WO2019159346A1 - サイリスタ起動装置 - Google Patents

Abstract

コンバータ（１）の点弧位相を制御するコンバータ制御部（１３）は、電流指令値に対する直流電流の偏差を積分する積分要素を少なくとも含み、偏差を制御演算することにより、コンバータ（１）の出力電圧の電圧指令値を生成する。直流電流を断続的に零にすることによりインバータ（２）の転流を行なう第１のモードにおいて、コンバータ制御部（１３）は、インバータ（２）の転流指令と同時に位相制御角を絞ることにより、所定の休止時間の間、直流電流を零にするように構成される。コンバータ制御部（１３）は、休止時間の直後に制御演算を再開するときに、休止時間の直前における制御演算で算出された制御量を、休止時間の直後における積分要素のプリセット値として用いる。

Description

サイリスタ起動装置

　この発明は、サイリスタ起動装置に関する。

　発電機および電動機等の同期機を起動するためのサイリスタ起動装置が開発されている（たとえば国際公開第２０１４／０３３８４９号明細書（特許文献１）参照）。サイリスタ起動装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を平滑化する直流リアクトルと、コンバータから直流リアクトルを介して与えられる直流電力を可変周波数の交流電力に変換して同期機に供給するインバータとを備えている。同期機に供給する交流電力を制御することにより、停止状態の同期機を起動させて所定の回転速度で駆動させることができる。

国際公開第２０１４／０３３８４９号明細書

　上記サイリスタ起動装置においては、同期機の起動時や低速時には同期機に発生する誘起電圧が低いため、インバータの転流（電流が移ること）が失敗する場合がある。そのため、サイリスタ起動装置では、同期機の回転速度が低いときに、コンバータから出力される直流電流を断続的に零にしてインバータの転流を行なう「断続転流」が採用されている。

　断続転流では、一般的に、インバータの転流指令と同時にコンバータの位相制御角を絞ることにより、直流リアクトルを流れる直流電流を一旦零にして、次に転流すべきインバータのサイリスタに再びゲートパルスを与えて、転流させる。そして、直流電流が零となる時間が一定時間（インバータのサイリスタの消弧に必要な時間に相当）経過すると、コンバータでは、位相制御角の絞りが解除され、直流電流が電流指令値に一致するための点弧位相の制御が再開される。これにより、再び直流リアクトルに直流電流が流れ始める。

　ここで、直流電流を零にした後のコンバータの点弧位相の制御の再開時において、直流電流が電流指令値に対して遅れると、同期機の加速トルクが一時的に低下してしまうおそれがある。この結果、インバータの転流指令が発生するごとに、同期機のトルクが変動することになり、同期機の速度制御が不安定になることが懸念される。また、同期機の昇速率（回転速度が上昇する比率）が低下するため、同期機の起動に時間がかかってしまうことが懸念される。

　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、断続転流時における同期機の速度制御の安定性を改善することができるサイリスタ起動装置を提供することである。

　この発明のある局面によれば、同期機を起動させるサイリスタ起動装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を平滑化する直流リアクトルと、コンバータから直流リアクトルを介して与えられる直流電力を可変周波数の交流電力に変換して同期機に供給するインバータと、同期機の回転子位置を検出する位置検出器と、第１の制御部と、第２の制御部とを備える。第１の制御部は、位置検出器の検出信号に基づいて、インバータにおけるサイリスタの点弧位相を制御する。第２の制御部は、位置検出器の検出信号に基づいて、直流リアクトルを流れる直流電流が電流指令値に一致するように、コンバータにおけるサイリスタの点弧位相を制御する。サイリスタ起動装置は、直流電流を断続的に零にすることによりインバータの転流を行なう第１のモードと、同期機の誘起電圧によりインバータの転流を行なう第２のモードとを順次実行することにより、同期機を停止状態から所定の回転速度まで加速させるように構成される。第２の制御部は、電流制御部と、制御角演算部とを含む。電流制御部は、電流指令値に対する直流電流の偏差を積分する積分要素を少なくとも含み、当該偏差を制御演算することにより、コンバータの出力電圧の電圧指令値を生成する。制御角演算部は、電圧指令値に基づいて、コンバータにおけるサイリスタの位相制御角を算出する。第１のモードにおいて、制御角演算部は、インバータの転流指令と同時に位相制御角を絞ることにより、所定の休止時間の間、直流電流を零にするように構成される。第１のモードにおいて、電流制御部は、休止時間の直後に制御演算を再開するときに、休止時間の直前における制御演算で算出された制御量を、休止時間の直後における積分要素のプリセット値として用いる。

　この発明の別の局面によれば、同期機を起動させるサイリスタ起動装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を平滑化する直流リアクトルと、コンバータから直流リアクトルを介して与えられる直流電力を可変周波数の交流電力に変換して同期機に供給するインバータと、同期機の回転子位置を検出する位置検出器と、インバータに入力される直流電圧を検出する電圧検出器と、第１の制御部と、第２の制御部とを備える。第１の制御部は、位置検出器の検出信号に基づいて、インバータにおけるサイリスタの点弧位相を制御する。第２の制御部は、位置検出器の検出信号に基づいて、直流リアクトルを流れる直流電流が電流指令値に一致するように、コンバータにおけるサイリスタの点弧位相を制御する。サイリスタ起動装置は、直流電流を断続的に零にすることによりインバータの転流を行なう第１のモードと、同期機の誘起電圧によりインバータの転流を行なう第２のモードとを順次実行することにより、同期機を停止状態から所定の回転速度まで加速させるように構成される。第２の制御部は、電流制御部と、制御角演算部とを含む。電流制御部は、電流指令値に対する直流電流の偏差を積分する積分要素を少なくとも含み、当該偏差を制御演算することにより、コンバータの出力電圧の電圧指令値を生成する。制御角演算部は、電圧指令値に基づいて、コンバータにおけるサイリスタの位相制御角を算出する。第１のモードにおいて、制御角演算部は、インバータの転流指令と同時に位相制御角を絞ることにより、所定の休止時間の間、直流電流を零にするように構成される。第１のモードにおいて、電流制御部は、休止時間の直後に制御演算を再開するときに、休止時間の直前に電圧検出器により検出された直流電圧を、休止時間の直後における前記積分要素のプリセット値として用いる。

　この発明の別の局面によれば、同期機を起動させるサイリスタ起動装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を平滑化する直流リアクトルと、コンバータから直流リアクトルを介して与えられる直流電力を可変周波数の交流電力に変換して同期機に供給するインバータと、インバータから同期機に供給される交流電圧を検出する電圧検出器と、第１の制御部と、第２の制御部とを備える。第１の制御部は、電圧検出器の検出信号に基づいて、インバータにおけるサイリスタに与える点弧指令を生成する。第２の制御部は、直流リアクトルを流れる直流電流が電流指令値に一致するように、コンバータにおけるサイリスタの点弧位相を制御する。サイリスタ起動装置は、直流電流を断続的に零にすることによりインバータの転流を行なう第１のモードと、同期機の誘起電圧によりインバータの転流を行なう第２のモードとを順次実行することにより、同期機を停止状態から所定の回転速度まで加速させるように構成される。第２の制御部は、電流制御部と、制御角演算部とを含む。電流制御部は、電流指令値に対する直流電流の偏差を積分する積分要素を少なくとも含み、偏差を制御演算することにより、コンバータの出力電圧の電圧指令値を生成する。制御角演算部は、電圧指令値に基づいて、コンバータにおけるサイリスタの位相制御角を算出する。第１のモードにおいて、制御角演算部は、インバータの転流指令と同時に位相制御角を絞ることにより、所定の休止時間の間、直流電流を零にするように構成される。第１のモードにおいて、電流制御部は、電圧検出器の検出信号および点弧指令に基づいて、インバータの入力端子間に現れる直流電圧を算出する。電流制御部は、休止時間の直後に制御演算を再開するときには、算出した直流電圧を、休止時間の直後における前記積分要素のプリセット値として用いる。

　この発明の別の局面によれば、同期機を起動させるサイリスタ起動装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を平滑化する直流リアクトルと、コンバータから直流リアクトルを介して与えられる直流電力を可変周波数の交流電力に変換して同期機に供給するインバータと、第１の制御部と、第２の制御部とを備える。第１の制御部は、インバータにおけるサイリスタの点弧位相を制御する。第２の制御部は、直流リアクトルを流れる直流電流が電流指令値に一致するように、コンバータにおけるサイリスタの点弧位相を制御する。サイリスタ起動装置は、直流電流を断続的に零にすることによりインバータの転流を行なう第１のモードと、同期機の誘起電圧によりインバータの転流を行なう第２のモードとを順次実行することにより、同期機を停止状態から所定の回転速度まで加速させるように構成される。第２の制御部は、電流制御部と、制御角演算部とを含む。電流制御部は、電流指令値に対する直流電流の偏差を積分する積分要素を少なくとも含み、当該偏差を制御演算することにより、コンバータの出力電圧の電圧指令値を生成する。制御角演算部は、電圧指令値に基づいて、コンバータにおけるサイリスタの位相制御角を算出する。第１のモードにおいて、制御角演算部は、インバータの転流指令と同時に位相制御角を絞ることにより、所定の休止時間の間、直流電流を零にするように構成される。第１のモードにおいて、電流制御部は、休止時間の直後に制御演算を再開するときには、インバータに入力される直流電圧の推定値に、コンバータの入力側の転流インダクタンスによる電圧降下分を加算した値を、休止時間の直後における前記積分要素のプリセット値として用いる。

　この発明によると、サイリスタ起動装置の断続転流時において、直流電流の電流指令値への追従性を高めることができるため、同期機の速度制御の安定性を改善することができる。

この発明の実施の形態１によるサイリスタ起動装置の構成を示す回路ブロック図である。 サイリスタ起動装置の動作を示すタイムチャートである。 負荷転流モードにおけるインバータの転流動作を模式的に示すタイムチャートである。 断続転流モードにおけるインバータの転流動作を模式的に示すタイムチャートである。 コンバータの転流動作を模式的に示すタイムチャートである。 比較例によるサイリスタ起動装置に含まれるコンバータ制御部を説明するブロック図である。 比較例によるコンバータ制御部による、断続転流モード時のコンバータ１の制御を説明するためのタイムチャートである。 本実施の形態１によるサイリスタ起動装置に含まれるコンバータ制御部の構成を示す機能ブロック図である。 本実施の形態１によるコンバータ制御部による、断続転流モード時のコンバータの制御を説明するためのタイムチャートである。 本実施の形態１の変形例によるサイリスタ起動装置に含まれるコンバータ制御部の構成を示す機能ブロック図である。 本実施の形態１の変形例によるコンバータ制御部による、断続転流モード時のコンバータ１の制御を説明するためのタイムチャートである。 本実施の形態２によるサイリスタ起動装置に含まれるコンバータ制御部の構成を示す機能ブロック図である。 本実施の形態２によるコンバータ制御部による、断続転流モード時のコンバータの制御を説明するためのタイムチャートである。 本実施の形態３によるサイリスタ起動装置に含まれるコンバータ制御部の構成を示す機能ブロック図である。 図１４に示したサンプリング回路の構成を示す回路図である。 本実施の形態３によるコンバータ制御部による、断続転流モード時のコンバータの制御を説明するためのタイムチャートである。 コンバータに流れる電流を示す回路図である。 本実施の形態４によるサイリスタ起動装置に含まれるコンバータ制御部の構成を示す機能ブロック図である。 本実施の形態４によるコンバータ制御部による、断続転流モード時のコンバータの制御を説明するためのタイムチャートである。

　以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。

　［実施の形態１］
　図１は、この発明の実施の形態１によるサイリスタ起動装置の構成を示す回路ブロック図である。図１を参照して、本実施の形態１によるサイリスタ起動装置１００は、停止している同期機２０を所定の回転速度まで加速させることにより、同期機２０を始動させる。

　同期機２０は、電機子巻線ＡＴＵ、ＡＴＶ，ＡＴＷを有する固定子と、界磁巻線２２とを有する回転子とを含む。同期機２０は、たとえば火力発電所のガスタービンに結合されており、ガスタービンによって回転駆動される。以下の説明では、所定の回転速度を「定格回転速度」とも称する。

　サイリスタ起動装置１００は、変圧器ＴＲの二次側に接続されている。変圧器ＴＲの一次側は交流電源３０に接続されている。変圧器ＴＲは、交流電源３０から供給される三相交流電圧を所定の電圧値の三相交流電圧に変換してサイリスタ起動装置１００に与える。

　サイリスタ起動装置１００は、コンバータ１、直流リアクトル３、およびインバータ２を備える。コンバータ１は、少なくとも６個のサイリスタＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮを含む三相全波整流器である。サイリスタＲＰ，ＳＰ，ＴＰのカソードはともに正側出力端子１ａに接続され、それらのアノードはそれぞれ入力端子１ｃ，１ｄ，１ｅに接続される。サイリスタＲＮ，ＳＮ，ＴＮのカソードはそれぞれ入力端子１ｃ，１ｄ，１ｅに接続され、それらのアノードはともに負側出力端子１ｂに接続される。コンバータ１は、変圧器ＴＲからの三相交流電力を可変電圧の直流電力に変換する。

　直流リアクトル３は、コンバータ１の正側出力端子１ａとインバータ２の正側出力端子２ａとの間に接続される。直流リアクトル３は、コンバータ１から出力される直流電流Ｉｄを平滑化する。コンバータ１の負側出力端子１ｂとインバータ２の負側出力端子２ｂとは互いに接続される。なお、もう１つの直流リアクトル３が、コンバータ１の負側出力端子１ｂとインバータ２の負側出力端子２ｂとの間に接続されていてもよい。

　インバータ２の３つの出力端子２ｃ，２ｄ，２ｅは、同期機２０の３つの電機子巻線ＡＴＵ，ＡＴＶ，ＡＴＷにそれぞれ接続される。インバータ２は、少なくとも６個のサイリスタＵ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを含む三相他励式インバータである。サイリスタＵ，Ｖ，Ｗのアノードはともに正側入力端子２ａに接続され、それらのカソードはそれぞれ出力端子２ｃ，２ｄ，２ｅに接続される。サイリスタＸ，Ｙ，Ｚのアノードはそれぞれ出力端子２ｃ，２ｄ，２ｅに接続され、それらのカソードはともに負側入力端子２ｂに接続される。

　サイリスタ起動装置１００は、変流器４，５、電圧検出器６、位置検出器７、電流検出器９、インバータ制御部１０、コンバータ制御部１３、および断続制御部１８をさらに備える。

　変流器４は、変圧器ＴＲからコンバータ１に流れる三相交流電流を検出し、検出値を示す信号を電流検出器９に与える。電流検出器９は、変流器４からの信号に基づいて、コンバータ１から出力される直流電流Ｉｄに比例した直流電流Ｉｄ♯を演算し、その演算値を示す信号をコンバータ制御部１３に与える。具体的には、電流検出器９は、全波整流型のダイオード整流器を有しており、検出された三相交流電流を整流し、直流電流Ｉｄ♯に変換する。

　変流器５は、インバータ２から同期機２０の電機子巻線ＡＴＵ，ＡＴＶ，ＡＴＷに流れる電流を検出し、検出値を示す信号を位置検出器７に与える。

　電圧検出器６は、インバータ２から同期機２０に供給される三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの瞬時値を検出し、検出値を示す信号を位置検出器７に与える。具体的には、電圧検出器６は、同期機２０の電機子巻線ＡＴＵ，ＡＴＶ，ＡＴＷにおける三相交流電圧の線間電圧のうちの２つの線間電圧（図１では、Ｕ相－Ｖ相間の交流電圧ＶＵ－ＶＶおよびＶ相－Ｗ相間の交流電圧ＶＶ－ＶＷとする）を検出する。なお、電圧検出器６は、３つの線間電圧（Ｕ相－Ｖ相間の交流電圧ＶＵ－ＶＶ、Ｖ相－Ｗ相間の交流電圧ＶＶ－ＶＷおよび、Ｗ相－Ｕ相間の交流電圧ＶＷ－ＶＵ）を検出する構成としてもよい。

　このように、Ｕ相－Ｖ相間の交流電圧ＶＵ－ＶＶ、Ｖ相－Ｗ相間の交流電圧ＶＶ－ＶＷおよびＷ相－Ｕ相間の交流電圧ＶＷ－ＶＵのうちの少なくとも２つの線間電圧を検出することにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電圧を計算により求めることができる。この線間電圧から相電圧への変換は、電圧検出器６または位置検出器７において行なわれる。

　位置検出器７は、変流器５および電圧検出器６からの信号に基づいて同期機２０の回転子の位置を検出し、検出値を示す信号をインバータ制御部１０およびコンバータ制御部１３に与える。

　断続制御部１８は、位置検出器７からの信号に基づいて、転流指令ＣＭを生成する。具体的には、断続制御部１８は、同期機２０の線間電圧ＶＵ－ＶＶ，ＶＶ－ＶＷ，ＶＷ－ＶＵが０Ｖとなるタイミングごとに、ワンショットパルスからなる転流指令ＣＭを発生する。すなわち、転流指令ＰＭは、同期機２０の回転子の回転位置（電気角）６０°ごとに発生する。転流指令ＣＭは、後述する断続転流モードにおいて、直流電流Ｉｄを断続的に零にするために用いられる。なお、同期機２０の回転速度が上昇し、サイリスタ起動装置１００が断続転流モードから負荷転流モードに移行すると、断続制御部１８は、転流指令ＣＭの発生を停止する。

　インバータ制御部１０は、位置検出器７からの信号に基づいて、インバータ２の点弧位相を制御する。具体的には、インバータ制御部１０は、制御角演算部１１と、ゲートパルス発生器１２とを含む。制御角演算部１１は、検出された同期機２０の回転子の位置に基づいて位相制御角（点弧角）γを演算し、演算した位相制御角γをゲートパルス発生器１２に与える。ゲートパルス発生回路４０は、制御角演算部１１から受けた位相制御角γに基づいてインバータ２のサイリスタのゲートに与えるゲートパルス（点弧指令）を生成する。インバータ制御部１０は「第１の制御部」の一実施例に対応する。

　コンバータ制御部１３は、位置検出器７からの信号、電流検出器９からの信号、および断続制御部１８からの転流指令ＣＭに基づいて、コンバータ１の点弧位相を制御する。具体的には、コンバータ制御部１３は、電流検出器９により検出される直流電流Ｉｄ♯が電流指令値Ｉｄ＊に一致するように、コンバータ１の点弧位相を制御する。なお、直流電流Ｉｄ♯は直流電流Ｉｄに比例しているため、直流電流Ｉｄ♯を電流指令値Ｉｄ＊に一致させることは、直流電流Ｉｄを電流指令値Ｉｄ＊に一致させることに相当する。コンバータ制御部１３は「第２の制御部」の一実施例に対応する。

　ただし、コンバータ制御部１３は、断続制御部１８から転流指令ＣＭが入力されると、転流指令ＣＭ（ワンショットパルス）がＨ（論理ハイ）レベルに立ち上がった時点から所定の休止時間Δｔの間、直流電流Ｉｄが零になるように、コンバータ１の点弧位相を制御する。なお、休止時間Δｔは、インバータ２のサイリスタの消弧に必要な時間に設定されている。

　具体的には、コンバータ制御部１３は、速度制御部１４と、電流制御部１５と、制御角演算部１６と、ゲートパルス発生器１７とを含む。速度制御部１４は、検出された同期機２０の回転子の位置に基づいて、同期機２０の回転速度を演算する。速度制御部１４は、演算した回転速度に基づいて、直流電流Ｉｄの目標値である電流指令値Ｉｄ＊を生成する。

　電流制御部１５は、直流電流Ｉｄ♯を電流指令値Ｉｄ＊に追従させるための制御演算を実行して、電圧指令値ＶＤＣ１＊を生成する。例えば、電流制御部１５は、電流指令値Ｉｄ＊と直流電流Ｉｄ♯との偏差ΔＩｄを演算し、演算した偏差ΔＩｄを比例積分（ＰＩ：Proportional-Integral）演算することにより電圧指令値ＶＤＣ１＊を生成する。なお、電流制御部１５は、比例積分微分（ＰＩＤ：Proportional-Integral-Differential）演算を行なうように構成されていてもよい。

　電圧指令値ＶＤＣ１＊は、コンバータ１が出力すべき直流電圧ＶＤＣ１を規定する制御指令に相当する。なお、コンバータ１は、インバータ２の入力端子２ａ，２ｂ側の直流電圧ＶＤＣ２よりも直流リアクトル３による電圧降下分だけ大きくなるように直流電圧ＶＤＣ１を制御する。これにより、直流電流Ｉｄが制御される。

　制御角演算部１６は、電流制御部１５から与えられる電圧指令値ＶＤＣ１＊に基づいて、位相制御角αを制御する。制御角演算部１６は、演算した位相制御角αをゲートパルス発生器１７に与える。ただし、断続制御部１８から転流指令ＣＭが入力されると、制御角演算部１６は、休止時間Δｔの間、直流電流Ｉｄが零になるように、位相制御角αを絞る。

　ゲートパルス発生器１７は、制御角演算部１６から受けた位相制御角αに基づいてコンバータ１のサイリスタのゲートに与えるゲートパルス（点弧指令）を生成する。ゲートパルス発生器１７によって生成されたゲートパルスに従ってコンバータ１がスイッチング制御されることにより、電流指令値Ｉｄ＊に従った直流電流Ｉｄがコンバータ１から出力される。

　次に、図２を用いて、サイリスタ起動装置１００の動作について説明する。
　図２は、サイリスタ起動装置１００の動作を示すタイムチャートである。図２には、コンバータ１から出力される直流電流Ｉｄおよび同期機２０の回転速度が示されている。

　サイリスタ起動装置１００においては、同期機２０の電機子巻線ＡＴＵ，ＡＴＶ，ＡＴＷに誘起される逆起電力（誘起電圧）を利用してインバータ２におけるサイリスタの転流が行なわれる。このような転流は「負荷転流」と呼ばれている。

　しかしながら、同期機２０の回転速度が低い場合、すなわち同期機２０の起動時や低速時には、電機子巻線ＡＴＵ，ＡＴＶ，ＡＴＷに発生する誘起電圧が低いため、サイリスタの転流が失敗する場合がある。そのため、同期機２０の回転速度が低いときには、コンバータ１から出力される直流電流Ｉｄを断続的に零にしてインバータ２の転流を行なう「断続転流」が採用されている。

　図２に示すように、サイリスタ起動装置１００は、断続転流モード（第１のモード）と負荷転流モード（第２のモード）とを順次切り替えて実行することにより、同期機２０を停止状態から定格回転速度まで加速させるように構成される。

　具体的には、時刻ｔ＝０にて停止状態の同期機２０を起動させると、サイリスタ起動装置１００は断続転流モードを実行する。断続転流モード時、直流電流Ｉｄはパルス波形を示している。図２の例では、各パルスの波高値は一定値とされている（Ｉｄ＝Ｉ０）。波高値は、例えば、断続転流モードの時間中に同期機２０に供給される交流電力の積算値が、停止状態の同期機２０を切り替え回転速度まで加速させるための電力量を満たすように設定される。

　そして、同期機２０の回転速度が定格回転速度の１０％程度に到達すると、サイリスタ起動装置１００は、断続転流モードから負荷転流モードに切り替わる。以下の説明では、断続転流モードから負荷転流モードに切り替わるときの回転速度を「切り替え回転速度」とも称する。図２の例では切り替え回転速度を定格回転速度の１０％程度としている。

　図３は、負荷転流モードにおけるインバータ２の転流動作を模式的に示すタイムチャートである。図３では、三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ、インバータ２の６個のサイリスタのうち導通しているサイリスタ、インバータ２の入力端子２ａの電位Ｖｐ、入力端子２ｂの電位Ｖｎ、およびインバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間に現れる直流電圧ＶＤＣ２を示している。

　三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに同期して、サイリスタＵ，Ｖ，Ｗのうちの１つのサイリスタと、サイリスタＸ，Ｙ，Ｚのうちの１つのサイリスタとを導通させることにより、インバータ２は、コンバータ１から直流リアクトル３を介して供給される直流電力を可変周波数、可変電圧の三相交流電力に変換して同期機２０の固定子（電機子巻線ＡＴＵ，ＡＴＶ，ＡＴＷ）に与える。これにより、同期機２０の回転速度を上昇させることができる。

　図３において、線間電圧ＶＵ－ＶＶ，ＶＶ－ＶＷ，ＶＷ－ＶＵが０Ｖとなる点が位相制御角γの基準点であり、基準点ではγ＝０°である。負荷転流モードでは、基準点から所望の角度γだけ位相を進めた時刻でサイリスタにゲートパルスを与える。例えば、サイリスタＵが導通している期間中にサイリスタＶにゲートパルスを与え、次にサイリスタＶが導通している期間中にサイリスタＷにゲートパルスを与える。同様に、サイリスタＺが導通している期間中にサイリスタＸにゲートパルスを与え、次にサイリスタＸが導通している期間中にサイリスタＹにゲートパルスを与える。

　導通するサイリスタの遷移に応じて、同期機２０の線間電圧ＶＵ－ＶＶ，ＶＶ－ＶＷ，ＶＷ－ＶＵがインバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間に直流電圧ＶＤＣ２として順次現れる。インバータ制御部１０は、同期機２０の回転に応じて、６個のサイリスタＵ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを２個ずつ順序良く点弧させて同期機２０に流れる電流の経路を制御する。

　図４は、断続転流モードにおけるインバータ２の転流動作を模式的に示すタイムチャートである。図４では、三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ、インバータ２の６個のサイリスタのうち導通しているサイリスタ、直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄ、同期機２０に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、および転流指令ＣＭを示している。

　図４において、三相ブリッジインバータでは同期機２０の回転子の回転位置（電気角）６０°ごとに基準点が現われる。この基準点に同期して、転流指令ＣＭが発生すると、コンバータ制御部１３は、転流指令ＣＭがＨレベルに立ち上がった時点から休止時間Δｔの間、直流電流Ｉｄが零になるようにコンバータ１の位相制御角αを切り替える。この休止時間Δｔの間に、インバータ２のすべてのサイリスタがオフされて転流動作が行なわれる。

　休止時間Δｔが経過した後、インバータ制御部１０は再び必要な２つのサイリスタにゲートパルスを与えて、該２つのサイリスタを点弧する。これと同時に、コンバータ制御部１３は、電圧指令値ＶＤＣ１＊に基づいた位相制御角αに従って、コンバータ１のサイリスタのゲートにゲートパルスを与える。これにより、再び直流電流Ｉｄが流れ始める。

　図５は、コンバータ１の転流動作を模式的に示すタイムチャートである。図５では、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ、コンバータ１の６個のサイリスタのうち導通しているサイリスタ、コンバータ１の正側出力端子１ａの電位Ｖｐ、負側出力端子１ｂの電位Ｖｎ、コンバータ１の出力端子１ａ，１ｂ間に現れる直流電圧ＶＤＣ１、および直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄを示している。

　図５において、線間電圧ＶＲ－ＶＳ，ＶＳ－ＶＴ，ＶＴ－ＶＲが０Ｖとなる点が位相制御角αの基準点であり、基準点ではα＝０°である。基準点から所望の角度αだけ位相を遅らせた時刻でサイリスタにゲートパルスを与える。例えば、サイリスタＲＰが導通している期間中にサイリスタＳＰにゲートパルスを与え、次にサイリスタＳＰが導通している期間中にサイリスタＴＰにゲートパルスを与える。同様に、サイリスタＴＮが導通している期間中にサイリスタＲＮにゲートパルスを与え、次にサイリスタＲＮが導通している期間中にサイリスタＳＮにゲートパルスを与える。

　導通するサイリスタの遷移に応じて、交流電源３０から供給される三相交流電圧の線間電圧ＶＲ－ＶＳ，ＶＳ－ＶＴ，ＶＴ－ＶＲがコンバータ１の出力端子１ａ，１ｂ間に直流電圧ＶＤＣ１として順次現れる。なお、コンバータ１に供給される三相交流電圧の線間電圧の実効値をＶｓとすると、コンバータ１から出力される直流電圧ＶＤＣ１の平均値ＶＤＣ１♯は、重なり角を無視すれば次式（１）で与えられる。
ＶＤＣ１♯＝１．３５Ｖｓｃｏｓα　　　…（１）
　コンバータ制御部１３は、この式（１）のＶＤＣ１♯に電圧指令値ＶＤＣ１＊を入れて解くことにより位相制御角αを演算する。コンバータ制御部１３は、６個のサイリスタＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮを２個ずつ順序良く点弧させて直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄを制御する。

　なお、断続転流モードにおいては、図４に示したように、コンバータ制御部１３は、転流指令ＣＭが発生する毎に、休止時間Δｔの間、直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄを零となるように、位相制御角αを切り替える。具体的には、コンバータ制御部１３は、電圧指令値ＶＤＣ１＊に基づいた位相制御角αを、より大きな位相制御角αｓ（例えばαｓ＝１２０°）に切り替えることにより、直流電圧ＶＤＣ１を電圧指令値ＶＤＣ１＊よりも低い値に低下させる。

　このように、コンバータ制御部１３は、コンバータ１の点弧位相を制御することにより、インバータ２の転流タイミングごとに直流電流Ｉｄを零に絞るように構成されている。以下では、まず、図６および図７を用いて、比較例によるサイリスタ起動装置における、断続転流モード時のコンバータ１の制御とその課題について説明する。次に、本実施の形態によるサイリスタ起動装置１００のコンバータ制御部１３による、断続転流モード時のコンバータ１の制御について説明する。

　図６は、比較例によるサイリスタ起動装置に含まれるコンバータ制御部１３Ａを説明するブロック図である。なお、比較例によるサイリスタ起動装置の構成は、コンバータ制御部１３Ａを除いて、図１に示したサイリスタ起動装置１００の構成と同じであるため、説明は繰返さない。

　図６を参照して、比較例によるコンバータ制御部１３Ａは、速度制御部１４、電流制御部１５Ａ、制御角演算部１６、およびゲートパルス発生器１７を含む。

　速度制御部１４は、位置検出器７により検出された同期機２０の回転子の位置に基づいて、同期機２０の回転速度を演算する。速度制御部１４は、演算した回転速度に基づいて、直流電流Ｉｄの目標値である電流指令値Ｉｄ＊を生成する。

　電流検出器９は、整流器９１およびゲイン乗算器９２を含む。整流器９１は、全波整流型のダイオード整流器を用いており、変流器４により検出された三相交流電流を直流電流に変換する。ゲイン乗算器９２は、整流器９１からの直流電流にゲインＫ１を乗じる。直流電流にゲインＫ１を乗じた値Ｉｄ♯は、直流リアクトル３を流れる直流電流Ｉｄに比例している。コンバータ制御部１３Ａは、直流電流Ｉｄ♯を電流指令値Ｉｄ＊に一致させるようにコンバータ１の点弧位相を制御することにより、電流指令値Ｉｄ＊に従った直流電流Ｉｄをコンバータ１から出力させることができる。

　具体的には、電流制御部１５Ａは、電流指令値Ｉｄ＊と直流電流Ｉｄ♯との偏差ΔＩｄを制御演算（ＰＩ演算）することにより、電圧指令値ＶＤＣ１＊を生成する。具体的には、電流制御部１５Ａは、減算器１５１、比例器１５２、積分器１５３、加算器１５４およびゲイン乗算器１５５を含む。比例器１５２は制御演算における「比例要素」に相当し、積分器１５３は制御演算における「積分要素」に相当する。

　減算器１５１は、電流指令値Ｉｄ＊から電流検出器９により検出された直流電流Ｉｄ♯を減算して、電流指令値Ｉｄ＊に対する直流電流Ｉｄ♯の偏差ΔＩｄを算出する。

　比例器１５２（比例要素）は、減算器１５１から受けた偏差ΔＩｄに所定の比例ゲインＫｐを乗じた値を比例項として加算器１５４に出力する。積分器１５３（積分要素）は、偏差ΔＩｄを時間積分した値に所定の積分ゲインＫｉを乗じた値と積分項として加算器１５４に出力する。

　加算器１５４は、比例項および積分項を加算して電圧指令値ＶＤＣ１＊を生成する。電流制御部１５Ａによる比例積分演算は、例えば下記（２）式により示される。
ＶＤＣ１＊＝Ｋｐ・ΔＩｄ＋Ｋｉ・Σ（ΔＩｄ）　　…（２）
　なお、式（２）中において、Ｋｐ・ΔＩｄは比例項であり、Ｋｉ・Σ（ΔＩｄ）は積分項である。

　制御角演算部１６は、電流制御部１５Ａにより生成された電圧指令値ＶＤＣ１＊に基づいて位相制御角αを演算し、演算した位相制御角αをゲートパルス発生器１７に与える。ただし、断続制御部１８から転流指令ＣＭが与えられると、制御角演算部１６は、休止期間Δｔの間、電圧指令値ＶＤＣ１＊に基づいた位相制御角αに代えて、位相制御角αｓ（例えばαｓ＝１２０°）をゲートパルス発生器１７に与える。

　ゲートパルス発生器１７は、制御角演算部１６から受けた位相制御角αまたはαｓに基づいて、コンバータ１のサイリスタのゲートに与えるゲートパルスを生成する。

　ここで、休止時間Δｔが経過した直後において、休止時間Δの直前と同様に、同期機２０の回転子に加速トルクを印加するためには、休止時間Δｔの直後にインバータ２に供給される直流電流Ｉｄを、電流指令値Ｉｄ＊に遅れることなく高速に追従させる必要がある。すなわち、休止時間Δｔの直後において、直流電流Ｉｄを零から電流指令値Ｉｄ＊にまで高速に立ち上げる必要がある。これには、休止時間Δｔが経過した直後において、コンバータ１の出力端子１ａ，１ｂ間に、インバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間の直流電圧ＶＤＣ２よりも直流リアクトル３の抵抗成分による電圧降下分だけ大きい直流電圧ＶＤＣ１を出力することが望ましい。

　そこで、比較例によるコンバータ制御部１３Ａにおいては、電流制御部１５Ａが休止時間Δｔの経過後にＰＩ演算を再開する際に、積分器１５３における積分項をプリセットする。すなわち、ＰＩ演算が再開する時点において、上記（２）式における積分項を、休止時間Δｔの直前に積分器１５３から出力されていた積分項とは独立に設定された、プリセット値とする。比較例では、電流制御部１５Ａは、積分項のプリセット値として、インバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間の直流電圧ＶＤＣ２の推定値を用いることとする。

　ここで、界磁を一定とした場合、同期機２０の逆起電力（誘起電圧）は同期機２０の回転速度に比例して増加する。したがって、位置検出器７からの信号から得られる同期機２０の回転速度に基づいて、直流電圧ＶＤＣ２を推定することができる。電流制御部１５Ａにおいて、ゲイン乗算器１５５は、位置検出器７により検出された同期機２０の回転子の位置に基づいて同期機２０の回転速度を演算し、演算した回転速度にゲインＫ２を乗じる。回転速度にゲインＫ２を乗じた値は、インバータ２の入力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ２に比例する。ゲイン乗算器１５５は、直流電圧ＶＤＣ２の推定値を積分器１５３に出力する。積分器１５３は、休止時間Δｔの直後において、直流電圧ＶＤＣ２の推定値を積分項にプリセットする。

　これによると、休止時間Δｔの直後における電圧指令値ＶＤＣ１＊は、上記（２）式により、直流電圧ＶＤＣ２の推定値に、偏差ΔＩｄに比例ゲインＫｐを乗じて得られる比例項を加算したものとなる。この電圧指令値ＶＤＣ１＊に従ってコンバータ１の点弧位相を制御することにより、理想的には、休止時間Δｔの直後において、コンバータ１は、直流電圧ＶＤＣ２よりも比例項だけ大きい直流電圧ＶＤＣ１を出力することができる。これにより、休止時間Δｔの直後において、直流電流Ｉｄを電流指令値Ｉｄ＊に遅れることなく高速に追従させることができる。

　図７は、比較例によるコンバータ制御部１３Ａによる、断続転流モード時のコンバータ１の制御を説明するためのタイムチャートである。図７では、三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ、転流指令ＣＭ、インバータ２の入力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ２、コンバータ１の出力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ１、電流制御部１５Ａにおける積分項、および直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄを示している。なお、直流電圧ＶＤＣ１、積分項および直流電流Ｉｄの各々については、理想値に基づく波形が破線で示され、実際値に基づく波形が実線で示されている。

　図７に示すように、積分器１５３における積分項は、転流指令ＣＭが発生した時点において零にリセットされる。そして、休止時間Δｔの直後において、積分項は、同期機２０の回転速度から得られる直流電圧ＶＤＣ２の推定値にプリセットされる。

　ここで、直流電圧ＶＤＣ２の推定値が、実際にインバータ２の入力端子間に現れている直流電圧ＶＤＣ２に一致している場合、積分項は、図中に破線ｋ３で示す理想値となる。すなわち、積分項は、零から実際の直流電圧ＶＤＣ２まで急峻に増加し、その後、偏差ΔＩｄに応じて緩やかに変化することになる。

　休止時間Δｔの直後において、積分項が破線ｋ３で示す波形のように増加すると、積分項と比例項との和である電圧指令値ＶＤＣ１＊も急峻に増加する。したがって、休止時間Δｔの直後にコンバータ１の出力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ１は、図中に破線ｋ１で示す波形のように、急峻に増加することになる。直流電圧ＶＤＣ１が急峻に増加することにより、直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄは、破線ｋ５で示すように、零から急峻に立ち上がり、電流指令値Ｉｄ＊に高速に追従することができる。

　しかしながら、理想に反して、同期機２０の回転速度から算出した直流電圧ＶＤＣ２の推定値と、実際にインバータ２の入力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ２との間には、誤差が生じる場合がある。この誤差は、同期機２０が有するインピーダンス成分、および同期機２０における電圧制御の誤差などに起因して発生し得る。

　直流電圧ＶＤＣ２の推定値が実際の直流電圧ＶＤＣ２よりも低い場合、積分項は、図中に実線ｋ４で示す波形となる。積分項は、休止時間Δｔの直後において実際の直流電圧ＶＤＣ２よりも低い値にプリセットされると、プリセット値から偏差ΔＩｄに応じて徐々に増加する。

　積分項のプリセット値が理想値より低下したことに伴い、電圧指令値ＶＤＣ１＊も理想値よりも低くなるため、コンバータ１の出力端子１ａ，１ｂ間の直流電圧ＶＤＣ１は、図中に実線ｋ２で示す波形のように、理想値よりも低い値から緩やかに増加することになる。直流電圧ＶＤＣ１が理想値よりも低下したことによって、休止時間Δｔの直後において、図中に実線ｋ６で示すように、直流電流Ｉｄの立ち上がりが鈍くなり、直流電流Ｉｄを電流指令値Ｉｄ＊に高速に追従させることができなくなる。

　このように直流電流Ｉｄの目標追従性が低下すると、休止時間Δｔの直後において、同期機２０の加速トルクが一時的に低下するおそれがある。そのため、転流指令ＣＭが発生するごとに、同期機２０のトルクが変動することになり、結果的に断続転流モードにおける同期機２０の速度制御が不安定になることが懸念される。また、同期機２０の昇速率が低下するため、同期機２０の起動に時間がかかってしまうことが懸念される。

　このように、比較例によるコンバータ制御部１３Ａにおいては、休止時間Δｔの直後におけるＰＩ演算の積分項のプリセット値を、同期機２０の回転速度に基づいた直流電圧ＶＤＣ２の推定値に設定しているため、直流電圧ＶＤＣ２の推定値に含まれる誤差に起因して、休止時間Δｔの直後において、直流電流Ｉｄを電流指令値Ｉｄ＊に高速に追従させることができない場合が起こり得る。

　そこで、本実施の形態１によるサイリスタ起動装置１００においては、休止時間の直後にＰＩ演算を再開するときに、休止時間の直前におけるＰＩ演算で算出された制御量を、休止時間の直後における積分要素のプリセット値として用いることとする。

　具体的には、電流制御部１５は、休止時間Δｔの直前におけるＰＩ演算で算出された積分項を、休止時間の直後における積分項のプリセット値として用いる。これにより、電流制御部１５の積分器においては、休止時間Δｔの直前に算出された積分項が、休止時間Δｔの直後の積分項のプリセット値として引き継がれることとなる。

　次に、図８および図９を用いて、本実施の形態１によるサイリスタ起動装置１００におけるコンバータ１の制御について説明する。

　図８は、本実施の形態１によるサイリスタ起動装置１００に含まれるコンバータ制御部１３の構成を示す機能ブロック図である。

　図８を参照して、本実施の形態１によるコンバータ制御部１３は、図６に示した比較例によるコンバータ制御部１３Ａと比較して、電流制御部１５Ａに代えて、電流制御部１５を含む点で異なる。図８のその他の部分の構成は、図６と同じであるので、詳細な説明は繰返さない。

　電流制御部１５は、電流指令値Ｉｄ＊と直流電流Ｉｄ♯との偏差ΔＩｄを制御演算（ＰＩ演算）することにより、電圧指令値ＶＤＣ１＊を生成する。電流制御部１５は、減算器１５１、比例器１５２、積分器１５３、加算器１５４、およびサンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ：Sample　and　Hold）１５６を含む。電流制御部１５は、図６に示した電流制御部１５Ａと比較して、ゲイン乗算器１５５に代えて、サンプルホールド回路１５６を含む点で異なる。

　サンプルホールド回路１５６は、断続制御部１８から出力される転流指令ＣＭがＬレベルからＨレベルに切替わったときに、積分器１５３の積分項を取込み、保持する。保持された積分項は、休止時間Δｔの直前において算出された積分項に相当する。サンプルホールド回路１５６は、保持した積分項を、休止時間Δｔの直後における積分項のプリセット値として積分器１５３に出力する。これにより、休止時間Δｔの直後、積分器１５３は、サンプルホールド回路１５６から与えられた休止時間Δｔの直前の積分項を、積分項として出力する。

　図９は、本実施の形態１によるコンバータ制御部１３による、断続転流モード時のコンバータ１の制御を説明するためのタイムチャートである。図９では、三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ、転流指令ＣＭ、インバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間に現れる直流電圧ＶＤＣ２、コンバータ１の出力端子１ａ，１ｂ間に現れる直流電圧ＶＤＣ１、電流制御部１５における積分項、および直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄを示している。

　図９に示すように、積分器１５３における積分項は、転流指令ＣＭが発生した時点において零にリセットされた後、休止時間Δｔの直後においてプリセットされる。このとき、休止時間Δｔの直前の積分項がプリセット値として用いられる。

　このように、休止時間Δｔの直前と直後との間で、ＰＩ演算における積分項を引き継ぐことにより、休止時間Δｔの直後において、積分項は零から休止時間Δｔの直前の積分項に等しい値まで急峻に増加する。

　休止時間Δｔの直後において、積分項が急峻に増加することで、積分項と比例項との和である電圧指令値ＶＤＣ１＊も急峻に増加する。したがって、休止時間Δｔの直後にコンバータ１の出力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ１は急峻に増加することになる。なお、コンバータ１の出力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ１は、破線ｋ７で示されるように脈動しており、直流リアクトル３によって平滑化される。直流電圧ＶＤＣ１が急峻に増加することによって、直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄを零から電流指令値Ｉｄ＊相当まで急峻に増加させることができる。

　以上のように、本実施の形態１によるコンバータ制御部１３によれば、休止時間Δｔの直前の積分項を、休止時間Δｔの直後のＰＩ演算における積分項のプリセット値として用いるため、直流電圧ＶＤＣ２の推定値をプリセット値として用いる比較例のように、直流電圧ＶＤＣ２の推定値の誤差に起因して、休止時間Δｔの直後に直流電流Ｉｄの立ち上がりが鈍くなることを防止することができる。これにより、休止時間Δｔの直後において直流電流Ｉｄを電流指令値Ｉｄ＊に高速に追従させることができるため、断続転流モードにおける同期機２０の速度制御の安定性を改善することができる。

　（変形例）
　図８および図９では、休止時間Δｔの直前の制御演算で得られた制御量として、休止時間Δｔの直前に算出された積分項を用いて、休止時間Δｔの直後の積分項をプリセットする構成について説明したが、休止時間Δｔの直前に生成された電圧指令値ＶＤＣ１＊をプリセット値として用いる構成としてもよい。

　以下に、図１０および図１１を用いて、本実施の形態１の変形例によるサイリスタ起動装置１００におけるコンバータ１の制御について説明する。

　図１０は、本実施の形態１の変形例によるサイリスタ起動装置１００に含まれるコンバータ制御部１３の構成を示す機能ブロック図である。

　図１０を参照して、本変形例によるコンバータ制御部１３は、図８に示したコンバータ制御部１３と比較して、基本的な構成が同じであるが、電流制御部１５におけるサンプルホールド回路１５６の動作が異なる。

　本変形例では、サンプルホールド回路１５６は、断続制御部１８から出力される転流指令ＣＭがＬレベルからＨレベルに切替わったときに、加算器１５４から出力される電圧指令値ＶＤＣ１＊を取込み、保持する。保持された電圧指令値ＶＤＣ１＊は、休止時間Δｔの直前に算出された電圧指令値ＶＤＣ１＊に相当する。サンプルホールド回路１５６は、保持した電圧指令値ＶＤＣ１＊を、休止時間Δｔの直後における積分項のプリセット値として積分器１５３に出力する。これにより、休止時間Δｔの直後、積分器１５３は、サンプルホールド回路１５６から与えられた休止時間Δｔの直前の電圧指令値ＶＤＣ１＊を、積分項として出力する。

　図１１は、本実施の形態１の変形例によるコンバータ制御部１３による、断続転流モード時のコンバータ１の制御を説明するためのタイムチャートである。図１１では、三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ、転流指令ＣＭ、インバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間に現れる直流電圧ＶＤＣ２、コンバータ１の出力端子１ａ，１ｂ間に現れる直流電圧ＶＤＣ１、電流制御部１５における積分項、および直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄを示している。

　図１１に示すように、積分器１５３における積分項は、転流指令ＣＭが発生した時点において零にリセットされた後、休止時間Δｔの直後において、休止時間Δｔの直前に算出された電圧指令値ＶＤＣ１＊にプリセットされる。すなわち、休止時間Δｔの直後には、休止時間Δｔの直前の電圧指令値ＶＤＣ１＊が、積分項のプリセット値として用いられる。

　このように、休止時間Δｔの直前と直後との間で、ＰＩ演算により生成された電圧指令値ＶＤＣ１＊を引き継ぐことにより、休止時間Δｔの直後において、積分項は零から休止時間Δｔの直前の電圧指令値ＶＤＣ１＊に等しい値まで急峻に増加する。これにより、休止時間Δｔの直後にコンバータ１の出力端子１ａ，１ｂ間に現れる直流電圧ＶＤＣ１は急峻に増加するため、直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄを零から電流指令値Ｉｄ＊相当まで急峻に増加させることができる。

　以上のように、本実施の形態１の変形例によるコンバータ制御部１３によれば、休止時間Δｔの直前のＰＩ演算によりに生成された電圧指令値ＶＤＣ１＊を、休止時間Δｔの直後のＰＩ演算における積分項のプリセット値として用いるため、休止時間Δｔの直後において直流電流Ｉｄを電流指令値Ｉｄ＊に高速に追従させることができる。したがって、断続転流モードにおける同期機２０の速度制御の安定性を改善することができる。

　［実施の形態２］
　本実施の形態２によるサイリスタ起動装置１００においては、休止時間の直後にＰＩ演算を再開するときに、休止時間の直前にインバータ２に入力されていた直流電圧ＶＤＣ２の実測値を、休止時間の直後における積分要素のプリセット値として用いることとする。

　具体的には、電流制御部１５は、休止時間Δｔの直前に電圧検出器１９（図１２）によって検出された直流電圧ＶＤＣ２を、休止時間の直後における積分項のプリセット値として用いる。すなわち、電流制御部１５の積分器においては、休止時間Δｔの直前における直流電圧ＶＤＣ２の実測値が、休止時間Δｔの直後の積分項のプリセット値となる。

　次に、図１２および図１３を用いて、本実施の形態によるサイリスタ起動装置１００におけるコンバータ１の制御について説明する。

　図１２は、本実施の形態２によるサイリスタ起動装置１００に含まれるコンバータ制御部１３の構成を示す機能ブロック図である。

　図１２を参照して、本実施の形態２によるサイリスタ起動装置１００は、電圧検出器１９をさらに備える。電圧検出器１９は、インバータ２に入力される直流電圧ＶＤＣ２を検出し、検出値を示す信号をコンバータ制御部１３に与える。

　本実施の形態２によるコンバータ制御部１３は、図６に示した比較例によるコンバータ制御部１３Ａと比較して、電流制御部１５Ａに代えて、電流制御部１５を含む点で異なる。図１２のその他の部分の構成は、図６と同じであるので、詳細な説明は繰返さない。

　電流制御部１５は、電流指令値Ｉｄ＊と直流電流Ｉｄ♯との偏差ΔＩｄを制御演算（ＰＩ演算）することにより、電圧指令値ＶＤＣ１＊を生成する。電流制御部１５は、減算器１５１、比例器１５２、積分器１５３、加算器１５４、サンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ）１５６、およびゲイン乗算器１５７を含む。電流制御部１５は、図６に示した電流制御部１５Ａと比較して、ゲイン乗算器１５５に代えて、サンプルホールド回路１５６およびゲイン乗算器１５７を含む点で異なる。

　ゲイン乗算器１５７は、電圧検出器１９の検出信号にゲインＫ２を乗じる。電圧検出器１９の検出信号にゲインＫ２を乗じた値は、インバータ２の入力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ２に比例する。

　サンプルホールド回路１５６は、断続制御部１８から出力される転流指令ＣＭがＬレベルからＨレベルに切替わったときに、ゲイン乗算器１５７の出力信号を取込み、保持する。保持された出力信号は、休止時間Δｔの直前においてインバータ２に入力された直流電圧ＶＤＣ２の実測値に相当する。サンプルホールド回路１５６は、保持した直流電圧ＶＤＣ２を、休止時間Δｔの直後における積分項のプリセット値として積分器１５３に出力する。これにより、休止時間Δｔの直後、積分器１５３は、サンプルホールド回路１５６から与えられた休止時間Δｔの直前の直流電圧ＶＤＣ２を、積分項として出力する。

　図１３は、本実施の形態によるコンバータ制御部１３による、断続転流モード時のコンバータ１の制御を説明するためのタイムチャートである。図１３では、三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ、転流指令ＣＭ、インバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間に現れる直流電圧ＶＤＣ２、コンバータ１の出力端子１ａ，１ｂ間に現れる直流電圧ＶＤＣ１、電流制御部１５における積分項、および直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄを示している。

　図１３に示すように、積分器１５３における積分項は、転流指令ＣＭが発生した時点において零にリセットされた後、休止時間Δｔの直後においてプリセットされる。このとき、休止時間Δｔの直前の直流電圧ＶＤＣ２の実測値がプリセット値として用いられる。これにより、休止時間Δｔの直後において、積分項は零から休止時間Δｔの直前の直流電圧ＶＤＣ２の実測値に等しい値まで急峻に増加することになる。

　休止時間Δｔの直後において、積分項が急峻に増加することで、積分項と比例項との和である電圧指令値ＶＤＣ１＊も急峻に増加する。したがって、休止時間Δｔの直後にコンバータ１の出力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ１は急峻に増加することになる。直流電圧ＶＤＣ１が急峻に増加することによって、直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄを零から電流指令値Ｉｄ＊相当まで急峻に増加させることができる。

　以上のように、本実施の形態２によるコンバータ制御部１３によれば、休止時間Δｔの直前にインバータ２に入力される直流電圧ＶＤＣ２の実測値を、休止時間Δｔの直後のＰＩ演算における積分項のプリセット値として用いるため、直流電圧ＶＤＣ２の推定値をプリセット値として用いる比較例のように、直流電圧ＶＤＣ２の推定値の誤差に起因して、休止時間Δｔの直後に直流電流Ｉｄの立ち上がりが鈍くなることを防止することができる。これにより、休止時間Δｔの直後において直流電流Ｉｄを電流指令値Ｉｄ＊に高速に追従させることができるため、断続転流モードにおける同期機２０の速度制御の安定性を改善することができる。

　［実施の形態３］
　本実施の形態３によるサイリスタ起動装置１００においては、電圧検出器６により検出される三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷおよび、インバータ２のサイリスタのゲートに与えられるゲートパルス（点弧指令）に基づいて、インバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間の直流電圧ＶＤＣ２を算出する。そして、休止時間の直後にＰＩ演算を再開するときに、算出した直流電圧ＶＤＣ２を、休止時間Δｔの直後における積分要素のプリセット値として用いることとする。

　図１で説明したように、電圧検出器６は、インバータ２から同期機２０に供給される三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの線間電圧のうちの２つの線間電圧（図１の例では、線間電圧ＶＵ－ＶＶ，ＶＶ－ＶＷ）を検出するように構成される。一方、インバータ２は、図３および図４で示したように、三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに同期して、サイリスタＵ，Ｖ，Ｗのうちの１つのサイリスタと、サイリスタＸ，Ｙ，Ｚのうちの１つのサイリスタとを導通させるように構成される。

　そして、導通するサイリスタの遷移に応じて、同期機２０の線間電圧ＶＵ－ＶＶ，ＶＶ－ＶＷ，ＶＷ－ＶＵがインバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間に直流電圧ＶＤＣ２として順次現れる。したがって、電圧検出器６により検出される同期機２０の線間電圧、およびインバータ２のゲートパルスの組み合わせに基づいて、直流電圧ＶＤＣ２を求めることができる。

　これによると、同期機２０の回転速度に基づいて推定された直流電圧ＶＤＣ２と比較して、同期機２０のインピーダンス成分または同期機２０における電圧制御の誤差の影響が抑えられるため、直流電圧ＶＤＣ２の推定値と、実際にインバータ２の入力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ２との間の誤差を低減することができる。これにより、休止時間Δｔの直後における直流電流Ｉｄの目標追従性を改善することができる。

　以下に、図１４から図１６を用いて、本実施の形態３によるサイリスタ起動装置１００におけるコンバータ１の制御について説明する。

　図１４は、本実施の形態３によるサイリスタ起動装置１００に含まれるコンバータ制御部１３の構成を示す機能ブロック図である。

　図１４を参照して、本実施の形態３によるコンバータ制御部１３は、図６に示した比較例によるコンバータ制御部１３Ａと比較して、電流制御部１５Ａに代えて、電流制御部１５を含む点で異なる。図１４のその他の部分の構成は、図６と同じであるので、詳細な説明は繰返さない。

　電流制御部１５は、電流指令値Ｉｄ＊と直流電流Ｉｄ♯との偏差ΔＩｄを制御演算（ＰＩ演算）することにより、電圧指令値ＶＤＣ１＊を生成する。電流制御部１５は、減算器１５１、比例器１５２、積分器１５３、加算器１５４、およびサンプリング回路１５８を含む。電流制御部１５は、図６に示した電流制御部１５Ａと比較して、ゲイン乗算器１５５に代えて、サンプリング回路１５８を含む点で異なる。

　サンプリング回路１５８は、電圧検出器６により検出される同期機２０の線間電圧ＶＵ－ＶＶ，ＶＶ－ＶＷ，ＶＷ－ＶＵ、およびインバータ２のゲートパルスに基づいて、インバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間の直流電圧ＶＤＣ２を算出する。

　図１５は、図１４に示したサンプリング回路１５８の構成を示す回路図である。
　図１５を参照して、サンプリング回路１５８は、ＡＮＤゲート３１～３６、ワンショットパルス発生器４１～４６、スイッチ５１～５６、減算器６１，６３，６６、加算器６２，６４，６５、およびゲイン乗算器６７を含む。図１５において、φＵ，φＶ，φＺ，φＸ，φＹ，φＺは、インバータ２のサイリスタＵ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚにそれぞれ与えられるゲートパルスを示している。

　ＡＮＤゲート３１は、ゲートパルスφＵおよびφＹの論理積信号を出力する。ワンショットパルス発生器４１は、ＡＮＤゲート３１の出力信号の立ち上がりエッジに応答して、所定のパルス幅を有するワンショットのパルス信号を発生する。

　ＡＮＤゲート３２は、ゲートパルスφＶおよびφＸの論理積信号を出力する。ワンショットパルス発生器４２は、ＡＮＤゲート３２の出力信号の立ち上がりエッジに応答して、所定のパルス幅を有するワンショットのパルス信号を発生する。

　ＡＮＤゲート３３は、ゲートパルスφＶおよびφＺの論理積信号を出力する。ワンショットパルス発生器４３は、ＡＮＤゲート３３の出力信号の立ち上がりエッジに応答して、所定のパルス幅を有するワンショットのパルス信号を発生する。

　ＡＮＤゲート３４は、ゲートパルスφＷおよびφＹの論理積信号を出力する。ワンショットパルス発生器４４は、ＡＮＤゲート３４の出力信号の立ち上がりエッジに応答して、所定のパルス幅を有するワンショットのパルス信号を発生する。

　ＡＮＤゲート３５は、ゲートパルスφＷおよびφＸの論理積信号を出力する。ワンショットパルス発生器４５は、ＡＮＤゲート３５の出力信号の立ち上がりエッジに応答して、所定のパルス幅を有するワンショットのパルス信号を発生する。

　ＡＮＤゲート３６は、ゲートパルスφＵおよびφＺの論理積信号を出力する。ワンショットパルス発生器４６は、ＡＮＤゲート３１の出力信号の立ち上がりエッジに応答して、所定のパルス幅を有するワンショットのパルス信号を発生する。なお、ワンショットパルス発生器４１～４６における所定のパルス幅は、ゲートパルスのパルス幅に応じて設定される。

　スイッチ５１の一方端子は線間電圧ＶＵ－Ｖを受ける。スイッチ５１は、ワンショットパルス発生器４１から出力されるパルス信号がＨレベルである期間にオンし、パルス信号がＬレベルである期間にオフする。

　スイッチ５２の一方端子は線間電圧ＶＵ－Ｖを受ける。スイッチ５２は、ワンショットパルス発生器４２から出力されるパルス信号がＨレベルである期間にオンし、パルス信号がＬレベルである期間にオフする。減算器６１は、スイッチ５１の他方端子の電圧からスイッチ５２の他方端子の電圧を減算する。

　スイッチ５３の一方端子は線間電圧ＶＶ－Ｗを受ける。スイッチ５３は、ワンショットパルス発生器４３から出力されるパルス信号がＨレベルである期間にオンし、パルス信号がＬレベルである期間にオフする。

　スイッチ５４の一方端子は線間電圧ＶＶ－Ｗを受ける。スイッチ５４は、ワンショットパルス発生器４４から出力されるパルス信号がＨレベルである期間にオンし、パルス信号がＬレベルである期間にオフする。減算器６３は、スイッチ５３の他方端子の電圧からスイッチ５４の他方端子の電圧を減算する。

　減算器６５は、線間電圧ＶＵ－Ｖの位相を１８０°遅延させた電圧と、線間電圧ＶＶ－Ｗの位相を１８０°遅延させた電圧とを加算して、線間電圧ＶＷ－Ｕを生成する。スイッチ５５の一方端子は線間電圧ＶＷ－Ｕを受ける。スイッチ５５は、ワンショットパルス発生器４５から出力されるパルス信号がＨレベルである期間にオンし、パルス信号がＬレベルである期間にオフする。

　スイッチ５６の一方端子は線間電圧ＶＷ－Ｕを受ける。スイッチ５６は、ワンショットパルス発生器４６から出力されるパルス信号がＨレベルである期間にオンし、パルス信号がＬレベルである期間にオフする。減算器６６は、スイッチ５５の他方端子の電圧からスイッチ５６の他方端子の電圧を減算する。

　加算器６２，６４は、減算器６１，６３，６６の出力信号を加算する。ゲイン乗算器６７は、加算器６２の出力信号にゲインＫ３を乗じて直流電圧ＶＤＣ２を生成する。

　図４で説明したように、断続転流モード時には、同期機２０の電気角６０°ごとに現れる基準点に同期して転流指令ＣＭが発生され、転流指令ＣＭが発生した時点から休止時間Δｔが経過した後に、インバータ２の６個のサイリスタのうちの２つのサイリスタが点弧される。

　サンプリング回路１５８では、２つのサイリスタが点弧されると、対応するＡＮＤゲートの出力信号がＨレベルに立ち上がり、この出力信号に応答して対応するワンショットパルス発生器がパルス信号を発生する。そして、このパルス信号がＨレベルである期間に、対応するスイッチがオンすることにより、上記２つのサイリスタによってインバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間に現れる線間電圧に基づいて、直流電圧ＶＤＣ２が生成される。よって、サンプリング回路１５８は、休止時間Δｔの直後においてインバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間に現れている直流電圧ＶＤＣ２を求めることができる。

　図１４に戻って、サンプリング回路１５８は、算出した直流電圧ＶＤＣ２を積分器１５３に出力する。積分器１５３は、休止時間Δｔの直後における直流電圧ＶＤＣ２の推定値を積分項にプリセットする。

　図１６は、本実施の形態によるコンバータ制御部１３による、断続転流モード時のコンバータ１の制御を説明するためのタイムチャートである。図１６では、三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ、転流指令ＣＭ、インバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間に現れる直流電圧ＶＤＣ２、コンバータ１の出力端子１ａ，１ｂ間に現れる直流電圧ＶＤＣ１、電流制御部１５における積分項、および直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄを示している。

　図１６に示すように、積分器１５３における積分項は、転流指令ＣＭが発生した時点において零にリセットされた後、休止時間Δｔの直後においてプリセットされる。このとき、サンプリング回路１５８で求められた休止時間Δｔの直後の直流電圧ＶＤＣ２がプリセット値として用いられる。これにより、休止時間Δｔの直後において、積分項は零から休止時間Δｔの直後の直流電圧ＶＤＣ２相当まで急峻に増加する。

　休止時間Δｔの直後において、積分項が急峻に増加することで、積分項と比例項との和である電圧指令値ＶＤＣ１＊も急峻に増加する。したがって、休止時間Δｔの直後にコンバータ１の出力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ１は急峻に増加することになる。直流電圧ＶＤＣ１が急峻に増加することによって、直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄを零から電流指令値Ｉｄ＊相当まで急峻に増加させることができる。

　以上のように、本実施の形態３によるコンバータ制御部１３によれば、インバータ２から同期機２０に供給される交流電圧の検出値、およびインバータ２のゲートパルスに基づいて、インバータ２の入力端子間の直流電圧ＶＤＣ２を算出するとともに、休止時間Δｔの直後に算出される直流電圧ＶＤＣ２を、休止時間Δｔの直後のＰＩ演算における積分項のプリセット値として用いる。これにより、同期機２０の回転速度に基づいた直流電圧ＶＤＣ２の推定値をプリセット値として用いる比較例のように、直流電圧ＶＤＣ２の推定値の誤差に起因して、休止時間Δｔの直後に直流電流Ｉｄの立ち上がりが鈍くなることを防止することができる。したがって、休止時間Δｔの直後において直流電流Ｉｄを電流指令値Ｉｄ＊に高速に追従させることができるため、断続転流モードにおける同期機２０の速度制御の安定性を改善することができる。

　［実施の形態４］
　再び図７を参照して、積分器１５３における積分項は、転流指令ＣＭが発生した時点において零にリセットされる。そして、休止時間Δｔの直後において、積分項は、同期機２０の回転速度から得られる直流電圧ＶＤＣ２の推定値にプリセットされる。

　ここで、直流電圧ＶＤＣ２の推定値が、実際にインバータ２の入力端子間に現れている直流電圧ＶＤＣ２に一致している場合、積分項は、図中に破線ｋ３で示す値となる。すなわち、積分項は、零から実際の直流電圧ＶＤＣ２まで急峻に増加し、その後、偏差ΔＩｄに応じて緩やかに変化することになる。

　休止時間Δｔの直後において、積分項が破線ｋ３で示す波形のように増加すると、積分項と比例項との和である電圧指令値ＶＤＣ１＊も急峻に増加する。したがって、休止時間Δｔの直後にコンバータ１の出力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ１は、図中に破線ｋ１で示す波形のように、急峻に増加することになる。なお、コンバータ１の出力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ１は、破線ｋ７で示されるように脈動しており、直流リアクトル３によって破線ｋ１のように平滑化される。直流電圧ＶＤＣ１が急峻に増加することにより、直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄは、破線ｋ５で示すように、零から急峻に立ち上がり、電流指令値Ｉｄ＊に高速に追従することができる。

　しかしながら、理想に反して、休止時間Δｔの直後にコンバータ１の出力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ１は、図中に実線ｋ２で示す波形のように、立ち上がりが鈍くなる。直流電圧ＶＤＣ１が理想値よりも低下したことによって、休止時間Δｔの直後において、図中に実線ｋ６で示すように、直流電流Ｉｄの立ち上がりが鈍くなり、直流電流Ｉｄを電流指令値Ｉｄ＊に高速に追従させることができなくなる。

　このように直流電流Ｉｄの目標追従性が低下すると、休止時間Δｔの直後において、同期機２０の加速トルクが一時的に低下するおそれがある。そのため、転流指令ＣＭが発生するごとに、同期機２０のトルクが変動することになり、結果的に断続転流モードにおける同期機２０の速度制御が不安定になることが懸念される。また、同期機２０の昇速率が低下するため、同期機２０の起動に時間がかかってしまうことが懸念される。

　ここで、休止時間Δｔの直後に直流電流Ｉｄの立ち上がりが遅れる理由としては、コンバータ１の入力側の回路（交流電源３０および変圧器ＴＲ）に含まれる転流インダクタンスの影響によることが考えられる。この転流インダクタンスにより、コンバータ１に流れる電流は瞬間的に変化するのではなく、有限の時間をかけて変化する。転流インダクタンスが瞬間的な電流の変化を妨げることにより、休止時間Δｔの直後にコンバータ１の出力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ１に、理想値に対する電圧降下が生じている。

　図１７は、コンバータ１に流れる電流を示す回路図である。図１７において、交流電源３０および変圧器ＴＲは、三相のインダクタンスＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔを含んでいる。たとえば、サイリスタＲＰおよびＳＮが導通している場合、休止時間Δｔの直後において、直流電流ＩｄはインダクタンスＬｒおよびＬｓを通過して流れ始める。この場合、インダクタンスＬｒおよびＬｓの和が転流インダクタンスＬに相当する（Ｌ＝Ｌｒ＋Ｌｓ）。

　転流インダクタンスＬにおける電圧降下をｖＬとすると、ｖＬ＝Ｌ×ｄＩｄ／ｄｔとなる。この式を積分することにより、休止時間Δｔの直後に直流電流Ｉｄが零から電流指令値Ｉｄ＊まで上昇するときの電圧降下分はＬ×Ｉｄ＊で与えられる。

　このように、比較例によるコンバータ制御部１３Ａにおいては、休止時間Δｔの直後におけるＰＩ演算の積分項のプリセット値を、同期機２０の回転速度に基づいた直流電圧ＶＤＣ２の推定値に設定しているが、コンバータ１の入力側の回路に含まれる転流インダクタンスＬの影響により、休止時間Δｔの直後において、直流電流Ｉｄを電流指令値Ｉｄ＊に高速に追従させることができない場合が起こり得る。

　そこで、本実施の形態４によるサイリスタ起動装置１００においては、休止時間Δｔの直後にＰＩ演算を再開するときに、同期機２０の回転速度に基づいて推定される直流電圧ＶＤＣ２に、コンバータ１の入力側の転流インダクタンスＬによる電圧降下分を加算した値を、休止時間Δｔの直後における積分要素のプリセット値として用いることとする。すなわち、転流インダクタンスによる電圧降下分を補償するように、積分要素のプリセット値を補正する。

　次に、図１８および図１９を用いて、本実施の形態４によるサイリスタ起動装置１００におけるコンバータ１の制御について説明する。

　図１８は、本実施の形態４によるサイリスタ起動装置１００に含まれるコンバータ制御部１３の構成を示す機能ブロック図である。

　図１８を参照して、本実施の形態４によるコンバータ制御部１３は、図６に示した比較例によるコンバータ制御部１３Ａと比較して、電流制御部１５Ａに代えて、電流制御部１５を含む点で異なる。図１８のその他の部分の構成は、図６と同じであるので、詳細な説明は繰返さない。

　電流制御部１５は、電流指令値Ｉｄ＊と直流電流Ｉｄ♯との偏差ΔＩｄを制御演算（ＰＩ演算）することにより、電圧指令値ＶＤＣ１＊を生成する。電流制御部１５は、減算器１５１、比例器１５２、積分器１５３、加算器１５４、ゲイン乗算器１５５，１６０、乗算器１５９、および加算器１６１を含む。電流制御部１５は、図６に示した電流制御部１５Ａと比較して、乗算器１５９、ゲイン乗算器１６０および加算器１６１が付加されている点で異なる。

　乗算器１５９は、速度制御部１４により生成された電流指令値Ｉｄ＊に、コンバータ１の入力側の回路（交流電源３０および変圧器ＴＲ）に含まれる転流インダクタンスＬを乗じる。ゲイン乗算器１６０は、電流指令値Ｉｄ＊および転流インダクタンスＬの乗算値にゲインＫ３を乗じる。電流指令値Ｉｄ＊および転流インダクタンスＬの乗算値にゲインＫ３を乗じた値（Ｋ３・Ｉｄ＊×Ｌ）は、転流インダクタンスＬによる電圧降下分に相当する。

　加算器１６１は、ゲイン乗算器１５５により算出された直流電圧ＶＤＣ２の推定値と、ゲイン乗算器１６０により算出された転流インダクタンスＬによる電圧降下分とを加算することにより、直流電圧ＶＤＣ２の推定値を補正する。加算器１６１は、補正された直流電圧ＶＤＣ２の推定値を積分器１５３に出力する。積分器１５３は、休止時間Δｔの直後において、補正された直流電圧ＶＤＣ２の推定値を積分項にプリセットする。

　図１９は、本実施の形態によるコンバータ制御部１３による、断続転流モード時のコンバータ１の制御を説明するためのタイムチャートである。図１９では、三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ、転流指令ＣＭ、インバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間に現れる直流電圧ＶＤＣ２、コンバータ１の出力端子１ａ，１ｂ間に現れる直流電圧ＶＤＣ１、電流制御部１５における積分項、および直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄを示している。

　図１９に示すように、積分器１５３における積分項は、転流指令ＣＭが発生した時点において零にリセットされた後、休止時間Δｔの直後においてプリセットされる。このとき、直流電圧ＶＤＣ２の推定値とコンバータ１の入力側の転流インダクタンスによる電圧降下分との加算値が、積分項のプリセット値として用いられる。

　プリセット値となる直流電圧ＶＤＣ２の推定値は、転流インダクタンスによる電圧降下分を含んでいるため、休止時間Δｔの直後において、積分項と比例項との和である電圧指令値ＶＤＣ１＊にも転流インダクタンスによる電圧降下分が上乗せされることになる。この結果、休止時間Δｔの直後にコンバータ１の出力端子間に現れる直流電圧ＶＤＣ１は、転流インダクタンスによる電圧降下が相殺されるため、急峻に増加することになる。直流電圧ＶＤＣ１が急峻に増加することによって、直流リアクトル３に流れる直流電流Ｉｄを零から電流指令値Ｉｄ＊相当まで急峻に増加させることができる。

　以上のように、本実施の形態４によるコンバータ制御部１３によれば、同期機２０の回転速度に基づいて推定された直流電圧ＶＤＣ２に、コンバータ１の入力側の転流インダクタンスによる電圧降下分を加算した値を、休止時間Δｔの直後のＰＩ演算における積分項のプリセット値として用いるため、直流電圧ＶＤＣ２の推定値のみをプリセット値として用いる比較例のように、休止時間Δｔの直後に直流電流Ｉｄの立ち上がりが鈍くなることを防止することができる。これにより、休止時間Δｔの直後において直流電流Ｉｄを電流指令値Ｉｄ＊に高速に追従させることができるため、断続転流モードにおける同期機２０の速度制御の安定性を改善することができる。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　１　コンバータ、１ａ　正側出力端子、１ｂ　負側出力端子、１ｃ，１ｄ，１ｅ　入力端子、２　インバータ、２ａ　正側入力端子、２ｂ　負側入力端子、２ｃ，２ｄ，２ｅ　出力端子、３　直流リアクトル、４，５　変流器、６　電圧検出器、７　位置検出器、９　電流検出器、１０　インバータ制御部、１１，１６　制御角演算部、１２，１７　ゲートパルス発生器、１３，１３Ａ　コンバータ制御部、１４　速度制御部、１５，１５Ａ　電流制御部、１８　断続制御部、１９　電圧検出器、２０　同期機、２２　界磁巻線、３０　交流電源、３１～３６　ＡＮＤゲート、４１～４６　ワンショットパルス発生器、５１～５６　スイッチ、６１，６３，６６　減算器、６２，６４，６５　加算器、９１　整流器、６７，９２，１５５，１５７，１６０，１６２　ゲイン乗算器、１００　サイリスタ起動装置、１５１　減算器、１５２　比例器、１５３　積分器、１５４，１６１　加算器、１５６　サンプルホールド回路、１５８　サンプリング回路、１５９　乗算器、ＡＴＵ，ＡＴＶ，ＡＴＷ　電機子巻線、Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ，ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ　サイリスタ、ＴＲ　変圧器、ＣＭ　転流指令。

Claims (11)

1. 　同期機を起動させるサイリスタ起動装置であって、
   　交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
   　前記直流電力を平滑化する直流リアクトルと、
   　前記コンバータから前記直流リアクトルを介して与えられる直流電力を可変周波数の交流電力に変換して前記同期機に供給するインバータと、
   　前記同期機の回転子位置を検出する位置検出器と、
   　前記位置検出器の検出信号に基づいて、前記インバータにおけるサイリスタの点弧位相を制御する第１の制御部と、
   　前記位置検出器の検出信号に基づいて、前記直流リアクトルを流れる直流電流が電流指令値に一致するように、前記コンバータにおけるサイリスタの点弧位相を制御する第２の制御部とを備え、
   　前記サイリスタ起動装置は、前記直流電流を断続的に零にすることにより前記インバータの転流を行なう第１のモードと、前記同期機の誘起電圧により前記インバータの転流を行なう第２のモードとを順次実行することにより、前記同期機を停止状態から所定の回転速度まで加速させるように構成され、
   　前記第２の制御部は、
   　前記電流指令値に対する前記直流電流の偏差を積分する積分要素を少なくとも含み、前記偏差を制御演算することにより、前記コンバータの出力電圧の電圧指令値を生成する電流制御部と、
   　前記電圧指令値に基づいて、前記コンバータにおけるサイリスタの位相制御角を算出する制御角演算部とを含み、
   　前記第１のモードにおいて、前記制御角演算部は、前記インバータの転流指令と同時に前記位相制御角を絞ることにより、所定の休止時間の間、前記直流電流を零にするように構成され、
   　前記第１のモードにおいて、前記電流制御部は、前記休止時間の直後に制御演算を再開するときに、前記休止時間の直前における制御演算で算出された制御量を、前記休止時間の直後における前記積分要素のプリセット値として用いる、サイリスタ起動装置。
2. 　前記第１のモードにおいて、前記電流制御部は、前記休止時間の直前における前記積分要素の出力を、前記休止時間の直後における前記積分要素のプリセット値として用いる、請求項１に記載のサイリスタ起動装置。
3. 　前記第１のモードにおいて、前記電流制御部は、前記休止時間の直前に生成された前記電圧指令値を、前記休止時間の直後における前記積分要素のプリセット値として用いる、請求項１に記載のサイリスタ起動装置。
4. 　同期機を起動させるサイリスタ起動装置であって、
   　交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
   　前記直流電力を平滑化する直流リアクトルと、
   　前記コンバータから前記直流リアクトルを介して与えられる直流電力を可変周波数の交流電力に変換して前記同期機に供給するインバータと、
   　前記同期機の回転子位置を検出する位置検出器と、
   　前記インバータに入力される直流電圧を検出する電圧検出器と、
   　前記位置検出器の検出信号に基づいて、前記インバータにおけるサイリスタの点弧位相を制御する第１の制御部と、
   　前記位置検出器の検出信号に基づいて、前記直流リアクトルを流れる直流電流が電流指令値に一致するように、前記コンバータにおけるサイリスタの点弧位相を制御する第２の制御部とを備え、
   　前記サイリスタ起動装置は、前記直流電流を断続的に零にすることにより前記インバータの転流を行なう第１のモードと、前記同期機の誘起電圧により前記インバータの転流を行なう第２のモードとを順次実行することにより、前記同期機を停止状態から所定の回転速度まで加速させるように構成され、
   　前記第２の制御部は、
   　前記電流指令値に対する前記直流電流の偏差を積分する積分要素を少なくとも含み、前記偏差を制御演算することにより、前記コンバータの出力電圧の電圧指令値を生成する電流制御部と、
   　前記電圧指令値に基づいて、前記コンバータにおけるサイリスタの位相制御角を算出する制御角演算部とを含み、
   　前記第１のモードにおいて、前記制御角演算部は、前記インバータの転流指令と同時に前記位相制御角を絞ることにより、所定の休止時間の間、前記直流電流を零にするように構成され、
   　前記第１のモードにおいて、前記電流制御部は、前記休止時間の直後に制御演算を再開するときに、前記休止時間の直前に前記電圧検出器により検出された直流電圧を、前記休止時間の直後における前記積分要素のプリセット値として用いる、サイリスタ起動装置。
5. 　前記第２の制御部は、前記インバータの転流指令が発生したタイミングにおいて前記電圧検出器の検出信号を取込み、保持するように構成されたサンプルホールド回路を含み、
   　前記電流制御部は、前記サンプルホールド回路に保持された前記検出信号を、前記休止時間の直後における前記積分要素のプリセット値として用いる、請求項４に記載のサイリスタ起動装置。
6. 　同期機を起動させるサイリスタ起動装置であって、
   　交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
   　前記直流電力を平滑化する直流リアクトルと、
   　前記コンバータから前記直流リアクトルを介して与えられる直流電力を可変周波数の交流電力に変換して前記同期機に供給するインバータと、
   　前記インバータから前記同期機に供給される交流電圧を検出する電圧検出器と、
   　前記電圧検出器の検出信号に基づいて、前記インバータにおけるサイリスタに与える点弧指令を生成する第１の制御部と、
   　前記直流リアクトルを流れる直流電流が電流指令値に一致するように、前記コンバータにおけるサイリスタの点弧位相を制御する第２の制御部とを備え、
   　前記サイリスタ起動装置は、前記直流電流を断続的に零にすることにより前記インバータの転流を行なう第１のモードと、前記同期機の誘起電圧により前記インバータの転流を行なう第２のモードとを順次実行することにより、前記同期機を停止状態から所定の回転速度まで加速させるように構成され、
   　前記第２の制御部は、
   　前記電流指令値に対する前記直流電流の偏差を積分する積分要素を少なくとも含み、前記偏差を制御演算することにより、前記コンバータの出力電圧の電圧指令値を生成する電流制御部と、
   　前記電圧指令値に基づいて、前記コンバータにおけるサイリスタの位相制御角を算出する制御角演算部とを含み、
   　前記第１のモードにおいて、前記制御角演算部は、前記インバータの転流指令と同時に前記位相制御角を絞ることにより、所定の休止時間の間、前記直流電流を零にするように構成され、
   　前記第１のモードにおいて、前記電流制御部は、
   　前記電圧検出器の検出信号および前記点弧指令に基づいて、前記インバータの入力端子間に現れる直流電圧を算出し、
   　前記休止時間の直後に制御演算を再開するときには、算出した前記直流電圧を、前記休止時間の直後における前記積分要素のプリセット値として用いる、サイリスタ起動装置。
7. 　前記第１のモードにおいて、前記電流制御部は、前記電圧検出器の検出信号および前記点弧指令に基づいて、前記休止時間の直後に前記インバータの入力端子間に現れる直流電圧を算出する、請求項６に記載のサイリスタ起動装置。
8. 　前記交流電圧は三相交流電圧であり、
   　前記電圧検出器は、前記三相交流電圧の少なくとも２つの線間電圧を検出する、請求項６または７に記載のサイリスタ起動装置。
9. 　同期機を起動させるサイリスタ起動装置であって、
   　交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
   　前記直流電力を平滑化する直流リアクトルと、
   　前記コンバータから前記直流リアクトルを介して与えられる直流電力を可変周波数の交流電力に変換して前記同期機に供給するインバータと、
   　前記インバータにおけるサイリスタの点弧位相を制御する第１の制御部と、
   　前記直流リアクトルを流れる直流電流が電流指令値に一致するように、前記コンバータにおけるサイリスタの点弧位相を制御する第２の制御部とを備え、
   　前記サイリスタ起動装置は、前記直流電流を断続的に零にすることにより前記インバータの転流を行なう第１のモードと、前記同期機の誘起電圧により前記インバータの転流を行なう第２のモードとを順次実行することにより、前記同期機を停止状態から所定の回転速度まで加速させるように構成され、
   　前記第２の制御部は、
   　前記電流指令値に対する前記直流電流の偏差を積分する積分要素を少なくとも含み、前記偏差を制御演算することにより、前記コンバータの出力電圧の電圧指令値を生成する電流制御部と、
   　前記電圧指令値に基づいて、前記コンバータにおけるサイリスタの位相制御角を算出する制御角演算部とを含み、
   　前記第１のモードにおいて、前記制御角演算部は、前記インバータの転流指令と同時に前記位相制御角を絞ることにより、所定の休止時間の間、前記直流電流を零にするように構成され、
   　前記第１のモードにおいて、前記電流制御部は、前記休止時間の直後に制御演算を再開するときに、前記インバータに入力される直流電圧の推定値に、前記コンバータの入力側の転流インダクタンスによる電圧降下分を加算した値を、前記休止時間の直後における前記積分要素のプリセット値として用いる、サイリスタ起動装置。
10. 　前記第１のモードにおいて、前記電流制御部は、前記電流指令値に前記転流インダクタンスを乗じることにより、前記転流インダクタンスによる電圧降下分を算出する、請求項９に記載のサイリスタ起動装置。
11. 　前記同期機の回転子位置を検出する位置検出器をさらに備え、
    　前記第２の制御部は、前記位置検出器の検出信号に基づいて前記同期機の回転速度を演算し、演算した前記同期機の回転速度に基づいて前記電流指令値を生成し、
    　前記電流制御部は、演算した前記同期機に回転速度に基づいて前記直流電圧を推定する、請求項９または１０に記載のサイリスタ起動装置。

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