JPWO2006104268A1 - 電圧変換装置および車両 - Google Patents
電圧変換装置および車両 Download PDFInfo
- Publication number
- JPWO2006104268A1 JPWO2006104268A1 JP2007510589A JP2007510589A JPWO2006104268A1 JP WO2006104268 A1 JPWO2006104268 A1 JP WO2006104268A1 JP 2007510589 A JP2007510589 A JP 2007510589A JP 2007510589 A JP2007510589 A JP 2007510589A JP WO2006104268 A1 JPWO2006104268 A1 JP WO2006104268A1
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- reactor
- voltage
- power supply
- voltage converter
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B60—VEHICLES IN GENERAL
- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L9/00—Electric propulsion with power supply external to the vehicle
- B60L9/16—Electric propulsion with power supply external to the vehicle using ac induction motors
- B60L9/18—Electric propulsion with power supply external to the vehicle using ac induction motors fed from dc supply lines
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B60—VEHICLES IN GENERAL
- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L58/00—Methods or circuit arrangements for monitoring or controlling batteries or fuel cells, specially adapted for electric vehicles
- B60L58/40—Methods or circuit arrangements for monitoring or controlling batteries or fuel cells, specially adapted for electric vehicles for controlling a combination of batteries and fuel cells
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1582—Buck-boost converters
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B60—VEHICLES IN GENERAL
- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L2210/00—Converter types
- B60L2210/10—DC to DC converters
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T90/00—Enabling technologies or technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02T90/40—Application of hydrogen technology to transportation, e.g. using fuel cells
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
- Sustainable Development (AREA)
- Sustainable Energy (AREA)
- Transportation (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
ＤＣ／ＤＣコンバータ（３０）は、リアクトル（Ｌ）と、ＩＧＢＴ素子（ＴＲ３）と、ＩＧＢＴ素子（ＴＲ４）と、デッドタイム生成部（３７）と、ＤＣ−ＣＰＵ（３１）とを含む。デッドタイム生成部（３７）は、デューティー比の基準信号（ＧＡＴＥＢＡ）に応じて、ＩＧＢＴ素子（ＴＲ３，ＴＲ４）を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号（ＧＵＰ，ＧＵＮ）を出力する。ＤＣ−ＣＰＵ（３１）は、電圧指令値（Ｖｆｃｒ）に基づき算出した仮デューティー比をリアクトル（Ｌ）に流れるリアクトル電流値（ＩＬ）に応じて補正して基準信号（ＧＡＴＥＢＡ）を出力する。好ましくは、ＤＣ−ＣＰＵ（３１）は、リアクトル電流値（ＩＬ）を３状態に対応させ、状態遷移が発生する値にリアクトル電流値が近づくと補正値を徐々に切替える。
Description
この発明は、電圧変換装置および車両に関し、特に２つの電圧系の間に設置され双方向に電流供給が可能な電圧変換装置およびそれを備える車両に関する。
特開２００４−１２０８４４号公報には、インバータと組合せて用いられる昇圧コンバータの制御装置が開示されている。この制御装置は、出力電圧検出値と出力電圧指令値との差に応じてコンバータスイッチング素子のデューディー比を比例積分制御によりフィードバック制御するものである。
そして、この制御装置は、演算回路でインバータ出力電力値を求めこれを比較器で所定値と比較することでコンバータの電流経路を判断し、その結果に応じて補正回路からコンバータ電力電圧の変動を抑制する側のデューディー比補正量を出力している。
近年、電気自動車、ハイブリッド自動車および燃料電池自動車等のように、車両推進用の駆動源として交流式モータを採用し、この交流式モータを駆動するインバータ装置を搭載する自動車が登場している。
このような車両では、車両推進用モータを駆動するための高電圧バッテリと低電圧の補機用バッテリなどの２つ以上の異なる電圧のバッテリを搭載するケースがある。
また、燃料電池を搭載する自動車では、稼動開始から安定出力にいたるまで燃料電池の出力電圧が変動する。このため駆動用の電力を安定的に確保するには燃料電池と二次電池とを組み合わせ、電圧変換器で接続して使用することが検討されている。
車両状態に応じて燃料電池の出力電圧も二次電池の出力電圧も変動するので、この間に接続される電圧変換器は、車両に必要とされるパワーに応じて、二次電池側から燃料電池側に電流を供給したり、逆に燃料電池側から二次電池に充電したりする動作を行なう。
このため、車両の加速、道路の傾斜等に応じて必要な電圧を速やかに出力できる電圧変換器が要求される。
また、特開２００４−１２０８４４号公報に開示された技術では、インバータ出力電力に応じてデューディー比補正量を決定しているが、インバータ側に燃料電池が接続されるシステムでは、インバータ電力出力のみでは正確な最適補正量を得ることができない場合がある。
そして、この制御装置は、演算回路でインバータ出力電力値を求めこれを比較器で所定値と比較することでコンバータの電流経路を判断し、その結果に応じて補正回路からコンバータ電力電圧の変動を抑制する側のデューディー比補正量を出力している。
近年、電気自動車、ハイブリッド自動車および燃料電池自動車等のように、車両推進用の駆動源として交流式モータを採用し、この交流式モータを駆動するインバータ装置を搭載する自動車が登場している。
このような車両では、車両推進用モータを駆動するための高電圧バッテリと低電圧の補機用バッテリなどの２つ以上の異なる電圧のバッテリを搭載するケースがある。
また、燃料電池を搭載する自動車では、稼動開始から安定出力にいたるまで燃料電池の出力電圧が変動する。このため駆動用の電力を安定的に確保するには燃料電池と二次電池とを組み合わせ、電圧変換器で接続して使用することが検討されている。
車両状態に応じて燃料電池の出力電圧も二次電池の出力電圧も変動するので、この間に接続される電圧変換器は、車両に必要とされるパワーに応じて、二次電池側から燃料電池側に電流を供給したり、逆に燃料電池側から二次電池に充電したりする動作を行なう。
このため、車両の加速、道路の傾斜等に応じて必要な電圧を速やかに出力できる電圧変換器が要求される。
また、特開２００４−１２０８４４号公報に開示された技術では、インバータ出力電力に応じてデューディー比補正量を決定しているが、インバータ側に燃料電池が接続されるシステムでは、インバータ電力出力のみでは正確な最適補正量を得ることができない場合がある。
この発明の目的は、出力電圧の制御性が向上された電圧変換器およびそれを備える車両を提供することである。
この発明は、要約すると、電圧変換装置であって、インバータと組合せて用いられる電圧変換器の制御を行なう制御部を備える。制御部は、電圧変換器の通過電流を検出する検出手段と、電圧変換器のスイッチング素子をオン、オフさせるためのデューティー比を検出手段の出力に応じて補正する補正手段とを含む。
好ましくは、インバータに接続される第１の電源ノードと蓄電装置に接続される第２の電源ノードとの間で電圧変換を行なう。
より好ましくは、第１の電源ノードには、さらに整流素子を介して燃料電池が接続される。
より好ましくは、電圧変換器は、デューティー比が大きいほど第２の電源ノードに対する第１の電源ノードの電圧を高く設定する。
この発明の他の局面に従うと、電圧変換器であって、インバータと組合せて用いられる電圧変換器の制御を行なう制御部を備える。制御部は、電圧変換器の通過電流を検出する検出部と、電圧変換器のスイッチング素子をオン、オフさせるためのデューティー比を検出手段の出力に応じて補正する補正部とを含む。
好ましくは、電圧変換器は、インバータに接続される第１の電源ノードと蓄電装置に接続される第２の電源ノードとの間で電圧変換を行なう。
より好ましくは、第１の電源ノードには、さらに整流素子を介して燃料電池が接続される。
より好ましくは、電圧変換器は、デューティー比が大きいほど第２の電源ノードに対する第１の電源ノードの電圧を高く設定する。
この発明のさらに他の局面に従うと、電圧変換器であって、リアクトルと、第１の活性化信号に応じてリアクトルの一方端を第１の電源ノードに結合する第１のスイッチング素子と、第２の活性化信号に応じてリアクトルの一方端を接地ノードに結合する第２のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号をデューティー比の基準信号に応じて出力する第１のデッドタイム生成部と、電圧指令値に基づき算出した仮デューティー比をリアクトルに流れるリアクトル電流値に応じて補正して基準信号を出力する制御部とを備える。
好ましくは、制御部は、リアクトル電流値を３状態に対応させ、状態遷移が発生する値にリアクトル電流値が近づくと補正値を徐々に切替える。
好ましくは、制御部は、電圧指令値と出力電圧値の偏差に基づいて比例積分微分制御を行っており、リアクトルの電流値に応じて積分項を補正することによって仮デューティー比の補正を行なう。
好ましくは、電圧変換器は、基準信号に応じて第２の活性化信号、第１の活性化信号とそれぞれ同期して活性化される第３の活性化信号、第４の活性化信号を出力する第２のデッドタイム生成部と、第３の活性化信号に応じてリアクトルの他方端を第２の電源ノードに結合する第３のスイッチング素子と、第４の活性化信号に応じてリアクトルの他方端を接地ノードに結合する第４のスイッチング素子とをさらに備える。
より好ましくは、第１の電源ノードは、モータ駆動用のインバータに接続され、第２の電源ノードは、蓄電装置に接続される。
さらに好ましくは、第１の電源ノードには、さらに整流素子を介して燃料電池が接続される。
この発明のさらに他の局面に従うと、電圧変換装置を備える車両であって、電圧変換装置は、リアクトルと、第１の活性化信号に応じてリアクトルの一方端を第１の電源ノードに結合する第１のスイッチング素子と、第２の活性化信号に応じてリアクトルの一方端を接地ノードに結合する第２のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号をデューティー比の基準信号に応じて出力する第１のデッドタイム生成部と、電圧指令値に基づき算出した仮デューティー比をリアクトルに流れるリアクトル電流値に応じて補正して基準信号を出力する制御部とを含む。
好ましくは、制御部は、リアクトル電流値を３状態に対応させ、状態遷移が発生する値にリアクトル電流値が近づくと補正値を徐々に切替える。
好ましくは、制御部は、電圧指令値と出力電圧値の偏差に基づいて比例積分微分制御を行っており、リアクトルの電流値に応じて積分項を補正することによって仮デューティー比の補正を行なう。
好ましくは、電圧変換器は、基準信号に応じて第２の活性化信号、第１の活性化信号とそれぞれ同期して活性化される第３の活性化信号、第４の活性化信号を出力する第２のデッドタイム生成部と、第３の活性化信号に応じてリアクトルの他方端を第２の電源ノードに結合する第３のスイッチング素子と、第４の活性化信号に応じてリアクトルの他方端を接地ノードに結合する第４のスイッチング素子とをさらに含む。
好ましくは、車両は、車輪を駆動するモータと、第１の電源ノードに接続され、モータを駆動するインバータと、第２の電源ノードに接続される蓄電装置とをさらに備える。
より好ましくは、車両は、燃料電池と、第１の電源ノードと燃料電池との間に接続される整流素子とをさらに備える。
本発明によれば、出力電圧の精度が向上し、かつリアクトル電流の状態変化が起こった場合でも早期に出力電圧を目標値に収束させることができる。
この発明は、要約すると、電圧変換装置であって、インバータと組合せて用いられる電圧変換器の制御を行なう制御部を備える。制御部は、電圧変換器の通過電流を検出する検出手段と、電圧変換器のスイッチング素子をオン、オフさせるためのデューティー比を検出手段の出力に応じて補正する補正手段とを含む。
好ましくは、インバータに接続される第１の電源ノードと蓄電装置に接続される第２の電源ノードとの間で電圧変換を行なう。
より好ましくは、第１の電源ノードには、さらに整流素子を介して燃料電池が接続される。
より好ましくは、電圧変換器は、デューティー比が大きいほど第２の電源ノードに対する第１の電源ノードの電圧を高く設定する。
この発明の他の局面に従うと、電圧変換器であって、インバータと組合せて用いられる電圧変換器の制御を行なう制御部を備える。制御部は、電圧変換器の通過電流を検出する検出部と、電圧変換器のスイッチング素子をオン、オフさせるためのデューティー比を検出手段の出力に応じて補正する補正部とを含む。
好ましくは、電圧変換器は、インバータに接続される第１の電源ノードと蓄電装置に接続される第２の電源ノードとの間で電圧変換を行なう。
より好ましくは、第１の電源ノードには、さらに整流素子を介して燃料電池が接続される。
より好ましくは、電圧変換器は、デューティー比が大きいほど第２の電源ノードに対する第１の電源ノードの電圧を高く設定する。
この発明のさらに他の局面に従うと、電圧変換器であって、リアクトルと、第１の活性化信号に応じてリアクトルの一方端を第１の電源ノードに結合する第１のスイッチング素子と、第２の活性化信号に応じてリアクトルの一方端を接地ノードに結合する第２のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号をデューティー比の基準信号に応じて出力する第１のデッドタイム生成部と、電圧指令値に基づき算出した仮デューティー比をリアクトルに流れるリアクトル電流値に応じて補正して基準信号を出力する制御部とを備える。
好ましくは、制御部は、リアクトル電流値を３状態に対応させ、状態遷移が発生する値にリアクトル電流値が近づくと補正値を徐々に切替える。
好ましくは、制御部は、電圧指令値と出力電圧値の偏差に基づいて比例積分微分制御を行っており、リアクトルの電流値に応じて積分項を補正することによって仮デューティー比の補正を行なう。
好ましくは、電圧変換器は、基準信号に応じて第２の活性化信号、第１の活性化信号とそれぞれ同期して活性化される第３の活性化信号、第４の活性化信号を出力する第２のデッドタイム生成部と、第３の活性化信号に応じてリアクトルの他方端を第２の電源ノードに結合する第３のスイッチング素子と、第４の活性化信号に応じてリアクトルの他方端を接地ノードに結合する第４のスイッチング素子とをさらに備える。
より好ましくは、第１の電源ノードは、モータ駆動用のインバータに接続され、第２の電源ノードは、蓄電装置に接続される。
さらに好ましくは、第１の電源ノードには、さらに整流素子を介して燃料電池が接続される。
この発明のさらに他の局面に従うと、電圧変換装置を備える車両であって、電圧変換装置は、リアクトルと、第１の活性化信号に応じてリアクトルの一方端を第１の電源ノードに結合する第１のスイッチング素子と、第２の活性化信号に応じてリアクトルの一方端を接地ノードに結合する第２のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号をデューティー比の基準信号に応じて出力する第１のデッドタイム生成部と、電圧指令値に基づき算出した仮デューティー比をリアクトルに流れるリアクトル電流値に応じて補正して基準信号を出力する制御部とを含む。
好ましくは、制御部は、リアクトル電流値を３状態に対応させ、状態遷移が発生する値にリアクトル電流値が近づくと補正値を徐々に切替える。
好ましくは、制御部は、電圧指令値と出力電圧値の偏差に基づいて比例積分微分制御を行っており、リアクトルの電流値に応じて積分項を補正することによって仮デューティー比の補正を行なう。
好ましくは、電圧変換器は、基準信号に応じて第２の活性化信号、第１の活性化信号とそれぞれ同期して活性化される第３の活性化信号、第４の活性化信号を出力する第２のデッドタイム生成部と、第３の活性化信号に応じてリアクトルの他方端を第２の電源ノードに結合する第３のスイッチング素子と、第４の活性化信号に応じてリアクトルの他方端を接地ノードに結合する第４のスイッチング素子とをさらに含む。
好ましくは、車両は、車輪を駆動するモータと、第１の電源ノードに接続され、モータを駆動するインバータと、第２の電源ノードに接続される蓄電装置とをさらに備える。
より好ましくは、車両は、燃料電池と、第１の電源ノードと燃料電池との間に接続される整流素子とをさらに備える。
本発明によれば、出力電圧の精度が向上し、かつリアクトル電流の状態変化が起こった場合でも早期に出力電圧を目標値に収束させることができる。
図１は、本発明の実施の形態に係る電圧変換器を搭載した車両の構成を示す説明図である。
図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ３０について詳細な構成を示した回路図である。
図３は、スイッチング素子のデューディー比が５０％より小さい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
図４は、スイッチング素子のデューディー比が５０％より大きい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
図５は、リアクトル電流が３状態に分類されることを説明するための波形図である。
図６は、図５の状態Ａにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図７は、図５の状態Ｃにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図８は、図５の状態Ｂにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図９は、図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１の構成を示したブロック図である。
図１０は、ＤＣ−ＣＰＵ３１で行なわれる処理構造を示したフローチャートである。
図１１は、リアクトル電流が負の場合のデッドタイム補正値とリアクトル電流の関係を示した図である。
図１２は、リアクトル電流が正の場合のデッドタイム補正値とリアクトル電流の関係を示した図である。
図１３は、実施の形態２において図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１に代えて用いられるＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの構成を示したブロック図である。
図１４は、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａで行なわれる処理構造を示したフローチャートである。
図１５は、積分項ゲインの切り替え例を示した図である。
図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ３０について詳細な構成を示した回路図である。
図３は、スイッチング素子のデューディー比が５０％より小さい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
図４は、スイッチング素子のデューディー比が５０％より大きい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
図５は、リアクトル電流が３状態に分類されることを説明するための波形図である。
図６は、図５の状態Ａにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図７は、図５の状態Ｃにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図８は、図５の状態Ｂにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図９は、図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１の構成を示したブロック図である。
図１０は、ＤＣ−ＣＰＵ３１で行なわれる処理構造を示したフローチャートである。
図１１は、リアクトル電流が負の場合のデッドタイム補正値とリアクトル電流の関係を示した図である。
図１２は、リアクトル電流が正の場合のデッドタイム補正値とリアクトル電流の関係を示した図である。
図１３は、実施の形態２において図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１に代えて用いられるＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの構成を示したブロック図である。
図１４は、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａで行なわれる処理構造を示したフローチャートである。
図１５は、積分項ゲインの切り替え例を示した図である。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
［車両の全体構成］
図１は、本発明の実施の形態に係る電圧変換器を搭載した車両の構成を示す説明図である。一例として、車両が燃料電池自動車である例が示されるが、これに限らず、電気自動車、ハイブリッド自動車にも本発明は適用可能である。
図１を参照して、この車両は、車輪６３Ｌ，６３Ｒに連結された同期モータ６１を駆動力源として走行する。同期モータ６１の電源は、電源システム１である。電源システム１から出力される直流は、インバータ６０で三相交流に変換され同期モータ６１に供給される。同期モータ６１は、制動時に発電機として機能することもできる。
電源システム１は、燃料電池４０、バッテリ２０、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０等から構成される。燃料電池４０は、水素と酸素の電気化学反応によって発電する装置である。一例としては、固体高分子型の燃料電池を用いることができる。これに限らず、燃料電池４０には、燐酸型、溶融炭酸塩型など種々のタイプの燃料電池を適用可能である。発電に利用される水素ガスは、アルコール等の原料を改質して生成される。本実施の形態では、発電を行なうスタック、燃料ガスを生成する改質器等を含めて燃料電池４０と称する。なお、改質器に代えて、水素吸蔵合金、水素ボンベなどを利用して水素ガス自体を貯蔵する構成を採ることも可能である。
バッテリ２０は、充放電可能な二次電池であり、一例としては、ニッケル水素バッテリを用いることができる。その他、種々のタイプの二次電池を適用可能である。また、バッテリ２０に代えて、二次電池以外の充放電可能な蓄電器、例えばキャパシタを用いても良い。
燃料電池４０とバッテリ２０とはインバータ６０に並列接続されている。燃料電池４０からインバータ６０への回路には、バッテリ２０からの電流または同期モータ６１で発電された電流が逆流するのを防止するためのダイオード４２が設けられている。並列に接続された電源の電力を適切に使い分けるためには、両者の相対的な電圧差を制御する必要がある。本実施の形態では、この目的から、バッテリ２０とインバータ６０との間にＤＣ／ＤＣコンバータ３０が設けられている。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は直流の電圧変換器である。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、バッテリ２０から入力されたＤＣ電圧を調整してインバータ６０側に出力する機能、燃料電池４０またはモータ６１から入力されたＤＣ電圧を調整してバッテリ２０に出力する機能を奏する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の機能により、バッテリ２０の充放電が実現される。
バッテリ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ３０との間には、車両補機５０およびＦＣ補機５１が接続されている。つまり、バッテリ２０は、これらの補機の電源となる。車両補機５０とは、車両の運転時に使用される種々の電力機器を言い、照明機器、空調機器、油圧ポンプなどが含まれる。ＦＣ補機５１とは、燃料電池４０の運転に使用される種々の電力機器を言い、燃料ガスや改質原料を供給するためのポンプ、改質器の温度を調整するヒータ等が含まれる。
上述した各要素の運転は、制御ユニット１０によって制御される。制御ユニット１０は、内部にＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭを備えたマイクロコンピュータとして構成されている。制御ユニット１０は、インバータ６０のスイッチングを制御して、要求動力に応じた三相交流を同期モータ６１に出力する。要求動力に応じた電力が供給されるよう、燃料電池４０およびＤＣ／ＤＣコンバータ３０の運転を制御する。
これらの制御を実現するために、制御ユニット１０には、種々のセンサ信号が入力される。これらのセンサには、例えば、アクセルペダルセンサ１１、バッテリ２０の充電状態ＳＯＣ（Ｓｔａｔｅ Ｏｆ Ｃｈａｒｇｅ）を検出するＳＯＣセンサ２１、燃料電池４０のガス流量を検出する流量センサ４１、車速を検出する車速センサ６２が含まれる。図示しないが、制御ユニット１０には、その他種々のセンサが接続されている。
図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ３０について詳細な構成を示した回路図である。なお、動作の理解の容易のために、図２にはＤＣ／ＤＣコンバータ３０の周辺部についても一部構成が示されている。
図２を参照して、この車両には、バッテリ２０と、バッテリ２０の端子間に接続される平滑用コンデンサ６と、インバータ６０と、インバータ６０によって駆動されるモータ６１と、インバータに直流電圧を供給する直列に接続されるダイオード４２および燃料電池４０と、インバータの電源端子間に接続される平滑用コンデンサ１４とが設けられる。ダイオード４２は、燃料電池４０に電流が流入するのを防止するための保護素子である。
この車両には、さらに、バッテリ２０の電圧ＶＢを検出する電圧センサ２２と、バッテリ２０に流れる電流ＩＢを検出する電流センサ２３と、インバータ電圧ＶＩＮＶを検出する電圧センサ４４と、インバータ側に流れる電流ＩＩＮＶを検出する電流センサ４３と、バッテリの電圧ＶＢとインバータの電圧ＶＩＮＶとの間で相互に電圧変換を行なうＤＣ／ＤＣコンバータ３０とが搭載されている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、バッテリ２０の端子間に接続される第１のアームと、インバータ６０の電源端子間に接続される第２のアームと、第１、第２のアーム間に接続されるリアクトルＬとを含む。
第１のアームは、バッテリ２０の正極と負極との間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ２と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１と並列に接続されるダイオードＤ１と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２と並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。
ＩＧＢＴ素子ＴＲ１のコレクタはバッテリ２０の正極に接続され、エミッタはノードＮ１に接続される。ダイオードＤ１はノードＮ１からバッテリ２０の正極に向かう向きを順方向として接続される。
ＩＧＢＴ素子ＴＲ２のコレクタはノードＮ１に接続され、エミッタはバッテリ２０の負極に接続される。ダイオードＤ２はバッテリ２０の負極からノードＮ１に向かう向きを順方向として接続される。
第２のアームは、インバータの正負電源端子間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＴＲ３，ＴＲ４と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ３と並列に接続されるダイオードＤ３と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ４と並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。
ＩＧＢＴ素子ＴＲ３のコレクタはインバータ６０の正電源端子に接続され、エミッタはノードＮ２に接続される。ダイオードＤ３はノードＮ２からインバータ６０の正電源端子に向かう向きを順方向として接続される。
ＩＧＢＴ素子ＴＲ４のコレクタはノードＮ２に接続され、エミッタはインバータ６０の負電源端子に接続される。ダイオードＤ４はインバータ６０の負電源端子からノードＮ２に向かう向きを順方向として接続される。
リアクトルＬは、ノードＮ１とノードＮ２との間に接続される。
バッテリ２０の電圧ＶＢと燃料電池４０の出力電圧とは、取り得る範囲が一部重なっている。たとえばバッテリはニッケル水素バッテリなどが使用され、その電源電圧はたとえば２００Ｖ〜３００Ｖの範囲で変動するとする。一方、燃料電池４０の出力電圧はたとえば２４０Ｖ〜４００Ｖの範囲で変動するとする。したがってバッテリ２０の電圧が燃料電池４０の出力電圧よりも高い場合と低い場合とがあるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は先に説明したように第１、第２のアームを有するような構成となっている。この構成により、バッテリ２０側からインバータ６０側に昇圧および降圧が可能となり、かつインバータ６０側からバッテリ２０側に昇圧および降圧が可能となる。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、さらに、ＤＣ−ＣＰＵ３１と、バッファ３２と、反転バッファ３４，３５，３６，３８，３９と、デッドタイム生成部３３，３７と、リアクトルＬの電流値ＩＬを検知する電流センサＳＥとを含む。
ＤＣ−ＣＰＵ３１は、電圧指令値Ｖｆｃｒおよび電流値ＩＬに応じてコンバータのスイッチングデューティー比の基準となる信号ＧＡＴＥＢＡを出力する。信号ＧＡＴＥＢＡは、バッファ３２によってデッドタイム生成部３３に伝達される。デッドタイム生成部３３は、出力信号の立ち上がりを遅延させて相補な２つの出力信号の活性期間の間に２つの出力信号が双方とも不活性となるデッドタイムを設ける。
デッドタイム生成部３３の相補な出力信号は、それぞれ反転バッファ３４，３５に与えられる。反転バッファ３４はＩＧＢＴ素子ＴＲ１に対してゲート信号ＭＵＰを出力する。反転バッファ３５はＩＧＢＴ素子ＴＲ１に対してゲート信号ＭＤＮを出力する。
また、信号ＧＡＴＥＢＡは、反転バッファ３６によってデッドタイム生成部３７に伝達される。デッドタイム生成部３７は、入力信号の立ち上がり又は立下りを遅延させて相補な２つの出力信号の活性期間の間に２つの出力信号が双方とも不活性となるデッドタイムを設ける。
デッドタイム生成部３７の相補な出力信号は、それぞれ反転バッファ３８，３９に与えられる。反転バッファ３８はＩＧＢＴ素子ＴＲ３に対してゲート信号ＧＵＰを出力する。反転バッファ３９はＩＧＢＴ素子ＴＲ４に対してゲート信号ＧＵＮを出力する。
図３は、スイッチング素子のデューディー比が５０％より小さい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
図４は、スイッチング素子のデューディー比が５０％より大きい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
ここで、デューディー比とは、スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとするとＴｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）で表される。
また、リアクトル電流の傾きはΔＩ／Δｔ＝Ｖ／Ｌで決まるが、理解の容易のためコンバータの入口側と出口側の電圧が等しい場合について図３、図４はリアクトル電流ＩＬを示している。
図３に示すようにＩＬ基準パルスのデューディー比Ｄ＜５０％の場合には、次第にリアクトル電流ＩＬが減少していく。逆に図４に示すようにＩＬ基凖パルスのデューディー比Ｄ＞５０％の場合には、次第にリアクトル電流ＩＬが増加していく。
図２のバッテリ２０からの放電時には、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオン状態に制御されることによってリアクトルＬにエネルギが蓄積される。続いてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギがダイオードＤ２→リアクトルＬ→ダイオードＤ３の電流経路で放出される。
これによりバッテリ２０から供給される電力によってインバータ６０が駆動されモータ６１が回転する。このときに同期して、ダイオードＤ２、Ｄ３における損失を減らすために、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３を導通させて抵抗を減らしている。ただし、ＩＧＢＴ素子はスイッチング時にターンオフ遅れが生ずるので、ゲート制御信号にデッドタイムが設けられている。
図２のＤＣ−ＣＰＵ３１がＰＷＭ制御して発生する基準信号ＧＡＴＥＢＡに対して、ＩＧＢＴ素子のゲートを駆動するドライブ信号を作成する際に、素子のオン指令を遅らせるなどの構成を追加することで上下アームの短絡の危険性を回避しており、この短絡防止のために設ける上下アームのＩＧＢＴ素子の両方がオフとなる期間をデッドタイムと呼んでいる。
図示しないが、モータ６１には車輪が減速機を介して接続されている。このようなバッテリ２０からの放電は、燃料電池４０からの電力だけでは必要なパワーに満たないような高パワー領域でモータ６１を運転させる場合や、停車時や低負荷走行時など燃料電池４０の効率が低い領域での運転を行なう場合に行なわれる。
図２のバッテリ２０への充電時には、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオン状態に制御されることによってリアクトルＬにエネルギが蓄積される。続いてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギがダイオードＤ４→リアクトルＬ→ダイオードＤ１の電流経路で放出される。
このようにバッテリ２０に対して充電が行なわれるのは、バッテリ２０の充電状態（ＳＯＣ）が低下している場合で燃料電池４０の出力に余裕がある場合である。または、走行時に車両を制動させた場合においてモータ６１が回生運転を行なうことにより電気エネルギを回収してバッテリ２０に蓄積する場合である。
この動作により、燃料電池４０で発電された直流電力が供給され、または回生運転によりモータ６１で発電された交流電力がインバータ６０で直流電力に変換されて供給されてバッテリ２０に対する充電が行なわれる。
バッテリ２０への充電時にも、上下アームの短絡を防止するためにデッドタイムが設けられている。
図５は、リアクトル電流が３状態に分類されることを説明するための波形図である。
図５を参照して、状態Ａは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に負である状態である。このときリアクトル電流の向きは、図２においてリアクトル電流ＩＬの矢印で示した向きを正とする。つまり、状態Ａは、バッテリ２０に燃料電池４０またはインバータ６０から充電が行なわれている状態である。
状態Ｃは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に正である状態である。つまり、状態Ｃは、バッテリ２０からインバータ６０に放電が行なわれている状態である。
状態Ｂは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬの最大値Ｉｍａｘが正で、最小値Ｉｍｉｎが負である状態である。つまり状態Ｂは、バッテリ２０に充電される電流とバッテリ２０から放電される電流とがほぼ拮抗している状態である。
図６は、図５の状態Ａにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図２、図６を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１から出力された基準信号ＧＡＴＥＢＡは、デッドタイム生成部３３，３７によってデッドタイムが付加された結果、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４を図６の波形図に示すようにＯＮ・ＯＦＦさせる。
すなわち、時刻ｔ１の基準信号ＧＡＴＥＢＡの立下りに応じてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオン状態からオフ状態に非活性化され、デッドタイムＴｄｔ１が経過した後の時刻ｔ３においてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオフ状態からオン状態に活性化される。
続いて、時刻ｔ４の基準信号ＧＡＴＥＢＡの立上りに応じてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオン状態からオフ状態に非活性化され、デッドタイムＴｄｔ２が経過した後の時刻ｔ６においてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオフ状態からオン状態に活性化される。
ここで、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が並列接続されている。したがって、デッドタイムにおいてもダイオードの順方向には電流が流れうる。
状態Ａにおいては、リアクトル電流ＩＬが負すなわち図２のノードＮ２からノードＮ１に向けて流れている。したがってＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がすべてオフ状態であるデッドタイム時には、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通する。
つまり時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ４〜ｔ９の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが増加し、１サイクル中リアクトル電流が減少する時間は時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間のみとなる。
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比が５０％であるとすると、状態Ａでは、次第にリアクトル電流ＩＬが増加していく傾向となる。
図７は、図５の状態Ｃにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図７の基準信号ＧＡＴＡＢＡとＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン／オフ状態については、図６の場合と同様であるので説明は繰返さない。
図２、図７を参照して、状態Ｃにおいては、リアクトル電流ＩＬが正すなわち図２のノードＮ１からノードＮ２に向けて流れている。したがってＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がすべてオフ状態であるデッドタイム時には、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通する。
つまり時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ１〜ｔ６の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが減少し、１サイクル中リアクトル電流が増加する時間は時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間のみとなる。
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比が５０％であるとすると、状態Ｃでは、次第にリアクトル電流ＩＬが減少していく傾向となる。
図８は、図５の状態Ｂにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図８の基準信号ＧＡＴＡＢＡとＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン／オフ状態については、図６の場合と同様であるので説明は繰返さない。
図２、図８を参照して、状態Ｂにおいては、リアクトル電流ＩＬが正すなわち図２のノードＮ１からノードＮ２に向けて流れている期間と、リアクトル電流ＩＬが負すなわち図２のノードＮ２からノードＮ１に向けて流れている期間とが繰返される。
この場合は、時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１を加えた時間、つまり時刻ｔ１〜ｔ４の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが減少し、時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ４〜ｔ７の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが増加する。
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比が５０％であるとすると、デッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２が等しければ、状態Ｂでは、リアクトル電流ＩＬは現状を維持する傾向となる。
以上図６〜図８で説明したように、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比と実際にリアクトルで電流の増加減少が行なわれるデューディーとはリアクトルの電流状態で異なる。
したがって、精度よく制御を行なうためにはリアクトルの電流状態に応じて、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比を補正してやる必要がある。
つまり、状態Ａでは目標よりも基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比を小さく補正する必要があり、状態Ｃでは目標よりも基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を大きく補正する必要がある。
［実施の形態１］
図９は、図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１の構成を示したブロック図である。
図９を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１は、指令電圧値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃを演算する演算部７２と、偏差ΔＶｆｃの微分処理を行なう処理部７４と、処理部７４の出力に微分項ゲインＫｄＶを掛ける演算部７６と、偏差ΔＶｆｃの積分処理を行なう処理部８０と、処理部８０の出力に積分項ゲインＫｉＶを掛ける演算部８２と、偏差ΔＶｆｃに比例項ＫｐＶを掛ける演算部７８と、演算部７６，８２，８４の出力の和を演算する演算部８４とを含む。演算部８４は和信号Ｖｆｃを出力する。
ＤＣ−ＣＰＵ３１は、さらに、指令電圧値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧値ＶＢとを受けてＶｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算してこれを電圧値Ｖｆｃｒｅｑとして出力するフィードフォワード処理部８６と、図２の電流センサＳＥからリアクトル電流値ＩＬを受けて、図５の状態Ａ、Ｂ，Ｃのいずれの状態であるがを判断し、その状態に対応するデッドタイム分のデューティー比の補正値を選択するデッドタイム補正部９０と、デッドタイム補正部９０の出力と電圧値Ｖｆｃと電圧値Ｖｆｃｒｅｑとを加算して電圧値Ｖ１を出力する加算処理部８８と、電圧値Ｖ１を受けて基準信号ＧＡＴＡＢＡを出力するＰＷＭ処理部９２とを含む。
デッドタイム補正部９０の処理は、たとえば、状態Ａでは−３６Ｖ、状態Ｂでは５．４Ｖ、状態Ｃでは４２．８Ｖという電圧値を補正値として出力する。
ＰＷＭ処理部９２は、加算処理部８８で加算された結果の電圧値Ｖ１に対応するスイッチング基準タイミングを示す信号ＧＡＴＥＢＡを図２のバッファ３２および反転バッファ３６に出力する。
図１０は、ＤＣ−ＣＰＵ３１で行なわれる処理構造を示したフローチャートである。この処理は、制御のメインルーチンから所定時間毎または所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。
図１０を参照して、まず処理が開始されると、ステップＳ１においてＤＣ−ＣＰＵ３１は、図２の電流センサＳＥの出力するリアクトル電流値ＩＬを取得して現在のリアクトル電流状態が、図５の状態Ａ，Ｂ，Ｃのいずれであるかを検知する。
具体的には、電流値ＩＬの１サイクル分の増減のピーク値を観測してＩｍａｘ＜０であれば状態Ａ、Ｉｍｉｎ＞０であれば状態Ｃ、Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘであれば状態Ｂであると判断する。
続いて、ステップＳ２においてデッドタイム補正値を算出する。たとえば、状態Ａでは−３６Ｖ、状態Ｂでは５．４Ｖ、状態Ｃでは４２．８Ｖという電圧値を補正値とする。これは、図９のＰＷＭ処理部９２に入力される前は、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比は対応する電圧値で演算されているためである。時間基準にして表現すると、Ｔｄｔ１＝Ｔｄｔ２＝Ｔｄｔとするとき、図６より状態Ａでは＋Ｔｄｔ、図８より状態Ｂでは０、図７より状態Ｃでは−Ｔｄｔが基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比の補正値（デッドタイム補正値）である。そして処理はステップＳ３に進む。
ステップＳ３では、まずフィードフォワード項（ＦＦ項）とフィードバック項（ＦＢ項）が演算される。ＦＦ項は、Ｖｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算して求められる。ＦＢ項は、電圧指令値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃに対してＰＩＤ処理を行なうことで求められる。そして、ＦＦ項＋ＦＢ項＋デッドタイム補正値が演算されて図９の電圧値Ｖ１が求められ、この電圧値Ｖ１に対するデューディー比の基準信号ＧＡＴＥＢＡが得られる。
ステップＳ３の処理が終了すると、制御はメインルーチンに戻される。このような処理を行なうことにより出力電圧の精度が向上し、かつリアクトル電流の状態変化が起こった場合でも早期に出力電圧を目標値に収束させることができる。
［実施の形態１の変形例］
実施の形態１では、デッドタイム補正値をリアクトル電流３状態に対応して選択して決めていた。しかし、リアクトル電流の状態変化の過渡時においては、さらに電圧制御性の改善の余地がある。
すなわち、たとえば図５のようにリアクトル電流が状態Ａ→Ｂ→Ｃの順に変化するとき、状態Ａから状態Ｂに切り替わった瞬間にデットタイム補正値を急に切替えるのでは、出力電圧が安定するまでに時間がかかる場合がある。
図１１は、リアクトル電流が負の場合のデッドタイム補正値とリアクトル電流の関係を示した図である。
図１２は、リアクトル電流が正の場合のデッドタイム補正値とリアクトル電流の関係を示した図である。
リアクトル電流の１サイクル中の最大値Ｉｍａｘ＜０の場合は、図１１に示すようにＩｍａｘ＜−Ｉ１となる領域ではデッドタイム補正値ΔＴを−Ｔｄｔに固定する。そして、−Ｉ１＜Ｉｍａｘ＜０となる領域では、デッドタイム補正値ΔＴを−Ｔｄｔから０まで次第に変化させる。
逆に、リアクトル電流の１サイクル中の最小値Ｉｍｉｎ＞０の場合は、図１２に示すようにＩｍｉｎ＞Ｉ２となる領域ではデッドタイム補正値ΔＴを＋Ｔｄｔに固定する。そして、０＜Ｉｍｉｎ＜Ｉ２となる領域では、デッドタイム補正値ΔＴを０から＋Ｔｄｔまで次第に変化させる。
つまり、図２において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、リアクトルＬと、第１の活性化信号ＧＵＰに応じてリアクトルＬの一方端をインバータの第１の電源ノードに結合するＩＧＢＴ素子ＴＲ３と、第２の活性化信号ＧＵＮに応じてリアクトルＬの一方端を接地ノードに結合するＩＧＢＴ素子ＴＲ４と、デッドタイム生成部３７と、ＤＣ−ＣＰＵ３１とを含む。
デッドタイム生成部３７は、デューティー比の基準信号ＧＡＴＥＢＡに応じて、ＩＧＢＴ素子ＴＲ３，ＴＲ４を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号ＧＵＰ，ＧＵＮを出力する。ＤＣ−ＣＰＵ３１は、電圧指令値Ｖｆｃｒに基づき算出した仮デューティー比をリアクトルＬに流れるリアクトル電流値ＩＬに応じて補正して基準信号ＧＡＴＥＢＡを出力する。そして、ＤＣ−ＣＰＵ３１は、リアクトル電流値ＩＬを３状態に対応させ、状態遷移が発生する値にリアクトル電流値が近づくと図１１、図１２に示されたマップに基づいて補正値を徐々に切替える。
このように基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比をデッドタイム補正値で補正することによって、リアクトル電流の状態変化の過渡時においてもスムーズで安定した電圧制御が行なえる。
［実施の形態２］
実施の形態２では、ＤＣ−ＣＰＵ３１に代えてＤＣ−ＣＰＵ３１Ａを含む。
図１３は、実施の形態２において図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１に代えて用いられるＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの構成を示したブロック図である。
図１３を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、指令電圧値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃを演算する演算部７２と、偏差ΔＶｆｃの微分処理を行なう処理部７４と、処理部７４の出力に微分項ゲインＫｄＶを掛ける演算部７６と、偏差ΔＶｆｃの積分処理を行なう処理部８０と、処理部８０の出力に積分項ゲインＫｉＶを掛ける演算部８２Ａと、偏差ΔＶｆｃに比例項ＫｐＶを掛ける演算部７８と、演算部７６，８２，８４の出力の和を演算する演算部８４とを含む。演算部８４は和信号Ｖｆｃを出力する。演算部８２Ａは、図２の電流センサＳＥからリアクトル電流値ＩＬを受けて、図５の状態Ａ、Ｂ，Ｃのいずれの状態であるかを判断し、その状態に対応するように積分項ゲインを増減させる。
ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、さらに、指令電圧値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧値ＶＢとを受けてＶｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算してこれを電圧値Ｖｆｃｒｅｑとして出力するフィードフォワード処理部８６と、電圧値Ｖｆｃと電圧値Ｖｆｃｒｅｑとを加算して電圧値Ｖ１Ａを出力する加算処理部８８Ａと、電圧値Ｖ１Ａを受けて基準信号ＧＡＴＡＢＡを出力するＰＷＭ処理部９２とを含む。
ＰＷＭ処理部９２は、加算処理部８８で加算された結果の電圧値Ｖ１に対応するスイッチング基準タイミングを示す信号ＧＡＴＥＢＡを図２のバッファ３２および反転バッファ３６に出力する。
図１４は、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａで行なわれる処理構造を示したフローチャートである。この処理は、制御のメインルーチンから所定時間毎または所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。
図１４を参照して、まず処理が開始されると、ステップＳ１１においてＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、図２の電流センサＳＥの出力するリアクトル電流値ＩＬを取得して現在のリアクトル電流状態が、図５の状態Ａ，Ｂ，Ｃのいずれであるかを検知する。
具体的には、電流値ＩＬの１サイクル分の増減のピーク値を観測してＩｍａｘ＜０であれば状態Ａ、Ｉｍｉｎ＞０であれば状態Ｃ、Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘであれば状態Ｂであると判断する。
続いて、ステップＳ１２において前回サンプリング時から、リアクトル電流ＩＬの状態が変化したか否かを判断する。つまり、図５の状態Ａ，Ｂ，Ｃの状態のうちＡ→Ｂ、Ｂ→ＣまたはＣ→Ｂ、Ｂ→Ａの状態遷移が生じたか否かを検出する。
ステップＳ１２でリアクトル電流状態に変化が生じた場合にはステップＳ１３に処理が進み、一定時間だけ積分項ゲインを増減させる。これは、ＰＩＤ制御を行った場合にはデッドタイム分のデューディー比補正が行なわれるのは積分項ゲインであるので、予め変化検知時に直ちに積分項ゲインをリアクトル電流状態の変化に合わせるものである。
図１５は、積分項ゲインの切り替え例を示した図である。
図１５を参照して、横軸はリアクトル電流状態に対応するバッテリ電流である。また、縦軸は、補正された積分項を示している。積分項は、バッテリ電流が負のときつまりバッテリ充電時には−６０Ｖとなっており、バッテリ電流が正のときつまりバッテリ放電時には＋３０Ｖとなっており、バッテリ電流が０付近では−１０Ｖとなっている。
なお、バッテリ電流が正のときは図５から状態Ｃに対応し、バッテリ電流が負のときは図５から状態Ａに対応し、バッテリ電流が０付近のときは状態Ｂに対応する。したがって、リアクトルＬに電流センサＳＥを設けない場合でも、バッテリ電流ＩＢを観測しておけばおおよその制御は可能である。
再び図１４を参照して、ステップＳ１３の処理が終了すると、処理はステップＳ１４に進む。またステップＳ１２でリアクトル電流の状態変化が検出されなかった場合にも処理はステップＳ１４に進む。
ステップＳ１４では、まずフィードフォワード項（ＦＦ項）とフィードバック項（ＦＢ項）が演算される。ＦＦ項は、Ｖｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算して求められる。ＦＢ項は、電圧指令値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃに対して、積分項ゲインが必要に応じて増減されたＰＩＤ処理を行なうことで求められる。そして、ＦＦ項＋ＦＢ項が演算されて図１３の電圧値Ｖ１Ａが求められ、この電圧値Ｖ１Ａに対するデューディー比の基準信号ＧＡＴＥＢＡが得られる。
ステップＳ１４の処理が終了すると、ステップＳ１５に処理が進み、制御はメインルーチンに戻される。このような処理を行なうことによりリアクトル電流の状態変化が起こった場合でも早期に出力電圧を目標値に収束させることができる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
［車両の全体構成］
図１は、本発明の実施の形態に係る電圧変換器を搭載した車両の構成を示す説明図である。一例として、車両が燃料電池自動車である例が示されるが、これに限らず、電気自動車、ハイブリッド自動車にも本発明は適用可能である。
図１を参照して、この車両は、車輪６３Ｌ，６３Ｒに連結された同期モータ６１を駆動力源として走行する。同期モータ６１の電源は、電源システム１である。電源システム１から出力される直流は、インバータ６０で三相交流に変換され同期モータ６１に供給される。同期モータ６１は、制動時に発電機として機能することもできる。
電源システム１は、燃料電池４０、バッテリ２０、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０等から構成される。燃料電池４０は、水素と酸素の電気化学反応によって発電する装置である。一例としては、固体高分子型の燃料電池を用いることができる。これに限らず、燃料電池４０には、燐酸型、溶融炭酸塩型など種々のタイプの燃料電池を適用可能である。発電に利用される水素ガスは、アルコール等の原料を改質して生成される。本実施の形態では、発電を行なうスタック、燃料ガスを生成する改質器等を含めて燃料電池４０と称する。なお、改質器に代えて、水素吸蔵合金、水素ボンベなどを利用して水素ガス自体を貯蔵する構成を採ることも可能である。
バッテリ２０は、充放電可能な二次電池であり、一例としては、ニッケル水素バッテリを用いることができる。その他、種々のタイプの二次電池を適用可能である。また、バッテリ２０に代えて、二次電池以外の充放電可能な蓄電器、例えばキャパシタを用いても良い。
燃料電池４０とバッテリ２０とはインバータ６０に並列接続されている。燃料電池４０からインバータ６０への回路には、バッテリ２０からの電流または同期モータ６１で発電された電流が逆流するのを防止するためのダイオード４２が設けられている。並列に接続された電源の電力を適切に使い分けるためには、両者の相対的な電圧差を制御する必要がある。本実施の形態では、この目的から、バッテリ２０とインバータ６０との間にＤＣ／ＤＣコンバータ３０が設けられている。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は直流の電圧変換器である。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、バッテリ２０から入力されたＤＣ電圧を調整してインバータ６０側に出力する機能、燃料電池４０またはモータ６１から入力されたＤＣ電圧を調整してバッテリ２０に出力する機能を奏する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の機能により、バッテリ２０の充放電が実現される。
バッテリ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ３０との間には、車両補機５０およびＦＣ補機５１が接続されている。つまり、バッテリ２０は、これらの補機の電源となる。車両補機５０とは、車両の運転時に使用される種々の電力機器を言い、照明機器、空調機器、油圧ポンプなどが含まれる。ＦＣ補機５１とは、燃料電池４０の運転に使用される種々の電力機器を言い、燃料ガスや改質原料を供給するためのポンプ、改質器の温度を調整するヒータ等が含まれる。
上述した各要素の運転は、制御ユニット１０によって制御される。制御ユニット１０は、内部にＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭを備えたマイクロコンピュータとして構成されている。制御ユニット１０は、インバータ６０のスイッチングを制御して、要求動力に応じた三相交流を同期モータ６１に出力する。要求動力に応じた電力が供給されるよう、燃料電池４０およびＤＣ／ＤＣコンバータ３０の運転を制御する。
これらの制御を実現するために、制御ユニット１０には、種々のセンサ信号が入力される。これらのセンサには、例えば、アクセルペダルセンサ１１、バッテリ２０の充電状態ＳＯＣ（Ｓｔａｔｅ Ｏｆ Ｃｈａｒｇｅ）を検出するＳＯＣセンサ２１、燃料電池４０のガス流量を検出する流量センサ４１、車速を検出する車速センサ６２が含まれる。図示しないが、制御ユニット１０には、その他種々のセンサが接続されている。
図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ３０について詳細な構成を示した回路図である。なお、動作の理解の容易のために、図２にはＤＣ／ＤＣコンバータ３０の周辺部についても一部構成が示されている。
図２を参照して、この車両には、バッテリ２０と、バッテリ２０の端子間に接続される平滑用コンデンサ６と、インバータ６０と、インバータ６０によって駆動されるモータ６１と、インバータに直流電圧を供給する直列に接続されるダイオード４２および燃料電池４０と、インバータの電源端子間に接続される平滑用コンデンサ１４とが設けられる。ダイオード４２は、燃料電池４０に電流が流入するのを防止するための保護素子である。
この車両には、さらに、バッテリ２０の電圧ＶＢを検出する電圧センサ２２と、バッテリ２０に流れる電流ＩＢを検出する電流センサ２３と、インバータ電圧ＶＩＮＶを検出する電圧センサ４４と、インバータ側に流れる電流ＩＩＮＶを検出する電流センサ４３と、バッテリの電圧ＶＢとインバータの電圧ＶＩＮＶとの間で相互に電圧変換を行なうＤＣ／ＤＣコンバータ３０とが搭載されている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、バッテリ２０の端子間に接続される第１のアームと、インバータ６０の電源端子間に接続される第２のアームと、第１、第２のアーム間に接続されるリアクトルＬとを含む。
第１のアームは、バッテリ２０の正極と負極との間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ２と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１と並列に接続されるダイオードＤ１と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２と並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。
ＩＧＢＴ素子ＴＲ１のコレクタはバッテリ２０の正極に接続され、エミッタはノードＮ１に接続される。ダイオードＤ１はノードＮ１からバッテリ２０の正極に向かう向きを順方向として接続される。
ＩＧＢＴ素子ＴＲ２のコレクタはノードＮ１に接続され、エミッタはバッテリ２０の負極に接続される。ダイオードＤ２はバッテリ２０の負極からノードＮ１に向かう向きを順方向として接続される。
第２のアームは、インバータの正負電源端子間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＴＲ３，ＴＲ４と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ３と並列に接続されるダイオードＤ３と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ４と並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。
ＩＧＢＴ素子ＴＲ３のコレクタはインバータ６０の正電源端子に接続され、エミッタはノードＮ２に接続される。ダイオードＤ３はノードＮ２からインバータ６０の正電源端子に向かう向きを順方向として接続される。
ＩＧＢＴ素子ＴＲ４のコレクタはノードＮ２に接続され、エミッタはインバータ６０の負電源端子に接続される。ダイオードＤ４はインバータ６０の負電源端子からノードＮ２に向かう向きを順方向として接続される。
リアクトルＬは、ノードＮ１とノードＮ２との間に接続される。
バッテリ２０の電圧ＶＢと燃料電池４０の出力電圧とは、取り得る範囲が一部重なっている。たとえばバッテリはニッケル水素バッテリなどが使用され、その電源電圧はたとえば２００Ｖ〜３００Ｖの範囲で変動するとする。一方、燃料電池４０の出力電圧はたとえば２４０Ｖ〜４００Ｖの範囲で変動するとする。したがってバッテリ２０の電圧が燃料電池４０の出力電圧よりも高い場合と低い場合とがあるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は先に説明したように第１、第２のアームを有するような構成となっている。この構成により、バッテリ２０側からインバータ６０側に昇圧および降圧が可能となり、かつインバータ６０側からバッテリ２０側に昇圧および降圧が可能となる。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、さらに、ＤＣ−ＣＰＵ３１と、バッファ３２と、反転バッファ３４，３５，３６，３８，３９と、デッドタイム生成部３３，３７と、リアクトルＬの電流値ＩＬを検知する電流センサＳＥとを含む。
ＤＣ−ＣＰＵ３１は、電圧指令値Ｖｆｃｒおよび電流値ＩＬに応じてコンバータのスイッチングデューティー比の基準となる信号ＧＡＴＥＢＡを出力する。信号ＧＡＴＥＢＡは、バッファ３２によってデッドタイム生成部３３に伝達される。デッドタイム生成部３３は、出力信号の立ち上がりを遅延させて相補な２つの出力信号の活性期間の間に２つの出力信号が双方とも不活性となるデッドタイムを設ける。
デッドタイム生成部３３の相補な出力信号は、それぞれ反転バッファ３４，３５に与えられる。反転バッファ３４はＩＧＢＴ素子ＴＲ１に対してゲート信号ＭＵＰを出力する。反転バッファ３５はＩＧＢＴ素子ＴＲ１に対してゲート信号ＭＤＮを出力する。
また、信号ＧＡＴＥＢＡは、反転バッファ３６によってデッドタイム生成部３７に伝達される。デッドタイム生成部３７は、入力信号の立ち上がり又は立下りを遅延させて相補な２つの出力信号の活性期間の間に２つの出力信号が双方とも不活性となるデッドタイムを設ける。
デッドタイム生成部３７の相補な出力信号は、それぞれ反転バッファ３８，３９に与えられる。反転バッファ３８はＩＧＢＴ素子ＴＲ３に対してゲート信号ＧＵＰを出力する。反転バッファ３９はＩＧＢＴ素子ＴＲ４に対してゲート信号ＧＵＮを出力する。
図３は、スイッチング素子のデューディー比が５０％より小さい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
図４は、スイッチング素子のデューディー比が５０％より大きい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
ここで、デューディー比とは、スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとするとＴｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）で表される。
また、リアクトル電流の傾きはΔＩ／Δｔ＝Ｖ／Ｌで決まるが、理解の容易のためコンバータの入口側と出口側の電圧が等しい場合について図３、図４はリアクトル電流ＩＬを示している。
図３に示すようにＩＬ基準パルスのデューディー比Ｄ＜５０％の場合には、次第にリアクトル電流ＩＬが減少していく。逆に図４に示すようにＩＬ基凖パルスのデューディー比Ｄ＞５０％の場合には、次第にリアクトル電流ＩＬが増加していく。
図２のバッテリ２０からの放電時には、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオン状態に制御されることによってリアクトルＬにエネルギが蓄積される。続いてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギがダイオードＤ２→リアクトルＬ→ダイオードＤ３の電流経路で放出される。
これによりバッテリ２０から供給される電力によってインバータ６０が駆動されモータ６１が回転する。このときに同期して、ダイオードＤ２、Ｄ３における損失を減らすために、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３を導通させて抵抗を減らしている。ただし、ＩＧＢＴ素子はスイッチング時にターンオフ遅れが生ずるので、ゲート制御信号にデッドタイムが設けられている。
図２のＤＣ−ＣＰＵ３１がＰＷＭ制御して発生する基準信号ＧＡＴＥＢＡに対して、ＩＧＢＴ素子のゲートを駆動するドライブ信号を作成する際に、素子のオン指令を遅らせるなどの構成を追加することで上下アームの短絡の危険性を回避しており、この短絡防止のために設ける上下アームのＩＧＢＴ素子の両方がオフとなる期間をデッドタイムと呼んでいる。
図示しないが、モータ６１には車輪が減速機を介して接続されている。このようなバッテリ２０からの放電は、燃料電池４０からの電力だけでは必要なパワーに満たないような高パワー領域でモータ６１を運転させる場合や、停車時や低負荷走行時など燃料電池４０の効率が低い領域での運転を行なう場合に行なわれる。
図２のバッテリ２０への充電時には、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオン状態に制御されることによってリアクトルＬにエネルギが蓄積される。続いてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギがダイオードＤ４→リアクトルＬ→ダイオードＤ１の電流経路で放出される。
このようにバッテリ２０に対して充電が行なわれるのは、バッテリ２０の充電状態（ＳＯＣ）が低下している場合で燃料電池４０の出力に余裕がある場合である。または、走行時に車両を制動させた場合においてモータ６１が回生運転を行なうことにより電気エネルギを回収してバッテリ２０に蓄積する場合である。
この動作により、燃料電池４０で発電された直流電力が供給され、または回生運転によりモータ６１で発電された交流電力がインバータ６０で直流電力に変換されて供給されてバッテリ２０に対する充電が行なわれる。
バッテリ２０への充電時にも、上下アームの短絡を防止するためにデッドタイムが設けられている。
図５は、リアクトル電流が３状態に分類されることを説明するための波形図である。
図５を参照して、状態Ａは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に負である状態である。このときリアクトル電流の向きは、図２においてリアクトル電流ＩＬの矢印で示した向きを正とする。つまり、状態Ａは、バッテリ２０に燃料電池４０またはインバータ６０から充電が行なわれている状態である。
状態Ｃは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に正である状態である。つまり、状態Ｃは、バッテリ２０からインバータ６０に放電が行なわれている状態である。
状態Ｂは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬの最大値Ｉｍａｘが正で、最小値Ｉｍｉｎが負である状態である。つまり状態Ｂは、バッテリ２０に充電される電流とバッテリ２０から放電される電流とがほぼ拮抗している状態である。
図６は、図５の状態Ａにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図２、図６を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１から出力された基準信号ＧＡＴＥＢＡは、デッドタイム生成部３３，３７によってデッドタイムが付加された結果、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４を図６の波形図に示すようにＯＮ・ＯＦＦさせる。
すなわち、時刻ｔ１の基準信号ＧＡＴＥＢＡの立下りに応じてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオン状態からオフ状態に非活性化され、デッドタイムＴｄｔ１が経過した後の時刻ｔ３においてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオフ状態からオン状態に活性化される。
続いて、時刻ｔ４の基準信号ＧＡＴＥＢＡの立上りに応じてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオン状態からオフ状態に非活性化され、デッドタイムＴｄｔ２が経過した後の時刻ｔ６においてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオフ状態からオン状態に活性化される。
ここで、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が並列接続されている。したがって、デッドタイムにおいてもダイオードの順方向には電流が流れうる。
状態Ａにおいては、リアクトル電流ＩＬが負すなわち図２のノードＮ２からノードＮ１に向けて流れている。したがってＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がすべてオフ状態であるデッドタイム時には、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通する。
つまり時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ４〜ｔ９の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが増加し、１サイクル中リアクトル電流が減少する時間は時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間のみとなる。
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比が５０％であるとすると、状態Ａでは、次第にリアクトル電流ＩＬが増加していく傾向となる。
図７は、図５の状態Ｃにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図７の基準信号ＧＡＴＡＢＡとＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン／オフ状態については、図６の場合と同様であるので説明は繰返さない。
図２、図７を参照して、状態Ｃにおいては、リアクトル電流ＩＬが正すなわち図２のノードＮ１からノードＮ２に向けて流れている。したがってＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がすべてオフ状態であるデッドタイム時には、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通する。
つまり時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ１〜ｔ６の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが減少し、１サイクル中リアクトル電流が増加する時間は時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間のみとなる。
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比が５０％であるとすると、状態Ｃでは、次第にリアクトル電流ＩＬが減少していく傾向となる。
図８は、図５の状態Ｂにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図８の基準信号ＧＡＴＡＢＡとＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン／オフ状態については、図６の場合と同様であるので説明は繰返さない。
図２、図８を参照して、状態Ｂにおいては、リアクトル電流ＩＬが正すなわち図２のノードＮ１からノードＮ２に向けて流れている期間と、リアクトル電流ＩＬが負すなわち図２のノードＮ２からノードＮ１に向けて流れている期間とが繰返される。
この場合は、時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１を加えた時間、つまり時刻ｔ１〜ｔ４の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが減少し、時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ４〜ｔ７の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが増加する。
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比が５０％であるとすると、デッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２が等しければ、状態Ｂでは、リアクトル電流ＩＬは現状を維持する傾向となる。
以上図６〜図８で説明したように、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比と実際にリアクトルで電流の増加減少が行なわれるデューディーとはリアクトルの電流状態で異なる。
したがって、精度よく制御を行なうためにはリアクトルの電流状態に応じて、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比を補正してやる必要がある。
つまり、状態Ａでは目標よりも基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比を小さく補正する必要があり、状態Ｃでは目標よりも基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を大きく補正する必要がある。
［実施の形態１］
図９は、図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１の構成を示したブロック図である。
図９を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１は、指令電圧値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃを演算する演算部７２と、偏差ΔＶｆｃの微分処理を行なう処理部７４と、処理部７４の出力に微分項ゲインＫｄＶを掛ける演算部７６と、偏差ΔＶｆｃの積分処理を行なう処理部８０と、処理部８０の出力に積分項ゲインＫｉＶを掛ける演算部８２と、偏差ΔＶｆｃに比例項ＫｐＶを掛ける演算部７８と、演算部７６，８２，８４の出力の和を演算する演算部８４とを含む。演算部８４は和信号Ｖｆｃを出力する。
ＤＣ−ＣＰＵ３１は、さらに、指令電圧値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧値ＶＢとを受けてＶｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算してこれを電圧値Ｖｆｃｒｅｑとして出力するフィードフォワード処理部８６と、図２の電流センサＳＥからリアクトル電流値ＩＬを受けて、図５の状態Ａ、Ｂ，Ｃのいずれの状態であるがを判断し、その状態に対応するデッドタイム分のデューティー比の補正値を選択するデッドタイム補正部９０と、デッドタイム補正部９０の出力と電圧値Ｖｆｃと電圧値Ｖｆｃｒｅｑとを加算して電圧値Ｖ１を出力する加算処理部８８と、電圧値Ｖ１を受けて基準信号ＧＡＴＡＢＡを出力するＰＷＭ処理部９２とを含む。
デッドタイム補正部９０の処理は、たとえば、状態Ａでは−３６Ｖ、状態Ｂでは５．４Ｖ、状態Ｃでは４２．８Ｖという電圧値を補正値として出力する。
ＰＷＭ処理部９２は、加算処理部８８で加算された結果の電圧値Ｖ１に対応するスイッチング基準タイミングを示す信号ＧＡＴＥＢＡを図２のバッファ３２および反転バッファ３６に出力する。
図１０は、ＤＣ−ＣＰＵ３１で行なわれる処理構造を示したフローチャートである。この処理は、制御のメインルーチンから所定時間毎または所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。
図１０を参照して、まず処理が開始されると、ステップＳ１においてＤＣ−ＣＰＵ３１は、図２の電流センサＳＥの出力するリアクトル電流値ＩＬを取得して現在のリアクトル電流状態が、図５の状態Ａ，Ｂ，Ｃのいずれであるかを検知する。
具体的には、電流値ＩＬの１サイクル分の増減のピーク値を観測してＩｍａｘ＜０であれば状態Ａ、Ｉｍｉｎ＞０であれば状態Ｃ、Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘであれば状態Ｂであると判断する。
続いて、ステップＳ２においてデッドタイム補正値を算出する。たとえば、状態Ａでは−３６Ｖ、状態Ｂでは５．４Ｖ、状態Ｃでは４２．８Ｖという電圧値を補正値とする。これは、図９のＰＷＭ処理部９２に入力される前は、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比は対応する電圧値で演算されているためである。時間基準にして表現すると、Ｔｄｔ１＝Ｔｄｔ２＝Ｔｄｔとするとき、図６より状態Ａでは＋Ｔｄｔ、図８より状態Ｂでは０、図７より状態Ｃでは−Ｔｄｔが基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比の補正値（デッドタイム補正値）である。そして処理はステップＳ３に進む。
ステップＳ３では、まずフィードフォワード項（ＦＦ項）とフィードバック項（ＦＢ項）が演算される。ＦＦ項は、Ｖｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算して求められる。ＦＢ項は、電圧指令値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃに対してＰＩＤ処理を行なうことで求められる。そして、ＦＦ項＋ＦＢ項＋デッドタイム補正値が演算されて図９の電圧値Ｖ１が求められ、この電圧値Ｖ１に対するデューディー比の基準信号ＧＡＴＥＢＡが得られる。
ステップＳ３の処理が終了すると、制御はメインルーチンに戻される。このような処理を行なうことにより出力電圧の精度が向上し、かつリアクトル電流の状態変化が起こった場合でも早期に出力電圧を目標値に収束させることができる。
［実施の形態１の変形例］
実施の形態１では、デッドタイム補正値をリアクトル電流３状態に対応して選択して決めていた。しかし、リアクトル電流の状態変化の過渡時においては、さらに電圧制御性の改善の余地がある。
すなわち、たとえば図５のようにリアクトル電流が状態Ａ→Ｂ→Ｃの順に変化するとき、状態Ａから状態Ｂに切り替わった瞬間にデットタイム補正値を急に切替えるのでは、出力電圧が安定するまでに時間がかかる場合がある。
図１１は、リアクトル電流が負の場合のデッドタイム補正値とリアクトル電流の関係を示した図である。
図１２は、リアクトル電流が正の場合のデッドタイム補正値とリアクトル電流の関係を示した図である。
リアクトル電流の１サイクル中の最大値Ｉｍａｘ＜０の場合は、図１１に示すようにＩｍａｘ＜−Ｉ１となる領域ではデッドタイム補正値ΔＴを−Ｔｄｔに固定する。そして、−Ｉ１＜Ｉｍａｘ＜０となる領域では、デッドタイム補正値ΔＴを−Ｔｄｔから０まで次第に変化させる。
逆に、リアクトル電流の１サイクル中の最小値Ｉｍｉｎ＞０の場合は、図１２に示すようにＩｍｉｎ＞Ｉ２となる領域ではデッドタイム補正値ΔＴを＋Ｔｄｔに固定する。そして、０＜Ｉｍｉｎ＜Ｉ２となる領域では、デッドタイム補正値ΔＴを０から＋Ｔｄｔまで次第に変化させる。
つまり、図２において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、リアクトルＬと、第１の活性化信号ＧＵＰに応じてリアクトルＬの一方端をインバータの第１の電源ノードに結合するＩＧＢＴ素子ＴＲ３と、第２の活性化信号ＧＵＮに応じてリアクトルＬの一方端を接地ノードに結合するＩＧＢＴ素子ＴＲ４と、デッドタイム生成部３７と、ＤＣ−ＣＰＵ３１とを含む。
デッドタイム生成部３７は、デューティー比の基準信号ＧＡＴＥＢＡに応じて、ＩＧＢＴ素子ＴＲ３，ＴＲ４を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号ＧＵＰ，ＧＵＮを出力する。ＤＣ−ＣＰＵ３１は、電圧指令値Ｖｆｃｒに基づき算出した仮デューティー比をリアクトルＬに流れるリアクトル電流値ＩＬに応じて補正して基準信号ＧＡＴＥＢＡを出力する。そして、ＤＣ−ＣＰＵ３１は、リアクトル電流値ＩＬを３状態に対応させ、状態遷移が発生する値にリアクトル電流値が近づくと図１１、図１２に示されたマップに基づいて補正値を徐々に切替える。
このように基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比をデッドタイム補正値で補正することによって、リアクトル電流の状態変化の過渡時においてもスムーズで安定した電圧制御が行なえる。
［実施の形態２］
実施の形態２では、ＤＣ−ＣＰＵ３１に代えてＤＣ−ＣＰＵ３１Ａを含む。
図１３は、実施の形態２において図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１に代えて用いられるＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの構成を示したブロック図である。
図１３を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、指令電圧値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃを演算する演算部７２と、偏差ΔＶｆｃの微分処理を行なう処理部７４と、処理部７４の出力に微分項ゲインＫｄＶを掛ける演算部７６と、偏差ΔＶｆｃの積分処理を行なう処理部８０と、処理部８０の出力に積分項ゲインＫｉＶを掛ける演算部８２Ａと、偏差ΔＶｆｃに比例項ＫｐＶを掛ける演算部７８と、演算部７６，８２，８４の出力の和を演算する演算部８４とを含む。演算部８４は和信号Ｖｆｃを出力する。演算部８２Ａは、図２の電流センサＳＥからリアクトル電流値ＩＬを受けて、図５の状態Ａ、Ｂ，Ｃのいずれの状態であるかを判断し、その状態に対応するように積分項ゲインを増減させる。
ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、さらに、指令電圧値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧値ＶＢとを受けてＶｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算してこれを電圧値Ｖｆｃｒｅｑとして出力するフィードフォワード処理部８６と、電圧値Ｖｆｃと電圧値Ｖｆｃｒｅｑとを加算して電圧値Ｖ１Ａを出力する加算処理部８８Ａと、電圧値Ｖ１Ａを受けて基準信号ＧＡＴＡＢＡを出力するＰＷＭ処理部９２とを含む。
ＰＷＭ処理部９２は、加算処理部８８で加算された結果の電圧値Ｖ１に対応するスイッチング基準タイミングを示す信号ＧＡＴＥＢＡを図２のバッファ３２および反転バッファ３６に出力する。
図１４は、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａで行なわれる処理構造を示したフローチャートである。この処理は、制御のメインルーチンから所定時間毎または所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。
図１４を参照して、まず処理が開始されると、ステップＳ１１においてＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、図２の電流センサＳＥの出力するリアクトル電流値ＩＬを取得して現在のリアクトル電流状態が、図５の状態Ａ，Ｂ，Ｃのいずれであるかを検知する。
具体的には、電流値ＩＬの１サイクル分の増減のピーク値を観測してＩｍａｘ＜０であれば状態Ａ、Ｉｍｉｎ＞０であれば状態Ｃ、Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘであれば状態Ｂであると判断する。
続いて、ステップＳ１２において前回サンプリング時から、リアクトル電流ＩＬの状態が変化したか否かを判断する。つまり、図５の状態Ａ，Ｂ，Ｃの状態のうちＡ→Ｂ、Ｂ→ＣまたはＣ→Ｂ、Ｂ→Ａの状態遷移が生じたか否かを検出する。
ステップＳ１２でリアクトル電流状態に変化が生じた場合にはステップＳ１３に処理が進み、一定時間だけ積分項ゲインを増減させる。これは、ＰＩＤ制御を行った場合にはデッドタイム分のデューディー比補正が行なわれるのは積分項ゲインであるので、予め変化検知時に直ちに積分項ゲインをリアクトル電流状態の変化に合わせるものである。
図１５は、積分項ゲインの切り替え例を示した図である。
図１５を参照して、横軸はリアクトル電流状態に対応するバッテリ電流である。また、縦軸は、補正された積分項を示している。積分項は、バッテリ電流が負のときつまりバッテリ充電時には−６０Ｖとなっており、バッテリ電流が正のときつまりバッテリ放電時には＋３０Ｖとなっており、バッテリ電流が０付近では−１０Ｖとなっている。
なお、バッテリ電流が正のときは図５から状態Ｃに対応し、バッテリ電流が負のときは図５から状態Ａに対応し、バッテリ電流が０付近のときは状態Ｂに対応する。したがって、リアクトルＬに電流センサＳＥを設けない場合でも、バッテリ電流ＩＢを観測しておけばおおよその制御は可能である。
再び図１４を参照して、ステップＳ１３の処理が終了すると、処理はステップＳ１４に進む。またステップＳ１２でリアクトル電流の状態変化が検出されなかった場合にも処理はステップＳ１４に進む。
ステップＳ１４では、まずフィードフォワード項（ＦＦ項）とフィードバック項（ＦＢ項）が演算される。ＦＦ項は、Ｖｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算して求められる。ＦＢ項は、電圧指令値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃに対して、積分項ゲインが必要に応じて増減されたＰＩＤ処理を行なうことで求められる。そして、ＦＦ項＋ＦＢ項が演算されて図１３の電圧値Ｖ１Ａが求められ、この電圧値Ｖ１Ａに対するデューディー比の基準信号ＧＡＴＥＢＡが得られる。
ステップＳ１４の処理が終了すると、ステップＳ１５に処理が進み、制御はメインルーチンに戻される。このような処理を行なうことによりリアクトル電流の状態変化が起こった場合でも早期に出力電圧を目標値に収束させることができる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
技術分野
この発明は、電圧変換装置および車両に関し、特に２つの電圧系の間に設置され双方向に電流供給が可能な電圧変換装置およびそれを備える車両に関する。
この発明は、電圧変換装置および車両に関し、特に２つの電圧系の間に設置され双方向に電流供給が可能な電圧変換装置およびそれを備える車両に関する。
背景技術
特開２００４−１２０８４４号公報には、インバータと組合せて用いられる昇圧コンバータの制御装置が開示されている。この制御装置は、出力電圧検出値と出力電圧指令値との差に応じてコンバータスイッチング素子のデューディー比を比例積分制御によりフィードバック制御するものである。
特開２００４−１２０８４４号公報には、インバータと組合せて用いられる昇圧コンバータの制御装置が開示されている。この制御装置は、出力電圧検出値と出力電圧指令値との差に応じてコンバータスイッチング素子のデューディー比を比例積分制御によりフィードバック制御するものである。
そして、この制御装置は、演算回路でインバータ出力電力値を求めこれを比較器で所定値と比較することでコンバータの電流経路を判断し、その結果に応じて補正回路からコンバータ電力電圧の変動を抑制する側のデューディー比補正量を出力している。
近年、電気自動車、ハイブリッド自動車および燃料電池自動車等のように、車両推進用の駆動源として交流式モータを採用し、この交流式モータを駆動するインバータ装置を搭載する自動車が登場している。
特開２００４−１２０８４４号公報
このような車両では、車両推進用モータを駆動するための高電圧バッテリと低電圧の補機用バッテリなどの２つ以上の異なる電圧のバッテリを搭載するケースがある。
また、燃料電池を搭載する自動車では、稼動開始から安定出力にいたるまで燃料電池の出力電圧が変動する。このため駆動用の電力を安定的に確保するには燃料電池と二次電池とを組み合わせ、電圧変換器で接続して使用することが検討されている。
車両状態に応じて燃料電池の出力電圧も二次電池の出力電圧も変動するので、この間に接続される電圧変換器は、車両に必要とされるパワーに応じて、二次電池側から燃料電池側に電流を供給したり、逆に燃料電池側から二次電池に充電したりする動作を行なう。
このため、車両の加速、道路の傾斜等に応じて必要な電圧を速やかに出力できる電圧変換器が要求される。
また、特開２００４−１２０８４４号公報に開示された技術では、インバータ出力電力に応じてデューディー比補正量を決定しているが、インバータ側に燃料電池が接続されるシステムでは、インバータ電力出力のみでは正確な最適補正量を得ることができない場合がある。
発明の開示
この発明の目的は、出力電圧の制御性が向上された電圧変換器およびそれを備える車両を提供することである。
この発明の目的は、出力電圧の制御性が向上された電圧変換器およびそれを備える車両を提供することである。
この発明は、要約すると、電圧変換装置であって、インバータと組合せて用いられる電圧変換器の制御を行なう制御部を備える。制御部は、電圧変換器の通過電流を検出する検出手段と、電圧変換器のスイッチング素子をオン、オフさせるためのデューティー比を検出手段の出力に応じて補正する補正手段とを含む。
好ましくは、インバータに接続される第１の電源ノードと蓄電装置に接続される第２の電源ノードとの間で電圧変換を行なう。
より好ましくは、第１の電源ノードには、さらに整流素子を介して燃料電池が接続される。
より好ましくは、電圧変換器は、デューティー比が大きいほど第２の電源ノードに対する第１の電源ノードの電圧を高く設定する。
この発明の他の局面に従うと、電圧変換器であって、インバータと組合せて用いられる電圧変換器の制御を行なう制御部を備える。制御部は、電圧変換器の通過電流を検出する検出部と、電圧変換器のスイッチング素子をオン、オフさせるためのデューティー比を検出部の出力に応じて補正する補正部とを含む。
好ましくは、電圧変換器は、インバータに接続される第１の電源ノードと蓄電装置に接続される第２の電源ノードとの間で電圧変換を行なう。
より好ましくは、第１の電源ノードには、さらに整流素子を介して燃料電池が接続される。
より好ましくは、電圧変換器は、デューティー比が大きいほど第２の電源ノードに対する第１の電源ノードの電圧を高く設定する。
この発明のさらに他の局面に従うと、電圧変換器であって、リアクトルと、第１の活性化信号に応じてリアクトルの一方端を第１の電源ノードに結合する第１のスイッチング素子と、第２の活性化信号に応じてリアクトルの一方端を接地ノードに結合する第２のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号をデューティー比の基準信号に応じて出力する第１のデッドタイム生成部と、電圧指令値に基づき算出した仮デューティー比をリアクトルに流れるリアクトル電流値に応じて補正して基準信号を出力する制御部とを備える。
好ましくは、制御部は、リアクトル電流値を３状態に対応させ、状態遷移が発生する値にリアクトル電流値が近づくと補正値を徐々に切替える。
好ましくは、制御部は、電圧指令値と出力電圧値の偏差に基づいて比例積分微分制御を行っており、リアクトルの電流値に応じて積分項を補正することによって仮デューティー比の補正を行なう。
好ましくは、電圧変換器は、基準信号に応じて第２の活性化信号、第１の活性化信号とそれぞれ同期して活性化される第３の活性化信号、第４の活性化信号を出力する第２のデッドタイム生成部と、第３の活性化信号に応じてリアクトルの他方端を第２の電源ノードに結合する第３のスイッチング素子と、第４の活性化信号に応じてリアクトルの他方端を接地ノードに結合する第４のスイッチング素子とをさらに備える。
より好ましくは、第１の電源ノードは、モータ駆動用のインバータに接続され、第２の電源ノードは、蓄電装置に接続される。
さらに好ましくは、第１の電源ノードには、さらに整流素子を介して燃料電池が接続される。
この発明のさらに他の局面に従うと、電圧変換装置を備える車両であって、電圧変換装置は、リアクトルと、第１の活性化信号に応じてリアクトルの一方端を第１の電源ノードに結合する第１のスイッチング素子と、第２の活性化信号に応じてリアクトルの一方端を接地ノードに結合する第２のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号をデューティー比の基準信号に応じて出力する第１のデッドタイム生成部と、電圧指令値に基づき算出した仮デューティー比をリアクトルに流れるリアクトル電流値に応じて補正して基準信号を出力する制御部とを含む。
好ましくは、制御部は、リアクトル電流値を３状態に対応させ、状態遷移が発生する値にリアクトル電流値が近づくと補正値を徐々に切替える。
好ましくは、制御部は、電圧指令値と出力電圧値の偏差に基づいて比例積分微分制御を行っており、リアクトルの電流値に応じて積分項を補正することによって仮デューティー比の補正を行なう。
好ましくは、電圧変換器は、基準信号に応じて第２の活性化信号、第１の活性化信号とそれぞれ同期して活性化される第３の活性化信号、第４の活性化信号を出力する第２のデッドタイム生成部と、第３の活性化信号に応じてリアクトルの他方端を第２の電源ノードに結合する第３のスイッチング素子と、第４の活性化信号に応じてリアクトルの他方端を接地ノードに結合する第４のスイッチング素子とをさらに含む。
好ましくは、車両は、車輪を駆動するモータと、第１の電源ノードに接続され、モータを駆動するインバータと、第２の電源ノードに接続される蓄電装置とをさらに備える。
より好ましくは、車両は、燃料電池と、第１の電源ノードと燃料電池との間に接続される整流素子とをさらに備える。
本発明によれば、出力電圧の精度が向上し、かつリアクトル電流の状態変化が起こった場合でも早期に出力電圧を目標値に収束させることができる。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
［車両の全体構成］
図１は、本発明の実施の形態に係る電圧変換器を搭載した車両の構成を示す説明図である。一例として、車両が燃料電池自動車である例が示されるが、これに限らず、電気自動車、ハイブリッド自動車にも本発明は適用可能である。
図１は、本発明の実施の形態に係る電圧変換器を搭載した車両の構成を示す説明図である。一例として、車両が燃料電池自動車である例が示されるが、これに限らず、電気自動車、ハイブリッド自動車にも本発明は適用可能である。
図１を参照して、この車両は、車輪６３Ｌ，６３Ｒに連結された同期モータ６１を駆動力源として走行する。同期モータ６１の電源は、電源システム１である。電源システム１から出力される直流は、インバータ６０で三相交流に変換され同期モータ６１に供給される。同期モータ６１は、制動時に発電機として機能することもできる。
電源システム１は、燃料電池４０、バッテリ２０、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０等から構成される。燃料電池４０は、水素と酸素の電気化学反応によって発電する装置である。一例としては、固体高分子型の燃料電池を用いることができる。これに限らず、燃料電池４０には、燐酸型、溶融炭酸塩型など種々のタイプの燃料電池を適用可能である。発電に利用される水素ガスは、アルコール等の原料を改質して生成される。本実施の形態では、発電を行なうスタック、燃料ガスを生成する改質器等を含めて燃料電池４０と称する。なお、改質器に代えて、水素吸蔵合金、水素ボンベなどを利用して水素ガス自体を貯蔵する構成を採ることも可能である。
バッテリ２０は、充放電可能な二次電池であり、一例としては、ニッケル水素バッテリを用いることができる。その他、種々のタイプの二次電池を適用可能である。また、バッテリ２０に代えて、二次電池以外の充放電可能な蓄電器、例えばキャパシタを用いても良い。
燃料電池４０とバッテリ２０とはインバータ６０に並列接続されている。燃料電池４０からインバータ６０への回路には、バッテリ２０からの電流または同期モータ６１で発電された電流が逆流するのを防止するためのダイオード４２が設けられている。並列に接続された電源の電力を適切に使い分けるためには、両者の相対的な電圧差を制御する必要がある。本実施の形態では、この目的から、バッテリ２０とインバータ６０との間にＤＣ／ＤＣコンバータ３０が設けられている。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は直流の電圧変換器である。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、バッテリ２０から入力されたＤＣ電圧を調整してインバータ６０側に出力する機能、燃料電池４０またはモータ６１から入力されたＤＣ電圧を調整してバッテリ２０に出力する機能を奏する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の機能により、バッテリ２０の充放電が実現される。
バッテリ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ３０との間には、車両補機５０およびＦＣ補機５１が接続されている。つまり、バッテリ２０は、これらの補機の電源となる。車両補機５０とは、車両の運転時に使用される種々の電力機器を言い、照明機器、空調機器、油圧ポンプなどが含まれる。ＦＣ補機５１とは、燃料電池４０の運転に使用される種々の電力機器を言い、燃料ガスや改質原料を供給するためのポンプ、改質器の温度を調整するヒータ等が含まれる。
上述した各要素の運転は、制御ユニット１０によって制御される。制御ユニット１０は、内部にＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭを備えたマイクロコンピュータとして構成されている。制御ユニット１０は、インバータ６０のスイッチングを制御して、要求動力に応じた三相交流を同期モータ６１に出力する。要求動力に応じた電力が供給されるよう、燃料電池４０およびＤＣ／ＤＣコンバータ３０の運転を制御する。
これらの制御を実現するために、制御ユニット１０には、種々のセンサ信号が入力される。これらのセンサには、例えば、アクセルペダルセンサ１１、バッテリ２０の充電状態ＳＯＣ（State Of Charge）を検出するＳＯＣセンサ２１、燃料電池４０のガス流量を検出する流量センサ４１、車速を検出する車速センサ６２が含まれる。図示しないが、制御ユニット１０には、その他種々のセンサが接続されている。
図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ３０について詳細な構成を示した回路図である。なお、動作の理解の容易のために、図２にはＤＣ／ＤＣコンバータ３０の周辺部についても一部構成が示されている。
図２を参照して、この車両には、バッテリ２０と、バッテリ２０の端子間に接続される平滑用コンデンサ６と、インバータ６０と、インバータ６０によって駆動されるモータ６１と、インバータに直流電圧を供給する直列に接続されるダイオード４２および燃料電池４０と、インバータの電源端子間に接続される平滑用コンデンサ１４とが設けられる。ダイオード４２は、燃料電池４０に電流が流入するのを防止するための保護素子である。
この車両には、さらに、バッテリ２０の電圧ＶＢを検出する電圧センサ２２と、バッテリ２０に流れる電流ＩＢを検出する電流センサ２３と、インバータ電圧ＶＩＮＶを検出する電圧センサ４４と、インバータ側に流れる電流ＩＩＮＶを検出する電流センサ４３と、バッテリの電圧ＶＢとインバータの電圧ＶＩＮＶとの間で相互に電圧変換を行なうＤＣ／ＤＣコンバータ３０とが搭載されている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、バッテリ２０の端子間に接続される第１のアームと、インバータ６０の電源端子間に接続される第２のアームと、第１、第２のアーム間に接続されるリアクトルＬとを含む。
第１のアームは、バッテリ２０の正極と負極との間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ２と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１と並列に接続されるダイオードＤ１と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２と並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。
ＩＧＢＴ素子ＴＲ１のコレクタはバッテリ２０の正極に接続され、エミッタはノードＮ１に接続される。ダイオードＤ１はノードＮ１からバッテリ２０の正極に向かう向きを順方向として接続される。
ＩＧＢＴ素子ＴＲ２のコレクタはノードＮ１に接続され、エミッタはバッテリ２０の負極に接続される。ダイオードＤ２はバッテリ２０の負極からノードＮ１に向かう向きを順方向として接続される。
第２のアームは、インバータの正負電源端子間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＴＲ３，ＴＲ４と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ３と並列に接続されるダイオードＤ３と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ４と並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。
ＩＧＢＴ素子ＴＲ３のコレクタはインバータ６０の正電源端子に接続され、エミッタはノードＮ２に接続される。ダイオードＤ３はノードＮ２からインバータ６０の正電源端子に向かう向きを順方向として接続される。
ＩＧＢＴ素子ＴＲ４のコレクタはノードＮ２に接続され、エミッタはインバータ６０の負電源端子に接続される。ダイオードＤ４はインバータ６０の負電源端子からノードＮ２に向かう向きを順方向として接続される。
リアクトルＬは、ノードＮ１とノードＮ２との間に接続される。
バッテリ２０の電圧ＶＢと燃料電池４０の出力電圧とは、取り得る範囲が一部重なっている。たとえばバッテリはニッケル水素バッテリなどが使用され、その電源電圧はたとえば２００Ｖ〜３００Ｖの範囲で変動するとする。一方、燃料電池４０の出力電圧はたとえば２４０Ｖ〜４００Ｖの範囲で変動するとする。したがってバッテリ２０の電圧が燃料電池４０の出力電圧よりも高い場合と低い場合とがあるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は先に説明したように第１、第２のアームを有するような構成となっている。この構成により、バッテリ２０側からインバータ６０側に昇圧および降圧が可能となり、かつインバータ６０側からバッテリ２０側に昇圧および降圧が可能となる。
バッテリ２０の電圧ＶＢと燃料電池４０の出力電圧とは、取り得る範囲が一部重なっている。たとえばバッテリはニッケル水素バッテリなどが使用され、その電源電圧はたとえば２００Ｖ〜３００Ｖの範囲で変動するとする。一方、燃料電池４０の出力電圧はたとえば２４０Ｖ〜４００Ｖの範囲で変動するとする。したがってバッテリ２０の電圧が燃料電池４０の出力電圧よりも高い場合と低い場合とがあるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は先に説明したように第１、第２のアームを有するような構成となっている。この構成により、バッテリ２０側からインバータ６０側に昇圧および降圧が可能となり、かつインバータ６０側からバッテリ２０側に昇圧および降圧が可能となる。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、さらに、ＤＣ−ＣＰＵ３１と、バッファ３２と、反転バッファ３４，３５，３６，３８，３９と、デッドタイム生成部３３，３７と、リアクトルＬの電流値ＩＬを検知する電流センサＳＥとを含む。
ＤＣ−ＣＰＵ３１は、電圧指令値Ｖｆｃｒおよび電流値ＩＬに応じてコンバータのスイッチングデューティー比の基準となる信号ＧＡＴＥＢＡを出力する。信号ＧＡＴＥＢＡは、バッファ３２によってデッドタイム生成部３３に伝達される。デッドタイム生成部３３は、出力信号の立ち上がりを遅延させて相補な２つの出力信号の活性期間の間に２つの出力信号が双方とも不活性となるデッドタイムを設ける。
デッドタイム生成部３３の相補な出力信号は、それぞれ反転バッファ３４，３５に与えられる。反転バッファ３４はＩＧＢＴ素子ＴＲ１に対してゲート信号ＭＵＰを出力する。反転バッファ３５はＩＧＢＴ素子ＴＲ２に対してゲート信号ＭＵＮを出力する。
また、信号ＧＡＴＥＢＡは、反転バッファ３６によってデッドタイム生成部３７に伝達される。デッドタイム生成部３７は、入力信号の立ち上がり又は立下りを遅延させて相補な２つの出力信号の活性期間の間に２つの出力信号が双方とも不活性となるデッドタイムを設ける。
デッドタイム生成部３７の相補な出力信号は、それぞれ反転バッファ３８，３９に与えられる。反転バッファ３８はＩＧＢＴ素子ＴＲ３に対してゲート信号ＧＵＰを出力する。反転バッファ３９はＩＧＢＴ素子ＴＲ４に対してゲート信号ＧＵＮを出力する。
図３は、スイッチング素子のデューディー比が５０％より小さい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
図４は、スイッチング素子のデューディー比が５０％より大きい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
ここで、デューディー比とは、スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとするとＴｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）で表される。
また、リアクトル電流の傾きはΔＩ／Δｔ＝Ｖ／Ｌで決まるが、理解の容易のためコンバータの入口側と出口側の電圧が等しい場合について図３、図４はリアクトル電流ＩＬを示している。
図３に示すようにＩＬ基準パルスのデューディー比Ｄ＜５０％の場合には、次第にリアクトル電流ＩＬが減少していく。逆に図４に示すようにＩＬ基準パルスのデューディー比Ｄ＞５０％の場合には、次第にリアクトル電流ＩＬが増加していく。
図２のバッテリ２０からの放電時には、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオン状態に制御されることによってリアクトルＬにエネルギが蓄積される。続いてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギがダイオードＤ２→リアクトルＬ→ダイオードＤ３の電流経路で放出される。
これによりバッテリ２０から供給される電力によってインバータ６０が駆動されモータ６１が回転する。このときに同期して、ダイオードＤ２、Ｄ３における損失を減らすために、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３を導通させて抵抗を減らしている。ただし、ＩＧＢＴ素子はスイッチング時にターンオフ遅れが生ずるので、ゲート制御信号にデッドタイムが設けられている。
図２のＤＣ−ＣＰＵ３１がＰＷＭ制御して発生する基準信号ＧＡＴＥＢＡに対して、ＩＧＢＴ素子のゲートを駆動するドライブ信号を作成する際に、素子のオン指令を遅らせるなどの構成を追加することで上下アームの短絡の危険性を回避しており、この短絡防止のために設ける上下アームのＩＧＢＴ素子の両方がオフとなる期間をデッドタイムと呼んでいる。
図示しないが、モータ６１には車輪が減速機を介して接続されている。このようなバッテリ２０からの放電は、燃料電池４０からの電力だけでは必要なパワーに満たないような高パワー領域でモータ６１を運転させる場合や、停車時や低負荷走行時など燃料電池４０の効率が低い領域での運転を行なう場合に行なわれる。
図２のバッテリ２０への充電時には、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオン状態に制御されることによってリアクトルＬにエネルギが蓄積される。続いてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギがダイオードＤ４→リアクトルＬ→ダイオードＤ１の電流経路で放出される。
このようにバッテリ２０に対して充電が行なわれるのは、バッテリ２０の充電状態（ＳＯＣ）が低下している場合で燃料電池４０の出力に余裕がある場合である。または、走行時に車両を制動させた場合においてモータ６１が回生運転を行なうことにより電気エネルギを回収してバッテリ２０に蓄積する場合である。
この動作により、燃料電池４０で発電された直流電力が供給され、または回生運転によりモータ６１で発電された交流電力がインバータ６０で直流電力に変換されて供給されてバッテリ２０に対する充電が行なわれる。
バッテリ２０への充電時にも、上下アームの短絡を防止するためにデッドタイムが設けられている。
図５は、リアクトル電流が３状態に分類されることを説明するための波形図である。
図５を参照して、状態Ａは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に負である状態である。このときリアクトル電流の向きは、図２においてリアクトル電流ＩＬの矢印で示した向きを正とする。つまり、状態Ａは、バッテリ２０に燃料電池４０またはインバータ６０から充電が行なわれている状態である。
図５を参照して、状態Ａは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に負である状態である。このときリアクトル電流の向きは、図２においてリアクトル電流ＩＬの矢印で示した向きを正とする。つまり、状態Ａは、バッテリ２０に燃料電池４０またはインバータ６０から充電が行なわれている状態である。
状態Ｃは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に正である状態である。つまり、状態Ｃは、バッテリ２０からインバータ６０に放電が行なわれている状態である。
状態Ｂは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬの最大値Ｉｍａｘが正で、最小値Ｉｍｉｎが負である状態である。つまり状態Ｂは、バッテリ２０に充電される電流とバッテリ２０から放電される電流とがほぼ拮抗している状態である。
図６は、図５の状態Ａにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図２、図６を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１から出力された基準信号ＧＡＴＥＢＡは、デッドタイム生成部３３，３７によってデッドタイムが付加された結果、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４を図６の波形図に示すようにＯＮ・ＯＦＦさせる。
すなわち、時刻ｔ１の基準信号ＧＡＴＥＢＡの立下りに応じてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオン状態からオフ状態に非活性化され、デッドタイムＴｄｔ１が経過した後の時刻ｔ３においてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオフ状態からオン状態に活性化される。
続いて、時刻ｔ４の基準信号ＧＡＴＥＢＡの立上りに応じてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオン状態からオフ状態に非活性化され、デッドタイムＴｄｔ２が経過した後の時刻ｔ６においてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオフ状態からオン状態に活性化される。
ここで、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が並列接続されている。したがって、デッドタイムにおいてもダイオードの順方向には電流が流れうる。
状態Ａにおいては、リアクトル電流ＩＬが負すなわち図２のノードＮ２からノードＮ１に向けて流れている。したがってＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がすべてオフ状態であるデッドタイム時には、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通する。
つまり時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ４〜ｔ９の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが増加し、１サイクル中リアクトル電流が減少する時間は時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間のみとなる。
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比が５０％であるとすると、状態Ａでは、次第にリアクトル電流ＩＬが増加していく傾向となる。
図７は、図５の状態Ｃにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図７の基準信号ＧＡＴＡＢＡとＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン／オフ状態については、図６の場合と同様であるので説明は繰返さない。
図２、図７を参照して、状態Ｃにおいては、リアクトル電流ＩＬが正すなわち図２のノードＮ１からノードＮ２に向けて流れている。したがってＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がすべてオフ状態であるデッドタイム時には、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通する。
つまり時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ１〜ｔ６の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが減少し、１サイクル中リアクトル電流が増加する時間は時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間のみとなる。
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比が５０％であるとすると、状態Ｃでは、次第にリアクトル電流ＩＬが減少していく傾向となる。
図８は、図５の状態Ｂにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
図８の基準信号ＧＡＴＡＢＡとＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン／オフ状態については、図６の場合と同様であるので説明は繰返さない。
図２、図８を参照して、状態Ｂにおいては、リアクトル電流ＩＬが正すなわち図２のノードＮ１からノードＮ２に向けて流れている期間と、リアクトル電流ＩＬが負すなわち図２のノードＮ２からノードＮ１に向けて流れている期間とが繰返される。
この場合は、時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１を加えた時間、つまり時刻ｔ１〜ｔ４の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが減少し、時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ４〜ｔ７の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが増加する。
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比が５０％であるとすると、デッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２が等しければ、状態Ｂでは、リアクトル電流ＩＬは現状を維持する傾向となる。
以上図６〜図８で説明したように、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比と実際にリアクトルで電流の増加減少が行なわれるデューディーとはリアクトルの電流状態で異なる。
したがって、精度よく制御を行なうためにはリアクトルの電流状態に応じて、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比を補正してやる必要がある。
つまり、状態Ａでは目標よりも基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比を小さく補正する必要があり、状態Ｃでは目標よりも基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を大きく補正する必要がある。
［実施の形態１］
図９は、図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１の構成を示したブロック図である。
図９は、図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１の構成を示したブロック図である。
図９を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１は、指令電圧値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃを演算する演算部７２と、偏差ΔＶｆｃの微分処理を行なう処理部７４と、処理部７４の出力に微分項ゲインＫｄＶを掛ける演算部７６と、偏差ΔＶｆｃの積分処理を行なう処理部８０と、処理部８０の出力に積分項ゲインＫｉＶを掛ける演算部８２と、偏差ΔＶｆｃに比例項ＫｐＶを掛ける演算部７８と、演算部７６，８２，８４の出力の和を演算する演算部８４とを含む。演算部８４は和信号Ｖｆｃを出力する。
ＤＣ−ＣＰＵ３１は、さらに、指令電圧値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧値ＶＢとを受けてＶｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算してこれを電圧値Ｖｆｃｒｅｑとして出力するフィードフォワード処理部８６と、図２の電流センサＳＥからリアクトル電流値ＩＬを受けて、図５の状態Ａ、Ｂ，Ｃのいずれの状態であるかを判断し、その状態に対応するデッドタイム分のデューティー比の補正値を選択するデッドタイム補正部９０と、デッドタイム補正部９０の出力と電圧値Ｖｆｃと電圧値Ｖｆｃｒｅｑとを加算して電圧値Ｖ１を出力する加算処理部８８と、電圧値Ｖ１を受けて基準信号ＧＡＴＡＢＡを出力するＰＷＭ処理部９２とを含む。
デッドタイム補正部９０の処理は、たとえば、状態Ａでは−３６Ｖ、状態Ｂでは５．４Ｖ、状態Ｃでは４２．８Ｖという電圧値を補正値として出力する。
ＰＷＭ処理部９２は、加算処理部８８で加算された結果の電圧値Ｖ１に対応するスイッチング基準タイミングを示す信号ＧＡＴＥＢＡを図２のバッファ３２および反転バッファ３６に出力する。
図１０は、ＤＣ−ＣＰＵ３１で行なわれる処理構造を示したフローチャートである。この処理は、制御のメインルーチンから所定時間毎または所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。
図１０を参照して、まず処理が開始されると、ステップＳ１においてＤＣ−ＣＰＵ３１は、図２の電流センサＳＥの出力するリアクトル電流値ＩＬを取得して現在のリアクトル電流状態が、図５の状態Ａ，Ｂ，Ｃのいずれであるかを検知する。
具体的には、電流値ＩＬの１サイクル分の増減のピーク値を観測してＩｍａｘ＜０であれば状態Ａ、Ｉｍｉｎ＞０であれば状態Ｃ、Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘであれば状態Ｂであると判断する。
続いて、ステップＳ２においてデッドタイム補正値を算出する。たとえば、状態Ａでは−３６Ｖ、状態Ｂでは５．４Ｖ、状態Ｃでは４２．８Ｖという電圧値を補正値とする。これは、図９のＰＷＭ処理部９２に入力される前は、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比は対応する電圧値で演算されているためである。時間基準にして表現すると、Ｔｄｔ１＝Ｔｄｔ２＝Ｔｄｔとするとき、図６より状態Ａでは＋Ｔｄｔ、図８より状態Ｂでは０、図７より状態Ｃでは−Ｔｄｔが基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比の補正値（デッドタイム補正値）である。そして処理はステップＳ３に進む。
ステップＳ３では、まずフィードフォワード項（ＦＦ項）とフィードバック項（ＦＢ項）が演算される。ＦＦ項は、Ｖｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算して求められる。ＦＢ項は、電圧指令値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃに対してＰＩＤ処理を行なうことで求められる。そして、ＦＦ項＋ＦＢ項＋デッドタイム補正値が演算されて図９の電圧値Ｖ１が求められ、この電圧値Ｖ１に対するデューディー比の基準信号ＧＡＴＥＢＡが得られる。
ステップＳ３の処理が終了すると、制御はメインルーチンに戻される。このような処理を行なうことにより出力電圧の精度が向上し、かつリアクトル電流の状態変化が起こった場合でも早期に出力電圧を目標値に収束させることができる。
［実施の形態１の変形例］
実施の形態１では、デッドタイム補正値をリアクトル電流３状態に対応して選択して決めていた。しかし、リアクトル電流の状態変化の過渡時においては、さらに電圧制御性の改善の余地がある。
実施の形態１では、デッドタイム補正値をリアクトル電流３状態に対応して選択して決めていた。しかし、リアクトル電流の状態変化の過渡時においては、さらに電圧制御性の改善の余地がある。
すなわち、たとえば図５のようにリアクトル電流が状態Ａ→Ｂ→Ｃの順に変化するとき、状態Ａから状態Ｂに切り替わった瞬間にデットタイム補正値を急に切替えるのでは、出力電圧が安定するまでに時間がかかる場合がある。
図１１は、リアクトル電流が負の場合のデッドタイム補正値とリアクトル電流の関係を示した図である。
図１２は、リアクトル電流が正の場合のデッドタイム補正値とリアクトル電流の関係を示した図である。
リアクトル電流の１サイクル中の最大値Ｉｍａｘ＜０の場合は、図１１に示すようにＩｍａｘ＜−Ｉ１となる領域ではデッドタイム補正値ΔＴを−Ｔｄｔに固定する。そして、−Ｉ１＜Ｉｍａｘ＜０となる領域では、デッドタイム補正値ΔＴを−Ｔｄｔから０まで次第に変化させる。
逆に、リアクトル電流の１サイクル中の最小値Ｉｍｉｎ＞０の場合は、図１２に示すようにＩｍｉｎ＞Ｉ２となる領域ではデッドタイム補正値ΔＴを＋Ｔｄｔに固定する。そして、０＜Ｉｍｉｎ＜Ｉ２となる領域では、デッドタイム補正値ΔＴを０から＋Ｔｄｔまで次第に変化させる。
つまり、図２において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、リアクトルＬと、第１の活性化信号ＧＵＰに応じてリアクトルＬの一方端をインバータの第１の電源ノードに結合するＩＧＢＴ素子ＴＲ３と、第２の活性化信号ＧＵＮに応じてリアクトルＬの一方端を接地ノードに結合するＩＧＢＴ素子ＴＲ４と、デッドタイム生成部３７と、ＤＣ−ＣＰＵ３１とを含む。
デッドタイム生成部３７は、デューティー比の基準信号ＧＡＴＥＢＡに応じて、ＩＧＢＴ素子ＴＲ３，ＴＲ４を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号ＧＵＰ，ＧＵＮを出力する。ＤＣ−ＣＰＵ３１は、電圧指令値Ｖｆｃｒに基づき算出した仮デューティー比をリアクトルＬに流れるリアクトル電流値ＩＬに応じて補正して基準信号ＧＡＴＥＢＡを出力する。そして、ＤＣ−ＣＰＵ３１は、リアクトル電流値ＩＬを３状態に対応させ、状態遷移が発生する値にリアクトル電流値が近づくと図１１、図１２に示されたマップに基づいて補正値を徐々に切替える。
このように基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューディー比をデッドタイム補正値で補正することによって、リアクトル電流の状態変化の過渡時においてもスムーズで安定した電圧制御が行なえる。
［実施の形態２］
実施の形態２では、ＤＣ−ＣＰＵ３１に代えてＤＣ−ＣＰＵ３１Ａを含む。
実施の形態２では、ＤＣ−ＣＰＵ３１に代えてＤＣ−ＣＰＵ３１Ａを含む。
図１３は、実施の形態２において図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１に代えて用いられるＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの構成を示したブロック図である。
図１３を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、指令電圧値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃを演算する演算部７２と、偏差ΔＶｆｃの微分処理を行なう処理部７４と、処理部７４の出力に微分項ゲインＫｄＶを掛ける演算部７６と、偏差ΔＶｆｃの積分処理を行なう処理部８０と、処理部８０の出力に積分項ゲインＫｉＶを掛ける演算部８２Ａと、偏差ΔＶｆｃに比例項ＫｐＶを掛ける演算部７８と、演算部７６，８２Ａ，８４の出力の和を演算する演算部８４とを含む。演算部８４は和信号Ｖｆｃを出力する。演算部８２Ａは、図２の電流センサＳＥからリアクトル電流値ＩＬを受けて、図５の状態Ａ、Ｂ，Ｃのいずれの状態であるかを判断し、その状態に対応するように積分項ゲインを増減させる。
ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、さらに、指令電圧値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧値ＶＢとを受けてＶｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算してこれを電圧値Ｖｆｃｒｅｑとして出力するフィードフォワード処理部８６と、電圧値Ｖｆｃと電圧値Ｖｆｃｒｅｑとを加算して電圧値Ｖ１Ａを出力する加算処理部８８Ａと、電圧値Ｖ１Ａを受けて基準信号ＧＡＴＡＢＡを出力するＰＷＭ処理部９２とを含む。
ＰＷＭ処理部９２は、加算処理部８８Ａで加算された結果の電圧値Ｖ１Ａに対応するスイッチング基準タイミングを示す信号ＧＡＴＥＢＡを図２のバッファ３２および反転バッファ３６に出力する。
図１４は、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａで行なわれる処理構造を示したフローチャートである。この処理は、制御のメインルーチンから所定時間毎または所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。
図１４を参照して、まず処理が開始されると、ステップＳ１１においてＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、図２の電流センサＳＥの出力するリアクトル電流値ＩＬを取得して現在のリアクトル電流状態が、図５の状態Ａ，Ｂ，Ｃのいずれであるかを検知する。
具体的には、電流値ＩＬの１サイクル分の増減のピーク値を観測してＩｍａｘ＜０であれば状態Ａ、Ｉｍｉｎ＞０であれば状態Ｃ、Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘであれば状態Ｂであると判断する。
続いて、ステップＳ１２において前回サンプリング時から、リアクトル電流ＩＬの状態が変化したか否かを判断する。つまり、図５の状態Ａ，Ｂ，Ｃの状態のうちＡ→Ｂ、Ｂ→ＣまたはＣ→Ｂ、Ｂ→Ａの状態遷移が生じたか否かを検出する。
ステップＳ１２でリアクトル電流状態に変化が生じた場合にはステップＳ１３に処理が進み、一定時間だけ積分項ゲインを増減させる。これは、ＰＩＤ制御を行った場合にはデッドタイム分のデューディー比補正が行なわれるのは積分項ゲインであるので、予め変化検知時に直ちに積分項ゲインをリアクトル電流状態の変化に合わせるものである。
図１５は、積分項ゲインの切り替え例を示した図である。
図１５を参照して、横軸はリアクトル電流状態に対応するバッテリ電流である。また、縦軸は、補正された積分項を示している。積分項は、バッテリ電流が負のときつまりバッテリ充電時には−６０Ｖとなっており、バッテリ電流が正のときつまりバッテリ放電時には＋３０Ｖとなっており、バッテリ電流が０付近では−１０Ｖとなっている。
図１５を参照して、横軸はリアクトル電流状態に対応するバッテリ電流である。また、縦軸は、補正された積分項を示している。積分項は、バッテリ電流が負のときつまりバッテリ充電時には−６０Ｖとなっており、バッテリ電流が正のときつまりバッテリ放電時には＋３０Ｖとなっており、バッテリ電流が０付近では−１０Ｖとなっている。
なお、バッテリ電流が正のときは図５から状態Ｃに対応し、バッテリ電流が負のときは図５から状態Ａに対応し、バッテリ電流が０付近のときは状態Ｂに対応する。したがって、リアクトルＬに電流センサＳＥを設けない場合でも、バッテリ電流ＩＢを観測しておけばおおよその制御は可能である。
再び図１４を参照して、ステップＳ１３の処理が終了すると、処理はステップＳ１４に進む。またステップＳ１２でリアクトル電流の状態変化が検出されなかった場合にも処理はステップＳ１４に進む。
ステップＳ１４では、まずフィードフォワード項（ＦＦ項）とフィードバック項（ＦＢ項）が演算される。ＦＦ項は、Ｖｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算して求められる。ＦＢ項は、電圧指令値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃに対して、積分項ゲインが必要に応じて増減されたＰＩＤ処理を行なうことで求められる。そして、ＦＦ項＋ＦＢ項が演算されて図１３の電圧値Ｖ１Ａが求められ、この電圧値Ｖ１Ａに対するデューディー比の基準信号ＧＡＴＥＢＡが得られる。
ステップＳ１４の処理が終了すると、ステップＳ１５に処理が進み、制御はメインルーチンに戻される。このような処理を行なうことによりリアクトル電流の状態変化が起こった場合でも早期に出力電圧を目標値に収束させることができる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
Ｌ リアクトル、３１ ＤＣ−ＣＰＵ、３３，３７ デッドタイム生成部、ＴＲ１〜ＴＲ４ ＩＧＢＴ素子。
Claims (20)
- インバータ（６０）と組合せて用いられる電圧変換器の制御を行なう制御部を備え、
前記制御部は、
前記電圧変換器の通過電流を検出する検出手段（ＳＥ）と、
前記電圧変換器のスイッチング素子をオン、オフさせるためのデューティー比を前記検出手段（ＳＥ）の出力に応じて補正する補正手段（３１〜３９）とを含む、電圧変換装置。 - 前記電圧変換器は、前記インバータ（６０）に接続される第１の電源ノードと蓄電装置（２０）に接続される第２の電源ノードとの間で電圧変換を行なう、請求の範囲１に記載の電圧変換装置。
- 前記第１の電源ノードには、さらに整流素子（４２）を介して燃料電池（４０）が接続される、請求の範囲２に記載の電圧変換装置。
- 前記電圧変換器は、前記デューティー比が大きいほど前記第２の電源ノードに対する前記第１の電源ノードの電圧を高く設定する、請求の範囲２に記載の電圧変換装置。
- インバータ（６０）と組合せて用いられる電圧変換器の制御を行なう制御部を備え、
前記制御部は、
前記電圧変換器の通過電流を検出する検出部（ＳＥ）と、
前記電圧変換器のスイッチング素子をオン、オフさせるためのデューティー比を前記検出手段（ＳＥ）の出力に応じて補正する補正部（３１〜３９）とを含む、電圧変換装置。 - 前記電圧変換器は、前記インバータ（６０）に接続される第１の電源ノードと蓄電装置（２０）に接続される第２の電源ノードとの間で電圧変換を行なう、請求の範囲５に記載の電圧変換装置。
- 前記第１の電源ノードには、さらに整流素子（４２）を介して燃料電池（４０）が接続される、請求の範囲６に記載の電圧変換装置。
- 前記電圧変換器は、前記デューティー比が大きいほど前記第２の電源ノードに対する前記第１の電源ノードの電圧を高く設定する、請求の範囲６に記載の電圧変換装置。
- リアクトル（Ｌ）と、
第１の活性化信号（ＧＵＰ）に応じて前記リアクトル（Ｌ）の一方端を第１の電源ノードに結合する第１のスイッチング素子（ＴＲ３）と、
第２の活性化信号（ＧＵＮ）に応じて前記リアクトル（Ｌ）の前記一方端を接地ノードに結合する第２のスイッチング素子（ＴＲ４）と、
前記第１のスイッチング素子（ＴＲ３）と前記第２のスイッチング素子（ＴＲ４）を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた前記第１、第２の活性化信号（ＧＵＰ，ＧＵＮ）をデューティー比の基準信号（ＧＡＴＥＢＡ）に応じて出力する第１のデッドタイム生成部（３７）と、
電圧指令値に基づき算出した仮デューティー比を前記リアクトル（Ｌ）に流れるリアクトル電流値（ＩＬ）に応じて補正して前記基準信号を出力する制御部（３１）とを備える、電圧変換装置。 - 前記制御部（３１）は、前記リアクトル電流値を３状態に対応させ、状態遷移が発生する値に前記リアクトル電流値が近づくと補正値を徐々に切替える、請求の範囲９に記載の電圧変換装置。
- 前記制御部（３１）は、電圧指令値と出力電圧値の偏差に基づいて比例積分微分制御を行っており、前記リアクトルの電流値に応じて積分項を補正することによって前記仮デューティー比の補正を行なう、請求の範囲９に記載の電圧変換装置。
- 前記基準信号に応じて前記第２の活性化信号（ＧＵＮ）、前記第１の活性化信号（ＧＵＰ）とそれぞれ同期して活性化される第３の活性化信号（ＭＵＰ）、第４の活性化信号（ＭＵＮ）を出力する第２のデッドタイム生成部（３３）と、
前記第３の活性化信号（ＭＵＰ）に応じて前記リアクトル（Ｌ）の他方端を第２の電源ノードに結合する第３のスイッチング素子（ＴＲ１）と、
前記第４の活性化信号（ＭＵＮ）に応じて前記リアクトル（Ｌ）の前記他方端を接地ノードに結合する第４のスイッチング素子（ＴＲ２）とをさらに備える、請求の範囲９に記載の電圧変換装置。 - 前記第１の電源ノードは、モータ駆動用のインバータ（６０）に接続され、
前記第２の電源ノードは、蓄電装置（２０）に接続される、請求の範囲１２に記載の電圧変換装置。 - 前記第１の電源ノードには、さらに整流素子（４２）を介して燃料電池（４０）が接続される、請求の範囲１３に記載の電圧変換装置。
- 電圧変換装置を備える車両であって、
前記電圧変換装置は、
リアクトル（Ｌ）と、
第１の活性化信号（ＧＵＰ）に応じて前記リアクトル（Ｌ）の一方端を第１の電源ノードに結合する第１のスイッチング素子（ＴＲ３）と、
第２の活性化信号（ＧＵＮ）に応じて前記リアクトル（Ｌ）の前記一方端を接地ノードに結合する第２のスイッチング素子（ＴＲ４）と、
前記第１のスイッチング素子（ＴＲ３）と前記第２のスイッチング素子（ＴＲ４）を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた前記第１、第２の活性化信号（ＧＵＰ，ＧＵＮ）をデューティー比の基準信号（ＧＡＴＥＢＡ）に応じて出力する第１のデッドタイム生成部（３７）と、
電圧指令値に基づき算出した仮デューティー比を前記リアクトル（Ｌ）に流れるリアクトル電流値（ＩＬ）に応じて補正して前記基準信号を出力する制御部（３１）とを含む、車両。 - 前記制御部（３１）は、前記リアクトル電流値を３状態に対応させ、状態遷移が発生する値に前記リアクトル電流値が近づくと補正値を徐々に切替える、請求の範囲１５に記載の車両。
- 前記制御部（３１）は、電圧指令値と出力電圧値の偏差に基づいて比例積分微分制御を行っており、前記リアクトルの電流値に応じて積分項を補正することによって前記仮デューティー比の補正を行なう、請求の範囲１５に記載の車両。
- 前記電圧変換装置は、
前記基準信号に応じて前記第２の活性化信号（ＧＵＮ）、前記第１の活性化信号（ＧＵＰ）とそれぞれ同期して活性化される第３の活性化信号（ＭＵＰ）、第４の活性化信号（ＭＵＮ）を出力する第２のデッドタイム生成部（３３）と、
前記第３の活性化信号（ＭＵＰ）に応じて前記リアクトル（Ｌ）の他方端を第２の電源ノードに結合する第３のスイッチング素子（ＴＲ１）と、
前記第４の活性化信号（ＭＵＮ）に応じて前記リアクトル（Ｌ）の前記他方端を接地ノードに結合する第４のスイッチング素子（ＴＲ２）とをさらに含む、請求の範囲１５に記載の車両。 - 車輪を駆動するモータ（６１）と、
前記第１の電源ノードに接続され、前記モータを駆動するインバータ（６０）と、
前記第２の電源ノードに接続される蓄電装置（２０）とをさらに備える、請求の範囲１８に記載の車両。 - 燃料電池（４０）と、
前記第１の電源ノードと前記燃料電池（４０）との間に接続される整流素子（４２）とをさらに備える、請求の範囲１９に記載の車両。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2005102752 | 2005-03-31 | ||
| JP2005102752 | 2005-03-31 | ||
| PCT/JP2006/307297 WO2006104268A1 (ja) | 2005-03-31 | 2006-03-30 | 電圧変換装置および車両 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2006104268A1 true JPWO2006104268A1 (ja) | 2008-09-11 |
| JP4557005B2 JP4557005B2 (ja) | 2010-10-06 |
Family
ID=37053510
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2007510589A Active JP4557005B2 (ja) | 2005-03-31 | 2006-03-30 | 電圧変換装置および車両 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7715217B2 (ja) |
| JP (1) | JP4557005B2 (ja) |
| KR (1) | KR100927453B1 (ja) |
| CN (1) | CN100583613C (ja) |
| DE (1) | DE112006000761B8 (ja) |
| WO (1) | WO2006104268A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010268596A (ja) * | 2009-05-14 | 2010-11-25 | Honda Motor Co Ltd | コンバータの制御装置 |
Families Citing this family (74)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7737647B2 (en) * | 2004-07-05 | 2010-06-15 | Moteurs Leroy-Somer | Rectifier and system for controlling the speed of an electric motor |
| JP4967588B2 (ja) * | 2006-10-17 | 2012-07-04 | トヨタ自動車株式会社 | コンバータ制御装置 |
| US7675759B2 (en) * | 2006-12-01 | 2010-03-09 | Flextronics International Usa, Inc. | Power system with power converters having an adaptive controller |
| US9197132B2 (en) * | 2006-12-01 | 2015-11-24 | Flextronics International Usa, Inc. | Power converter with an adaptive controller and method of operating the same |
| JP4687656B2 (ja) * | 2007-01-24 | 2011-05-25 | トヨタ自動車株式会社 | 多相電圧変換装置、車両および多相電圧変換装置の制御方法 |
| US7468649B2 (en) | 2007-03-14 | 2008-12-23 | Flextronics International Usa, Inc. | Isolated power converter |
| JP4345839B2 (ja) | 2007-04-16 | 2009-10-14 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
| JP4978354B2 (ja) * | 2007-07-17 | 2012-07-18 | 株式会社明電舎 | 直流電力貯蔵装置 |
| FR2922694B1 (fr) * | 2007-10-22 | 2010-01-08 | Renault Sas | Procede de commande d'une alimentation de decoupage et alimentation correspondante |
| JP2009112164A (ja) * | 2007-10-31 | 2009-05-21 | Aisin Aw Co Ltd | 電動機制御装置，駆動装置およびハイブリッド駆動装置 |
| JP4937895B2 (ja) * | 2007-12-17 | 2012-05-23 | 住友重機械工業株式会社 | 昇降圧コンバータの駆動制御装置 |
| JP4457319B2 (ja) * | 2007-12-25 | 2010-04-28 | トヨタ自動車株式会社 | 燃料電池システム |
| US8143835B2 (en) * | 2007-12-28 | 2012-03-27 | Honda Motor Co., Ltd. | Method of driving DC/DC converter, method of controlling DC/DC converter apparatus, method of controlling driving operation of vehicle, and method of driving fuel cell system |
| JP4541425B2 (ja) * | 2008-02-25 | 2010-09-08 | 本田技研工業株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 |
| JP4650518B2 (ja) * | 2008-04-10 | 2011-03-16 | 株式会社デンソー | モータ制御装置 |
| JP4536128B2 (ja) * | 2008-05-19 | 2010-09-01 | 本田技研工業株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置及びこのｄｃ／ｄｃコンバータ装置が搭載された燃料電池車両、並びにｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
| CN103354452B (zh) * | 2008-07-30 | 2017-03-01 | 微动公司 | 光耦合器传送系统及信号传送控制方法 |
| US20110116580A1 (en) | 2008-07-30 | 2011-05-19 | Micro Motion, Inc. | Data translation system and method |
| CN102217181B (zh) * | 2008-11-14 | 2014-09-03 | 伟创力国际美国公司 | 用于同步整流器的驱动器以及采用该驱动器的功率转换器 |
| JP5064367B2 (ja) * | 2008-12-17 | 2012-10-31 | 本田技研工業株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 |
| JP5226501B2 (ja) * | 2008-12-24 | 2013-07-03 | 本田技研工業株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 |
| CN102342007B (zh) | 2009-01-19 | 2015-01-07 | 伟创力国际美国公司 | 用于功率转换器的控制器 |
| US9088216B2 (en) | 2009-01-19 | 2015-07-21 | Power Systems Technologies, Ltd. | Controller for a synchronous rectifier switch |
| JP5362393B2 (ja) * | 2009-03-06 | 2013-12-11 | 本田技研工業株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 |
| JP5362392B2 (ja) * | 2009-03-06 | 2013-12-11 | 本田技研工業株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 |
| US9019061B2 (en) | 2009-03-31 | 2015-04-28 | Power Systems Technologies, Ltd. | Magnetic device formed with U-shaped core pieces and power converter employing the same |
| JP5525747B2 (ja) * | 2009-04-10 | 2014-06-18 | 本田技研工業株式会社 | コンバータの制御装置 |
| KR101034088B1 (ko) * | 2009-04-13 | 2011-05-13 | 현대자동차주식회사 | 자동차 고전압배터리 시스템의 전류 오프셋 취급 방법 |
| TWI382639B (zh) * | 2009-04-24 | 2013-01-11 | Well Shin Technology Co Ltd | 車用直流電壓轉換器 |
| CN102449892B (zh) | 2009-05-27 | 2014-07-16 | 丰田自动车株式会社 | 电压转换装置的控制装置以及搭载其的车辆、电压转换装置的控制方法 |
| US8514593B2 (en) | 2009-06-17 | 2013-08-20 | Power Systems Technologies, Ltd. | Power converter employing a variable switching frequency and a magnetic device with a non-uniform gap |
| US9077248B2 (en) | 2009-06-17 | 2015-07-07 | Power Systems Technologies Ltd | Start-up circuit for a power adapter |
| US8643222B2 (en) | 2009-06-17 | 2014-02-04 | Power Systems Technologies Ltd | Power adapter employing a power reducer |
| US8638578B2 (en) * | 2009-08-14 | 2014-01-28 | Power System Technologies, Ltd. | Power converter including a charge pump employable in a power adapter |
| JP2011087398A (ja) * | 2009-10-15 | 2011-04-28 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | ユニットインバータシステム |
| US8976549B2 (en) | 2009-12-03 | 2015-03-10 | Power Systems Technologies, Ltd. | Startup circuit including first and second Schmitt triggers and power converter employing the same |
| US8520420B2 (en) * | 2009-12-18 | 2013-08-27 | Power Systems Technologies, Ltd. | Controller for modifying dead time between switches in a power converter |
| US9246391B2 (en) | 2010-01-22 | 2016-01-26 | Power Systems Technologies Ltd. | Controller for providing a corrected signal to a sensed peak current through a circuit element of a power converter |
| US8787043B2 (en) | 2010-01-22 | 2014-07-22 | Power Systems Technologies, Ltd. | Controller for a power converter and method of operating the same |
| CN102783008B (zh) * | 2010-03-03 | 2015-01-21 | 株式会社安川电机 | 逆变器装置及其控制方法 |
| JP2011193637A (ja) * | 2010-03-15 | 2011-09-29 | Omron Automotive Electronics Co Ltd | モータ駆動装置 |
| US8767418B2 (en) | 2010-03-17 | 2014-07-01 | Power Systems Technologies Ltd. | Control system for a power converter and method of operating the same |
| WO2011119850A2 (en) * | 2010-03-26 | 2011-09-29 | Power Systems Technologies, Ltd. | Power adapter having a universal serial bus hub |
| KR101713993B1 (ko) * | 2010-09-28 | 2017-03-09 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 구동기 및 이를 구비하는 고전압 구동 회로 |
| US8792257B2 (en) | 2011-03-25 | 2014-07-29 | Power Systems Technologies, Ltd. | Power converter with reduced power dissipation |
| CN102859853B (zh) * | 2011-04-19 | 2015-03-18 | 丰田自动车株式会社 | 升压变换器的控制装置 |
| JP5403438B2 (ja) * | 2011-11-29 | 2014-01-29 | Ｔｄｋ株式会社 | Ｄｃｄｃコンバータ及びｄｃｄｃコンバータの制御方法 |
| US9568925B2 (en) * | 2011-08-10 | 2017-02-14 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Fuel cell system |
| JP5901926B2 (ja) * | 2011-10-05 | 2016-04-13 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | Ｐｗｍ出力装置及びモータ駆動装置 |
| US9434258B2 (en) * | 2011-11-18 | 2016-09-06 | GM Global Technology Operations LLC | Power converter with diagnostic unit power supply output |
| DE112011105920B8 (de) * | 2011-12-05 | 2023-04-06 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Brennstoffzellenfahrzeug |
| KR101234669B1 (ko) * | 2011-12-08 | 2013-02-19 | 현대자동차주식회사 | 친환경 차량용 ｄｃ-ｄｃ컨버터의 전류 보상방법 |
| US8792256B2 (en) | 2012-01-27 | 2014-07-29 | Power Systems Technologies Ltd. | Controller for a switch and method of operating the same |
| JP5803945B2 (ja) * | 2012-05-10 | 2015-11-04 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 電力変換装置 |
| US9190898B2 (en) | 2012-07-06 | 2015-11-17 | Power Systems Technologies, Ltd | Controller for a power converter and method of operating the same |
| US9099232B2 (en) | 2012-07-16 | 2015-08-04 | Power Systems Technologies Ltd. | Magnetic device and power converter employing the same |
| US9106130B2 (en) | 2012-07-16 | 2015-08-11 | Power Systems Technologies, Inc. | Magnetic device and power converter employing the same |
| US9379629B2 (en) | 2012-07-16 | 2016-06-28 | Power Systems Technologies, Ltd. | Magnetic device and power converter employing the same |
| US9214264B2 (en) | 2012-07-16 | 2015-12-15 | Power Systems Technologies, Ltd. | Magnetic device and power converter employing the same |
| US20140125306A1 (en) * | 2012-11-07 | 2014-05-08 | Infineon Technologies North America Corp. | Switching Regulator Control with Nonlinear Feed-Forward Correction |
| US9240712B2 (en) | 2012-12-13 | 2016-01-19 | Power Systems Technologies Ltd. | Controller including a common current-sense device for power switches of a power converter |
| US9099932B2 (en) * | 2013-01-07 | 2015-08-04 | Analog Devices Global | Duty cycle balance module for switch mode power converter |
| JP6241074B2 (ja) * | 2013-05-29 | 2017-12-06 | 日産自動車株式会社 | 燃料電池の電力調整システム |
| US9300206B2 (en) | 2013-11-15 | 2016-03-29 | Power Systems Technologies Ltd. | Method for estimating power of a power converter |
| US9490704B2 (en) * | 2014-02-12 | 2016-11-08 | Delta Electronics, Inc. | System and methods for controlling secondary side switches in resonant power converters |
| JP6010570B2 (ja) | 2014-02-26 | 2016-10-19 | 株式会社豊田中央研究所 | 電力変換回路システム |
| CN105763129B (zh) * | 2016-03-31 | 2019-07-26 | 广东美的环境电器制造有限公司 | 电机调速装置的死区时间确定方法及电机调速装置 |
| CN107547000A (zh) * | 2016-06-24 | 2018-01-05 | 中国船舶重工集团公司第七二三研究所 | 一种大功率高频三相纯正弦波逆变电源 |
| US10576828B2 (en) | 2017-01-12 | 2020-03-03 | Ford Global Technologies, Llc | Variable voltage converter modulation obtaining lower minimum boost ratio |
| CN108347167B (zh) * | 2017-01-25 | 2021-07-13 | 通用电气公司 | 用于软切换dc—dc转换器的系统和方法 |
| FI128471B (en) | 2017-05-10 | 2020-06-15 | L7 Drive Oy | DC-DC voltage converter and control system for the voltage converter |
| US10293747B2 (en) * | 2017-09-22 | 2019-05-21 | Ford Global Technologies, Llc | Systems and methods for vehicle battery leak detection and mitigation |
| DE102018101642B4 (de) * | 2018-01-25 | 2024-04-18 | Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft | Kommunikationseinheit für ein Fahrzeug |
| GB2619616A (en) * | 2022-06-10 | 2023-12-13 | Eta Green Power Ltd | A motor control controller system and methods |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10164850A (ja) * | 1996-11-28 | 1998-06-19 | Okuma Mach Works Ltd | インバータの制御装置 |
| JP2001352763A (ja) * | 2000-04-03 | 2001-12-21 | Sanken Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2002262548A (ja) * | 2001-02-27 | 2002-09-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2004120844A (ja) * | 2002-09-25 | 2004-04-15 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 昇圧コンバータ制御装置 |
| WO2004055929A1 (ja) * | 2002-12-16 | 2004-07-01 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | ２次電池を有する燃料電池システム |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2917722B2 (ja) * | 1993-01-07 | 1999-07-12 | 日本電気株式会社 | 電気的書込消去可能な不揮発性半導体記憶装置 |
| JP3245523B2 (ja) * | 1995-10-16 | 2002-01-15 | シャープ株式会社 | インバータ制御方法およびインバータ制御装置 |
| US5790396A (en) * | 1995-12-19 | 1998-08-04 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Neutral point clamped (NPC) inverter control system |
| US6700214B2 (en) * | 2000-02-14 | 2004-03-02 | Aura Systems, Inc. | Mobile power generation system |
| TW513850B (en) | 2000-04-03 | 2002-12-11 | Shan Ken Oenki Kabushiki Kaish | Electric power converting apparatus |
| JP2003299396A (ja) * | 2002-04-03 | 2003-10-17 | Ebara Densan Ltd | 風力発電装置 |
| JP4529113B2 (ja) * | 2003-08-18 | 2010-08-25 | 株式会社安川電機 | 電圧形インバータ及びその制御方法 |
-
2006
- 2006-03-30 KR KR1020077024940A patent/KR100927453B1/ko active IP Right Grant
- 2006-03-30 CN CN200680010705A patent/CN100583613C/zh active Active
- 2006-03-30 DE DE112006000761.0T patent/DE112006000761B8/de active Active
- 2006-03-30 US US11/886,791 patent/US7715217B2/en active Active
- 2006-03-30 WO PCT/JP2006/307297 patent/WO2006104268A1/ja active Application Filing
- 2006-03-30 JP JP2007510589A patent/JP4557005B2/ja active Active
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10164850A (ja) * | 1996-11-28 | 1998-06-19 | Okuma Mach Works Ltd | インバータの制御装置 |
| JP2001352763A (ja) * | 2000-04-03 | 2001-12-21 | Sanken Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2002262548A (ja) * | 2001-02-27 | 2002-09-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2004120844A (ja) * | 2002-09-25 | 2004-04-15 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 昇圧コンバータ制御装置 |
| WO2004055929A1 (ja) * | 2002-12-16 | 2004-07-01 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | ２次電池を有する燃料電池システム |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010268596A (ja) * | 2009-05-14 | 2010-11-25 | Honda Motor Co Ltd | コンバータの制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE112006000761T5 (de) | 2008-01-24 |
| DE112006000761B8 (de) | 2014-10-30 |
| WO2006104268A1 (ja) | 2006-10-05 |
| KR20080004537A (ko) | 2008-01-09 |
| US20090051346A1 (en) | 2009-02-26 |
| CN100583613C (zh) | 2010-01-20 |
| DE112006000761B4 (de) | 2014-07-17 |
| CN101151788A (zh) | 2008-03-26 |
| US7715217B2 (en) | 2010-05-11 |
| KR100927453B1 (ko) | 2009-11-19 |
| JP4557005B2 (ja) | 2010-10-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4557005B2 (ja) | 電圧変換装置および車両 | |
| JP2008182839A (ja) | 電圧変換装置、車両および電圧変換装置の制御方法 | |
| JP6621264B2 (ja) | 燃料電池システムの制御方法及び燃料電池自動車 | |
| US7969039B2 (en) | Method of controlling fuel cell vehicle and method of controlling DC/DC converter apparatus | |
| US8154152B2 (en) | Method of controlling DC/DC converter, fuel cell vehicle for carrying out such method | |
| US9450261B2 (en) | Fuel cell system with regulation of DC/DC converter passing power | |
| JP3903921B2 (ja) | 電源システム | |
| JP2010045889A (ja) | 電力システム及び燃料電池車両 | |
| JP5235852B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 | |
| US7923861B2 (en) | Method of controlling hybrid DC power supply system | |
| US8143835B2 (en) | Method of driving DC/DC converter, method of controlling DC/DC converter apparatus, method of controlling driving operation of vehicle, and method of driving fuel cell system | |
| JPWO2013098999A1 (ja) | 燃料電池システム | |
| JP2013027140A (ja) | 電源システム及び燃料電池車両 | |
| JP2008172952A (ja) | 電圧変換装置および車両 | |
| JP3888074B2 (ja) | 発電装置 | |
| JP2007300774A (ja) | 燃料電池車両の制御装置 | |
| JP6520745B2 (ja) | 燃料電池システム | |
| JP2008172912A (ja) | 電圧変換装置および車両 | |
| JP2010057284A (ja) | 車両用電源装置 | |
| JP2011211797A (ja) | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP4556989B2 (ja) | 燃料電池電源装置 | |
| JP2006059685A (ja) | 燃料電池電源装置及び燃料電池電源装置の制御方法 | |
| JP2009207287A (ja) | ハイブリッド直流電源システム及び燃料電池車両 | |
| JP5687431B2 (ja) | 電源回路及び電源システム | |
| EP2080662B1 (en) | Fuel cell vehicle and DC/DC converter apparatus |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100629 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100712 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 4557005 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130730 Year of fee payment: 3 |