２の（ｂ）
に示した昇降圧モードは、入力直流電圧Ｅｉと出力直流
電圧Ｅｏが近い場合の動作モードである。
が繰り返えされることにより、出力コンデンサ７から負
荷８へ電力が供給される。チョークコイル４の磁気エネ
ルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態において
は、その電圧時間積の和はゼロであるから、 （Ｅｉ−
Ｅｏ）×（δ１−δ２）Ｔ＋Ｅｉ×δ２Ｔ−Ｅｏ×（1
−δ１）Ｔ＝０ の式が成り立ち、この式を整理して、
Ｅｏ／Ｅｉ＝δ１／（１−δ２）という変換特性が得ら
れる。このときＤＣ−ＤＣコンバータは、時比率におい
てδ１＞δ２の制約はあるが、理論上は任意の入力直流
電圧Ｅｉから任意の出力直流電圧Ｅｏを形成することが
できる昇降圧コンバータとして動作する。図２の（ｂ）
に示した昇降圧モードは、入力直流電圧Ｅｉと出力直流
電圧Ｅｏが近い場合の動作モードである。
【００２０】次に、図２の（ｃ）に示す昇圧モードにつ
いて説明する。昇圧モードにおいて、制御電圧Ｖｅは第
１の三角波電圧Ｖｔ１よりも定常的に高い状態である。
このため、第１の比較回路１３から出力される第１の駆
動信号Ｖｄ１も定常的にＨレベルになり、第１のスイッ
チ手段２は定常的にオン状態であり、第３のスイッチ手
段３は定常的にオフ状態となる。一方、制御電圧Ｖｅは
第２の三角波電圧Ｖｔ２と交差している。制御電圧Ｖｅ
と第２の三角波電圧Ｖｔ２との大小関係により発生する
第２の駆動信号Ｖｄ２に応答して第２のスイッチ手段５
と第４のスイッチ手段６は交互にオンオフ制御される。
いて説明する。昇圧モードにおいて、制御電圧Ｖｅは第
１の三角波電圧Ｖｔ１よりも定常的に高い状態である。
このため、第１の比較回路１３から出力される第１の駆
動信号Ｖｄ１も定常的にＨレベルになり、第１のスイッ
チ手段２は定常的にオン状態であり、第３のスイッチ手
段３は定常的にオフ状態となる。一方、制御電圧Ｖｅは
第２の三角波電圧Ｖｔ２と交差している。制御電圧Ｖｅ
と第２の三角波電圧Ｖｔ２との大小関係により発生する
第２の駆動信号Ｖｄ２に応答して第２のスイッチ手段５
と第４のスイッチ手段６は交互にオンオフ制御される。
【００２１】第２のスイッチ手段５がオン状態であり、
第４のスイッチ手段６がオフ状態の時、チョークコイル
４には入力直流電圧Ｅｉが印加されて、入力直流電源１
からチョークコイル４へ電流が流れ、磁気エネルギーが
蓄えられる。第２のスイッチ手段５の１スイッチング周
期Ｔにおけるオン時間の割合をδ２とすると、このオン
時間はδ２Ｔで表される。第２のスイッチ手段５がオフ
状態で第４のスイッチ手段６がオン状態の時、チョーク
コイル４に蓄えられた磁気エネルギーは、入力直流電源
１からチョークコイル４を介して出力コンデンサ７へ電
流が流れることにより放出される。この第２のスイッチ
手段５のオフ時間は（１−δ２）Ｔで表される。
第４のスイッチ手段６がオフ状態の時、チョークコイル
４には入力直流電圧Ｅｉが印加されて、入力直流電源１
からチョークコイル４へ電流が流れ、磁気エネルギーが
蓄えられる。第２のスイッチ手段５の１スイッチング周
期Ｔにおけるオン時間の割合をδ２とすると、このオン
時間はδ２Ｔで表される。第２のスイッチ手段５がオフ
状態で第４のスイッチ手段６がオン状態の時、チョーク
コイル４に蓄えられた磁気エネルギーは、入力直流電源
１からチョークコイル４を介して出力コンデンサ７へ電
流が流れることにより放出される。この第２のスイッチ
手段５のオフ時間は（１−δ２）Ｔで表される。
【００２２】以上の磁気エネルギーの蓄積と放出の動作
が繰り返えされることにより、出力コンデンサ７から負
荷８へ電力が供給される。チョークコイル４の磁気エネ
ルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態において
は、その電圧時間積の和はゼロであるから、 Ｅｉ×δ
２Ｔ＋（Ｅｉ−Ｅｏ）×（1−δ２）Ｔ＝０ の式が成
り立ち、この式を整理して、Ｅｏ／Ｅｉ＝１／（1−δ
２）という変換特性が得られる。即ち、このときＤＣ−
ＤＣコンバータは、昇圧コンバータとして動作する。図
２の（ｃ）に示す昇圧モードは、入力直流電圧Ｅｉが出
力直流電圧Ｅｏよりも低い場合の動作モードである。
が繰り返えされることにより、出力コンデンサ７から負
荷８へ電力が供給される。チョークコイル４の磁気エネ
ルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態において
は、その電圧時間積の和はゼロであるから、 Ｅｉ×δ
２Ｔ＋（Ｅｉ−Ｅｏ）×（1−δ２）Ｔ＝０ の式が成
り立ち、この式を整理して、Ｅｏ／Ｅｉ＝１／（1−δ
２）という変換特性が得られる。即ち、このときＤＣ−
ＤＣコンバータは、昇圧コンバータとして動作する。図
２の（ｃ）に示す昇圧モードは、入力直流電圧Ｅｉが出
力直流電圧Ｅｏよりも低い場合の動作モードである。
【００２３】図２において、電位差ΔＶは発振回路１２
から出力される第１の三角波電圧Ｖｔ１と第２の三角波
電圧Ｖｔ２との電位差であり、第１の三角波電圧Ｖｔ１
と第２の三角波電圧Ｖｔ２の各振幅をΔＶｔで示す。実
施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１の三
角波電圧Ｖｔ１が０からΔＶｔまでの間を上下し、第２
の三角波電圧Ｖｔ２がΔＶからΔＶ＋ΔＶｔまでの間を
上下し、制御電圧Ｖｅが入出力条件によって０からΔＶ
＋ΔＶｔまでの間を変動するものとする。このような状
態において、第１のスイッチ手段２の時比率δ１は、δ
１＝Ｖｅ／ΔＶｔ（Ｖｅ＞ΔＶｔの時、δ１＝1）とな
り、第２のスイッチ手段５の時比率δ２は、δ２＝（Ｖ
ｅ−ΔＶ）／ΔＶｔ（Ｖｅ＜ΔＶの時、δ２＝０）とな
る。従って、０＜Ｖｅ＜ΔＶの時は降圧モードとなり、
Ｖｅ＝ΔＶ、即ちＥｏ／Ｅｉ＝δ１＝ΔＶ／ΔＶｔの時
に昇降圧モードに切換わる。そして、ΔＶ＜Ｖｅ＜ΔＶ
ｔの時は昇降圧モードとなり、Ｖｅ＝ΔＶｔ、即ちＥｏ
／Ｅｉ＝δ１／（１−δ２）＝ΔＶｔ／ΔＶの時に昇圧
モードに切換わる。そして、ΔＶｔ＜Ｖｅ＜ΔＶ＋ΔＶ
ｔの時は昇圧モードとなる。
から出力される第１の三角波電圧Ｖｔ１と第２の三角波
電圧Ｖｔ２との電位差であり、第１の三角波電圧Ｖｔ１
と第２の三角波電圧Ｖｔ２の各振幅をΔＶｔで示す。実
施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１の三
角波電圧Ｖｔ１が０からΔＶｔまでの間を上下し、第２
の三角波電圧Ｖｔ２がΔＶからΔＶ＋ΔＶｔまでの間を
上下し、制御電圧Ｖｅが入出力条件によって０からΔＶ
＋ΔＶｔまでの間を変動するものとする。このような状
態において、第１のスイッチ手段２の時比率δ１は、δ
１＝Ｖｅ／ΔＶｔ（Ｖｅ＞ΔＶｔの時、δ１＝1）とな
り、第２のスイッチ手段５の時比率δ２は、δ２＝（Ｖ
ｅ−ΔＶ）／ΔＶｔ（Ｖｅ＜ΔＶの時、δ２＝０）とな
る。従って、０＜Ｖｅ＜ΔＶの時は降圧モードとなり、
Ｖｅ＝ΔＶ、即ちＥｏ／Ｅｉ＝δ１＝ΔＶ／ΔＶｔの時
に昇降圧モードに切換わる。そして、ΔＶ＜Ｖｅ＜ΔＶ
ｔの時は昇降圧モードとなり、Ｖｅ＝ΔＶｔ、即ちＥｏ
／Ｅｉ＝δ１／（１−δ２）＝ΔＶｔ／ΔＶの時に昇圧
モードに切換わる。そして、ΔＶｔ＜Ｖｅ＜ΔＶ＋ΔＶ
ｔの時は昇圧モードとなる。
【００２４】以上のように実施の形態１のＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、入力直流電圧Ｅｉの低下によって降圧モー
ドから昇降圧モードを経て昇圧モードへの切換わりがス
ムーズに行われる。逆に、入力直流電圧Ｅｉの上昇によ
って昇圧モードから昇降圧モードを経て降圧モードへの
切換わりもスムーズに行われる。実施の形態１のＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、昇降圧モードの領域は第１の
三角波電圧Ｖｔ１と第２の三角波電圧Ｖｔ２との振幅Δ
Ｖｔと電位差ΔＶとによって容易に設定が可能である。
ンバータは、入力直流電圧Ｅｉの低下によって降圧モー
ドから昇降圧モードを経て昇圧モードへの切換わりがス
ムーズに行われる。逆に、入力直流電圧Ｅｉの上昇によ
って昇圧モードから昇降圧モードを経て降圧モードへの
切換わりもスムーズに行われる。実施の形態１のＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、昇降圧モードの領域は第１の
三角波電圧Ｖｔ１と第２の三角波電圧Ｖｔ２との振幅Δ
Ｖｔと電位差ΔＶとによって容易に設定が可能である。
【００２５】《実施の形態２》図３は本発明に係る実施
の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路での
動作波形図である。実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバー
タの回路構成は前述の図１に示した実施の形態１と同様
である。実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、実施の形態１と異なるのは、発振回路１２から出力
される第１の三角波電圧Ｖｔ１と第２の三角波電圧Ｖｔ
２との電位差ΔＶがそれぞれの三角波電圧Ｖｔ１，Ｖｔ
２の振幅ΔＶｔ以上に設定されている点である。降圧モ
ードと昇圧モードの動作は前述の実施の形態１における
動作と同様であるため、その説明は省略し、図３の
（ｂ）に示す無変換モードについて以下に説明する。
の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路での
動作波形図である。実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバー
タの回路構成は前述の図１に示した実施の形態１と同様
である。実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、実施の形態１と異なるのは、発振回路１２から出力
される第１の三角波電圧Ｖｔ１と第２の三角波電圧Ｖｔ
２との電位差ΔＶがそれぞれの三角波電圧Ｖｔ１，Ｖｔ
２の振幅ΔＶｔ以上に設定されている点である。降圧モ
ードと昇圧モードの動作は前述の実施の形態１における
動作と同様であるため、その説明は省略し、図３の
（ｂ）に示す無変換モードについて以下に説明する。
【００２６】図３の（ｂ）は実施の形態２のＤＣ−ＤＣ
コンバータにおける無変換モードであり、制御電圧Ｖｅ
は、第１の三角波電圧Ｖｔ１より定常的に高く、第２の
三角波電圧Ｖｔ２より定常的に低い状態である。第１の
比較回路１３から出力される第１の駆動信号Ｖｄ１も定
常的にＨレベルになり、第１のスイッチ手段２は定常的
にオン状態であり、第３のスイッチ手段３は定常的にオ
フ状態となる。一方、第２の比較回路１４から出力され
る第２の駆動信号Ｖｄ２も定常的にＬレベルになり、第
３のスイッチ手段２は定常的にオフ状態であり、第４の
スイッチ手段６は定常的にオン状態となる。従って、入
力直流電源１はチョークコイル４を介して出力コンデン
サ７に接続され、入出力直流電圧の関係は、Ｅｉ＝Ｅｏ
となる。
コンバータにおける無変換モードであり、制御電圧Ｖｅ
は、第１の三角波電圧Ｖｔ１より定常的に高く、第２の
三角波電圧Ｖｔ２より定常的に低い状態である。第１の
比較回路１３から出力される第１の駆動信号Ｖｄ１も定
常的にＨレベルになり、第１のスイッチ手段２は定常的
にオン状態であり、第３のスイッチ手段３は定常的にオ
フ状態となる。一方、第２の比較回路１４から出力され
る第２の駆動信号Ｖｄ２も定常的にＬレベルになり、第
３のスイッチ手段２は定常的にオフ状態であり、第４の
スイッチ手段６は定常的にオン状態となる。従って、入
力直流電源１はチョークコイル４を介して出力コンデン
サ７に接続され、入出力直流電圧の関係は、Ｅｉ＝Ｅｏ
となる。
【００２７】実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、第１の三角波電圧Ｖｔ１が０からΔＶｔまでの間
を上下し、第２の三角波電圧Ｖｔ２がΔＶからΔＶ＋Δ
Ｖｔまでの間を上下し、制御電圧Ｖｅが入出力条件によ
って０からΔＶ＋ΔＶｔまでの間を変動するものとす
る。このような状態において、第１のスイッチ手段２の
時比率δ１は、δ１＝Ｖｅ／ΔＶｔ（Ｖｅ＞ΔＶｔの
時、δ１＝1）となり、第２のスイッチ手段５の時比率
δ２は、δ２＝（Ｖｅ−ΔＶ）／ΔＶｔ（Ｖｅ＜ΔＶの
時、δ２＝０）となる。従って、０＜Ｖｅ＜ΔＶｔの時
は降圧モードとなり、Ｖｅ＝ΔＶｔ、即ちＥｏ／Ｅｉ＝
δ１＝１の時に無変換モードに切換わる。ΔＶｔ＜Ｖｅ
＜ΔＶの時は無変換モードとなり、Ｖｅ＝ΔＶ、Ｅｏ／
Ｅｉ＝１／（１−δ２）＝１ の時に昇圧モードに切換
わる。ΔＶ＜Ｖｅ＜ΔＶ＋ΔＶｔの時は昇圧モードとな
る。無変換モードは、前述のようにＥｏ／Ｅｉ＝１とい
う限られた領域の動作モードであるため、実際には安定
して無変換モードであることは無く、速やかに降圧モー
ドまたは昇圧モードに切換わる。
いて、第１の三角波電圧Ｖｔ１が０からΔＶｔまでの間
を上下し、第２の三角波電圧Ｖｔ２がΔＶからΔＶ＋Δ
Ｖｔまでの間を上下し、制御電圧Ｖｅが入出力条件によ
って０からΔＶ＋ΔＶｔまでの間を変動するものとす
る。このような状態において、第１のスイッチ手段２の
時比率δ１は、δ１＝Ｖｅ／ΔＶｔ（Ｖｅ＞ΔＶｔの
時、δ１＝1）となり、第２のスイッチ手段５の時比率
δ２は、δ２＝（Ｖｅ−ΔＶ）／ΔＶｔ（Ｖｅ＜ΔＶの
時、δ２＝０）となる。従って、０＜Ｖｅ＜ΔＶｔの時
は降圧モードとなり、Ｖｅ＝ΔＶｔ、即ちＥｏ／Ｅｉ＝
δ１＝１の時に無変換モードに切換わる。ΔＶｔ＜Ｖｅ
＜ΔＶの時は無変換モードとなり、Ｖｅ＝ΔＶ、Ｅｏ／
Ｅｉ＝１／（１−δ２）＝１ の時に昇圧モードに切換
わる。ΔＶ＜Ｖｅ＜ΔＶ＋ΔＶｔの時は昇圧モードとな
る。無変換モードは、前述のようにＥｏ／Ｅｉ＝１とい
う限られた領域の動作モードであるため、実際には安定
して無変換モードであることは無く、速やかに降圧モー
ドまたは昇圧モードに切換わる。
【００２８】以上のように実施の形態２のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいては、入力直流電圧Ｅｉの低下によって
降圧モードから無変換モードを経て昇圧モードへ切換わ
り、その切換わりがスムーズに行われる。逆に、入力直
流電圧Ｅｉの上昇によって昇圧モードから無変換モード
を経て降圧モードへ切換わり、その切換わりもスムーズ
に行われる。
ンバータにおいては、入力直流電圧Ｅｉの低下によって
降圧モードから無変換モードを経て昇圧モードへ切換わ
り、その切換わりがスムーズに行われる。逆に、入力直
流電圧Ｅｉの上昇によって昇圧モードから無変換モード
を経て降圧モードへ切換わり、その切換わりもスムーズ
に行われる。
【００２９】実施の形態２においては、第１から第４の
スイッチ手段のオンオフ動作による電力変換の説明を行
ったが、第３のスイッチ手段３と第４のスイッチ手段６
の少なくともいずれかのスイッチ手段がダイオードで構
成されていてもその基本的な動作は変わることがない。
図４は実施の形態１または２のＤＣ−ＤＣコンバータの
他の例を示す回路図である。図４に示すように、このＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにおいては、図１における第３のス
イッチ手段３の代わりに第１のダイオード３１を設けて
おり、図１における第４のスイッチ手段６の代わりに第
２のダイオード６１を設けている。第１の駆動回路１５
は第１の駆動信号Ｖｄ１を増幅して第１のスイッチ手段
２をオンオフ動作する第１のゲート電圧Ｖｇ１を出力す
る増幅回路のみの構成となる。第２の駆動回路１６は第
２の駆動信号Ｖｄ２を増幅して第２のスイッチ手段５を
オンオフ動作する第２のゲート電圧Ｖｇ２を出力する増
幅回路のみの構成となる。従って、図１に示した第３の
スイッチ手段３及び第４のスイッチ手段６のオン状態の
時に比べて、図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータはダイ
オードでの順方向電圧が発生するが、制御回路１０Ａの
構成は簡素化されるという効果を奏する。
スイッチ手段のオンオフ動作による電力変換の説明を行
ったが、第３のスイッチ手段３と第４のスイッチ手段６
の少なくともいずれかのスイッチ手段がダイオードで構
成されていてもその基本的な動作は変わることがない。
図４は実施の形態１または２のＤＣ−ＤＣコンバータの
他の例を示す回路図である。図４に示すように、このＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにおいては、図１における第３のス
イッチ手段３の代わりに第１のダイオード３１を設けて
おり、図１における第４のスイッチ手段６の代わりに第
２のダイオード６１を設けている。第１の駆動回路１５
は第１の駆動信号Ｖｄ１を増幅して第１のスイッチ手段
２をオンオフ動作する第１のゲート電圧Ｖｇ１を出力す
る増幅回路のみの構成となる。第２の駆動回路１６は第
２の駆動信号Ｖｄ２を増幅して第２のスイッチ手段５を
オンオフ動作する第２のゲート電圧Ｖｇ２を出力する増
幅回路のみの構成となる。従って、図１に示した第３の
スイッチ手段３及び第４のスイッチ手段６のオン状態の
時に比べて、図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータはダイ
オードでの順方向電圧が発生するが、制御回路１０Ａの
構成は簡素化されるという効果を奏する。
【００３０】《実施の形態３》図５は本発明に係る実施
の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図で
ある。図５に示すように、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて制御回路１０Ｂ以外は、前述の実施の
形態１と同様の構成である。図５に示すように、実施の
形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電源１が接
続されており、第１のスイッチ手段２、第２のスイッチ
手段５、チョークコイル４、第３のスイッチ手段３、第
４のスイッチ手段６、及び出力コンデンサ７が設けられ
ている。出力コンデンサ７の電圧は出力直流電圧として
負荷８に供給されている。各スイッチ手段２，３，５，
６をオンオフ制御する制御回路１０Ｂは、実施の形態１
と同様に検出回路１１と発振回路１２と第１の比較回路
１３と第２の比較回路１４と第１の駆動回路１５と第２
の駆動回路１６とを有している。さらに、実施の形態３
における制御回路１０Ｂには、第３の比較回路１７と第
４の比較回路１８が設けられている。
の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図で
ある。図５に示すように、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて制御回路１０Ｂ以外は、前述の実施の
形態１と同様の構成である。図５に示すように、実施の
形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電源１が接
続されており、第１のスイッチ手段２、第２のスイッチ
手段５、チョークコイル４、第３のスイッチ手段３、第
４のスイッチ手段６、及び出力コンデンサ７が設けられ
ている。出力コンデンサ７の電圧は出力直流電圧として
負荷８に供給されている。各スイッチ手段２，３，５，
６をオンオフ制御する制御回路１０Ｂは、実施の形態１
と同様に検出回路１１と発振回路１２と第１の比較回路
１３と第２の比較回路１４と第１の駆動回路１５と第２
の駆動回路１６とを有している。さらに、実施の形態３
における制御回路１０Ｂには、第３の比較回路１７と第
４の比較回路１８が設けられている。
【００３１】次に、上記のように構成された実施の形態
３のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路１０Ｂにおける動
作について図６を用いて説明する。図６は実施の形態３
のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路１０Ｂでの動
作波形図である。図６の（ａ）は降圧モードを示してお
り、この降圧モードにおいて制御電圧Ｖｅが第２の三角
波電圧Ｖｔ２と第４の三角波電圧Ｖｔ４よりも定常的に
低い状態である。このため、制御電圧Ｖｅと第２の三角
波電圧Ｖｔ２とを比較する第２の比較回路１４は、定常
的にＬレベルの第２の駆動信号Ｖｄ２を第２の駆動回路
１６へ出力する。この結果、第２の駆動回路１６からの
第２のゲート電圧Ｖｇにより第２のスイッチ手段５は定
常的にオフ状態である。また、制御電圧Ｖｅと第４の三
角波電圧Ｖｔ４とを比較する第４の比較回路１８は、定
常的にＬレベルの信号の第２の駆動信号Ｖｄ４を第２の
駆動回路１６へ出力する。この結果、この第２の駆動信
号Ｖｄ４は反転されて第４のゲート電圧Ｖｇ４となり、
第４のスイッチ手段６を定常的にオン状態とする。
３のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路１０Ｂにおける動
作について図６を用いて説明する。図６は実施の形態３
のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路１０Ｂでの動
作波形図である。図６の（ａ）は降圧モードを示してお
り、この降圧モードにおいて制御電圧Ｖｅが第２の三角
波電圧Ｖｔ２と第４の三角波電圧Ｖｔ４よりも定常的に
低い状態である。このため、制御電圧Ｖｅと第２の三角
波電圧Ｖｔ２とを比較する第２の比較回路１４は、定常
的にＬレベルの第２の駆動信号Ｖｄ２を第２の駆動回路
１６へ出力する。この結果、第２の駆動回路１６からの
第２のゲート電圧Ｖｇにより第２のスイッチ手段５は定
常的にオフ状態である。また、制御電圧Ｖｅと第４の三
角波電圧Ｖｔ４とを比較する第４の比較回路１８は、定
常的にＬレベルの信号の第２の駆動信号Ｖｄ４を第２の
駆動回路１６へ出力する。この結果、この第２の駆動信
号Ｖｄ４は反転されて第４のゲート電圧Ｖｇ４となり、
第４のスイッチ手段６を定常的にオン状態とする。
【００３２】一方、図６の（ａ）に示すように、制御電
圧Ｖｅは第１の三角波電圧Ｖｔ１と交差し、それらの大
小関係により発生する第１の駆動信号Ｖｄ１に応答して
第１のスイッチ手段２はオンオフ制御される。また、制
御電圧Ｖｅは第３の三角波電圧Ｖｔ３と交差し、それら
の大小関係により発生する第３の駆動信号Ｖｄ３を反転
して第３のスイッチ手段３はオンオフ制御される。この
時、第１の三角波電圧Ｖｔ１と第３の三角波電圧Ｖｔ３
とのわずかな電位差が、第１の駆動信号Ｖｄ１と第３の
駆動信号Ｖｄ３を同時にＨレベルとする期間を発生させ
る。この期間が、第１のスイッチ手段２と第３のスイッ
チ手段３が同時にオフ状態となる休止期間となり、入力
直流電源１と並列接続される第１のスイッチ手段２と第
３のスイッチ手段３の同時オン状態を防止する。実施の
形態３におけるコンバータとしての動作は、実施の形態
１のＤＣ−ＤＣコンバータの降圧モードと同様であり、
入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏよりも高い場合の
動作モードである。
圧Ｖｅは第１の三角波電圧Ｖｔ１と交差し、それらの大
小関係により発生する第１の駆動信号Ｖｄ１に応答して
第１のスイッチ手段２はオンオフ制御される。また、制
御電圧Ｖｅは第３の三角波電圧Ｖｔ３と交差し、それら
の大小関係により発生する第３の駆動信号Ｖｄ３を反転
して第３のスイッチ手段３はオンオフ制御される。この
時、第１の三角波電圧Ｖｔ１と第３の三角波電圧Ｖｔ３
とのわずかな電位差が、第１の駆動信号Ｖｄ１と第３の
駆動信号Ｖｄ３を同時にＨレベルとする期間を発生させ
る。この期間が、第１のスイッチ手段２と第３のスイッ
チ手段３が同時にオフ状態となる休止期間となり、入力
直流電源１と並列接続される第１のスイッチ手段２と第
３のスイッチ手段３の同時オン状態を防止する。実施の
形態３におけるコンバータとしての動作は、実施の形態
１のＤＣ−ＤＣコンバータの降圧モードと同様であり、
入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏよりも高い場合の
動作モードである。
【００３３】図６の（ｂ）は昇降圧モードを示してお
り、図６の（ｃ）は昇圧モードを示している。実施の形
態３において、昇降圧モードと昇圧モードにおけるコン
バータとしての動作は、前述の実施の形態１のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータと同様であるので説明は省略する。昇降圧
モードにおいて、第１の三角波電圧Ｖｔ１と第３の三角
波電圧Ｖｔ３とのわずかな電位差が、第１の駆動信号Ｖ
ｄ１と第３の駆動信号Ｖｄ３を同時にＨレベルとする期
間を発生させる。この期間が、第１のスイッチ手段２と
第３のスイッチ手段３が同時にオフ状態となる休止期間
となり、入力直流電源１と並列接続される第１のスイッ
チ手段２と第３のスイッチ手段３の同時オン状態を防止
する。このように、第１のスイッチ手段２と第３のスイ
ッチ手段３が同時にオン状態となることを防止する点
は、前述の降圧モードと同様である。
り、図６の（ｃ）は昇圧モードを示している。実施の形
態３において、昇降圧モードと昇圧モードにおけるコン
バータとしての動作は、前述の実施の形態１のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータと同様であるので説明は省略する。昇降圧
モードにおいて、第１の三角波電圧Ｖｔ１と第３の三角
波電圧Ｖｔ３とのわずかな電位差が、第１の駆動信号Ｖ
ｄ１と第３の駆動信号Ｖｄ３を同時にＨレベルとする期
間を発生させる。この期間が、第１のスイッチ手段２と
第３のスイッチ手段３が同時にオフ状態となる休止期間
となり、入力直流電源１と並列接続される第１のスイッ
チ手段２と第３のスイッチ手段３の同時オン状態を防止
する。このように、第１のスイッチ手段２と第３のスイ
ッチ手段３が同時にオン状態となることを防止する点
は、前述の降圧モードと同様である。
【００３４】さらに、昇降圧モードと昇圧モードにおい
て、第２の三角波電圧Ｖｔ２と第４の三角波電圧Ｖｔ４
とのわずかな電位差が、第２の駆動信号Ｖｄ２と第４の
駆動信号Ｖｄ４を同時にＨレベルとする期間を発生させ
る。この期間が、第２のスイッチ手段５と第４のスイッ
チ手段６が同時にオフ状態となる休止期間となり、出力
コンデンサ７と並列接続される第２のスイッチ手段５と
第４のスイッチ手段６が同時にオン状態となることを防
止している。
て、第２の三角波電圧Ｖｔ２と第４の三角波電圧Ｖｔ４
とのわずかな電位差が、第２の駆動信号Ｖｄ２と第４の
駆動信号Ｖｄ４を同時にＨレベルとする期間を発生させ
る。この期間が、第２のスイッチ手段５と第４のスイッ
チ手段６が同時にオフ状態となる休止期間となり、出力
コンデンサ７と並列接続される第２のスイッチ手段５と
第４のスイッチ手段６が同時にオン状態となることを防
止している。
【００３５】第３の三角波電圧Ｖｔ３が０からΔＶｔま
での間を同じ速度で上下し、第１の三角波電圧Ｖｔ１が
ΔＶ１からΔＶ１＋ΔＶｔまでの間を同じ速度で上下す
るものとすると、第１のスイッチ手段２と第３のスイッ
チ手段３との休止期間は、（ΔＶ１／ΔＶｔ／２）Ｔで
表される。また、第４の三角波電圧Ｖｔ３がΔＶからΔ
Ｖ＋ΔＶｔまでの間を同じ速度で上下し、第２の三角波
電圧Ｖｔ２がΔＶ２＋ΔＶからΔＶ２＋ΔＶ＋ΔＶｔま
での間を同じ速度で上下するものとすると、第２のスイ
ッチ手段５と第４のスイッチ手段６との休止期間は、
（ΔＶ２／ΔＶｔ／２）Ｔで表される。従って、実施の
形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、第１の三角
波電圧Ｖｔ１と第３の三角波電圧Ｖｔ３との電位差ΔＶ
１によって、第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手
段３との休止期間が設定でき、第２の三角波電圧Ｖｔ２
と第４の三角波電圧Ｖｔ４との電位差ΔＶ２によって、
第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６との休止
期間が設定できる。
での間を同じ速度で上下し、第１の三角波電圧Ｖｔ１が
ΔＶ１からΔＶ１＋ΔＶｔまでの間を同じ速度で上下す
るものとすると、第１のスイッチ手段２と第３のスイッ
チ手段３との休止期間は、（ΔＶ１／ΔＶｔ／２）Ｔで
表される。また、第４の三角波電圧Ｖｔ３がΔＶからΔ
Ｖ＋ΔＶｔまでの間を同じ速度で上下し、第２の三角波
電圧Ｖｔ２がΔＶ２＋ΔＶからΔＶ２＋ΔＶ＋ΔＶｔま
での間を同じ速度で上下するものとすると、第２のスイ
ッチ手段５と第４のスイッチ手段６との休止期間は、
（ΔＶ２／ΔＶｔ／２）Ｔで表される。従って、実施の
形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、第１の三角
波電圧Ｖｔ１と第３の三角波電圧Ｖｔ３との電位差ΔＶ
１によって、第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手
段３との休止期間が設定でき、第２の三角波電圧Ｖｔ２
と第４の三角波電圧Ｖｔ４との電位差ΔＶ２によって、
第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６との休止
期間が設定できる。
【００３６】《実施の形態４》図７は本発明に係る実施
の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図で
ある。図７に示すように、実施の形態４のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて制御回路１０Ｃ以外は、前述の実施の
形態１と同様の構成である。図７に示すように、実施の
形態４のＤＣ−ＤＣコンバータには、入力直流電源１が
接続されており、第１のスイッチ手段２、第２のスイッ
チ手段５、チョークコイル４、第３のスイッチ手段３、
第４のスイッチ手段６、及び出力コンデンサ７が設けら
れている。出力コンデンサ７の電圧は出力直流電圧とし
て負荷８に供給されている。各スイッチ手段２，３，
５，６をオンオフ制御する制御回路１０Ｃは、実施の形
態１と同様に検出回路１１と発振回路１２と第１の比較
回路１３と第２の比較回路１４と第１の駆動回路１５と
第２の駆動回路１６とを有している。さらに、実施の形
態４における制御回路１０Ｃには、前述の実施の形態３
と同様に第３の比較回路１７と第４の比較回路１８が設
けられている。
の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図で
ある。図７に示すように、実施の形態４のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて制御回路１０Ｃ以外は、前述の実施の
形態１と同様の構成である。図７に示すように、実施の
形態４のＤＣ−ＤＣコンバータには、入力直流電源１が
接続されており、第１のスイッチ手段２、第２のスイッ
チ手段５、チョークコイル４、第３のスイッチ手段３、
第４のスイッチ手段６、及び出力コンデンサ７が設けら
れている。出力コンデンサ７の電圧は出力直流電圧とし
て負荷８に供給されている。各スイッチ手段２，３，
５，６をオンオフ制御する制御回路１０Ｃは、実施の形
態１と同様に検出回路１１と発振回路１２と第１の比較
回路１３と第２の比較回路１４と第１の駆動回路１５と
第２の駆動回路１６とを有している。さらに、実施の形
態４における制御回路１０Ｃには、前述の実施の形態３
と同様に第３の比較回路１７と第４の比較回路１８が設
けられている。
【００３７】実施の形態４においては、検出回路１１が
第１の制御電圧Ｖｅ１と、この第１の制御電圧Ｖｅ１よ
りわずかに高電位な第２の制御電圧Ｖｅ２を出力するよ
う構成されている。検出回路１１から出力された第１の
制御電圧Ｖｅ１は、第１の比較回路１３と第３の比較回
路１７に入力されている。検出回路１１から出力された
第２の制御電圧Ｖｅ２は、第２の比較回路１４と第４の
比較回路１８に入力されている。第１の比較回路１３
は、第１の制御電圧Ｖｅ１と発振回路１２からの第１の
三角波電圧Ｖｔ１とを比較して、第１の制御電圧Ｖｅ１
が高い時にＨレベルとなる第１の駆動信号Ｖｄ１を第１
の駆動回路１５へ出力する。また、第２の比較回路１４
は、第１の制御電圧Ｖｅ１と発振回路１２からの第２の
三角波電圧Ｖｔ２を比較して、第１の制御電圧Ｖｅ１が
高い時にＨレベルとなる第２の駆動信号Ｖｄ２を第２の
駆動回路１６へ出力する。
第１の制御電圧Ｖｅ１と、この第１の制御電圧Ｖｅ１よ
りわずかに高電位な第２の制御電圧Ｖｅ２を出力するよ
う構成されている。検出回路１１から出力された第１の
制御電圧Ｖｅ１は、第１の比較回路１３と第３の比較回
路１７に入力されている。検出回路１１から出力された
第２の制御電圧Ｖｅ２は、第２の比較回路１４と第４の
比較回路１８に入力されている。第１の比較回路１３
は、第１の制御電圧Ｖｅ１と発振回路１２からの第１の
三角波電圧Ｖｔ１とを比較して、第１の制御電圧Ｖｅ１
が高い時にＨレベルとなる第１の駆動信号Ｖｄ１を第１
の駆動回路１５へ出力する。また、第２の比較回路１４
は、第１の制御電圧Ｖｅ１と発振回路１２からの第２の
三角波電圧Ｖｔ２を比較して、第１の制御電圧Ｖｅ１が
高い時にＨレベルとなる第２の駆動信号Ｖｄ２を第２の
駆動回路１６へ出力する。
【００３８】第３の比較回路１７は、第２の制御電圧Ｖ
ｅ２と第１の三角波電圧Ｖｔ１を比較して、第２の制御
電圧Ｖｅ２が高い時にＨレベルとなる第３の駆動信号Ｖ
ｄ３を第１の駆動回路１５へ出力する。第４の比較回路
１８は、第２の制御電圧Ｖｅ２と第２の三角波電圧Ｖｔ
２を比較して、第２の制御電圧Ｖｅ２が高い時にＨレベ
ルとなる第４の駆動信号Ｖｄ４を第２の駆動回路１６へ
出力する。第１の駆動回路１５の第１の反転回路１５２
は、第３の駆動信号Ｖｄ３を反転増幅して第３のスイッ
チ手段３をオンオフ制御する。第２の駆動回路１６の第
２の反転回路１６２は、第４の駆動信号Ｖｄ４を反転増
幅して第４のスイッチ手段６をオンオフ制御する。
ｅ２と第１の三角波電圧Ｖｔ１を比較して、第２の制御
電圧Ｖｅ２が高い時にＨレベルとなる第３の駆動信号Ｖ
ｄ３を第１の駆動回路１５へ出力する。第４の比較回路
１８は、第２の制御電圧Ｖｅ２と第２の三角波電圧Ｖｔ
２を比較して、第２の制御電圧Ｖｅ２が高い時にＨレベ
ルとなる第４の駆動信号Ｖｄ４を第２の駆動回路１６へ
出力する。第１の駆動回路１５の第１の反転回路１５２
は、第３の駆動信号Ｖｄ３を反転増幅して第３のスイッ
チ手段３をオンオフ制御する。第２の駆動回路１６の第
２の反転回路１６２は、第４の駆動信号Ｖｄ４を反転増
幅して第４のスイッチ手段６をオンオフ制御する。
【００３９】次に、実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおける制御回路１０Ｃの動作を図８を用いて説明す
る。図８は実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータにおけ
る制御回路１０Ｃでの動作波形図である。図８の（ａ）
は実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータにおける降圧モ
ードであり、第１の制御電圧Ｖｅ１及び第２の制御電圧
Ｖｅ２は、第２の三角波電圧Ｖｔ２よりも定常的に低い
状態である。これにより、第２の比較回路１４から出力
される第２の駆動信号Ｖｄ２は定常的にＬレベルにな
り、第２のスイッチ手段５は定常的にオフ状態である。
また、第４の比較回路１８から出力される第２の駆動信
号Ｖｄ４は定常的にＬレベルになり、この第２の駆動信
号Ｖｄ４が反転して駆動される第４のスイッチ手段６
は、定常的にオン状態となる。
タにおける制御回路１０Ｃの動作を図８を用いて説明す
る。図８は実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータにおけ
る制御回路１０Ｃでの動作波形図である。図８の（ａ）
は実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータにおける降圧モ
ードであり、第１の制御電圧Ｖｅ１及び第２の制御電圧
Ｖｅ２は、第２の三角波電圧Ｖｔ２よりも定常的に低い
状態である。これにより、第２の比較回路１４から出力
される第２の駆動信号Ｖｄ２は定常的にＬレベルにな
り、第２のスイッチ手段５は定常的にオフ状態である。
また、第４の比較回路１８から出力される第２の駆動信
号Ｖｄ４は定常的にＬレベルになり、この第２の駆動信
号Ｖｄ４が反転して駆動される第４のスイッチ手段６
は、定常的にオン状態となる。
【００４０】一方、図８の（ａ）に示すように、第１の
制御電圧Ｖｅ１は第１の三角波電圧Ｖｔ１と交差し、そ
れらの電圧の大小関係により発生する第１の駆動信号Ｖ
ｄ１に応答して第１のスイッチ手段２はオンオフ制御さ
れる。また、第２の制御電圧Ｖｅ２は第１の三角波電圧
Ｖｔ１と交差し、それらの電圧の大小関係により発生す
る第３の駆動信号Ｖｄ３は第１の反転回路１５２により
反転されて、第３のスイッチ手段３をオンオフ制御す
る。この時、第１の制御電圧Ｖｅ１と第２の制御電圧Ｖ
ｅ２とのわずかな電位差が、第１の駆動信号Ｖｄ１と第
３の駆動信号Ｖｄ３を同時にＨレベルとする期間を発生
させる。この期間が、第１のスイッチ手段２と第３のス
イッチ手段３が同時にオフとなる休止期間となり、入力
直流電源１と並列接続される第１のスイッチ手段２と第
３のスイッチ手段３が同時にオン状態となることが防止
されている。実施の形態４におけるコンバータとしての
動作は、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの降圧モ
ードと同様であり、入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅ
ｏよりも高い場合の動作モードである。
制御電圧Ｖｅ１は第１の三角波電圧Ｖｔ１と交差し、そ
れらの電圧の大小関係により発生する第１の駆動信号Ｖ
ｄ１に応答して第１のスイッチ手段２はオンオフ制御さ
れる。また、第２の制御電圧Ｖｅ２は第１の三角波電圧
Ｖｔ１と交差し、それらの電圧の大小関係により発生す
る第３の駆動信号Ｖｄ３は第１の反転回路１５２により
反転されて、第３のスイッチ手段３をオンオフ制御す
る。この時、第１の制御電圧Ｖｅ１と第２の制御電圧Ｖ
ｅ２とのわずかな電位差が、第１の駆動信号Ｖｄ１と第
３の駆動信号Ｖｄ３を同時にＨレベルとする期間を発生
させる。この期間が、第１のスイッチ手段２と第３のス
イッチ手段３が同時にオフとなる休止期間となり、入力
直流電源１と並列接続される第１のスイッチ手段２と第
３のスイッチ手段３が同時にオン状態となることが防止
されている。実施の形態４におけるコンバータとしての
動作は、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの降圧モ
ードと同様であり、入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅ
ｏよりも高い場合の動作モードである。
【００４１】図８の（ｂ）は昇降圧モードを示してお
り、図８の（ｃ）は昇圧モードを示している。昇降圧モ
ードと昇圧モードのいずれのモードでもコンバータとし
ての動作は前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータ
と同様であるので、その説明は省略する。昇降圧モード
において、第１の制御電圧Ｖｅ１と第２の制御電圧Ｖｅ
２とのわずかな電位差が、第１の駆動信号Ｖｄ１と第３
の駆動信号Ｖｄ３を同時にＨレベルとする期間を発生さ
せる。この期間が第１のスイッチ手段２と第３のスイッ
チ手段３が同時にオフとなる休止期間となる。この休止
期間により、入力直流電源１と並列接続される第１のス
イッチ手段２と第３のスイッチ手段３が同時にオン状態
となることが防止されている。このように、昇降圧モー
ドにおいて、第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手
段３が同時にオン状態となるのを防止している点は、前
述の降圧モードと同様である。
り、図８の（ｃ）は昇圧モードを示している。昇降圧モ
ードと昇圧モードのいずれのモードでもコンバータとし
ての動作は前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータ
と同様であるので、その説明は省略する。昇降圧モード
において、第１の制御電圧Ｖｅ１と第２の制御電圧Ｖｅ
２とのわずかな電位差が、第１の駆動信号Ｖｄ１と第３
の駆動信号Ｖｄ３を同時にＨレベルとする期間を発生さ
せる。この期間が第１のスイッチ手段２と第３のスイッ
チ手段３が同時にオフとなる休止期間となる。この休止
期間により、入力直流電源１と並列接続される第１のス
イッチ手段２と第３のスイッチ手段３が同時にオン状態
となることが防止されている。このように、昇降圧モー
ドにおいて、第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手
段３が同時にオン状態となるのを防止している点は、前
述の降圧モードと同様である。
【００４２】また、昇降圧モードと昇圧モードにおい
て、第１の制御電圧Ｖｅ１と第２の制御電圧Ｖｅ２との
わずかな電位差が、第２の三角波電圧Ｖｔ２と交差する
際に、第２の駆動信号Ｖｄ２と第４の駆動信号Ｖｄ４を
同時にＨレベルとする期間を発生させ、その期間が第２
のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６が同時にオフ
となる休止期間となり、出力コンデンサ７と並列接続さ
れる第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６が同
時にオン状態となることを防止する点も、前述の降圧モ
ードと同様である。
て、第１の制御電圧Ｖｅ１と第２の制御電圧Ｖｅ２との
わずかな電位差が、第２の三角波電圧Ｖｔ２と交差する
際に、第２の駆動信号Ｖｄ２と第４の駆動信号Ｖｄ４を
同時にＨレベルとする期間を発生させ、その期間が第２
のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６が同時にオフ
となる休止期間となり、出力コンデンサ７と並列接続さ
れる第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６が同
時にオン状態となることを防止する点も、前述の降圧モ
ードと同様である。
【００４３】実施の形態４において、第１の三角波電圧
Ｖｔ１が０からΔＶｔまでの間を同じ速度で上下し、第
２の三角波電圧Ｖｔ２がΔＶからΔＶ＋ΔＶｔまでの間
を同じ速度で上下し、第１の制御電圧Ｖｅ１に対して第
２の制御電圧Ｖｅ２が＋ΔＶｅで変動するものとする。
第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段３との休止
期間と、第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６
との休止期間は、ともに（ΔＶｅ／ΔＶｔ／２）Ｔで表
される。従って、実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータ
においては、第１の制御電圧Ｖｅ１と第２の制御電圧Ｖ
ｅ２との電位差ΔＶｅによって、第１のスイッチ手段２
と第３のスイッチ手段３との休止期間と、第２のスイッ
チ手段５と第４のスイッチ手段６との休止期間を設定で
きるという効果が得られる。
Ｖｔ１が０からΔＶｔまでの間を同じ速度で上下し、第
２の三角波電圧Ｖｔ２がΔＶからΔＶ＋ΔＶｔまでの間
を同じ速度で上下し、第１の制御電圧Ｖｅ１に対して第
２の制御電圧Ｖｅ２が＋ΔＶｅで変動するものとする。
第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段３との休止
期間と、第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６
との休止期間は、ともに（ΔＶｅ／ΔＶｔ／２）Ｔで表
される。従って、実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータ
においては、第１の制御電圧Ｖｅ１と第２の制御電圧Ｖ
ｅ２との電位差ΔＶｅによって、第１のスイッチ手段２
と第３のスイッチ手段３との休止期間と、第２のスイッ
チ手段５と第４のスイッチ手段６との休止期間を設定で
きるという効果が得られる。
【００４４】《実施の形態５》図９は本発明に係る実施
の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図で
ある。図９に示すように、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて制御回路１０Ｄ以外は、前述の実施の
形態１と同様の構成である。図９に示すように、実施の
形態５のＤＣ−ＤＣコンバータには、入力直流電源１が
接続されており、第１のスイッチ手段２、第２のスイッ
チ手段５、チョークコイル４、第３のスイッチ手段３、
第４のスイッチ手段６、及び出力コンデンサ７が設けら
れている。出力コンデンサ７の電圧は出力直流電圧とし
て負荷８に供給されている。各スイッチ手段２，３，
５，６をオンオフ制御する制御回路１０Ｄは、実施の形
態１と同様に検出回路１１と発振回路１２と第１の比較
回路１３と第２の比較回路１４と第１の駆動回路１５と
第２の駆動回路１６とを有している。
の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図で
ある。図９に示すように、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて制御回路１０Ｄ以外は、前述の実施の
形態１と同様の構成である。図９に示すように、実施の
形態５のＤＣ−ＤＣコンバータには、入力直流電源１が
接続されており、第１のスイッチ手段２、第２のスイッ
チ手段５、チョークコイル４、第３のスイッチ手段３、
第４のスイッチ手段６、及び出力コンデンサ７が設けら
れている。出力コンデンサ７の電圧は出力直流電圧とし
て負荷８に供給されている。各スイッチ手段２，３，
５，６をオンオフ制御する制御回路１０Ｄは、実施の形
態１と同様に検出回路１１と発振回路１２と第１の比較
回路１３と第２の比較回路１４と第１の駆動回路１５と
第２の駆動回路１６とを有している。
【００４５】実施の形態５の検出回路１１は、出力直流
電圧Ｅｏを検出し、出力直流電圧Ｅｏが所定値より高い
と低下し、所定値より低いと上昇する第１の制御電圧Ｖ
ｅ１と、この第１の制御電圧Ｖｅ１より所定の電位差だ
け低い第２の制御電圧Ｖｅ２とを出力する。発振回路１
２は、三角波電圧Ｖｔを出力する。第１の制御電圧Ｖｅ
１と第２の制御電圧Ｖｅ２との電位差は三角波電圧Ｖｔ
の振幅よりも小さいものとする。第１の比較回路１３
は、第１の制御電圧Ｖｅ１と三角波電圧Ｖｔとを比較し
て、第１の制御電圧Ｖｅ１が高い時にＨレベルとなる第
１の駆動信号Ｖｄ１を第１の駆動回路１５へ出力する。
第２の比較回路１４は、第２の制御電圧Ｖｅ２と三角波
電圧Ｖｔとを比較して、第２の制御電圧Ｖｅ２が高い時
にＨレベルとなる第２の駆動信号Ｖｄ２を第２の駆動回
路１６へ出力する。
電圧Ｅｏを検出し、出力直流電圧Ｅｏが所定値より高い
と低下し、所定値より低いと上昇する第１の制御電圧Ｖ
ｅ１と、この第１の制御電圧Ｖｅ１より所定の電位差だ
け低い第２の制御電圧Ｖｅ２とを出力する。発振回路１
２は、三角波電圧Ｖｔを出力する。第１の制御電圧Ｖｅ
１と第２の制御電圧Ｖｅ２との電位差は三角波電圧Ｖｔ
の振幅よりも小さいものとする。第１の比較回路１３
は、第１の制御電圧Ｖｅ１と三角波電圧Ｖｔとを比較し
て、第１の制御電圧Ｖｅ１が高い時にＨレベルとなる第
１の駆動信号Ｖｄ１を第１の駆動回路１５へ出力する。
第２の比較回路１４は、第２の制御電圧Ｖｅ２と三角波
電圧Ｖｔとを比較して、第２の制御電圧Ｖｅ２が高い時
にＨレベルとなる第２の駆動信号Ｖｄ２を第２の駆動回
路１６へ出力する。
【００４６】次に、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおける動作を図１０を用いて説明する。図１０は実
施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路１
０Ｄでの動作波形図である。図１０の（ａ）は降圧モー
ドを示しており、第２の制御電圧Ｖｅ２が三角波電圧Ｖ
ｔよりも定常的に低い状態である。これにより、第２の
比較回路１４から出力される第２の駆動信号Ｖｄ２が定
常的にＬレベルになり、第２のスイッチ手段５は定常的
にオフ状態となり、第４のスイッチ手段６は定常的にオ
ン状態となる。一方、図１０の（ａ）に示すように、第
１の制御電圧Ｖｅ１は三角波電圧Ｖｔと交差し、それら
電圧の大小関係により第１の駆動信号Ｖｄ１が発生す
る。この第１の駆動信号Ｖｄ１に応答して、第１のスイ
ッチ手段２と第３のスイッチ手段３は交互にオンオフ制
御される。実施の形態５のコンバータとしての動作は、
前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの降圧モー
ドと同様であり、入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏ
よりも高い場合の動作モードである。
タにおける動作を図１０を用いて説明する。図１０は実
施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路１
０Ｄでの動作波形図である。図１０の（ａ）は降圧モー
ドを示しており、第２の制御電圧Ｖｅ２が三角波電圧Ｖ
ｔよりも定常的に低い状態である。これにより、第２の
比較回路１４から出力される第２の駆動信号Ｖｄ２が定
常的にＬレベルになり、第２のスイッチ手段５は定常的
にオフ状態となり、第４のスイッチ手段６は定常的にオ
ン状態となる。一方、図１０の（ａ）に示すように、第
１の制御電圧Ｖｅ１は三角波電圧Ｖｔと交差し、それら
電圧の大小関係により第１の駆動信号Ｖｄ１が発生す
る。この第１の駆動信号Ｖｄ１に応答して、第１のスイ
ッチ手段２と第３のスイッチ手段３は交互にオンオフ制
御される。実施の形態５のコンバータとしての動作は、
前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの降圧モー
ドと同様であり、入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏ
よりも高い場合の動作モードである。
【００４７】次に、図１０の（ｂ）に示す昇降圧モード
について説明する。第１の制御電圧Ｖｅ１と第２の制御
電圧Ｖｅ２は、ともに三角波電圧Ｖｔに交差する。第１
の制御電圧Ｖｅ１と三角波電圧Ｖｔとの大小関係により
第１の駆動信号Ｖｄ１が発生し、この第１の駆動信号Ｖ
ｄ１に応答して第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ
手段３は交互にオンオフ制御される。同様に第２の制御
電圧Ｖｅ２と三角波電圧Ｖｔとの大小関係により第２の
駆動信号Ｖｄ２が発生し、この第２の駆動信号Ｖｄ２に
応答して第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６
は交互にオンオフ制御される。実施の形態５のコンバー
タとしての動作は、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの昇降圧モードと同様であり、入力直流電圧Ｅ
ｉと出力直流電圧Ｅｏが近い場合の動作モードである。
について説明する。第１の制御電圧Ｖｅ１と第２の制御
電圧Ｖｅ２は、ともに三角波電圧Ｖｔに交差する。第１
の制御電圧Ｖｅ１と三角波電圧Ｖｔとの大小関係により
第１の駆動信号Ｖｄ１が発生し、この第１の駆動信号Ｖ
ｄ１に応答して第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ
手段３は交互にオンオフ制御される。同様に第２の制御
電圧Ｖｅ２と三角波電圧Ｖｔとの大小関係により第２の
駆動信号Ｖｄ２が発生し、この第２の駆動信号Ｖｄ２に
応答して第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６
は交互にオンオフ制御される。実施の形態５のコンバー
タとしての動作は、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの昇降圧モードと同様であり、入力直流電圧Ｅ
ｉと出力直流電圧Ｅｏが近い場合の動作モードである。
【００４８】次に、図１０の（ｃ）に示す昇圧モードに
ついて説明する。図１０の（ｃ）に示すように、昇圧モ
ードにおいて、第１の制御電圧Ｖｅ１は三角波電圧Ｖｔ
よりも定常的に高い状態である。これにより、第１の比
較回路１３から出力される第１の駆動信号Ｖｄ１も定常
的にＨレベルになり、第１のスイッチ手段２は定常的に
オン状態であり、第３のスイッチ手段３は定常的にオフ
状態となる。一方、第２の制御電圧Ｖｅ２は三角波電圧
Ｖｔと交差し、それらの大小関係により第２の駆動信号
Ｖｄ２が発生する。この第２の駆動信号Ｖｄ２に応答し
て第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６は交互
にオンオフされる。実施の形態５のコンバータとしての
動作は、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの
昇圧モードと同様であり、入力直流電圧Ｅｉが出力直流
電圧Ｅｏよりも低い場合の動作モードである。
ついて説明する。図１０の（ｃ）に示すように、昇圧モ
ードにおいて、第１の制御電圧Ｖｅ１は三角波電圧Ｖｔ
よりも定常的に高い状態である。これにより、第１の比
較回路１３から出力される第１の駆動信号Ｖｄ１も定常
的にＨレベルになり、第１のスイッチ手段２は定常的に
オン状態であり、第３のスイッチ手段３は定常的にオフ
状態となる。一方、第２の制御電圧Ｖｅ２は三角波電圧
Ｖｔと交差し、それらの大小関係により第２の駆動信号
Ｖｄ２が発生する。この第２の駆動信号Ｖｄ２に応答し
て第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６は交互
にオンオフされる。実施の形態５のコンバータとしての
動作は、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの
昇圧モードと同様であり、入力直流電圧Ｅｉが出力直流
電圧Ｅｏよりも低い場合の動作モードである。
【００４９】実施の形態５において、三角波電圧Ｖｔが
ΔＶからΔＶ＋ΔＶｔまでの間を上下し、第２の制御電
圧Ｖｅ２が入出力条件によって０からΔＶ＋ΔＶｔまで
の間を変動し、第１の制御電圧Ｖｅ１が第２の制御電圧
Ｖｅ２よりΔＶだけ高電位であるとする。この条件にお
いて、第１のスイッチ手段２の時比率δ１は、δ１＝
（Ｖｅ１−ΔＶ）／ΔＶｔ＝Ｖｅ２／ΔＶｔ，（Ｖｅ１
＞ΔＶ＋ΔＶｔの時、δ１＝1）となり、第２のスイッ
チ手段５の時比率δ２は、δ２＝（Ｖｅ２−ΔＶ）／Δ
Ｖｔ，（Ｖｅ２＜ΔＶの時、δ２＝０）となる。従っ
て、０＜Ｖｅ２＜ΔＶの時は降圧モードとなり、Ｖｅ２
＝ΔＶ、即ちＥｏ／Ｅｉ＝δ１＝ΔＶ／ΔＶｔの時に昇
降圧モードに切換わる。ΔＶ＜Ｖｅ２＜ΔＶｔの時は昇
降圧モードとなり、Ｖｅ２＝ΔＶｔ、即ちＥｏ／Ｅｉ＝
δ１／（１−δ２）＝ΔＶｔ／ΔＶの時に昇圧モードに
切換わる。ΔＶｔ＜Ｖｅ２＜ΔＶ＋ΔＶｔの時は昇圧モ
ードとなる。
ΔＶからΔＶ＋ΔＶｔまでの間を上下し、第２の制御電
圧Ｖｅ２が入出力条件によって０からΔＶ＋ΔＶｔまで
の間を変動し、第１の制御電圧Ｖｅ１が第２の制御電圧
Ｖｅ２よりΔＶだけ高電位であるとする。この条件にお
いて、第１のスイッチ手段２の時比率δ１は、δ１＝
（Ｖｅ１−ΔＶ）／ΔＶｔ＝Ｖｅ２／ΔＶｔ，（Ｖｅ１
＞ΔＶ＋ΔＶｔの時、δ１＝1）となり、第２のスイッ
チ手段５の時比率δ２は、δ２＝（Ｖｅ２−ΔＶ）／Δ
Ｖｔ，（Ｖｅ２＜ΔＶの時、δ２＝０）となる。従っ
て、０＜Ｖｅ２＜ΔＶの時は降圧モードとなり、Ｖｅ２
＝ΔＶ、即ちＥｏ／Ｅｉ＝δ１＝ΔＶ／ΔＶｔの時に昇
降圧モードに切換わる。ΔＶ＜Ｖｅ２＜ΔＶｔの時は昇
降圧モードとなり、Ｖｅ２＝ΔＶｔ、即ちＥｏ／Ｅｉ＝
δ１／（１−δ２）＝ΔＶｔ／ΔＶの時に昇圧モードに
切換わる。ΔＶｔ＜Ｖｅ２＜ΔＶ＋ΔＶｔの時は昇圧モ
ードとなる。
【００５０】以上のように実施の形態５のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいては、入力直流電圧Ｅｉの低下によって
降圧モードから昇降圧モードを経て昇圧モードへの切換
わりがスムーズに行われる。逆に、入力直流電圧Ｅｉの
上昇によって昇圧モードから昇降圧モードを経て降圧モ
ードへの切換わりもスムーズに行われる。そして、実施
の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータは、昇降圧モードの領
域を三角波電圧Ｖｔの振幅ΔＶｔと第１の制御電圧Ｖｅ
１と第２の制御電圧Ｖｅ２との電位差ΔＶによって設定
が可能である。
ンバータにおいては、入力直流電圧Ｅｉの低下によって
降圧モードから昇降圧モードを経て昇圧モードへの切換
わりがスムーズに行われる。逆に、入力直流電圧Ｅｉの
上昇によって昇圧モードから昇降圧モードを経て降圧モ
ードへの切換わりもスムーズに行われる。そして、実施
の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータは、昇降圧モードの領
域を三角波電圧Ｖｔの振幅ΔＶｔと第１の制御電圧Ｖｅ
１と第２の制御電圧Ｖｅ２との電位差ΔＶによって設定
が可能である。
【００５１】《実施の形態６》図１１は本発明に係る実
施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路で
の動作波形図である。実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路構成は、前述の図９に示した実施の形態５と
同様である。実施の形態５の回路構成と異なる点は、第
１の制御電圧Ｖｅ１と第２の制御電圧Ｖｅ２との電位差
ΔＶが三角波電圧の振幅ΔＶｔ以上に設定されている点
である。実施の形態６において、降圧モード（図１１の
（ａ））と昇圧モード（図１１の（ｂ））の動作は実施
の形態５と同様なので説明を省略し、図１１の（ｂ）に
示した無変換モードについて以下に説明する。
施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路で
の動作波形図である。実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路構成は、前述の図９に示した実施の形態５と
同様である。実施の形態５の回路構成と異なる点は、第
１の制御電圧Ｖｅ１と第２の制御電圧Ｖｅ２との電位差
ΔＶが三角波電圧の振幅ΔＶｔ以上に設定されている点
である。実施の形態６において、降圧モード（図１１の
（ａ））と昇圧モード（図１１の（ｂ））の動作は実施
の形態５と同様なので説明を省略し、図１１の（ｂ）に
示した無変換モードについて以下に説明する。
【００５２】図１１の（ｂ）は無変換モードであり、第
１の制御電圧Ｖｅ１は三角波電圧Ｖｔより定常的に高
く、第２の制御電圧Ｖｅ２は三角波電圧Ｖｔより定常的
に低い状態である。これにより、第１の比較回路１３か
ら出力される第１の駆動信号Ｖｄ１も定常的にＨレベル
になり、第１のスイッチ手段２は定常的にオン状態であ
り、第３のスイッチ手段３は定常的にオフ状態となる。
一方、第２の比較回路１４から出力される第２の駆動信
号Ｖｄ２も定常的にＬレベルになり、第３のスイッチ手
段２は定常的にオフ状態であり、第４のスイッチ手段６
は定常的にオン状態となる。従って、入力直流電源１は
チョークコイル４を介して出力コンデンサ７に接続さ
れ、入出力直流電圧の関係は、Ｅｉ＝Ｅｏ となる。
１の制御電圧Ｖｅ１は三角波電圧Ｖｔより定常的に高
く、第２の制御電圧Ｖｅ２は三角波電圧Ｖｔより定常的
に低い状態である。これにより、第１の比較回路１３か
ら出力される第１の駆動信号Ｖｄ１も定常的にＨレベル
になり、第１のスイッチ手段２は定常的にオン状態であ
り、第３のスイッチ手段３は定常的にオフ状態となる。
一方、第２の比較回路１４から出力される第２の駆動信
号Ｖｄ２も定常的にＬレベルになり、第３のスイッチ手
段２は定常的にオフ状態であり、第４のスイッチ手段６
は定常的にオン状態となる。従って、入力直流電源１は
チョークコイル４を介して出力コンデンサ７に接続さ
れ、入出力直流電圧の関係は、Ｅｉ＝Ｅｏ となる。
【００５３】実施の形態６において、三角波電圧Ｖｔが
ΔＶからΔＶ＋ΔＶｔ までの間を上下し、第２の制御
電圧Ｖｅ２が入出力条件によって０からΔＶ＋ΔＶｔ
までの間を変動し、第１の制御電圧Ｖｅ１が第２の制御
電圧Ｖｅ２よりΔＶだけ高電位であるとする。この条件
において、第１のスイッチ手段２の時比率δ１は、δ１
＝（Ｖｅ１−ΔＶ）／ΔＶｔ＝Ｖｅ２／ΔＶｔ，（Ｖｅ
１＞ΔＶ＋ΔＶｔ の時、δ１＝１）となる。第２のス
イッチ手段５の時比率δ２は、δ２＝（Ｖｅ２−ΔＶ）
／ΔＶｔ，（Ｖｅ２＜ΔＶの時、δ２＝０） となる。
従って、０＜Ｖｅ２＜ΔＶｔ の時は降圧モードとな
り、Ｖｅ２＝ΔＶｔ、即ち Ｅｏ／Ｅｉ＝δ１＝１ の時
に無変換モードに切換わる。ΔＶｔ＜Ｖｅ２＜ΔＶ の
時は無変換モードとなり、Ｖｅ２＝ΔＶ、即ち Ｅｏ／
Ｅｉ＝１／（１−δ２）＝１ の時に昇圧モードに切換
わる。ΔＶ＜Ｖｅ２＜ΔＶ＋ΔＶｔ は昇圧モードとな
る。無変換モードは、前述のように Ｅｏ／Ｅｉ＝１ と
いう限られた領域の動作モードであるため、実際には安
定して無変換モードであることは無く、実施の形態６に
おいては速やかに降圧モードまたは昇圧モードに切換わ
る。
ΔＶからΔＶ＋ΔＶｔ までの間を上下し、第２の制御
電圧Ｖｅ２が入出力条件によって０からΔＶ＋ΔＶｔ
までの間を変動し、第１の制御電圧Ｖｅ１が第２の制御
電圧Ｖｅ２よりΔＶだけ高電位であるとする。この条件
において、第１のスイッチ手段２の時比率δ１は、δ１
＝（Ｖｅ１−ΔＶ）／ΔＶｔ＝Ｖｅ２／ΔＶｔ，（Ｖｅ
１＞ΔＶ＋ΔＶｔ の時、δ１＝１）となる。第２のス
イッチ手段５の時比率δ２は、δ２＝（Ｖｅ２−ΔＶ）
／ΔＶｔ，（Ｖｅ２＜ΔＶの時、δ２＝０） となる。
従って、０＜Ｖｅ２＜ΔＶｔ の時は降圧モードとな
り、Ｖｅ２＝ΔＶｔ、即ち Ｅｏ／Ｅｉ＝δ１＝１ の時
に無変換モードに切換わる。ΔＶｔ＜Ｖｅ２＜ΔＶ の
時は無変換モードとなり、Ｖｅ２＝ΔＶ、即ち Ｅｏ／
Ｅｉ＝１／（１−δ２）＝１ の時に昇圧モードに切換
わる。ΔＶ＜Ｖｅ２＜ΔＶ＋ΔＶｔ は昇圧モードとな
る。無変換モードは、前述のように Ｅｏ／Ｅｉ＝１ と
いう限られた領域の動作モードであるため、実際には安
定して無変換モードであることは無く、実施の形態６に
おいては速やかに降圧モードまたは昇圧モードに切換わ
る。
【００５４】以上のように、実施の形態６によるＤＣ−
ＤＣコンバータは、入力直流電圧Ｅｉの低下によって降
圧モードから無変換モードを経て昇圧モードへの切換わ
りがスムーズに行われる。逆に、入力直流電圧Ｅｉの上
昇によって昇圧モードから無変換モードを経て降圧モー
ドへの切換わりもスムーズに行われる。
ＤＣコンバータは、入力直流電圧Ｅｉの低下によって降
圧モードから無変換モードを経て昇圧モードへの切換わ
りがスムーズに行われる。逆に、入力直流電圧Ｅｉの上
昇によって昇圧モードから無変換モードを経て降圧モー
ドへの切換わりもスムーズに行われる。
【００５５】以上の説明における実施の形態５または６
においては、第１から第４のスイッチ手段のオンオフ動
作による電力変換についての説明を行ったが、図１２に
示すように第３のスイッチ手段または第４のスイッチ手
段がダイオードであってもその基本的な動作は変わらな
い。図１２は本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの変形
例の構成を示す回路図である。
においては、第１から第４のスイッチ手段のオンオフ動
作による電力変換についての説明を行ったが、図１２に
示すように第３のスイッチ手段または第４のスイッチ手
段がダイオードであってもその基本的な動作は変わらな
い。図１２は本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの変形
例の構成を示す回路図である。
【００５６】図１２に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、図９に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおける第３のス
イッチ手段３が第１のダイオード３１に変更されてお
り、第４のスイッチ手段６が第２のダイオード６１に変
更されている。そして、第１の駆動回路１５は第１の駆
動信号Ｖｄ１を増幅して第１のスイッチ手段２をオンオ
フ制御する第１のゲート電圧Ｖｇ１を出力する１つの増
幅回路のみの構成となる。また、第２の駆動回路１６は
第２の駆動信号Ｖｄ２を増幅して第２のスイッチ手段５
をオンオフ制御する第２のゲート電圧Ｖｇ２を出力する
１つの増幅回路のみの構成となる。図１２に示すＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、図９に示したＤＣ−ＤＣコン
バータの第３のスイッチ手段３及び第４のスイッチ手段
６のオン時に比べて、ダイオードでの順方向電圧が発生
するが、制御回路１０Ｅの構成が簡素化されている。
て、図９に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおける第３のス
イッチ手段３が第１のダイオード３１に変更されてお
り、第４のスイッチ手段６が第２のダイオード６１に変
更されている。そして、第１の駆動回路１５は第１の駆
動信号Ｖｄ１を増幅して第１のスイッチ手段２をオンオ
フ制御する第１のゲート電圧Ｖｇ１を出力する１つの増
幅回路のみの構成となる。また、第２の駆動回路１６は
第２の駆動信号Ｖｄ２を増幅して第２のスイッチ手段５
をオンオフ制御する第２のゲート電圧Ｖｇ２を出力する
１つの増幅回路のみの構成となる。図１２に示すＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、図９に示したＤＣ−ＤＣコン
バータの第３のスイッチ手段３及び第４のスイッチ手段
６のオン時に比べて、ダイオードでの順方向電圧が発生
するが、制御回路１０Ｅの構成が簡素化されている。
【００５７】《実施の形態７》図１３は本発明に係る実
施の形態７のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
である。図１３に示すように、実施の形態７のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて制御回路１０Ｆ以外は、前述の実
施の形態５と同様の構成である。図１３に示すように、
実施の形態７のＤＣ−ＤＣコンバータには、入力直流電
源１が接続されており、第１のスイッチ手段２、第２の
スイッチ手段５、チョークコイル４、第３のスイッチ手
段３、第４のスイッチ手段６、及び出力コンデンサ７が
設けられている。出力コンデンサ７の電圧は出力直流電
圧として負荷８に供給されている。
施の形態７のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
である。図１３に示すように、実施の形態７のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて制御回路１０Ｆ以外は、前述の実
施の形態５と同様の構成である。図１３に示すように、
実施の形態７のＤＣ−ＤＣコンバータには、入力直流電
源１が接続されており、第１のスイッチ手段２、第２の
スイッチ手段５、チョークコイル４、第３のスイッチ手
段３、第４のスイッチ手段６、及び出力コンデンサ７が
設けられている。出力コンデンサ７の電圧は出力直流電
圧として負荷８に供給されている。
【００５８】各スイッチ手段２，３，５，６をオンオフ
制御する制御回路１０Ｅは、前述の実施の形態５と同様
に検出回路１１と発振回路１２と第１の比較回路１３と
第２の比較回路１４と第１の駆動回路１５と第２の駆動
回路１６とを有している。実施の形態７のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいては、第３の比較回路１７と第４の比較
回路１８が設けられている。発振回路１２は、第１の三
角波電圧Ｖｔ１と、この第１の三角波電圧Ｖｔ１よりわ
ずかに低電位な第２の三角波電圧Ｖｔ２を出力する。第
１の比較回路１３は、第１の制御電圧Ｖｅ１と第１の三
角波電圧Ｖｔ１とを比較して、第１の制御電圧Ｖｅ１が
高い時にＨレベルとなる第１の駆動信号Ｖｄ１を出力す
る。第２の比較回路１４は、第２の制御電圧Ｖｅ２と第
１の三角波電圧Ｖｔ１とを比較して、第２の制御電圧Ｖ
ｅ２が高い時にＨレベルとなる第２の駆動信号Ｖｄ２を
出力する。
制御する制御回路１０Ｅは、前述の実施の形態５と同様
に検出回路１１と発振回路１２と第１の比較回路１３と
第２の比較回路１４と第１の駆動回路１５と第２の駆動
回路１６とを有している。実施の形態７のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいては、第３の比較回路１７と第４の比較
回路１８が設けられている。発振回路１２は、第１の三
角波電圧Ｖｔ１と、この第１の三角波電圧Ｖｔ１よりわ
ずかに低電位な第２の三角波電圧Ｖｔ２を出力する。第
１の比較回路１３は、第１の制御電圧Ｖｅ１と第１の三
角波電圧Ｖｔ１とを比較して、第１の制御電圧Ｖｅ１が
高い時にＨレベルとなる第１の駆動信号Ｖｄ１を出力す
る。第２の比較回路１４は、第２の制御電圧Ｖｅ２と第
１の三角波電圧Ｖｔ１とを比較して、第２の制御電圧Ｖ
ｅ２が高い時にＨレベルとなる第２の駆動信号Ｖｄ２を
出力する。
【００５９】実施の形態７において、第３の比較回路１
７は第１の制御電圧Ｖｅ１と第２の三角波電圧Ｖｔ２と
を比較して、第１の制御電圧Ｖｅ１が高い時にＨレベル
となる第３の駆動信号Ｖｄ３を第１の駆動回路１５へ出
力する。また、第４の比較回路１８は第２の制御電圧Ｖ
ｅ２と第２の三角波電圧Ｖｔ２とを比較して、第２の制
御電圧Ｖｅ２が高い時にＨレベルとなる第４の駆動信号
Ｖｄ４を第２の駆動回路１６へ出力する。第１の駆動回
路１５の第１の反転回路１５２は、第３の駆動信号Ｖｄ
３を反転増幅して第３のスイッチ手段３をオンオフ制御
し、第２の駆動回路１６の第２の反転回路１６２は、第
４の駆動信号Ｖｄ４を反転増幅して第４のスイッチ手段
６をオンオフ制御する。
７は第１の制御電圧Ｖｅ１と第２の三角波電圧Ｖｔ２と
を比較して、第１の制御電圧Ｖｅ１が高い時にＨレベル
となる第３の駆動信号Ｖｄ３を第１の駆動回路１５へ出
力する。また、第４の比較回路１８は第２の制御電圧Ｖ
ｅ２と第２の三角波電圧Ｖｔ２とを比較して、第２の制
御電圧Ｖｅ２が高い時にＨレベルとなる第４の駆動信号
Ｖｄ４を第２の駆動回路１６へ出力する。第１の駆動回
路１５の第１の反転回路１５２は、第３の駆動信号Ｖｄ
３を反転増幅して第３のスイッチ手段３をオンオフ制御
し、第２の駆動回路１６の第２の反転回路１６２は、第
４の駆動信号Ｖｄ４を反転増幅して第４のスイッチ手段
６をオンオフ制御する。
【００６０】次に、実施の形態７のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおける制御回路１０Ｆの動作を図１４を用いて説明
する。図１４は実施の形態７のＤＣ−ＤＣコンバータの
制御回路１０Ｆでの動作波形図である。図１４の（ａ）
は降圧モードであり、第２の制御電圧Ｖｅ２が第１の三
角波電圧Ｖｔ１及び第２の三角波電圧Ｖｔ２よりも定常
的に低い状態である。これにより、第２の比較回路１４
から出力される第２の駆動信号Ｖｄ２が定常的にＬレベ
ルになり、第２のスイッチ手段５は定常的にオフ状態と
なる。また、第４の比較回路１８から出力される第２の
駆動信号Ｖｄ４が定常的にＬレベルになり、この第２の
駆動信号Ｖｄ４が反転して入力される第４のスイッチ手
段６は定常的にオン状態となる。
タにおける制御回路１０Ｆの動作を図１４を用いて説明
する。図１４は実施の形態７のＤＣ−ＤＣコンバータの
制御回路１０Ｆでの動作波形図である。図１４の（ａ）
は降圧モードであり、第２の制御電圧Ｖｅ２が第１の三
角波電圧Ｖｔ１及び第２の三角波電圧Ｖｔ２よりも定常
的に低い状態である。これにより、第２の比較回路１４
から出力される第２の駆動信号Ｖｄ２が定常的にＬレベ
ルになり、第２のスイッチ手段５は定常的にオフ状態と
なる。また、第４の比較回路１８から出力される第２の
駆動信号Ｖｄ４が定常的にＬレベルになり、この第２の
駆動信号Ｖｄ４が反転して入力される第４のスイッチ手
段６は定常的にオン状態となる。
【００６１】一方、第１の制御電圧Ｖｅ１は第１の三角
波電圧Ｖｔ１と交差し、それらの大小関係により第１の
駆動信号Ｖｄ１が発生する。この第１の駆動信号Ｖｄ１
に応答して、第１のスイッチ手段２はオンオフ制御され
る。また、第１の制御電圧Ｖｅ１は第２の三角波電圧Ｖ
ｔ２と交差し、それらの大小関係により第３の駆動信号
Ｖｄ３が発生する。この第３の駆動信号Ｖｄ３は第１の
反転回路１５２により反転されて、第３のスイッチ手段
３をオンオフ制御する。この時、第１の三角波電圧Ｖｔ
１と第２の三角波電圧Ｖｔ２とのわずかな電位差が、第
１の駆動信号Ｖｄ１と第３の駆動信号Ｖｄ３を同時にＨ
レベルとする期間を発生させる。この期間が、第１のス
イッチ手段２と第３のスイッチ手段３が同時にオフ状態
となる休止期間となる。この休止期間により、入力直流
電源１と並列接続される第１のスイッチ手段２と第３の
スイッチ手段３が同時にオン状態となることが防止され
ている。実施の形態７におけるコンバータとしての動作
は、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの降圧
モードと同様であり、入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧
Ｅｏよりも高い場合の動作モードである。
波電圧Ｖｔ１と交差し、それらの大小関係により第１の
駆動信号Ｖｄ１が発生する。この第１の駆動信号Ｖｄ１
に応答して、第１のスイッチ手段２はオンオフ制御され
る。また、第１の制御電圧Ｖｅ１は第２の三角波電圧Ｖ
ｔ２と交差し、それらの大小関係により第３の駆動信号
Ｖｄ３が発生する。この第３の駆動信号Ｖｄ３は第１の
反転回路１５２により反転されて、第３のスイッチ手段
３をオンオフ制御する。この時、第１の三角波電圧Ｖｔ
１と第２の三角波電圧Ｖｔ２とのわずかな電位差が、第
１の駆動信号Ｖｄ１と第３の駆動信号Ｖｄ３を同時にＨ
レベルとする期間を発生させる。この期間が、第１のス
イッチ手段２と第３のスイッチ手段３が同時にオフ状態
となる休止期間となる。この休止期間により、入力直流
電源１と並列接続される第１のスイッチ手段２と第３の
スイッチ手段３が同時にオン状態となることが防止され
ている。実施の形態７におけるコンバータとしての動作
は、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの降圧
モードと同様であり、入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧
Ｅｏよりも高い場合の動作モードである。
【００６２】図１４の（ｂ）は昇降圧モードであり、図
１４の（ｃ）は昇圧モードである。実施の形態７のＤＣ
−ＤＣコンバータにおける昇降圧モードと昇圧モードの
いずれのモードもコンバータとしての動作は前述の実施
の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータと同様であるので、そ
の説明は省略する。また、昇降圧モードにおいて、第１
の三角波電圧Ｖｔ１と第２の三角波電圧Ｖｔ２とのわず
かな電位差により、第１の駆動信号Ｖｄ１と第３の駆動
信号Ｖｄ３を同時にＨレベルとする期間を発生させる。
この期間が、第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手
段３が同時にオフ状態となる休止期間となり、入力直流
電源１と並列接続される第１のスイッチ手段２と第３の
スイッチ手段３が同時にオン状態となることを防止する
点は降圧モードと同様である。さらに、昇降圧モードと
昇圧モードにおいても、第１の三角波電圧Ｖｔ１と第２
の三角波電圧Ｖｔ２とのわずかな電位差が、第２の制御
電圧Ｖｅ２と交差する際に、第２の駆動信号Ｖｄ２と第
４の駆動信号Ｖｄ４を同時にＨレベルとする期間を発生
させる。この期間が、第２のスイッチ手段５と第４のス
イッチ手段６が同時にオフ状態となる休止期間となり、
出力コンデンサ７と並列接続される第２のスイッチ手段
５と第４のスイッチ手段６が同時にオン状態となること
が防止される点も降圧モードと同様である。
１４の（ｃ）は昇圧モードである。実施の形態７のＤＣ
−ＤＣコンバータにおける昇降圧モードと昇圧モードの
いずれのモードもコンバータとしての動作は前述の実施
の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータと同様であるので、そ
の説明は省略する。また、昇降圧モードにおいて、第１
の三角波電圧Ｖｔ１と第２の三角波電圧Ｖｔ２とのわず
かな電位差により、第１の駆動信号Ｖｄ１と第３の駆動
信号Ｖｄ３を同時にＨレベルとする期間を発生させる。
この期間が、第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手
段３が同時にオフ状態となる休止期間となり、入力直流
電源１と並列接続される第１のスイッチ手段２と第３の
スイッチ手段３が同時にオン状態となることを防止する
点は降圧モードと同様である。さらに、昇降圧モードと
昇圧モードにおいても、第１の三角波電圧Ｖｔ１と第２
の三角波電圧Ｖｔ２とのわずかな電位差が、第２の制御
電圧Ｖｅ２と交差する際に、第２の駆動信号Ｖｄ２と第
４の駆動信号Ｖｄ４を同時にＨレベルとする期間を発生
させる。この期間が、第２のスイッチ手段５と第４のス
イッチ手段６が同時にオフ状態となる休止期間となり、
出力コンデンサ７と並列接続される第２のスイッチ手段
５と第４のスイッチ手段６が同時にオン状態となること
が防止される点も降圧モードと同様である。
【００６３】実施の形態７において、第２の三角波電圧
Ｖｔ２が０からΔＶｔまでの間を同じ速度で上下し、第
１の三角波電圧Ｖｔ１がΔＶ１からΔＶ１＋ΔＶｔまで
の間を同じ速度で上下するものとする。この条件におい
て、第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段３との
休止期間と、第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手
段６との休止期間は、いずれも（ΔＶ１／ΔＶｔ／２）
Ｔで表される。従って、実施の形態７のＤＣ−ＤＣコン
バータにおいては、第１の三角波電圧Ｖｔ１と第２の三
角波電圧Ｖｔ２との電位差ΔＶ１によって、第１のスイ
ッチ手段２と第３のスイッチ手段３との休止期間及び第
２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６との休止期
間が設定できる。
Ｖｔ２が０からΔＶｔまでの間を同じ速度で上下し、第
１の三角波電圧Ｖｔ１がΔＶ１からΔＶ１＋ΔＶｔまで
の間を同じ速度で上下するものとする。この条件におい
て、第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段３との
休止期間と、第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手
段６との休止期間は、いずれも（ΔＶ１／ΔＶｔ／２）
Ｔで表される。従って、実施の形態７のＤＣ−ＤＣコン
バータにおいては、第１の三角波電圧Ｖｔ１と第２の三
角波電圧Ｖｔ２との電位差ΔＶ１によって、第１のスイ
ッチ手段２と第３のスイッチ手段３との休止期間及び第
２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６との休止期
間が設定できる。
【００６４】《実施の形態８》図１５は本発明に係る実
施の形態８のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
である。図１５に示すように、実施の形態８のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて制御回路１０Ｇ以外は、前述の図
９に示した実施の形態５と同様の構成である。図１５に
示すように、実施の形態８のＤＣ−ＤＣコンバータに
は、入力直流電源１が接続されており、第１のスイッチ
手段２、第２のスイッチ手段５、チョークコイル４、第
３のスイッチ手段３、第４のスイッチ手段６、及び出力
コンデンサ７が設けられている。出力コンデンサ７の電
圧は出力直流電圧として負荷８に供給されている。
施の形態８のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
である。図１５に示すように、実施の形態８のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて制御回路１０Ｇ以外は、前述の図
９に示した実施の形態５と同様の構成である。図１５に
示すように、実施の形態８のＤＣ−ＤＣコンバータに
は、入力直流電源１が接続されており、第１のスイッチ
手段２、第２のスイッチ手段５、チョークコイル４、第
３のスイッチ手段３、第４のスイッチ手段６、及び出力
コンデンサ７が設けられている。出力コンデンサ７の電
圧は出力直流電圧として負荷８に供給されている。
【００６５】各スイッチ手段２，３，５，６をオンオフ
制御する制御回路１０Ｇは、実施の形態５と同様に検出
回路１１と発振回路１２と第１の比較回路１３と第２の
比較回路１４と第１の駆動回路１５と第２の駆動回路１
６とを有している。実施の形態８のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいては、第３の比較回路１７と第４の比較回路１
８が設けられている。実施の形態８における検出回路１
１は、４つの制御電圧Ｖｅ１，Ｖｅ２，Ｖｅ３，Ｖｅ４
を出力する。検出回路１１は、第１の制御電圧Ｖｅ１
と、この第１の制御電圧Ｖｅ１よりわずかに高電位な第
３の制御電圧Ｖｅ３とを出力し、かつ第２の制御電圧Ｖ
ｅ２と、この第２の制御電圧Ｖｅ２よりわずかに高電位
な第４の制御電圧Ｖｅ４を出力する。
制御する制御回路１０Ｇは、実施の形態５と同様に検出
回路１１と発振回路１２と第１の比較回路１３と第２の
比較回路１４と第１の駆動回路１５と第２の駆動回路１
６とを有している。実施の形態８のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいては、第３の比較回路１７と第４の比較回路１
８が設けられている。実施の形態８における検出回路１
１は、４つの制御電圧Ｖｅ１，Ｖｅ２，Ｖｅ３，Ｖｅ４
を出力する。検出回路１１は、第１の制御電圧Ｖｅ１
と、この第１の制御電圧Ｖｅ１よりわずかに高電位な第
３の制御電圧Ｖｅ３とを出力し、かつ第２の制御電圧Ｖ
ｅ２と、この第２の制御電圧Ｖｅ２よりわずかに高電位
な第４の制御電圧Ｖｅ４を出力する。
【００６６】第１の比較回路１３は、第１の制御電圧Ｖ
ｅ１と三角波電圧Ｖｔとを比較して、第１の制御電圧Ｖ
ｅ１が高い時にＨレベルとなる第１の駆動信号Ｖｄ１を
出力する。第２の比較回路１４は、第２の制御電圧Ｖｅ
２と三角波電圧Ｖｔとを比較して、第２の制御電圧Ｖｅ
２が高い時にＨレベルとなる第２の駆動信号Ｖｄ２を出
力する。第３の比較回路１７は、第３の制御電圧Ｖｅ３
と三角波電圧Ｖｔとを比較して、第３の制御電圧Ｖｅ３
が高い時にＨレベルとなる第３の駆動信号Ｖｄ３を出力
する。第４の比較回路１８は、第４の制御電圧Ｖｅ４と
三角波電圧Ｖｔとを比較して、第４の制御電圧Ｖｅ４が
高い時にＨレベルとなる第４の駆動信号Ｖｄ４を出力す
る。
ｅ１と三角波電圧Ｖｔとを比較して、第１の制御電圧Ｖ
ｅ１が高い時にＨレベルとなる第１の駆動信号Ｖｄ１を
出力する。第２の比較回路１４は、第２の制御電圧Ｖｅ
２と三角波電圧Ｖｔとを比較して、第２の制御電圧Ｖｅ
２が高い時にＨレベルとなる第２の駆動信号Ｖｄ２を出
力する。第３の比較回路１７は、第３の制御電圧Ｖｅ３
と三角波電圧Ｖｔとを比較して、第３の制御電圧Ｖｅ３
が高い時にＨレベルとなる第３の駆動信号Ｖｄ３を出力
する。第４の比較回路１８は、第４の制御電圧Ｖｅ４と
三角波電圧Ｖｔとを比較して、第４の制御電圧Ｖｅ４が
高い時にＨレベルとなる第４の駆動信号Ｖｄ４を出力す
る。
【００６７】第１の駆動回路１５の第１の反転回路１５
２は、第３の比較回路１７からの第３の駆動信号Ｖｄ３
を反転増幅して第３のスイッチ手段３をオンオフ制御す
る。第２の駆動回路１６の第２の反転回路１６２は、第
４の比較回路１８からの第４の駆動信号Ｖｄ４を反転増
幅して第４のスイッチ手段６をオンオフ制御する。
２は、第３の比較回路１７からの第３の駆動信号Ｖｄ３
を反転増幅して第３のスイッチ手段３をオンオフ制御す
る。第２の駆動回路１６の第２の反転回路１６２は、第
４の比較回路１８からの第４の駆動信号Ｖｄ４を反転増
幅して第４のスイッチ手段６をオンオフ制御する。
【００６８】次に、実施の形態８のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおける動作を図１６を用いて説明する。図１６は実
施の形態８のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路１
０Ｇでの動作波形図である。図１６の（ａ）は降圧モー
ドであり、第２の制御電圧Ｖｅ２及び第４の制御電圧Ｖ
ｅ４は、三角波電圧Ｖｔよりも定常的に低い状態であ
る。これにより、第２の比較回路１４から出力される第
２の駆動信号Ｖｄ２は、定常的にＬレベルになり、第２
のスイッチ手段５は定常的にオフ状態となる。また、第
４の比較回路１８から出力される第２の駆動信号Ｖｄ４
は定常的にＬレベルになり、この第２の駆動信号Ｖｄ４
は第２の反転回路１６２により反転されて、第４のスイ
ッチ手段６が定常的にオン状態に駆動される。
タにおける動作を図１６を用いて説明する。図１６は実
施の形態８のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路１
０Ｇでの動作波形図である。図１６の（ａ）は降圧モー
ドであり、第２の制御電圧Ｖｅ２及び第４の制御電圧Ｖ
ｅ４は、三角波電圧Ｖｔよりも定常的に低い状態であ
る。これにより、第２の比較回路１４から出力される第
２の駆動信号Ｖｄ２は、定常的にＬレベルになり、第２
のスイッチ手段５は定常的にオフ状態となる。また、第
４の比較回路１８から出力される第２の駆動信号Ｖｄ４
は定常的にＬレベルになり、この第２の駆動信号Ｖｄ４
は第２の反転回路１６２により反転されて、第４のスイ
ッチ手段６が定常的にオン状態に駆動される。
【００６９】一方、第１の制御電圧Ｖｅ１は三角波電圧
Ｖｔと交差しており、それらの電圧の大小関係により第
１の駆動信号Ｖｄ１が発生する。この第１の駆動信号Ｖ
ｄ１に応答して、第１のスイッチ手段２はオンオフ制御
される。また、第３の制御電圧Ｖｅ３は三角波電圧Ｖｔ
と交差しており、それらの電圧の大小関係により第３の
駆動信号Ｖｄ３が発生する。この第３の駆動信号Ｖｄ３
が反転されて、第３のスイッチ手段３はオンオフ制御さ
れる。この時、第１の制御電圧Ｖｅ１と第３の制御電圧
Ｖｅ３とのわずかな電位差が、第１の駆動信号Ｖｄ１と
第３の駆動信号Ｖｄ３とを同時にＨレベルとする期間を
発生させる。この期間が、第１のスイッチ手段２と第３
のスイッチ手段３が同時にオフとなる休止期間となり、
入力直流電源１と並列接続される第１のスイッチ手段２
と第３のスイッチ手段３が同時にオン状態となることが
防止される。実施の形態８におけるコンバータとしての
動作は、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの
降圧モードと同様であり、入力直流電圧Ｅｉが出力直流
電圧Ｅｏよりも高い場合の動作モードである。
Ｖｔと交差しており、それらの電圧の大小関係により第
１の駆動信号Ｖｄ１が発生する。この第１の駆動信号Ｖ
ｄ１に応答して、第１のスイッチ手段２はオンオフ制御
される。また、第３の制御電圧Ｖｅ３は三角波電圧Ｖｔ
と交差しており、それらの電圧の大小関係により第３の
駆動信号Ｖｄ３が発生する。この第３の駆動信号Ｖｄ３
が反転されて、第３のスイッチ手段３はオンオフ制御さ
れる。この時、第１の制御電圧Ｖｅ１と第３の制御電圧
Ｖｅ３とのわずかな電位差が、第１の駆動信号Ｖｄ１と
第３の駆動信号Ｖｄ３とを同時にＨレベルとする期間を
発生させる。この期間が、第１のスイッチ手段２と第３
のスイッチ手段３が同時にオフとなる休止期間となり、
入力直流電源１と並列接続される第１のスイッチ手段２
と第３のスイッチ手段３が同時にオン状態となることが
防止される。実施の形態８におけるコンバータとしての
動作は、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの
降圧モードと同様であり、入力直流電圧Ｅｉが出力直流
電圧Ｅｏよりも高い場合の動作モードである。
【００７０】図１６の（ｂ）は昇降圧モードであり、図
１６の（ｃ）は昇圧モードである。昇降圧モードと昇圧
モードのいずれのモードにおいてもコンバータとしての
動作は、前述の実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータと
同様であるので、その説明は省略する。また、昇降圧モ
ードにおいて、第１の制御電圧Ｖｅ１と第３の制御電圧
Ｖｅ３とのわずかな電位差が、第１の駆動信号Ｖｄ１と
第３の駆動信号Ｖｄ３を同時にＨレベルとする期間を発
生させる。この期間が第１のスイッチ手段２と第３のス
イッチ手段３が同時にオフ状態となる休止期間となり、
入力直流電源１と並列接続される第１のスイッチ手段２
と第３のスイッチ手段３が同時にオン状態となることを
防止することは降圧モードと同様である。さらに、昇降
圧モードと昇圧モードにおいても、第２の制御電圧Ｖｅ
２と第４の制御電圧Ｖｅ４とのわずかな電位差が、第２
の駆動信号Ｖｄ２と第４の駆動信号Ｖｄ４を同時にＨレ
ベルとする期間を発生させ、第２のスイッチ手段５と第
４のスイッチ手段６が同時にオフ状態となる休止期間と
なる。従って、出力コンデンサ７と並列接続される第２
のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６が同時にオン
状態となることが防止されている点も降圧モードと同様
である。
１６の（ｃ）は昇圧モードである。昇降圧モードと昇圧
モードのいずれのモードにおいてもコンバータとしての
動作は、前述の実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータと
同様であるので、その説明は省略する。また、昇降圧モ
ードにおいて、第１の制御電圧Ｖｅ１と第３の制御電圧
Ｖｅ３とのわずかな電位差が、第１の駆動信号Ｖｄ１と
第３の駆動信号Ｖｄ３を同時にＨレベルとする期間を発
生させる。この期間が第１のスイッチ手段２と第３のス
イッチ手段３が同時にオフ状態となる休止期間となり、
入力直流電源１と並列接続される第１のスイッチ手段２
と第３のスイッチ手段３が同時にオン状態となることを
防止することは降圧モードと同様である。さらに、昇降
圧モードと昇圧モードにおいても、第２の制御電圧Ｖｅ
２と第４の制御電圧Ｖｅ４とのわずかな電位差が、第２
の駆動信号Ｖｄ２と第４の駆動信号Ｖｄ４を同時にＨレ
ベルとする期間を発生させ、第２のスイッチ手段５と第
４のスイッチ手段６が同時にオフ状態となる休止期間と
なる。従って、出力コンデンサ７と並列接続される第２
のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６が同時にオン
状態となることが防止されている点も降圧モードと同様
である。
【００７１】実施の形態８においては、三角波電圧Ｖｔ
が０からΔＶｔの間を同じ速度で上下し、第１の制御電
圧Ｖｅ１に対して、第３の制御電圧Ｖｅ３がＶｅ１＋Δ
Ｖｅ１で変動するものとする。このような条件におい
て、第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段３との
休止期間は、（ΔＶｅ１／ΔＶｔ／２）Ｔで表される。
即ち、実施の形態８のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は、第１の制御電圧Ｖｅ１と第３の制御電圧Ｖｅ３との
電位差ΔＶｅ１によって、第１のスイッチ手段２と第３
のスイッチ手段３の休止期間が設定できる。また、実施
の形態８において、第２の制御電圧Ｖｅ２に対して、第
４の制御電圧Ｖｅ４がＶｅ２＋ΔＶｅ２で変動するもの
とすると、第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段
６との休止期間は、（ΔＶｅ２／ΔＶｔ／２）Ｔで表さ
れる。即ち、実施の形態８のＤＣ−ＤＣコンバータは、
第２の制御電圧Ｖｅ２と第４の制御電圧Ｖｅ４との電位
差ΔＶｅ２によって、第２のスイッチ手段５と第４のス
イッチ手段６の休止期間が設定できる。
が０からΔＶｔの間を同じ速度で上下し、第１の制御電
圧Ｖｅ１に対して、第３の制御電圧Ｖｅ３がＶｅ１＋Δ
Ｖｅ１で変動するものとする。このような条件におい
て、第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段３との
休止期間は、（ΔＶｅ１／ΔＶｔ／２）Ｔで表される。
即ち、実施の形態８のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は、第１の制御電圧Ｖｅ１と第３の制御電圧Ｖｅ３との
電位差ΔＶｅ１によって、第１のスイッチ手段２と第３
のスイッチ手段３の休止期間が設定できる。また、実施
の形態８において、第２の制御電圧Ｖｅ２に対して、第
４の制御電圧Ｖｅ４がＶｅ２＋ΔＶｅ２で変動するもの
とすると、第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段
６との休止期間は、（ΔＶｅ２／ΔＶｔ／２）Ｔで表さ
れる。即ち、実施の形態８のＤＣ−ＤＣコンバータは、
第２の制御電圧Ｖｅ２と第４の制御電圧Ｖｅ４との電位
差ΔＶｅ２によって、第２のスイッチ手段５と第４のス
イッチ手段６の休止期間が設定できる。
【００７２】尚、実施の形態１、３〜５、７、８におい
ては、降圧モードから昇降圧モードを経て昇圧モードへ
の切換わりと、逆に昇圧モードから昇降圧モードを経て
降圧モードへの切換わりについて説明したが、本発明に
おいては、ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力仕様によっ
て、降圧モードと昇降圧モードのみの切換わり、あるい
は昇圧モードと昇降圧モードのみの切換わりであっても
適用できることは言うまでもない。
ては、降圧モードから昇降圧モードを経て昇圧モードへ
の切換わりと、逆に昇圧モードから昇降圧モードを経て
降圧モードへの切換わりについて説明したが、本発明に
おいては、ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力仕様によっ
て、降圧モードと昇降圧モードのみの切換わり、あるい
は昇圧モードと昇降圧モードのみの切換わりであっても
適用できることは言うまでもない。
【００７３】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は、直列に接続された第１のスイッチ手段２とチョーク
コイル４と第２のスイッチ手段５が、入力直流電源１と
並列に接続され、直列に接続された第３のスイッチ手段
３とチョークコイル４と第４のスイッチ手段６が、出力
コンデンサ７と並列に接続されている。また、制御回路
は、出力コンデンサ７の電圧を検出して制御電圧を出力
する検出回路１１と、等しい位相で所定の電位差を有す
る第１の三角波電圧及び第２の三角波電圧を出力する発
振回路１２と、制御電圧と第１の三角波電圧を比較して
第１の駆動信号を出力する第１の比較回路１３と、制御
電圧と第２の三角波電圧を比較して第２の駆動信号を出
力する第２の比較回路１４と、第１の駆動信号に応答し
て第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段３を交互
にオンオフ制御する第１の駆動回路１５と、第２の駆動
信号に応答して第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ
手段６を交互にオンオフ制御する第２の駆動回路１６と
を有している。上記のように構成された本発明のＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、第１の三角波電圧及び第２の
三角波電圧の有する所定の電位差は、第１の三角波電圧
及び第２の三角波電圧の有する振幅よりも小さく設定さ
れているため、入力直流電圧１の低下によって降圧モー
ドから昇降圧モードを経て昇圧モードへの切換わりがス
ムーズに行われる。逆に、入力直流電圧の上昇によって
昇圧モードから昇降圧モードを経て降圧モードへの切換
わりもスムーズに行われる。そして、本発明において、
昇降圧モードの領域は第１の三角波電圧と第２の三角波
電圧との振幅と電位差とによって設定が可能である。
は、直列に接続された第１のスイッチ手段２とチョーク
コイル４と第２のスイッチ手段５が、入力直流電源１と
並列に接続され、直列に接続された第３のスイッチ手段
３とチョークコイル４と第４のスイッチ手段６が、出力
コンデンサ７と並列に接続されている。また、制御回路
は、出力コンデンサ７の電圧を検出して制御電圧を出力
する検出回路１１と、等しい位相で所定の電位差を有す
る第１の三角波電圧及び第２の三角波電圧を出力する発
振回路１２と、制御電圧と第１の三角波電圧を比較して
第１の駆動信号を出力する第１の比較回路１３と、制御
電圧と第２の三角波電圧を比較して第２の駆動信号を出
力する第２の比較回路１４と、第１の駆動信号に応答し
て第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段３を交互
にオンオフ制御する第１の駆動回路１５と、第２の駆動
信号に応答して第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ
手段６を交互にオンオフ制御する第２の駆動回路１６と
を有している。上記のように構成された本発明のＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、第１の三角波電圧及び第２の
三角波電圧の有する所定の電位差は、第１の三角波電圧
及び第２の三角波電圧の有する振幅よりも小さく設定さ
れているため、入力直流電圧１の低下によって降圧モー
ドから昇降圧モードを経て昇圧モードへの切換わりがス
ムーズに行われる。逆に、入力直流電圧の上昇によって
昇圧モードから昇降圧モードを経て降圧モードへの切換
わりもスムーズに行われる。そして、本発明において、
昇降圧モードの領域は第１の三角波電圧と第２の三角波
電圧との振幅と電位差とによって設定が可能である。
【００７４】また、本発明においては、第１の三角波電
圧及び第２の三角波電圧の有する所定の電位差が、第１
の三角波電圧及び第２の三角波電圧の有する各振幅以上
に設定されているため、入力直流電圧の低下によって降
圧モードから無変換モードを経て昇圧モードへの切換わ
りがスムーズに行われる。逆に、入力直流電圧の上昇に
よって昇圧モードから無変換モードを経て降圧モードへ
の切換わりもスムーズに行われる。尚、本発明におい
て、第３のスイッチ手段３がダイオードであり、第１の
駆動回路１５が第１の駆動信号に応答して第１のスイッ
チ手段１をオンオフ制御る構成であっても、その基本的
な動作は変わることはない。また、第４のスイッチ手段
６がダイオードであり、第２の駆動回路１６が第２の駆
動信号に応答して第２のスイッチ手段５をオンオフ制御
する構成であっても、その基本的な動作は変わることは
ない。このように第３のスイッチ手段３及び第４のスイ
ッチ手段６をダイオードで構成することにより、オン状
態においてはダイオードでの順方向電圧が発生するが、
制御回路の構成は簡素化され、製造が容易で製造コスト
の低減を図ることができる。
圧及び第２の三角波電圧の有する所定の電位差が、第１
の三角波電圧及び第２の三角波電圧の有する各振幅以上
に設定されているため、入力直流電圧の低下によって降
圧モードから無変換モードを経て昇圧モードへの切換わ
りがスムーズに行われる。逆に、入力直流電圧の上昇に
よって昇圧モードから無変換モードを経て降圧モードへ
の切換わりもスムーズに行われる。尚、本発明におい
て、第３のスイッチ手段３がダイオードであり、第１の
駆動回路１５が第１の駆動信号に応答して第１のスイッ
チ手段１をオンオフ制御る構成であっても、その基本的
な動作は変わることはない。また、第４のスイッチ手段
６がダイオードであり、第２の駆動回路１６が第２の駆
動信号に応答して第２のスイッチ手段５をオンオフ制御
する構成であっても、その基本的な動作は変わることは
ない。このように第３のスイッチ手段３及び第４のスイ
ッチ手段６をダイオードで構成することにより、オン状
態においてはダイオードでの順方向電圧が発生するが、
制御回路の構成は簡素化され、製造が容易で製造コスト
の低減を図ることができる。
【００７５】さらに、本発明において、発振回路１２が
第１の三角波電圧と第２の三角波電圧とを出力する他
に、第１の三角波電圧と所定の電位差を有する第３の三
角波電圧と、第２の三角波電圧と所定の電位差を有する
第４の三角波電圧とを出力する機能を有する構成も可能
である。この場合、制御回路には、制御電圧と第３の三
角波電圧とを比較して第３の駆動信号を出力する第３の
比較回路と、制御電圧と第４の三角波電圧とを比較して
第４の駆動信号を出力する第４の比較回路とが設けられ
ている。第１の駆動回路１５は、第１のスイッチ手段２
と第３のスイッチ手段３が同時にオフ状態となる期間を
設け、第１の駆動信号に応答して第１のスイッチ手段２
をオンオフ制御するとともに、第３の駆動信号に応答し
て第３のスイッチ手段３をオンオフ制御する構成であ
る。第２の駆動回路１６は、第２のスイッチ手段５と第
４のスイッチ手段６が同時にオフ状態となる期間を設け
るように、第２の駆動信号に応答して第２のスイッチ手
段５をオンオフ制御するとともに、第４の駆動信号に応
答して第４のスイッチ手段６をオンオフ制御する構成で
ある。上記のように構成された本発明においては、入力
直流電源と並列接続される第１のスイッチ手段２と第３
のスイッチ手段３が同時にオン状態となることを防止す
る休止期間と出力コンデンサ７と並列接続される第２の
スイッチ手段５と第４のスイッチ手段６の同時オンを防
ぐ休止期間を設けることができるといった効果が得られ
る。
第１の三角波電圧と第２の三角波電圧とを出力する他
に、第１の三角波電圧と所定の電位差を有する第３の三
角波電圧と、第２の三角波電圧と所定の電位差を有する
第４の三角波電圧とを出力する機能を有する構成も可能
である。この場合、制御回路には、制御電圧と第３の三
角波電圧とを比較して第３の駆動信号を出力する第３の
比較回路と、制御電圧と第４の三角波電圧とを比較して
第４の駆動信号を出力する第４の比較回路とが設けられ
ている。第１の駆動回路１５は、第１のスイッチ手段２
と第３のスイッチ手段３が同時にオフ状態となる期間を
設け、第１の駆動信号に応答して第１のスイッチ手段２
をオンオフ制御するとともに、第３の駆動信号に応答し
て第３のスイッチ手段３をオンオフ制御する構成であ
る。第２の駆動回路１６は、第２のスイッチ手段５と第
４のスイッチ手段６が同時にオフ状態となる期間を設け
るように、第２の駆動信号に応答して第２のスイッチ手
段５をオンオフ制御するとともに、第４の駆動信号に応
答して第４のスイッチ手段６をオンオフ制御する構成で
ある。上記のように構成された本発明においては、入力
直流電源と並列接続される第１のスイッチ手段２と第３
のスイッチ手段３が同時にオン状態となることを防止す
る休止期間と出力コンデンサ７と並列接続される第２の
スイッチ手段５と第４のスイッチ手段６の同時オンを防
ぐ休止期間を設けることができるといった効果が得られ
る。
【００７６】同様に、本発明において、検出回路１１は
第１の制御電圧と所定の電位差を有する第２の制御電圧
を出力する機能を有し、制御回路は第２の制御電圧と第
１の三角波電圧とを比較して第３の駆動信号を出力する
第３の比較回路と、第２の制御電圧と第２の三角波電圧
とを比較して第４の駆動信号を出力する第４の比較回路
とを設けることも可能である。この場合、第１の駆動回
路１５は、第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段
３が同時にオフ状態となる期間を設けるために、第１の
駆動信号に応答して第１のスイッチ手段２をオンオフ制
御するとともに、第３の駆動信号に応答して第３のスイ
ッチ手段３をオンオフ制御する。第２の駆動回路１６
は、第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６が同
時にオフ状態となる期間を設けるために、第２の駆動信
号に応答して第２のスイッチ手段５をオンオフ制御する
とともに、第４の駆動信号に応答して第４のスイッチ手
段６をオンオフ制御する構成を有している。これによ
り、入力直流電源１と並列接続される第１のスイッチ手
段２と第３のスイッチ手段３が同時にオン状態となるこ
とを防止する休止期間と、出力コンデンサ７と並列接続
される第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６が
同時にオン状態となることを防止する休止期間を設ける
ことができる。
第１の制御電圧と所定の電位差を有する第２の制御電圧
を出力する機能を有し、制御回路は第２の制御電圧と第
１の三角波電圧とを比較して第３の駆動信号を出力する
第３の比較回路と、第２の制御電圧と第２の三角波電圧
とを比較して第４の駆動信号を出力する第４の比較回路
とを設けることも可能である。この場合、第１の駆動回
路１５は、第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段
３が同時にオフ状態となる期間を設けるために、第１の
駆動信号に応答して第１のスイッチ手段２をオンオフ制
御するとともに、第３の駆動信号に応答して第３のスイ
ッチ手段３をオンオフ制御する。第２の駆動回路１６
は、第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６が同
時にオフ状態となる期間を設けるために、第２の駆動信
号に応答して第２のスイッチ手段５をオンオフ制御する
とともに、第４の駆動信号に応答して第４のスイッチ手
段６をオンオフ制御する構成を有している。これによ
り、入力直流電源１と並列接続される第１のスイッチ手
段２と第３のスイッチ手段３が同時にオン状態となるこ
とを防止する休止期間と、出力コンデンサ７と並列接続
される第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６が
同時にオン状態となることを防止する休止期間を設ける
ことができる。
【００７７】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
制御回路の検出回路１１は、出力コンデンサ７の電圧を
検出して、その検出値に基づいて変化する２つの制御電
圧を出力し、２つの制御電圧が所定の電位差を有する第
１の制御電圧及び第２の制御電圧である構成でも良い。
この場合、制御回路は、三角波電圧を出力する発振回路
１２と、第１の制御電圧と三角波電圧とを比較して第１
の駆動信号を出力する第１の比較回路１３と、第２の制
御電圧と三角波電圧とを比較して第２の駆動信号を出力
する第２の比較回路１４と、第１の駆動信号に応答して
第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段３を交互に
オンオフ制御する第１の駆動回路１５と、第２の駆動信
号に応答して第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手
段６を交互にオンオフ制御する第２の駆動回路１６とを
有している。
制御回路の検出回路１１は、出力コンデンサ７の電圧を
検出して、その検出値に基づいて変化する２つの制御電
圧を出力し、２つの制御電圧が所定の電位差を有する第
１の制御電圧及び第２の制御電圧である構成でも良い。
この場合、制御回路は、三角波電圧を出力する発振回路
１２と、第１の制御電圧と三角波電圧とを比較して第１
の駆動信号を出力する第１の比較回路１３と、第２の制
御電圧と三角波電圧とを比較して第２の駆動信号を出力
する第２の比較回路１４と、第１の駆動信号に応答して
第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段３を交互に
オンオフ制御する第１の駆動回路１５と、第２の駆動信
号に応答して第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手
段６を交互にオンオフ制御する第２の駆動回路１６とを
有している。
【００７８】上記のように構成された本発明のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、第１の制御電圧及び第２の制御電圧の
有する所定の電位差が、三角波電圧の有する振幅よりも
小さく設定されることにより、入力直流電圧の低下によ
って降圧モードから昇降圧モードを経て昇圧モードへの
切換わりがスムーズに行われる。逆に、本発明のＤＣ−
ＤＣコンバータは、入力直流電圧の上昇によって昇圧モ
ードから昇降圧モードを経て降圧モードへの切換わりも
スムーズに行われる。このように構成された本発明のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、昇降圧モードの領域は三角波電
圧の振幅と第１の制御電圧及び第２の制御電圧の電位差
によって設定が可能である。また、上記のように構成さ
れた本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１の制
御電圧及び第２の制御電圧の有する所定の電位差は、三
角波電圧の有する振幅以上に設定されることにより、入
力直流電圧の低下によって降圧モードから無変換モード
を経て昇圧モードへの切換わりがスムーズに行われる。
逆に、入力直流電圧の上昇によって昇圧モードから無変
換モードを経て降圧モードへの切換わりもスムーズに行
われる。
Ｃコンバータは、第１の制御電圧及び第２の制御電圧の
有する所定の電位差が、三角波電圧の有する振幅よりも
小さく設定されることにより、入力直流電圧の低下によ
って降圧モードから昇降圧モードを経て昇圧モードへの
切換わりがスムーズに行われる。逆に、本発明のＤＣ−
ＤＣコンバータは、入力直流電圧の上昇によって昇圧モ
ードから昇降圧モードを経て降圧モードへの切換わりも
スムーズに行われる。このように構成された本発明のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、昇降圧モードの領域は三角波電
圧の振幅と第１の制御電圧及び第２の制御電圧の電位差
によって設定が可能である。また、上記のように構成さ
れた本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１の制
御電圧及び第２の制御電圧の有する所定の電位差は、三
角波電圧の有する振幅以上に設定されることにより、入
力直流電圧の低下によって降圧モードから無変換モード
を経て昇圧モードへの切換わりがスムーズに行われる。
逆に、入力直流電圧の上昇によって昇圧モードから無変
換モードを経て降圧モードへの切換わりもスムーズに行
われる。
【００７９】さらに、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、発振回路１２は第１の三角波電圧と、この第１
の三角波電圧と所定の電位差を有する第２の三角波電圧
とを出力する機能を有し、制御回路は第１の制御電圧と
第２の三角波電圧とを比較して第３の駆動信号を出力す
る第３の比較回路と、第２の制御電圧と第２の三角波電
圧とを比較して第４の駆動信号を出力する第４の比較回
路とを設ける構成でも良い。この場合、第１の駆動回路
１５は、第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段３
が同時にオフ状態となる期間を設けるために、第１の駆
動信号に応答して第１のスイッチ手段２をオンオフ制御
するとともに、第３の駆動信号に応答して第３のスイッ
チ手段３をオンオフ制御する。また、第２の駆動回路１
６は、第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６が
同時にオフ状態となる期間を設けるために、第２の駆動
信号に応答して第２のスイッチ手段５をオンオフ制御す
るとともに、第４の駆動信号に応答して第４のスイッチ
手段６をオンオフ制御する。これにより、本発明におい
ては入力直流電源１と並列接続される第１のスイッチ手
段２と第３のスイッチ手段３が同時にオン状態となるこ
とを防止する休止期間と出力コンデンサ７と並列接続さ
れる第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６が同
時にオン状態となることを防止する休止期間を設けるこ
とができる。
おいて、発振回路１２は第１の三角波電圧と、この第１
の三角波電圧と所定の電位差を有する第２の三角波電圧
とを出力する機能を有し、制御回路は第１の制御電圧と
第２の三角波電圧とを比較して第３の駆動信号を出力す
る第３の比較回路と、第２の制御電圧と第２の三角波電
圧とを比較して第４の駆動信号を出力する第４の比較回
路とを設ける構成でも良い。この場合、第１の駆動回路
１５は、第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段３
が同時にオフ状態となる期間を設けるために、第１の駆
動信号に応答して第１のスイッチ手段２をオンオフ制御
するとともに、第３の駆動信号に応答して第３のスイッ
チ手段３をオンオフ制御する。また、第２の駆動回路１
６は、第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６が
同時にオフ状態となる期間を設けるために、第２の駆動
信号に応答して第２のスイッチ手段５をオンオフ制御す
るとともに、第４の駆動信号に応答して第４のスイッチ
手段６をオンオフ制御する。これにより、本発明におい
ては入力直流電源１と並列接続される第１のスイッチ手
段２と第３のスイッチ手段３が同時にオン状態となるこ
とを防止する休止期間と出力コンデンサ７と並列接続さ
れる第２のスイッチ手段５と第４のスイッチ手段６が同
時にオン状態となることを防止する休止期間を設けるこ
とができる。
【００８０】同様に、本発明において、検出回路１１
は、第１の制御電圧と所定の電位差を有する第３の制御
電圧を出力し、第２の制御電圧と所定の電位差を有する
第４の制御電圧を出力する機能を有しても良い。この場
合、制御回路は、第３の制御電圧と三角波電圧とを比較
して第３の駆動信号を出力する第３の比較回路と、第４
の制御電圧と三角波電圧とを比較して第４の駆動信号を
出力する第４の比較回路とを設けている。また、第１の
駆動回路１５は、第１のスイッチ手段２と第３のスイッ
チ手段３が同時にオフ状態となる期間を設けるために、
第１の駆動信号に応答して第１のスイッチ手段２をオン
オフ制御するとともに、第３の駆動信号に応答して第３
のスイッチ手段３をオンオフ制御している。また、第２
の駆動回路１６は、第２のスイッチ手段５と第４のスイ
ッチ手段６が同時にオフ状態となる期間を設けるため
に、第２の駆動信号に応答して第２のスイッチ手段５を
オンオフ制御するとともに、第４の駆動信号に応答して
第４のスイッチ手段６をオンオフ制御する。これによ
り、本発明においては入力直流電源と並列接続される第
１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段３が同時にオ
ン状態となることを防止する休止期間と、出力コンデン
サ７と並列接続される第４のスイッチ手段５と第４のス
イッチ手段６が同時にオン状態となることを防止する休
止期間を設けることができる。
は、第１の制御電圧と所定の電位差を有する第３の制御
電圧を出力し、第２の制御電圧と所定の電位差を有する
第４の制御電圧を出力する機能を有しても良い。この場
合、制御回路は、第３の制御電圧と三角波電圧とを比較
して第３の駆動信号を出力する第３の比較回路と、第４
の制御電圧と三角波電圧とを比較して第４の駆動信号を
出力する第４の比較回路とを設けている。また、第１の
駆動回路１５は、第１のスイッチ手段２と第３のスイッ
チ手段３が同時にオフ状態となる期間を設けるために、
第１の駆動信号に応答して第１のスイッチ手段２をオン
オフ制御するとともに、第３の駆動信号に応答して第３
のスイッチ手段３をオンオフ制御している。また、第２
の駆動回路１６は、第２のスイッチ手段５と第４のスイ
ッチ手段６が同時にオフ状態となる期間を設けるため
に、第２の駆動信号に応答して第２のスイッチ手段５を
オンオフ制御するとともに、第４の駆動信号に応答して
第４のスイッチ手段６をオンオフ制御する。これによ
り、本発明においては入力直流電源と並列接続される第
１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段３が同時にオ
ン状態となることを防止する休止期間と、出力コンデン
サ７と並列接続される第４のスイッチ手段５と第４のス
イッチ手段６が同時にオン状態となることを防止する休
止期間を設けることができる。
【００８１】
【発明の効果】以上、実施の形態において詳細に説明し
たところから明らかなように、本発明は次の効果を有す
る。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、降圧コン
バータ、昇降圧コンバータ、昇圧コンバータに切換えて
昇降圧動作させる場合において、その切換点における切
換動作をスムーズに行うことが可能となる。また、本発
明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング損
失の増大する昇降圧モードの動作領域を制御回路により
設定可能であり、この動作領域を狭く、或いは全く無く
した無変換モードとすることができる。さらに、本発明
のＤＣ−ＤＣコンバータの構成によれば、入力直流電源
と並列接続された第１のスイッチ手段と第３のスイッチ
手段の同時オンを防ぐ休止期間と、出力コンデンサと並
列接続された第２のスイッチ手段と第４のスイッチ手段
の同時オンを防ぐ休止期間とを容易に且つ確実に設定す
ることができる効果を奏する。
たところから明らかなように、本発明は次の効果を有す
る。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、降圧コン
バータ、昇降圧コンバータ、昇圧コンバータに切換えて
昇降圧動作させる場合において、その切換点における切
換動作をスムーズに行うことが可能となる。また、本発
明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング損
失の増大する昇降圧モードの動作領域を制御回路により
設定可能であり、この動作領域を狭く、或いは全く無く
した無変換モードとすることができる。さらに、本発明
のＤＣ−ＤＣコンバータの構成によれば、入力直流電源
と並列接続された第１のスイッチ手段と第３のスイッチ
手段の同時オンを防ぐ休止期間と、出力コンデンサと並
列接続された第２のスイッチ手段と第４のスイッチ手段
の同時オンを防ぐ休止期間とを容易に且つ確実に設定す
ることができる効果を奏する。
【図１】本発明に係る実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成を示す回路図である。
コンバータの構成を示す回路図である。
【図２】本発明に係る実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの各部動作を示す波形図である。
コンバータの各部動作を示す波形図である。
【図３】本発明に係る実施の形態２におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの各部動作を示す波形図である。
コンバータの各部動作を示す波形図である。
【図４】本発明に係る実施の形態１または実施の形態２
におけるＤＣ−ＤＣコンバータの他の構成を示す回路図
である。
におけるＤＣ−ＤＣコンバータの他の構成を示す回路図
である。
【図５】本発明に係る実施の形態３におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成を示す回路図である。
コンバータの構成を示す回路図である。
【図６】本発明に係る実施の形態３におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの各部動作を示す波形図である。
コンバータの各部動作を示す波形図である。
【図７】本発明に係る実施の形態４におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成を示す回路図である。
コンバータの構成を示す回路図である。
【図８】本発明に係る実施の形態４におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの各部動作を示す波形図である。
コンバータの各部動作を示す波形図である。
【図９】本発明に係る実施の形態５におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成を示す回路図である。
コンバータの構成を示す回路図である。
【図１０】本発明に係る実施の形態５におけるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの各部動作を示す波形図である。
Ｃコンバータの各部動作を示す波形図である。
【図１１】本発明に係る実施の形態６におけるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの各部動作を示す波形図である。
Ｃコンバータの各部動作を示す波形図である。
【図１２】本発明に係る実施の形態５または実施の形態
６におけるＤＣ−ＤＣコンバータの他の構成を示す回路
図である。
６におけるＤＣ−ＤＣコンバータの他の構成を示す回路
図である。
【図１３】本発明に係る実施の形態７におけるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの構成を示す回路図である。
Ｃコンバータの構成を示す回路図である。
【図１４】本発明に係る実施の形態７におけるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの各部動作を示す波形図である。
Ｃコンバータの各部動作を示す波形図である。
【図１５】本発明に係る実施の形態８におけるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの構成を示す回路図である。
Ｃコンバータの構成を示す回路図である。
【図１６】本発明に係る実施の形態８におけるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの各部動作を示す波形図である。
Ｃコンバータの各部動作を示す波形図である。
【図１７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回
路図である。
路図である。
１ 入力直流電源 ２ 第１のスイッチ手段 ３ 第３のスイッチ手段 ４ チョークコイル ５ 第２のスイッチ手段 ６ 第４のスイッチ手段 ７ 出力コンデンサ ８ 負荷 １０ 制御回路 １１ 検出回路 １２ 発振回路 １３ 第１の比較回路 １４ 第２の比較回路 １５ 第１の駆動回路 １６ 第２の駆動回路 １５１ 第１の増幅回路 １５２ 第１の反転回路 １６１ 第２の増幅回路 １６２ 第２の反転回路
Claims (14)
- 【請求項１】 直列に接続された第１のスイッチ手段と
チョークコイルと第２のスイッチ手段が、入力直流電源
に並列に接続され、 直列に接続された第３のスイッチ手段と前記チョークコ
イルと第４のスイッチ手段が、出力コンデンサに並列に
接続され、 制御回路がオンオフ制御すべきスイッチ手段に接続され
て構成されたＤＣ−ＤＣコンバータであって、 前記制御回路は、出力コンデンサの電圧を検出して制御
電圧を出力する検出回路と、等しい位相で所定の電位差
を有する第１の三角波電圧と第２の三角波電圧とを出力
する発振回路と、前記制御電圧と前記第１の三角波電圧
とを比較して第１の駆動信号を出力する第１の比較回路
と、前記制御電圧と前記第２の三角波電圧とを比較して
第２の駆動信号を出力する第２の比較回路と、前記第１
の駆動信号に応答して前記第１のスイッチ手段と前記第
３のスイッチ手段を交互にオンオフ制御する第１の駆動
回路と、前記第２の駆動信号に応答して前記第２のスイ
ッチ手段と前記第４のスイッチ手段を交互にオンオフ制
御する第２の駆動回路とを有する、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項２】 前記制御回路において、前記第１の三角
波電圧と前記第２の三角波電圧との間の所定の電位差
が、前記第１の三角波電圧と前記第２の三角波電圧の有
する各振幅より小さく設定された請求項１記載のＤＣ−
ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記制御回路において、前記第１の三角
波電圧と前記第２の三角波電圧との間の所定の電位差
が、前記第１の三角波電圧と第２の三角波電圧の有する
各振幅以上に設定された請求項１記載のＤＣ−ＤＣコン
バータ。 - 【請求項４】 前記第３のスイッチ手段がダイオードで
あり、前記第１の駆動回路が前記第１の駆動信号に応答
して前記第１のスイッチ手段をオンオフ制御するよう構
成された請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 前記第４のスイッチ手段がダイオードで
あり、前記第２の駆動回路が前記第２の駆動信号に応答
して前記第２のスイッチ手段をオンオフ制御するよう構
成された請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】 前記制御回路において、前記発振回路
が、前記第１の三角波電圧と所定の電位差を有する第３
の三角波電圧を出力し、前記第２の三角波電圧と所定の
電位差を有する第４の三角波電圧を出力するよう構成さ
れており、 前記制御回路が、前記制御電圧と前記第３の三角波電圧
とを比較して第３の駆動信号を出力する第３の比較回路
と、前記制御電圧と前記第４の三角波電圧とを比較して
第４の駆動信号を出力する第４の比較回路とをさらに有
し、 前記第１の駆動回路が、前記第１の駆動信号に応答して
前記第１のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第３の駆動信号に応答して前記第３のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第１のスイッチ手段と前記第
３のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定し、 前記第２の駆動回路が、前記第２の駆動信号に応答して
前記第２のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第４の駆動信号に応答して前記第４のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第２のスイッチ手段と前記第
４のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定するよう
構成された請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項７】 前記制御回路において、前記検出回路
が、前記制御電圧と所定の電位差を有する第２の制御電
圧を出力するよう構成されており、 前記制御回路が、前記第２の制御電圧と前記第１の三角
波電圧とを比較して第３の駆動信号を出力する第３の比
較回路と、前記第２の制御電圧と前記第２の三角波電圧
とを比較して第４の駆動信号を出力する第４の比較回路
とをさらに有し、 前記第１の駆動回路が、前記第１の駆動信号に応答して
前記第１のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第３の駆動信号に応答して前記第３のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第１のスイッチ手段と前記第
３のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定し、 前記第２の駆動回路が、前記第２の駆動信号に応答して
前記第２のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第４の駆動信号に応答して前記第４のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第２のスイッチ手段と前記第
４のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定するよう
構成された請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項８】 直列に接続された第１のスイッチ手段と
チョークコイルと第２のスイッチ手段が、入力直流電源
に並列に接続され、 直列に接続された第３のスイッチ手段と前記チョークコ
イルと第４のスイッチ手段が、出力コンデンサに並列に
接続され、 制御回路がオンオフ制御すべきスイッチ手段に接続され
て構成されたＤＣ−ＤＣコンバータであって、 前記制御回路は、出力コンデンサの電圧を検出して所定
の電位差を有する第１の制御電圧及び第２の制御電圧を
出力する検出回路と、三角波電圧を出力する発振回路
と、前記第１の制御電圧と前記三角波電圧とを比較して
第１の駆動信号を出力する第１の比較回路と、前記第２
の制御電圧と前記三角波電圧とを比較して第２の駆動信
号を出力する第２の比較回路と、前記第１の駆動信号に
応答して前記第１のスイッチ手段と前記第３のスイッチ
手段を交互にオンオフ制御する第１の駆動回路と、前記
第２の駆動信号に応答して前記第２のスイッチ手段と前
記第４のスイッチ手段を交互にオンオフ制御する第２の
駆動回路とを有する、ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項９】 前記制御回路において、前記第１の制御
電圧と第２の制御電圧との間の所定の電位差が、前記三
角波電圧の有する振幅よりも小さく設定された請求項８
記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１０】 前記制御回路において、前記第１の制
御電圧と第２の制御電圧との間の所定の電位差は、前記
三角波電圧の有する振幅以上に設定された請求項８記載
のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１１】 前記第３のスイッチ手段がダイオード
であり、前記第１の駆動回路が前記第１の駆動信号に応
答して前記第１のスイッチをオンオフ制御する請求項８
記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１２】 前記第４のスイッチ手段がダイオード
であり、前記第２の駆動回路が前記第２の駆動信号に応
答して前記第２のスイッチ手段をオンオフ制御する請求
項８記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１３】 前記制御回路において、前記発振回路
が、前記三角波電圧と所定の電位差を有する第２の三角
波電圧を出力するよう構成されており、 前記制御回路が、前記第１の制御電圧と前記第２の三角
波電圧とを比較して第３の駆動信号を出力する第３の比
較回路と、前記第２の制御電圧と前記第２の三角波電圧
とを比較して第４の駆動信号を出力する第４の比較回路
とをさらに有し、 前記第１の駆動回路が、前記第１の駆動信号に応答して
前記第１のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第３の駆動信号に応答して前記第３のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第１のスイッチ手段と前記第
３のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定し、 前記第２の駆動回路が、前記第２の駆動信号に応答して
前記第２のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第４の駆動信号に応答して前記第４のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第２のスイッチ手段と前記第
４のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定するよう
構成した請求項８記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１４】 前記制御回路において、前記検出回路
が、前記第１の制御電圧と所定の電位差を有する第３の
制御電圧を出力し、前記第２の制御電圧と所定の電位差
を有する第４の制御電圧を出力するよう構成されてお
り、 制御回路が、前記第３の制御電圧と前記三角波電圧とを
比較して第３の駆動信号を出力する第３の比較回路と、
前記第４の制御電圧と前記三角波電圧とを比較して第４
の駆動信号を出力する第４の比較回路とをさらに有し、 前記第１の駆動回路が、前記第１の駆動信号に応答して
前記第１のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第３の駆動信号に応答して前記第３のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第１のスイッチ手段と前記第
３のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定し、 前記第２の駆動回路が、前記第２の駆動信号に応答して
前記第２のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第４の駆動信号に応答して前記第４のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第２のスイッチ手段と前記第
４のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定するよう
構成した請求項８記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001052743A JP2002262548A (ja) | 2001-02-27 | 2001-02-27 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001052743A JP2002262548A (ja) | 2001-02-27 | 2001-02-27 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002262548A true JP2002262548A (ja) | 2002-09-13 |
Family
ID=18913329
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001052743A Pending JP2002262548A (ja) | 2001-02-27 | 2001-02-27 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP2002262548A (ja) |
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- 2001-02-27 JP JP2001052743A patent/JP2002262548A/ja active Pending
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