JP2008172952A - 電圧変換装置および車両 - Google Patents

Abstract

【課題】応答性が改善された電圧変換装置およびそれを搭載する車両を提供する。
【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、リアクトルＬと、ＤＣ−ＣＰＵ３１とを備える。ＤＣ−ＣＰＵ３１は、リアクトルＬを通過させる電流の平均値を指令する指令値に基づいて信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を決定する。ＤＣ−ＣＰＵ３１は、指令値が第１の指令値から第２の指令値に変化する過渡時において、信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を第１、第２の指令値にそれぞれ対応する第１、第２のデューティー比とは異なる第３のデューティー比に設定する。第１のデューティー比から第３のデューティー比への変化量は、第１のデューティー比から第２のデューティー比への変化量よりも大きい。
【選択図】図２

Description

この発明は、電圧変換装置および車両に関し、特に２つの電圧系の間に設置され双方向に電流供給が可能な電圧変換装置およびそれを備える車両に関する。

特開２００３−２５０２７６号公報（特許文献１）には、出力電流値、出力電圧値などから、リアクトル電流を推定し、推定したリアクトル電流のパターンに基づいてデッドタイムを補正するＰＷＭ（パルス幅変調）インバータが開示されている。
特開２００３−２５０２７６号公報 特開平１０−１６４８５０号公報 特開２００６−１１５６４７号公報 特開平９−８４３８５号公報

インバータや電圧コンバータでは、電圧指令値（目標電圧）と入力電圧の差に応じて内部素子の制御を行なうフィードフォワード制御と、電圧指令値と出力電圧の差に応じて内部素子の制御を行なうフィードバック制御とを組み合わせて用いる場合がある。フィードバック制御では、ＰＩＤ（比例積分微分）制御などが用いられる場合が多い。

近年、電気自動車、ハイブリッド自動車および燃料電池自動車等のように、車両推進用の駆動源として交流式モータを採用し、この交流式モータを駆動するインバータ装置を搭載する自動車が登場している。

このような車両では、車両推進用モータを駆動するための高電圧バッテリと低電圧の補機用バッテリなどの２つ以上の異なる電圧のバッテリを搭載するケースがある。

また、燃料電池を搭載する自動車では、稼動開始から安定出力にいたるまで燃料電池の出力電圧が変動する。このため駆動用の電力を安定的に確保するには燃料電池と二次電池とを組み合わせ、電圧変換器で接続して使用することが検討されている。

車両状態に応じて燃料電池の出力電圧も二次電池の出力電圧も変動するので、この間に接続される電圧変換器は、車両に必要とされるパワーに応じて、二次電池側から燃料電池側に電流を供給したり、逆に燃料電池側から二次電池に充電したりする動作を行なう。

このため、車両の加速、道路の傾斜等に応じて必要な電圧を速やかに出力できる応答性の良い電圧変換器が要求される。

しかしながら、リアクトルを含むインバータや電圧コンバータにおいて、リアクトル電流が複数の状態間を遷移するとき、固定ゲインのＰＩＤ制御では応答性が悪く、電圧指令値が変化する過渡時における電圧誤差が生じてしまう。

この発明の目的は、応答性が改善された電圧変換装置およびそれを搭載する車両を提供することである。

この発明は、要約すると、電圧変換装置であって、リアクトルと、第１、第２の電流通過部と、制御部とを備える。第１の電流通過部は、第１の活性化信号に応じて導通する第１のスイッチング素子を少なくとも含み、リアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられる。第２の電流通過部は、第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードとリアクトルの一方端との間に設けられ、少なくとも第１の整流素子を含む。制御部は、リアクトルを通過させる電流の平均値を指令する指令値に基づいて第１の活性化信号のデューティー比を決定する。制御部は、指令値が第１の指令値から第２の指令値に変化する過渡時において、第１の活性化信号のデューティー比を第１、第２の指令値にそれぞれ対応する第１、第２のデューティー比とは異なる第３のデューティー比に設定する。第１のデューティー比から第３のデューティー比への変化量は、第１のデューティー比から第２のデューティー比への変化量よりも大きい。

好ましくは、制御部は、第１の指令値から第２の指令値の変化量がしきい値を超えた場合に、第２の指令値に対応するデューティー比に所定値を乗じて第３のデューティー比を算出する。

好ましくは、制御部は、第１の活性化信号のデューティー比を決定するために指令値と出力電圧値との偏差に基づいてフィードバック制御を行っており、第１の指令値から第２の指令値への変化を検出するとフィードバック制御のフィードバックゲインを増加させる。

好ましくは、制御部は、第１の活性化信号のデューティー比を決定するために指令値と出力電圧値との偏差に基づいてフィードバック制御を行っており、かつその偏差に応じてフィードバック制御のフィードバックゲインを変化させる。

好ましくは、第１の指令値から第２の指令値への変化は、増加方向の変化であり、第２のデューティー比は第１のデューティー比よりも大きく、第３のデューティー比は、第２のデューティー比よりもさらに大きい。

好ましくは、第１の指令値から第２の指令値への変化は、減少方向の変化であり、第２のデューティー比は第１のデューティー比よりも小さく、第３のデューティー比は、第２のデューティー比よりもさらに小さい。

好ましくは、第１の電流通過部は、第１のスイッチング素子と並列にリアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられる第２の整流素子をさらに含む。第２の電流通過部は、第１の整流素子と並列にリアクトルの一方端と第２の電源ノードとの間に設けられる第２のスイッチング素子をさらに含む。

好ましくは、電圧変換装置は、リアクトルの他方端と第３の電源ノードとの間に設けられる第３の電流通過部と、第２の電源ノードとリアクトルの他方端との間に設けられる第４の電流通過部とをさらに備える。第３、第４の電流通過部のいずれか一方は、少なくとも制御部に制御される第２のスイッチング素子を含む。第３、第４の電流通過部のいずれか他方は、少なくとも第２の整流素子を含む。電圧変換装置は、第１の電源ノードと第３の電源ノードとの間で電圧変換を行なう。

より好ましくは、第３の電源ノードと第２の電源ノードとの間には、モータ駆動用のインバータが接続され、第１の電源ノードと第２の電源ノードとの間には、蓄電装置が接続される。

さらに好ましくは、第３の電源ノードには、さらに整流素子を介して燃料電池が接続される。

この発明は、他の局面においては、上記いずれかの電圧変換装置を搭載する車両である。

本発明によれば、電圧変換装置の応答性が改善される。またこれにより、車両の走行性能が向上する。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［車両の全体構成］
図１は、本発明の実施の形態に係る電圧変換器を搭載した車両の構成を示す説明図である。一例として、車両が燃料電池自動車である例が示されるが、これに限らず、電気自動車、ハイブリッド自動車にも本発明は適用可能である。

図１を参照して、この車両は、車輪６３Ｌ，６３Ｒに連結された同期モータ６１を駆動力源として走行する。同期モータ６１の電源は、電源システム１である。電源システム１から出力される直流は、インバータ６０で三相交流に変換され同期モータ６１に供給される。同期モータ６１は、制動時に発電機として機能することもできる。

電源システム１は、燃料電池４０、バッテリ２０、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０等から構成される。燃料電池４０は、水素と酸素の電気化学反応によって発電する装置である。一例としては、固体高分子型の燃料電池を用いることができる。これに限らず、燃料電池４０には、燐酸型、溶融炭酸塩型など種々のタイプの燃料電池を適用可能である。発電に利用される水素ガスは、アルコール等の原料を改質して生成される。本実施の形態では、発電を行なうスタック、燃料ガスを生成する改質器等を含めて燃料電池４０と称する。なお、改質器に代えて、水素吸蔵合金、水素ボンベなどを利用して水素ガス自体を貯蔵する構成を採ることも可能である。

バッテリ２０は、充放電可能な二次電池であり、一例としては、ニッケル水素バッテリを用いることができる。その他、種々のタイプの二次電池を適用可能である。また、バッテリ２０に代えて、二次電池以外の充放電可能な蓄電器、例えば電気二重層コンデンサ等の蓄電容量が大きなものを内蔵するキャパシタを用いても良い。

燃料電池４０とバッテリ２０とはインバータ６０に並列接続されている。燃料電池４０からインバータ６０への回路には、バッテリ２０からの電流または同期モータ６１で発電された電流が逆流するのを防止するためのダイオード４２が設けられている。並列に接続された電源の電力を適切に使い分けるためには、両者の相対的な電圧差を制御する必要がある。本実施の形態では、この目的から、バッテリ２０とインバータ６０との間にＤＣ／ＤＣコンバータ３０が設けられている。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は直流電圧同士を変換する電圧変換器である。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、バッテリ２０から入力されたＤＣ電圧を調整してインバータ６０側に出力する機能、燃料電池４０またはモータ６１から入力されたＤＣ電圧を調整してバッテリ２０に出力する機能を奏する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の機能により、バッテリ２０の充放電が実現される。

バッテリ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ３０との間には、車両補機５０およびＦＣ補機５１が接続されている。つまり、バッテリ２０は、これらの補機の電源となる。車両補機５０とは、車両の運転時に使用される種々の電力機器を言い、照明機器、空調機器、油圧ポンプなどが含まれる。ＦＣ補機５１とは、燃料電池４０の運転に使用される種々の電力機器を言い、燃料ガスや改質原料を供給するためのポンプ、改質器の温度を調整するヒータ等が含まれる。

上述した各要素の運転は、制御ユニット１０によって制御される。制御ユニット１０は、内部にＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭを備えたマイクロコンピュータとして構成されている。制御ユニット１０は、インバータ６０のスイッチングを制御して、要求動力に応じた三相交流を同期モータ６１に出力する。要求動力に応じた電力が供給されるよう、燃料電池４０およびＤＣ／ＤＣコンバータ３０の運転を制御する。

これらの制御を実現するために、制御ユニット１０には、種々のセンサ信号が入力される。これらのセンサには、例えば、アクセルペダルセンサ１１、バッテリ２０の充電状態ＳＯＣ（State Of Charge）を検出するＳＯＣセンサ２１、燃料電池４０のガス流量を検出する流量センサ４１、車速を検出する車速センサ６２が含まれる。図示しないが、制御ユニット１０には、その他種々のセンサが接続されている。

図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ３０について詳細な構成を示した回路図である。なお、動作の理解の容易のために、図２にはＤＣ／ＤＣコンバータ３０の周辺部についても一部構成が示されている。

図２を参照して、この車両には、バッテリ２０と、バッテリ２０の端子間に接続される平滑用コンデンサ６と、インバータ６０と、インバータ６０によって駆動されるモータ６１と、インバータに直流電圧を供給する直列に接続されるダイオード４２および燃料電池４０と、インバータの電源端子間に接続される平滑用コンデンサ１４とが設けられる。ダイオード４２は、燃料電池４０に電流が流入するのを防止するための保護素子である。

この車両には、さらに、バッテリ２０の電圧ＶＢを検出する電圧センサ２２と、バッテリ２０に流れる電流ＩＢを検出する電流センサ２３と、インバータの電圧ＶＩＮＶを検出する電圧センサ４４と、インバータ側に流れる電流ＩＩＮＶを検出する電流センサ４３と、バッテリの電圧ＶＢとインバータの電圧ＶＩＮＶとの間で相互に電圧変換を行なうＤＣ／ＤＣコンバータ３０とが搭載されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、バッテリ２０の端子間に接続される第１のアームと、インバータ６０の電源端子間に接続される第２のアームと、第１、第２のアーム間に接続されるリアクトルＬとを含む。

第１のアームは、バッテリ２０の正極と負極との間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ２と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１と並列に接続されるダイオードＤ１と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２と並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。

ＩＧＢＴ素子ＴＲ１のコレクタはバッテリ２０の正極に接続され、エミッタはノードＮ１に接続される。ダイオードＤ１はノードＮ１からバッテリ２０の正極に向かう向きを順方向として接続される。

ＩＧＢＴ素子ＴＲ２のコレクタはノードＮ１に接続され、エミッタはバッテリ２０の負極に接続される。ダイオードＤ２はバッテリ２０の負極からノードＮ１に向かう向きを順方向として接続される。

第２のアームは、インバータの正負電源端子間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＴＲ３，ＴＲ４と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ３と並列に接続されるダイオードＤ３と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ４と並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。

ＩＧＢＴ素子ＴＲ３のコレクタはインバータ６０の正電源端子に接続され、エミッタはノードＮ２に接続される。ダイオードＤ３はノードＮ２からインバータ６０の正電源端子に向かう向きを順方向として接続される。

ＩＧＢＴ素子ＴＲ４のコレクタはノードＮ２に接続され、エミッタはインバータ６０の負電源端子に接続される。ダイオードＤ４はインバータ６０の負電源端子からノードＮ２に向かう向きを順方向として接続される。

リアクトルＬは、ノードＮ１とノードＮ２との間に接続される。
バッテリ２０の電圧ＶＢと燃料電池４０の出力電圧とは、取り得る範囲が一部重なっている。たとえばバッテリはニッケル水素バッテリなどが使用され、その電源電圧はたとえば２００Ｖ〜３００Ｖの範囲で変動するとする。一方、燃料電池４０の出力電圧はたとえば２４０Ｖ〜４００Ｖの範囲で変動するとする。したがってバッテリ２０の電圧が燃料電池４０の出力電圧よりも高い場合と低い場合とがあるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は先に説明したように第１、第２のアームを有するような構成となっている。この構成により、バッテリ２０側からインバータ６０側に昇圧および降圧が可能となり、かつインバータ６０側からバッテリ２０側に昇圧および降圧が可能となる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、さらに、ＤＣ−ＣＰＵ３１と、バッファ３２と、反転バッファ３４，３５，３６，３８，３９と、デッドタイム生成部３３，３７と、リアクトルＬの電流値ＩＬを検知する電流センサＳＥとを含む。

ＤＣ−ＣＰＵ３１は、電圧指令値Ｖｆｃｒおよび電流値ＩＬに応じてコンバータのスイッチングデューティー比の基準となる信号ＧＡＴＥＢＡを出力する。信号ＧＡＴＥＢＡは、バッファ３２によってデッドタイム生成部３３に伝達される。デッドタイム生成部３３は、出力信号の立ち上がりを遅延させて、相補な２つの出力信号の活性期間の間に２つの出力信号が双方とも不活性となるデッドタイムを設ける。

デッドタイム生成部３３の相補な出力信号は、それぞれ反転バッファ３４，３５に与えられる。反転バッファ３４はＩＧＢＴ素子ＴＲ１に対してゲート信号ＭＵＰを出力する。反転バッファ３５はＩＧＢＴ素子ＴＲ１に対してゲート信号ＭＤＮを出力する。

また、信号ＧＡＴＥＢＡは、反転バッファ３６によってデッドタイム生成部３７に伝達される。デッドタイム生成部３７は、入力信号の立ち上がり又は立下りを遅延させて、相補な２つの出力信号の活性期間の間に、２つの出力信号が双方とも不活性となるデッドタイムを設ける。

デッドタイム生成部３７の相補な出力信号は、それぞれ反転バッファ３８，３９に与えられる。反転バッファ３８はＩＧＢＴ素子ＴＲ３に対してゲート信号ＧＵＰを出力する。反転バッファ３９はＩＧＢＴ素子ＴＲ４に対してゲート信号ＧＵＮを出力する。

図３は、スイッチング素子のデューティー比が５０％より小さい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。

図４は、スイッチング素子のデューティー比が５０％より大きい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。

ここで、デューティー比とは、スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとするとＤ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）で表される。

また、リアクトル電流の傾きはΔＩ／Δｔ＝Ｖ／Ｌで決まるが、図３、図４では理解の容易のためコンバータの入口側と出口側の電圧が等しい場合について、リアクトル電流ＩＬを示している。

図３に示すようにＩＬ基準パルスのデューティー比Ｄ＜５０％の場合には、次第にリアクトル電流ＩＬが減少していく。逆に図４に示すようにＩＬ基準パルスのデューティー比Ｄ＞５０％の場合には、次第にリアクトル電流ＩＬが増加していく。

図２のバッテリ２０からの放電時には、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオン状態に制御されることによってリアクトルＬにエネルギが蓄積される。続いてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギがダイオードＤ２→リアクトルＬ→ダイオードＤ３の電流経路で放出される。

これによりバッテリ２０から供給される電力によってインバータ６０が駆動されモータ６１が回転する。このときに同期して、ダイオードＤ２、Ｄ３における損失を減らすために、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３を導通させて抵抗を減らしている。ただし、ＩＧＢＴ素子はスイッチング時にターンオフ遅れが生ずるので、ゲート制御信号にデッドタイムが設けられている。

図２のＤＣ−ＣＰＵ３１がＰＷＭ制御して発生する基準信号ＧＡＴＥＢＡに対して、ＩＧＢＴ素子のゲートを駆動するドライブ信号を作成する際に、素子のオン指令を遅らせるなどの構成を追加することで上下アームの短絡の危険性を回避している。この短絡防止のために設ける、上下アームのＩＧＢＴ素子の両方がオフとなる期間をデッドタイムと呼んでいる。

図示しないが、モータ６１には車輪が減速機を介して接続されている。このようなバッテリ２０からの放電は、燃料電池４０からの電力だけでは必要なパワーに満たないような高パワー領域でモータ６１を運転させる場合や、停車時や低負荷走行時など燃料電池４０の効率が低い領域での運転を行なう場合に行なわれる。

図２のバッテリ２０への充電時には、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオン状態に制御されることによってリアクトルＬにエネルギが蓄積される。続いてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギがダイオードＤ４→リアクトルＬ→ダイオードＤ１の電流経路で放出される。

このようにバッテリ２０に対して充電が行なわれるのは、バッテリ２０の充電状態（ＳＯＣ）が低下している場合で燃料電池４０の出力に余裕がある場合である。または、走行時に車両を制動させた場合においてモータ６１が回生運転を行なうことにより電気エネルギを回収してバッテリ２０に蓄積する場合である。

この動作により、燃料電池４０で発電された直流電力が供給され、または回生運転によりモータ６１で発電された交流電力がインバータ６０で直流電力に変換されて供給されてバッテリ２０に対する充電が行なわれる。

バッテリ２０への充電時にも、上下アームの短絡を防止するためにデッドタイムが設けられている。

図５は、リアクトル電流が３状態に分類されることを説明するための波形図である。
図５を参照して、状態Ａは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に負（マイナス）である状態である。このときリアクトル電流の向きは、図２においてリアクトル電流ＩＬの矢印で示した向きを正とする。つまり、状態Ａは、バッテリ２０に燃料電池４０またはインバータ６０から充電が行なわれている状態である。

状態Ｃは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に正（プラス）である状態である。つまり、状態Ｃは、バッテリ２０からインバータ６０に放電が行なわれている状態である。

状態Ｂは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬの最大値Ｉｍａｘが正で、最小値Ｉｍｉｎが負である状態であり、リアクトル電流がゼロを横切って変化する（ゼロクロス）状態である。つまり状態Ｂは、バッテリ２０に充電される電流とバッテリ２０から放電される電流とがほぼ拮抗している状態である。

図６は、図５の状態Ａにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。

図２、図６を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１から出力された基準信号ＧＡＴＥＢＡは、デッドタイム生成部３３，３７によってデッドタイムが付加された結果、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４を図６の波形図に示すようにＯＮ・ＯＦＦさせる。

すなわち、時刻ｔ１の基準信号ＧＡＴＥＢＡの立下りに応じてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオン状態からオフ状態に非活性化され、デッドタイムＴｄｔ１が経過した後の時刻ｔ３においてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオフ状態からオン状態に活性化される。

続いて、時刻ｔ４の基準信号ＧＡＴＥＢＡの立上りに応じてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオン状態からオフ状態に非活性化され、デッドタイムＴｄｔ２が経過した後の時刻ｔ６においてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオフ状態からオン状態に活性化される。

ここで、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が並列接続されている。したがって、デッドタイムにおいてもダイオードの順方向には電流が流れうる。

状態Ａにおいては、リアクトル電流ＩＬが負すなわち図２のノードＮ２からノードＮ１に向けて流れている。したがってＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がすべてオフ状態であるデッドタイム時には、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通する。

つまり時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ４〜ｔ９の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが増加し、１サイクル中リアクトル電流が減少する時間は時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間のみとなる。

したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比が５０％であるとすると、状態Ａでは、次第にリアクトル電流ＩＬが増加していく傾向となる。

図７は、図５の状態Ｃにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。

図７の基準信号ＧＡＴＡＢＡとＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン／オフ状態については、図６の場合と同様であるので説明は繰返さない。

図２、図７を参照して、状態Ｃにおいては、リアクトル電流ＩＬが正すなわち図２のノードＮ１からノードＮ２に向けて流れている。したがってＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がすべてオフ状態であるデッドタイム時には、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通する。

つまり時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ１〜ｔ６の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが減少し、１サイクル中リアクトル電流が増加する時間は時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間のみとなる。

したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比が５０％であるとすると、状態Ｃでは、次第にリアクトル電流ＩＬが減少していく傾向となる。

図８は、図５の状態Ｂにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。

図８の基準信号ＧＡＴＡＢＡとＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン／オフ状態については、図６の場合と同様であるので説明は繰返さない。

図２、図８を参照して、状態Ｂにおいては、リアクトル電流ＩＬが正すなわち図２のノードＮ１からノードＮ２に向けて流れている期間と、リアクトル電流ＩＬが負すなわち図２のノードＮ２からノードＮ１に向けて流れている期間とが繰返される。

この場合は、時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１を加えた時間、つまり時刻ｔ１〜ｔ４の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが減少し、時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ４〜ｔ７の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが増加する。

したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比が５０％であるとすると、デッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２が等しければ、状態Ｂでは、リアクトル電流ＩＬは現状を維持する傾向となる。

以上図６〜図８で説明したように、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比と実際にリアクトルで電流の増加減少が行なわれるデューティーとはリアクトルの電流状態で異なる。

したがって、精度よく制御を行なうためにはリアクトルの電流状態に応じて、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を補正してやる必要がある。

つまり、状態Ａでは目標よりも基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を小さく補正する必要があり、状態Ｃでは目標よりも基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を大きく補正する必要がある。

［実施の形態１］
図９は、図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１の構成を示したブロック図である。

図９を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１は、指令電圧値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃを演算する演算部７２と、偏差ΔＶｆｃの微分処理を行なう処理部７４と、処理部７４の出力に微分項ゲインＫｄＶを掛ける演算部７６と、偏差ΔＶｆｃの積分処理を行なう処理部８０と、処理部８０の出力に積分項ゲインＫｉＶを掛ける演算部８２と、偏差ΔＶｆｃに比例項ＫｐＶを掛ける演算部７８と、演算部７６，７８，８２の出力の和を演算する演算部８４とを含む。演算部８４は和信号Ｖｆｃを出力する。

ＤＣ−ＣＰＵ３１は、さらに、偏差ΔＶｆｃに対応するゲインＫｄＶ，ＫｐＶ，ＫｉＶをマップとして記憶しているマップ記憶部７３をさらに含む。マップ記憶部７３は、偏差ΔＶｆｃが与えられると、マップから対応するゲインＫｄＶ，ＫｐＶ，ＫｉＶを読み出してそれぞれ演算部７６，７８，８２に設定する。

ＤＣ−ＣＰＵ３１は、さらに、指令電圧値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧値ＶＢとを受けてＶｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算してこれを電圧値Ｖｆｃｒｅｑとして出力するフィードフォワード処理部８６と、電圧指令値Ｖｆｃｒが前回の指令値から大きく変化したときにデューティー比の補正を行なうデューティー補正部８７と、デューティー補正部８７の出力と電圧値Ｖｆｃとを加算して電圧値Ｖ１を出力する加算処理部８８と、電圧値Ｖ１を受けて基準信号ＧＡＴＡＢＡを出力するＰＷＭ処理部９２とを含む。

ＰＷＭ処理部９２は、加算処理部８８で加算された結果の電圧値Ｖ１に対応するスイッチング基準タイミングを示す信号ＧＡＴＥＢＡを図２のバッファ３２および反転バッファ３６に出力する。

図１０は、ＤＣ−ＣＰＵ３１のデューティー補正部８７で行なわれる処理構造を示したフローチャートである。この処理は、制御のメインルーチンから所定時間毎または所定の条件が成立する毎に呼び出されて実行される。

図１０を参照して、まず処理が開始されると、ステップＳ１において、電圧指令値Ｖｆｃｒと前回の電圧指令値Ｖｆｃｒ＿ｏｌｄの差の絶対値、すなわち変化量がしきい値Ｖｆｃｒ＿ｔｈより大きいか否かが判断される。

この変化量がしきい値Ｖｆｃｒ＿ｔｈ以下であれば、処理はステップＳ５に進み、デューティー補正部８７はフィードフォワード処理部８６の出力を補正せずに加算処理部８８に出力する。したがって、デューティー補正部８７によるデューティーの補正は行なわれず、ステップＳ６に処理が進み制御はメインルーチンに移される。

ステップＳ１において、電圧指令値の変化量がしきい値Ｖｆｃｒ＿ｔｈより大きかった場合には、ステップＳ２に処理が進む。ステップＳ２は電圧指令値Ｖｆｃｒが増加したのか否かが判断される。つまりＶｆｃｒ−Ｖｆｃｒ＿ｏｌｄ＞０であるか否かが判断される。

ステップＳ２において、電圧指令値Ｖｆｃｒが前回値よりも増加していた場合にはステップＳ３に処理が進む。ステップＳ３では、デューティー比がＡ倍（Ａ＞１）に補正されるようにデューティー補正部８７が出力を変更する。すなわちステップＳ３ではデューティー比を増加させる処理が行なわれる。

一方ステップＳ２において、電圧指令値Ｖｆｃｒが前回値よりも増加していなかった場合には、ステップＳ４に処理が進む。この場合は、電圧指令値Ｖｆｃｒが前回値よりも減少していた場合である。ステップＳ４では、デューティー比がＢ倍（０＜Ｂ＜１）に補正されるようにデューティー補正部８７が出力を変更する。すなわちステップＳ４ではデューティー比を減少させる処理が行なわれる。

ステップＳ３またはステップＳ４の処理が終了するとステップＳ６において制御がメインルーチンに移される。

図１１は、ＤＣ−ＣＰＵ３１のマップ記憶部７３で行なわれる処理構造を示したフローチャートである。この処理は、制御のメインルーチンから所定時間毎または所定の条件が成立する毎に呼び出されて実行される。

図１１を参照して、まず処理が開始されると、ステップＳ１１において、差分ΔＶｆｃに応じた比例ゲインＫｐＶを比例ゲインマップから読出して、演算部７８に設定する処理が実行される。

続いて、ステップＳ１２において、差分ΔＶｆｃに応じた積分ゲインＫｉＶを積分ゲインマップから読出して、演算部７８に設定する処理が実行される。

続いて、ステップＳ１３において、差分ΔＶｆｃに応じた微分ゲインＫｄＶを微分ゲインマップから読出して、演算部７８に設定する処理が実行される。

ステップＳ１３の処理が終了すると、ステップＳ１４において制御はメインルーチンに移される。

図１２は、マップ記憶部７３が記憶しているマップの一例を示した図である。
図１２を参照して、横軸が電圧偏差ΔＶｆｃであり、縦軸が比例ゲインＫｐＶ，積分ゲインＫｉＶ，微分ゲインＫｄＶのいずれかを示す。

電圧偏差が０〜ａの場合はゲインがｃであり、電圧偏差がａ〜ｂの間はゲインがｃ〜ｄまで直線的に増加する。電圧偏差がｂ以上の場合はゲインがｄである。電圧偏差が負の場合は、電圧偏差がゼロの縦軸に対して左右対称になるようにゲインが規定されている。

このようなマップが比例ゲインＫｐＶ，積分ゲインＫｉＶ，微分ゲインＫｄＶのいずれにも規定されている。偏差の絶対値が拡大すればゲインも拡大するので、出力が目標値に早く近づくようになる。

図１３は、電圧指令値が増加した場合の指令デューティーの変化を説明するための動作波形図である。

図１３を参照して、時刻ｔ１〜ｔ２においては、電圧指令値ＶｆｃｒはＶｆｃｒ１であり指令デューティー比が５０％に設定されている。これに対応するように、ＩＬ基準パルスがＰＷＭ処理部９２で発生される。ＩＬ基準パルスに基づきＩＧＢＴ素子がスイッチングされた結果、リアクトル電流ＩＬは平均電流Ｐ１付近で増加減少を繰返す。

時刻ｔ２において、電圧指令値ＶｆｃｒがＶｆｃｒ１からＶｆｃｒ２まで増加する。この変化では、電圧指令値の変化量は、図１０に記載されているしきい値Ｖｆｃｒ＿ｔｈを超える変化量となる。すると、図９のデューティー補正部８７はデューティー比を増加させる補正を行なう。また、指令値Ｖｆｃｒが大きく変化すれば、偏差ΔＶｆｃの絶対値も大きくなるので、図９のマップ記憶部７３によってフィードバックゲインＫｄＶ，ＫｐＶ，ＫｉＶも増大される。

したがって、過渡時において、指令デューティー比は、変化前から最終安定時までの変化量よりも大きく変化する。つまり、時刻ｔ２〜ｔ３の過渡時において、指令デューティー比は５０％から一旦７０％まで増加する。そしてリアクトル電流が目標値Ｐ２付近に到達すると、図９のデューティー補正部８７による補正やマップ記憶部７３によるゲインの増大は行なわれないようになり、指令デューティー比が指令電圧値Ｖｆｃｒ２に対応する値である６０％となるように制御が行なわれる。

図１４は、電圧指令値が減少した場合の指令デューティーの変化を説明するための動作波形図である。

図１４を参照して、時刻ｔ１〜ｔ２においては、電圧指令値ＶｆｃｒはＶｆｃｒ２であり指令デューティー比が６０％に設定されている。これに対応するように、ＩＬ基準パルスがＰＷＭ処理部９２で発生される。ＩＬ基準パルスに基づきＩＧＢＴ素子がスイッチングされた結果、リアクトル電流ＩＬは平均電流Ｐ２付近で増加減少を繰返す。

時刻ｔ２において、電圧指令値ＶｆｃｒがＶｆｃｒ２からＶｆｃｒ１まで減少する。この変化では、電圧指令値の変化量は、図１０に記載されているしきい値Ｖｆｃｒ＿ｔｈを超える変化量となる。すると、図９のデューティー補正部８７はデューティー比を減少させる補正を行なう。また、指令値Ｖｆｃｒが大きく変化すれば、偏差ΔＶｆｃの絶対値も大きくなるので、図９のマップ記憶部７３によってフィードバックゲインＫｄＶ，ＫｐＶ，ＫｉＶも増大される。

したがって、過渡時において、指令デューティー比は、変化前から最終安定時までの変化量よりも大きく変化する。つまり、時刻ｔ２〜ｔ３の過渡時において、指令デューティー比は６０％から一旦４０％まで減少する。そしてリアクトル電流が目標値Ｐ１付近に到達すると、図９のデューティー補正部８７による補正やマップ記憶部７３によるゲインの増大は行なわれないようになり、指令デューティー比が指令電圧値Ｖｆｃｒ１に対応する値である５０％となるように制御が行なわれる。

このように、実施の形態１によれば、コンバータの通過パワーが急に増加または減少し、リアクトル電流の平均値も上昇または下降するような過渡時には、変化後の安定時におけるデューティー比に至るよりもデューティー比を一旦大きく変化させ、リアクトルの直流変化分の変化を促進させる。したがって、電圧指令値に対する追従性が向上した電圧変換装置を実現することができる。

なお、実施の形態１においては、図９においてマップ記憶部７３でフィードバックゲインを可変とし、デューティー補正部８７で指令値が急変したときに指令値に早く到達するようにフィードフォワード項を補正した。しかし、両方の処理を行なわなくてもよく、いずれか一方の処理を行なうだけでも応答性は改善される。

［実施の形態２］
実施の形態２では、ＤＣ−ＣＰＵ３１に代えてＤＣ−ＣＰＵ３１Ａを含む。

図１５は、実施の形態２において図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１に代えて用いられるＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの構成を示したブロック図である。

図１３を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、指令電圧値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃを演算する演算部７２と、偏差ΔＶｆｃの微分処理を行なう処理部７４と、処理部７４の出力に微分項ゲインＫｄＶを掛ける演算部７６と、偏差ΔＶｆｃの積分処理を行なう処理部８０Ａと、処理部８０Ａの出力に積分項ゲインＫｉＶを掛ける演算部８２と、偏差ΔＶｆｃに比例項ＫｐＶを掛ける演算部７８と、演算部７６，７８，８２の出力の和を演算する演算部８４とを含む。演算部８４は和信号Ｖｆｃを出力する。

ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、さらに、判定された状態に対応する積分項が予め記憶されている積分項記憶部８１を含む。積分項記憶部８１は、リアクトル電流値ＩＬの状態を判定し、対応する積分項を処理部８０Ａに設定する。

ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、さらに、指令電圧値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧値ＶＢとを受けてＶｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算してこれを電圧値Ｖｆｃｒｅｑとして出力するフィードフォワード処理部８６と、電圧値Ｖｆｃと電圧値Ｖｆｃｒｅｑとを加算して電圧値Ｖ１Ａを出力する加算処理部８８と、電圧値Ｖ１Ａを受けて基準信号ＧＡＴＡＢＡを出力するＰＷＭ処理部９２とを含む。

ＰＷＭ処理部９２は、加算処理部８８で加算された結果の電圧値Ｖ１に対応するスイッチング基準タイミングを示す信号ＧＡＴＥＢＡを図２のバッファ３２および反転バッファ３６に出力する。

図１６は、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの積分項記憶部８１で行なわれる処理を示したフローチャートである。この処理は、制御のメインルーチンから所定時間毎または所定の条件が成立する毎に呼び出されて実行される。

図１６を参照して、まず処理が開始されると、ステップＳ２１において積分項記憶部８１は、図２の電流センサＳＥの出力するリアクトル電流値ＩＬを取得して、現在のリアクトル電流状態が、図５の状態Ａ，Ｂ，Ｃのいずれであるかを検知する。なお、リアクトル電流値ＩＬは、他のセンサの出力から推定することもできるのでその推定値を用いても良い。たとえば、バッテリ電流と指令デューティー比に基づいてリアクトル電流値ＩＬを推定し、現在のリアクトル電流状態の検知を行なっても良い。

そして、ステップＳ２２において、積分項記憶部８１は、リアクトル電流状態が、安定状態であり、かつ前回判定したリアクトル電流状態とは異なっているものであるか否かを判断する。ここで、「安定状態」とは、図１７の状態Ａ（マイナス）、状態Ｂ（ゼロクロス）、状態Ｃ（プラス）のいずれかにリアクトル電流状態が属しており、不感帯に無いことを意味する。

ステップＳ２２の条件が成立した場合には、ステップＳ２３に処理が進み、偏差積分項をリアクトル状態の安定値に補正する。すなわち、積分項が安定値に落ち着くためには時間がかかるので、リアクトル状態が変化した場合に、積分項に安定値に相当する予め記憶された値をセットする。

ステップＳ２２において、条件が成立しない場合およびステップＳ２３の処理が終了した場合には、ステップＳ２４に処理が進み制御はメインルーチンに移される。

図１７は、図１６のステップＳ２３で設定される偏差積分項の安定値について説明するための図である。

図１７を参照して、コンバータ通過パワーが増加するに従って、リアクトル電流値ＩＬも変化し、リアクトル電流値の平均値もマイナス側からプラス側に直線的に変化する。

図５で説明した状態Ａ，Ｂ，Ｃという表現を用いると、コンバータパワーが増加するにつれて、リアクトル電流ＩＬが完全にマイナスとなる状態Ａ、マイナス側不感帯、ゼロクロスする状態Ｂ、プラス側不感帯、完全にプラスとなる状態Ｃの順にリアクトル電流状態が変化する。

また、コンバータパワーが増加するにつれて、積分項も変化する。リアクトル電流状態が状態Ａの領域においては積分項はＣ１となり、状態Ｂの領域においては積分項はＣ２となり、状態Ｃの領域においては積分項はＣ３となることが予め実験的に求められている。

したがって、積分項Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を図１５の積分項記憶部８１に記憶しておいて、リアクトル電流状態が変化したことが検出されたら変化後のリアクトル電流状態に対応する積分項を処理部８０Ａに設定することによって応答性を早めることができる。

このような処理を行なうことによりリアクトル電流の状態変化が起こった場合でも早期に出力電圧を目標値に収束させることができる。

最後に、主として図２を参照して本実施の形態について総括的に再度説明をする。電圧変換装置（３０）は、リアクトルＬと、第１、第２の電流通過部と、制御部（３１）とを備える。第１の電流通過部は、第１の活性化信号に応じて導通する第１のスイッチング素子（ＴＲ１）を少なくとも含み、リアクトルＬの一方端（Ｎ１）と第１の電源ノードとの間に設けられる。第２の電流通過部は、第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードとリアクトルの一方端（Ｎ１）との間に設けられ、少なくとも第１の整流素子（Ｄ２）を含む。制御部（３１）は、リアクトルＬを通過させる電流の平均値を指令する指令値に基づいて第１の活性化信号（ＧＡＴＥＢＡ）のデューティー比を決定する。図１３、図１４に示されるように、制御部（３１）は、指令値が第１の指令値から第２の指令値に変化する過渡時（ｔ２〜ｔ３）において、第１の活性化信号のデューティー比を第１、第２の指令値にそれぞれ対応する第１、第２のデューティー比とは異なる第３のデューティー比に設定する。第１のデューティー比から第３のデューティー比への変化量は、第１のデューティー比から第２のデューティー比への変化量よりも大きい。

好ましくは、図９、図１０に示されるように、制御部（３１）は、第１の指令値（Ｖｆｃｒ＿ｏｌｄ）から第２の指令値（Ｖｆｃｒ）の変化量がしきい値（Ｖｆｃｒ＿ｔｈ）を超えた場合に、第２の指令値に対応するデューティー比に所定値（ＡまたはＢ）を乗じて第３のデューティー比を算出する。

好ましくは、図９、図１１に示されるように、制御部（３１）は、第１の活性化信号のデューティー比を決定するために指令値（Ｖｆｃｒ）と出力電圧値（ＶＩＮＶ）との偏差ΔＶｆｃに基づいてフィードバック制御を行っており、第１の指令値から第２の指令値への変化を検出するとフィードバック制御のフィードバックゲイン（ＫｐＶ，ＫｉＶ，ＫｄＶ）を増加させる。

好ましくは、図１３に示されるように、第１の指令値から第２の指令値への変化は、増加方向の変化であり、第２のデューティー比（６０％）は第１のデューティー比（５０％）よりも大きく、第３のデューティー比（７０％）は、第２のデューティー比（６０％）よりもさらに大きい。

好ましくは、図１４に示されるように、第１の指令値から第２の指令値への変化は、減少方向の変化であり、第２のデューティー比（５０％）は第１のデューティー比（６０％）よりも小さく、第３のデューティー比（４０％）は、第２のデューティー比（５０％）よりもさらに小さい。

好ましくは、第１の電流通過部は、第１のスイッチング素子（ＴＲ１）と並列にリアクトルの一方端（Ｎ１）と第１の電源ノードとの間に設けられる第２の整流素子（Ｄ１）をさらに含む。第２の電流通過部は、第１の整流素子（Ｄ２）と並列にリアクトルの一方端（Ｎ１）と第２の電源ノードとの間に設けられる第２のスイッチング素子（ＴＲ２）をさらに含む。

好ましくは、電圧変換装置は、リアクトルの他方端（Ｎ２）と第３の電源ノードとの間に設けられる第３の電流通過部（ＴＲ３およびＤ３）と、第２の電源ノードとリアクトルの他方端（Ｎ２）との間に設けられる第４の電流通過部（ＴＲ４およびＤ４）とをさらに備える。第３、第４の電流通過部のいずれか一方は、少なくとも制御部に制御される第２のスイッチング素子（ＴＲ４）を含む。第３、第４の電流通過部のいずれか他方は、少なくとも第２の整流素子（Ｄ４）を含む。電圧変換装置は、第１の電源ノードと第３の電源ノードとの間で電圧変換を行なう。

より好ましくは、第３の電源ノードと第２の電源ノードとの間には、モータ（６１）駆動用のインバータ６０が接続され、第１の電源ノードと第２の電源ノードとの間には、蓄電装置（２０）が接続される。

さらに好ましくは、第３の電源ノードには、さらに整流素子（４２）を介して燃料電池４０が接続される。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に係る電圧変換器を搭載した車両の構成を示す説明図である。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータ３０について詳細な構成を示した回路図である。 スイッチング素子のデューティー比が５０％より小さい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。 スイッチング素子のデューティー比が５０％より大きい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。 リアクトル電流が３状態に分類されることを説明するための波形図である。 図５の状態Ａにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。 図５の状態Ｃにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。 図５の状態Ｂにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。 図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１の構成を示したブロック図である。 ＤＣ−ＣＰＵ３１のデューティー補正部８７で行なわれる処理構造を示したフローチャートである。 ＤＣ−ＣＰＵ３１のマップ記憶部７３で行なわれる処理構造を示したフローチャートである。 マップ記憶部７３が記憶しているマップの一例を示した図である。 電圧指令値が増加した場合の指令デューティーの変化を説明するための動作波形図である。 電圧指令値が減少した場合の指令デューティーの変化を説明するための動作波形図である。 実施の形態２において図２におけるＤＣ−ＣＰＵ３１に代えて用いられるＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの構成を示したブロック図である。 ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの積分項記憶部８１で行なわれる処理を示したフローチャートである。 図１６のステップＳ２３で設定される偏差積分項の安定値について説明するための図である。

符号の説明

１ 電源システム、６，１４ 平滑用コンデンサ、１０ 制御ユニット、１１ アクセルペダルセンサ、２０ バッテリ、２１ ＳＯＣセンサ、２２，４４ 電圧センサ、２３，４３ 電流センサ、３０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、３２ バッファ、３３，３７ デッドタイム生成部、３４，３５，３６，３８，３９ 反転バッファ、４０ 燃料電池、４１ 流量センサ、４２，Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード、５０ 車両補機、５１ ＦＣ補機、６０ インバータ、６１ モータ、６２ 車速センサ、６３Ｌ，６３Ｒ 車輪、７２，７６，７８，８２，８４ 演算部、７３ マップ記憶部、７４，８０，８０Ａ，９２ 処理部、８１ 積分項記憶部、８６ フィードフォワード処理部、８７ デューティー補正部、８８ 加算処理部、ＴＲ１〜ＴＲ４ ＩＧＢＴ素子。

Claims (11)

1. リアクトルと、
   第１の活性化信号に応じて導通する第１のスイッチング素子を少なくとも含み、前記リアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられる第１の電流通過部と、
   前記第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードと前記リアクトルの前記一方端との間に設けられ、少なくとも第１の整流素子を含む第２の電流通過部と、
   前記リアクトルを通過させる電流の平均値を指令する指令値に基づいて前記第１の活性化信号のデューティー比を決定する制御部とを備え、
   前記制御部は、前記指令値が第１の指令値から第２の指令値に変化する過渡時において、前記第１の活性化信号のデューティー比を前記第１、第２の指令値にそれぞれ対応する第１、第２のデューティー比とは異なる第３のデューティー比に設定し、
   前記第１のデューティー比から前記第３のデューティー比への変化量は、前記第１のデューティー比から前記第２のデューティー比への変化量よりも大きい、電圧変換装置。
2. 前記制御部は、前記第１の指令値から前記第２の指令値の変化量がしきい値を超えた場合に、前記第２の指令値に対応する前記デューティー比に所定値を乗じて前記第３のデューティー比を算出する、請求項１に記載の電圧変換装置。
3. 前記制御部は、前記第１の活性化信号のデューティー比を決定するために前記指令値と出力電圧値との偏差に基づいてフィードバック制御を行っており、前記第１の指令値から前記第２の指令値への変化を検出すると前記フィードバック制御のフィードバックゲインを増加させる、請求項１に記載の電圧変換装置。
4. 前記制御部は、前記第１の活性化信号のデューティー比を決定するために前記指令値と出力電圧値との偏差に基づいてフィードバック制御を行っており、かつ前記偏差に応じて前記フィードバック制御のフィードバックゲインを変化させる、請求項１に記載の電圧変換装置。
5. 前記第１の指令値から前記第２の指令値への変化は、増加方向の変化であり、
   前記第２のデューティー比は前記第１のデューティー比よりも大きく、
   前記第３のデューティー比は、前記第２のデューティー比よりもさらに大きい、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
6. 前記第１の指令値から前記第２の指令値への変化は、減少方向の変化であり、
   前記第２のデューティー比は前記第１のデューティー比よりも小さく、
   前記第３のデューティー比は、前記第２のデューティー比よりもさらに小さい、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
7. 前記第１の電流通過部は、
   前記第１のスイッチング素子と並列に前記リアクトルの前記一方端と前記第１の電源ノードとの間に設けられる第２の整流素子をさらに含み、
   前記第２の電流通過部は、
   前記第１の整流素子と並列に前記リアクトルの前記一方端と前記第２の電源ノードとの間に設けられる第２のスイッチング素子をさらに含む、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
8. 前記リアクトルの他方端と第３の電源ノードとの間に設けられる第３の電流通過部と、
   前記第２の電源ノードと前記リアクトルの前記他方端との間に設けられる第４の電流通過部とをさらに備え、
   前記第３、第４の電流通過部のいずれか一方は、少なくとも前記制御部に制御される第２のスイッチング素子を含み、
   前記第３、第４の電流通過部のいずれか他方は、少なくとも第２の整流素子を含み、
   前記電圧変換装置は、前記第１の電源ノードと前記第３の電源ノードとの間で電圧変換を行なう、請求項１に記載の電圧変換装置。
9. 前記第３の電源ノードと前記第２の電源ノードとの間には、モータ駆動用のインバータが接続され、
   前記第１の電源ノードと前記第２の電源ノードとの間には、蓄電装置が接続される、請求項８に記載の電圧変換装置。
10. 前記第３の電源ノードには、さらに整流素子を介して燃料電池が接続される、請求項９に記載の電圧変換装置。
11. 請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電圧変換装置を搭載する車両。

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