CN111713011B - 晶闸管起动装置 - Google Patents

晶闸管起动装置 Download PDF

Info

Publication number
CN111713011B
CN111713011B CN201880089380.7A CN201880089380A CN111713011B CN 111713011 B CN111713011 B CN 111713011B CN 201880089380 A CN201880089380 A CN 201880089380A CN 111713011 B CN111713011 B CN 111713011B
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
voltage
converter
inverter
control unit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201880089380.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111713011A (zh
Inventor
川口裕敬
荻野宏之
松本泰明
安藤彰修
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Original Assignee
Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp filed Critical Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Publication of CN111713011A publication Critical patent/CN111713011A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111713011B publication Critical patent/CN111713011B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/28—Arrangements for controlling current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
    • H02P1/16—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters
    • H02P1/46—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters for starting an individual synchronous motor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/1552—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a biphase or polyphase arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
    • H02P25/026—Synchronous motors controlled by supply frequency thereby detecting the rotor position
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/17—Circuit arrangements for detecting position and for generating speed information
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/20—Arrangements for starting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
    • H02P2201/13—DC-link of current link type, e.g. typically for thyristor bridges, having an inductor in series with rectifier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Motor And Converter Starters (AREA)
  • Control Of Eletrric Generators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Ignition Installations For Internal Combustion Engines (AREA)

Abstract

控制转换器(1)的触发相位的转换器控制部(13)至少包括对直流电流相对于电流指令值的偏差进行积分的积分要素，通过对偏差进行控制运算来生成转换器(1)的输出电压的电压指令值。在通过使直流电流断续为零来进行逆变器(2)的换流的第一模式中，转换器控制部(13)构成为通过与逆变器(2)的换流指令同时缩减相位控制角，来在规定的休止时间的期间使直流电流为零。当在休止时间之后立即再次开始控制运算时，转换器控制部(13)使用在休止时间之前的控制运算中计算出的控制量作为休止时间之后的积分要素的预设值。

Description

晶闸管起动装置
技术领域
本发明涉及晶闸管起动装置。
背景技术
正在开发用于使发电机以及电动机等同步机起动的晶闸管起动装置(例如参照国际公开第2014/033849号说明书(专利文献1))。晶闸管起动装置具备将交流电力转换为直流电力的转换器、对直流电力平滑化的直流电抗器、以及将从转换器经由直流电抗器赋予的直流电力转换为可变频率的交流电力并向同步机供给的逆变器。通过对向同步机供给的交流电力进行控制，能够使停止状态的同步机起动而以规定的旋转速度进行驱动。
专利文献1：国际公开第2014/033849号说明书
在上述晶闸管起动装置中，由于在同步机的起动时、低速时同步机中产生的感应电压很低，所以存在逆变器的换流(电流移动)失败的情况。因此，在晶闸管起动装置中，当同步机的旋转速度低时，采用了使从转换器输出的直流电流断续为零来进行逆变器的换流的“断续换流”。
在断续换流中，一般通过与逆变器的换流指令同时缩减转换器的相位控制角，来使在直流电抗器中流动的直流电流暂时为零，对接下来应该进行换流的逆变器的晶闸管再次赋予选通脉冲(gate pulse)而使其换流。而且，如果直流电流为零的时间经过一定时间(相当于逆变器的晶闸管的消弧所需要的时间)，则在转换器中，相位控制角的缩减被解除，再次开始用于直流电流与电流指令值一致的触发相位的控制。由此，再次在直流电抗器中来使流动直流电流。
这里，在使直流电流为零之后的转换器的触发相位的控制重新开始时，如果直流电流相对于电流指令值延迟，则存在同步机的加速转矩暂时降低的担忧。其结果是，每当产生逆变器的换流指令时，同步机的转矩便发生变动，担心同步机的速度控制变得不稳定。另外，由于同步机的升速率(旋转速度上升的比率)降低，所以担心同步机的起动花费时间。
发明内容
本发明是为了解决上述那样的课题而完成的，其目的在于，提供一种能够改善断续换流时的同步机的速度控制的稳定性的晶闸管起动装置。
根据本发明的某个方式，使同步机起动的晶闸管起动装置具备：转换器，将交流电力转换为直流电力；直流电抗器，对直流电力进行平滑化；逆变器，将从转换器经由直流电抗器被赋予的直流电力转换为可变频率的交流电力并向同步机供给；位置检测器，检测同步机的转子位置；第一控制部；以及第二控制部。第一控制部基于位置检测器的检测信号来控制逆变器中的晶闸管的触发相位。第二控制部基于位置检测器的检测信号控制转换器中的晶闸管的触发相位，以使直流电抗器中流动的直流电流与电流指令值一致。晶闸管起动装置构成为依次执行通过使直流电流断续为零来进行逆变器的换流的第一模式、和利用同步机的感应电压进行逆变器的换流的第二模式，由此使同步机从停止状态加速至规定的旋转速度。第二控制部包括电流控制部和控制角运算部。电流控制部至少包括对直流电流相对于电流指令值的偏差进行积分的积分要素，通过对该偏差进行控制运算来生成转换器的输出电压的电压指令值。控制角运算部基于电压指令值来计算转换器中的晶闸管的相位控制角。在第一模式中，控制角运算部构成为通过与逆变器的换流指令同时缩减相位控制角，来在规定的休止时间的期间使直流电流为零。在第一模式中，当在休止时间之后立即再次开始控制运算时，电流控制部使用在休止时间之前的控制运算中计算出的控制量作为休止时间之后的积分要素的预设值。
根据本发明的其他方式，使同步机起动的晶闸管起动装置具备：转换器，将交流电力转换为直流电力；直流电抗器，对直流电力进行平滑化；逆变器，将从转换器经由直流电抗器被赋予的直流电力转换为可变频率的交流电力并向同步机供给；位置检测器，检测同步机的转子位置；电压检测器，检测被输入至逆变器的直流电压；第一控制部；以及第二控制部。第一控制部基于位置检测器的检测信号来控制逆变器中的晶闸管的触发相位。第二控制部基于位置检测器的检测信号来控制转换器中的晶闸管的触发相位，以使直流电抗器中流动的直流电流与电流指令值一致。晶闸管起动装置构成为依次执行通过使直流电流断续为零来进行逆变器的换流的第一模式、和利用同步机的感应电压进行逆变器的换流的第二模式，由此使同步机从停止状态加速至规定的旋转速度。第二控制部包括电流控制部和控制角运算部。电流控制部至少包括对直流电流相对于电流指令值的偏差进行积分的积分要素，通过对该偏差进行控制运算来生成转换器的输出电压的电压指令值。控制角运算部基于电压指令值来计算转换器中的晶闸管的相位控制角。在第一模式中，控制角运算部构成为通过与逆变器的换流指令同时缩减相位控制角，来在规定的休止时间的期间使直流电流为零。在第一模式中，当在休止时间之后立即再次开始控制运算时，电流控制部将在休止时间之前由电压检测器检测到的直流电压使用为休止时间之后的所述积分要素的预设值。
根据本发明的其他方式，使同步机起动的晶闸管起动装置具备：转换器，将交流电力转换为直流电力；直流电抗器，对直流电力进行平滑化；逆变器，将从转换器经由直流电抗器被赋予的直流电力转换为可变频率的交流电力并向同步机供给；电压检测器，检测从逆变器向同步机供给的交流电压；第一控制部；以及第二控制部。第一控制部基于电压检测器的检测信号来生成对逆变器中的晶闸管赋予的触发指令。第二控制部控制转换器中的晶闸管的触发相位以使直流电抗器中流动的直流电流与电流指令值一致。晶闸管起动装置构成为依次执行通过使直流电流断续为零来进行逆变器的换流的第一模式、和利用同步机的感应电压进行逆变器的换流的第二模式，由此使同步机从停止状态加速至规定的旋转速度。第二控制部包括电流控制部和控制角运算部。电流控制部至少包括对直流电流相对于电流指令值的偏差进行积分的积分要素，通过对偏差进行控制运算来生成转换器的输出电压的电压指令值。控制角运算部基于电压指令值来计算转换器中的晶闸管的相位控制角。在第一模式中，控制角运算部构成为通过与逆变器的换流指令同时缩减相位控制角，来在规定的休止时间的期间使直流电流为零。在第一模式中，电流控制部基于电压检测器的检测信号以及触发指令来计算逆变器的输入端子间显现的直流电压。当在休止时间之后立即再次开始控制运算时，电流控制部使用计算出的直流电压作为休止时间之后的所述积分要素的预设值。
根据本发明的其他方式，使同步机起动的晶闸管起动装置具备：转换器，将交流电力转换为直流电力；直流电抗器，对直流电力进行平滑化；逆变器，将从转换器经由直流电抗器被赋予的直流电力转换为可变频率的交流电力并向同步机供给；第一控制部；以及第二控制部。第一控制部控制逆变器中的晶闸管的触发相位。第二控制部控制转换器中的晶闸管的触发相位以使在直流电抗器中流动的直流电流与电流指令值一致。晶闸管起动装置构成为依次执行通过使直流电流断续为零来进行逆变器的换流的第一模式、和利用同步机的感应电压进行逆变器的换流的第二模式，由此使同步机从停止状态加速至规定的旋转速度。第二控制部包括电流控制部和控制角运算部。电流控制部至少包括对直流电流相对于电流指令值的偏差进行积分的积分要素，通过对该偏差进行控制运算来生成转换器的输出电压的电压指令值。控制角运算部基于电压指令值来计算转换器中的晶闸管的相位控制角。在第一模式中，控制角运算部构成为通过与逆变器的换流指令同时缩减相位控制角，来在规定的休止时间的期间使直流电流为零。在第一模式中，当在休止时间之后立即再次开始控制运算时，电流控制部使用对被输入至逆变器的直流电压的推断值加上了因转换器的输入侧的换流电感引起的电压下降量而得到的值作为休止时间之后的所述积分要素的预设值。
根据本发明，在晶闸管起动装置的断续换流时，由于能够提高直流电流向电流指令值的追随性，所以能够改善同步机的速度控制的稳定性。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1涉及的晶闸管起动装置的结构的电路框图。
图2是表示晶闸管起动装置的动作的时间图。
图3是示意性地表示负载换流模式中的逆变器的换流动作的时间图。
图4是示意性地表示断续换流模式中的逆变器的换流动作的时间图。
图5是示意性地表示转换器的换流动作的时间图。
图6是对比较例涉及的晶闸管起动装置所包含的转换器控制部进行说明的框图。
图7是用于对比较例涉及的转换器控制部的、断续换流模式时的转换器1的控制进行说明的时间图。
图8是表示本实施方式1涉及的晶闸管起动装置所包含的转换器控制部的结构的功能框图。
图9是用于对本实施方式1涉及的转换器控制部的、断续换流模式时的转换器的控制进行说明的时间图。
图10是表示本实施方式1的变形例涉及的晶闸管起动装置所包含的转换器控制部的结构的功能框图。
图11是用于对本实施方式1的变形例涉及的转换器控制部、断续换流模式时的转换器1的控制进行说明的时间图。
图12是表示本实施方式2涉及的晶闸管起动装置所包含的转换器控制部的结构的功能框图。
图13是用于对本实施方式2涉及的转换器控制部的、断续换流模式时的转换器的控制进行说明的时间图。
图14是表示本实施方式3涉及的晶闸管起动装置所包含的转换器控制部的结构的功能框图。
图15是表示图14所示的取样电路的结构的电路图。
图16是用于对本实施方式3涉及的转换器控制部的、断续换流模式时的转换器的控制进行说明的时间图。
图17是表示转换器中流动的电流的电路图。
图18是表示本实施方式4涉及的晶闸管起动装置所包含的转换器控制部的结构的功能框图。
图19是用于对本实施方式4涉及的转换器控制部的、断续换流模式时的转换器的控制进行说明的时间图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式详细进行说明。其中，对于相同或者相当的部分赋予相同的参照附图标记而不重复其说明。
[实施方式1]
图1是表示本发明的实施方式1涉及的晶闸管起动装置的结构的电路框图。参照图1，本实施方式1涉及的晶闸管起动装置100通过使停止的同步机20加速至规定的旋转速度而使同步机20启动。
同步机20包括具有电枢绕组ATU、ATV、ATW的定子、和具有励磁绕组22的转子。同步机20例如与火力发电站的燃气轮机结合，被燃气轮机驱动而旋转。在以下的说明中，将规定的旋转速度也称为“额定旋转速度”。
晶闸管起动装置100与变压器TR的次级侧连接。变压器TR的初级侧与交流电源30连接。变压器TR将从交流电源30供给的三相交流电压转换为规定的电压值的三相交流电压并赋予给晶闸管起动装置100。
晶闸管起动装置100具备转换器1、直流电抗器3、以及逆变器2。转换器1是至少包括6个晶闸管RP、SP、TP、RN、SN、TN的三相全波整流器。晶闸管RP、SP、TP的阴极都与正侧输出端子1a连接，它们的阳极分别与输入端子1c、1d、1e连接。晶闸管RN、SN、TN的阴极分别与输入端子1c、1d、1e连接，它们的阳极都与负侧输出端子1b连接。转换器1将来自变压器TR的三相交流电力转换为可变电压的直流电力。
直流电抗器3连接在转换器1的正侧输出端子1a与逆变器2的正侧输出端子2a之间。直流电抗器3对从转换器1输出的直流电流Id进行平滑化。转换器1的负侧输出端子1b与逆变器2的负侧输出端子2b相互连接。此外，另一个直流电抗器3可以连接在转换器1的负侧输出端子1b与逆变器2的负侧输出端子2b之间。
逆变器2的3个输出端子2c、2d、2e与同步机20的3个电枢绕组ATU、ATV、ATW分别连接。逆变器2是至少包括6个晶闸管U、V、W、X、Y、Z的三相他励式逆变器。晶闸管U、V、W的阳极都与正侧输入端子2a连接，它们的阴极分别与输出端子2c、2d、2e连接。晶闸管X、Y、Z的阳极分别与输出端子2c、2d、2e连接，它们的阴极都与负侧输入端子2b连接。
晶闸管起动装置100还具备变流器4、5、电压检测器6、位置检测器7、电流检测器9、逆变器控制部10、转换器控制部13、以及断续控制部18。
变流器4对从变压器TR向转换器1流动的三相交流电流进行检测，并将表示检测值的信号赋予给电流检测器9。电流检测器9基于来自变流器4的信号，来运算与从转换器1输出的直流电流Id成比例的直流电流Id#，并将表示该运算值的信号赋予给转换器控制部13。具体而言，电流检测器9具有全波整流型的二极管整流器，对检测到的三相交流电流进行整流而转换为直流电流Id#。
变流器5对从逆变器2向同步机20的电枢绕组ATU、ATV、ATW流动的电流进行检测，并将表示检测值的信号赋予给位置检测器7。
电压检测器6对从逆变器2向同步机20供给的三相交流电压VU、VV、VW的瞬时值进行检测，并将表示检测值的信号赋予给位置检测器7。具体而言，电压检测器6对同步机20的电枢绕组ATU、ATV、ATW中的三相交流电压的线间电压中的2个线间电压(在图1中为U相-V相间的交流电压VU-VV以及V相-W相间的交流电压VV-VW)进行检测。此外，电压检测器6也可以成为对3个线间电压(U相-V相间的交流电压VU-VV、V相-W相间的交流电压VV-VW以及W相-U相间的交流电压VW-VU)进行检测的构成。
这样，通过检测U相-V相间的交流电压VU-VV、V相-W相间的交流电压VV-VW以及W相-U相间的交流电压VW-VU中的至少2个线间电压，能够通过计算来求出U相、V相、W相的交流电压。从该线间电压向相电压的转换在电压检测器6或者位置检测器7中进行。
位置检测器7基于来自变流器5以及电压检测器6的信号来检测同步机20的转子的位置，并将表示检测值的信号赋予给逆变器控制部10以及转换器控制部13。
断续控制部18基于来自位置检测器7的信号来生成换流指令CM。具体而言，断续控制部18按同步机20的线间电压VU-VV、VV-VW、VW-VU变为0V的每个时机，来产生由单触发脉冲构成的换流指令CM。即，换流指令PM按同步机20的转子的每个旋转位置(电角)60°而产生。换流指令CM在后述的断续换流模式中被用于使直流电流Id断续地为零。其中，如果同步机20的旋转速度上升、晶闸管起动装置100从断续换流模式移至负载换流模式，则断续控制部18停止换流指令CM的产生。
逆变器控制部10基于来自位置检测器7的信号来控制逆变器2的触发相位。具体而言，逆变器控制部10包括控制角运算部11和选通脉冲产生器12。控制角运算部11基于检测出的同步机20的转子的位置来运算相位控制角(触发角)γ，并将运算出的相位控制角γ赋予给选通脉冲产生器12。选通脉冲产生电路40基于从控制角运算部11接受到的相位控制角γ来生成向逆变器2的晶闸管的门电路赋予的选通脉冲(触发指令)。逆变器控制部10对应于“第一控制部”的一个实施例。
转换器控制部13基于来自位置检测器7的信号、来自电流检测器9的信号、以及来自断续控制部18的换流指令CM来控制转换器1的触发相位。具体而言，转换器控制部13控制转换器1的触发相位以使由电流检测器9检测的直流电流Id#与电流指令值Id＊一致。其中，由于直流电流Id#与直流电流Id成比例，所以使直流电流Id#与电流指令值Id＊一致相当于使直流电流Id与电流指令值Id＊一致。转换器控制部13对应于“第二控制部”的一个实施例。
不过，如果从断续控制部18被输入换流指令CM，则转换器控制部13以从换流指令CM(单触发脉冲)上升为H(逻辑高)电平的时刻起在规定的休止时间Δt的期间直流电流Id为零的方式控制转换器1的触发相位。其中，休止时间Δt被设定为逆变器2的晶闸管的消弧所需要的时间。
具体而言，转换器控制部13包括速度控制部14、电流控制部15、控制角运算部16以及选通脉冲产生器17。速度控制部14基于检测出的同步机20的转子的位置来运算同步机20的旋转速度。速度控制部14基于运算出的旋转速度生成作为直流电流Id的目标值的电流指令值Id＊。
电流控制部15执行用于使直流电流Id#追随电流指令值Id＊的控制运算，来生成电压指令值VDC1＊。例如，电流控制部15运算电流指令值Id＊与直流电流Id#的偏差ΔId，通过对运算出的偏差ΔId进行比例积分(PI：Proportional-Integral)运算来生成电压指令值VDC1＊。此外，电流控制部15也可以构成为进行比例积分微分(PID：Proportional-Integral-Differential)运算。
电压指令值VDC1＊相当于对转换器1应该输出的直流电压VDC1进行规定的控制指令。其中，转换器1将直流电压VDC1控制为比逆变器2的输入端子2a、2b侧的直流电压VDC2大因直流电抗器3引起的电压下降量。由此，直流电流Id被控制。
控制角运算部16基于由电流控制部15赋予的电压指令值VDC1＊来控制相位控制角α。控制角运算部16将运算出的相位控制角α赋予给选通脉冲产生器17。不过，如果从断续控制部18被输入换流指令CM，则控制角运算部16在休止时间Δt的期间以直流电流Id为零的方式缩减相位控制角α。
选通脉冲产生器17基于从控制角运算部16接受到的相位控制角α来生成对转换器1的晶闸管的门电路赋予的选通脉冲(触发指令)。通过根据由选通脉冲产生器17生成的选通脉冲来开关控制转换器1，由此从转换器1输出遵照电流指令值Id＊的直流电流Id。
接下来，使用图2对晶闸管起动装置100的动作进行说明。
图2是表示晶闸管起动装置100的动作的时间图。图2中表示了从转换器1输出的直流电流Id以及同步机20的旋转速度。
在晶闸管起动装置100中，利用在同步机20的电枢绕组ATU、ATV、ATW感应出的反电动势(感应电压)来进行逆变器2中的晶闸管的换流。这样的换流被称为“负载换流”。
然而，在同步机20的旋转速度低的情况下、即在同步机20起动时或低速时，由于电枢绕组ATU、ATV、ATW中产生的感应电压低，所以存在晶闸管的换流失败的情况。因此，在同步机20的旋转速度低时，采用了使从转换器1输出的直流电流Id断续为零来进行逆变器2的换流的“断续换流”。
如图2所示，晶闸管起动装置100构成为通过依次切换并执行断续换流模式(第一模式)和负载换流模式(第二模式)，来使同步机20从停止状态加速至额定旋转速度。
具体而言，如果在时刻t＝0使停止状态的同步机20起动，则晶闸管起动装置100执行断续换流模式。在断续换流模式时，直流电流Id展现脉冲波形。在图2的例子中，各脉冲的波高值为恒定值(Id＝I0)。波高值例如被设定为在断续换流模式的时间中向同步机20供给的交流电力的累计值满足用于使停止状态的同步机20加速至切换旋转速度为止的电力量。
而且，如果同步机20的旋转速度到达额定旋转速度的10％左右，则晶闸管起动装置100从断续换流模式切换为负载换流模式。在以下的说明中，将从断续换流模式切换为负载换流模式时的旋转速度也称为“切换旋转速度”。在图2的例子中将切换旋转速度设为额定旋转速度的10％左右。
图3是示意性地表示负载换流模式中的逆变器2的换流动作的时间图。在图3中，表示了三相交流电压VU、VV、VW、逆变器2的6个晶闸管中的导通的晶闸管、逆变器2的输入端子2a的电位Vp、输入端子2b的电位Vn、以及逆变器2的输入端子2a、2b间显现的直流电压VDC2。
通过与三相交流电压VU、VV、VW同步而使晶闸管U、V、W中的一个晶闸管和晶闸管X、Y、Z中的一个晶闸管导通，逆变器2将从转换器1经由直流电抗器3供给的直流电力转换为可变频率、可变电压的三相交流电力并赋予给同步机20的定子(电枢绕组ATU、ATV、ATW)。由此，能够使同步机20的旋转速度上升。
在图3中，线间电压VU-VV、VV-VW、VW-VU为0V的点是相位控制角γ的基准点，在基准点处γ＝0°。在负载换流模式中，在从基准点起使相位超前了所希望的角度γ的时刻对晶闸管赋予选通脉冲。例如，在晶闸管U导通的期间中对晶闸管V赋予选通脉冲，接着在晶闸管V导通的期间中对晶闸管W赋予选通脉冲。同样，在晶闸管Z导通的期间中对晶闸管X赋予选通脉冲，接着在晶闸管X导通的期间中对晶闸管Y赋予选通脉冲。
根据导通的晶闸管的迁移，在逆变器2的输入端子2a、2b间依次显现同步机20的线间电压VU-VV、VV-VW、VW-VU作为直流电压VDC2。逆变器控制部10根据同步机20的旋转来使6个晶闸管U、V、W、X、Y、Z每两个顺序良好地触发而控制向同步机20流动的电流的路线。
图4是示意地表示断续换流模式中的逆变器2的换流动作的时间图。在图4中，表示了三相交流电压VU、VV、VW、逆变器2的6个晶闸管中导通的晶闸管、直流电抗器3中流动的直流电流Id、向同步机20流动的电流Iu、Iv、Iw以及换流指令CM。
在图4中，在三相桥式逆变器中按同步机20的转子的每个旋转位置(电角)60°显现基准点。若与该基准点同步地产生换流指令CM，则转换器控制部13以从换流指令CM上升至H电平的时刻起在休止时间Δt的期间直流电流Id变为零的方式切换转换器1的相位控制角α。在该休止时间Δt的期间，逆变器2的全部的晶闸管被截止而进行换流动作。
在经过了休止时间Δt之后，逆变器控制部10再次对必要的2个晶闸管赋予选通脉冲，将该2个晶闸管触发。与此同时，转换器控制部13按照基于电压指令值VDC1＊的相位控制角α对转换器1的晶闸管的门电路赋予选通脉冲。由此，再次开始流动直流电流Id。
图5是示意地表示转换器1的换流动作的时间图。在图5中，表示了三相交流电压VR、VS、VT、转换器1的6个晶闸管中导通的晶闸管、转换器1的正侧输出端子1a的电位Vp、负侧输出端子1b的电位Vn、转换器1的输出端子1a、1b间显现的直流电压VDC1、以及直流电抗器3中流动的直流电流Id。
在图5中，线间电压VR-VS、VS-VT、VT-VR成为0V的点是相位控制角α的基准点，在基准点处α＝0°。在从基准点起使相位迟滞了所希望的角度α的时刻对晶闸管赋予选通脉冲。例如，在晶闸管RP导通的期间中对晶闸管SP赋予选通脉冲，接着在晶闸管SP导通的期间中对晶闸管TP赋予选通脉冲。同样，在晶闸管TN导通的期间中对晶闸管RN赋予选通脉冲，接着在晶闸管RN导通的期间中对晶闸管SN赋予选通脉冲。
根据导通的晶闸管的迁移，在转换器1的输出端子1a、1b间依次显现从交流电源30供给的三相交流电压的线间电压VR-VS、VS-VT、VT-VR作为直流电压VDC1。其中，如果将供给至转换器1的三相交流电压的线间电压的实效值设为Vs，则对于从转换器1输出的直流电压VDC1的平均值VDC1#而言，若忽略重叠角度则由下式(1)赋予。
VDC1#＝1.35Vscosα …(1)
转换器控制部13通过对该式(1)的VDC1#导入电压指令值VDC1＊并求解来运算相位控制角α。转换器控制部13使6个晶闸管RP、SP、TP、RN、SN、TN每两个顺序良好地触发来控制直流电抗器3中流动的直流电流Id。
其中，在断续换流模式中，如图4所示，转换器控制部13以每当产生换流指令CM时便在休止时间Δt的期间使直流电抗器3中流动的直流电流Id为零的方式切换相位控制角α。具体而言，转换器控制部13通过将基于电压指令值VDC1＊的相位控制角α切换为更大的相位控制角αs(例如αs＝120°)，来使直流电压VDC1降低至比电压指令值VDC1＊低的值。
这样，转换器控制部13构成为通过控制转换器1的触发相位来在逆变器2的每个换流时机将直流电流Id缩减为零。以下，首先使用图6以及图7，对比较例涉及的晶闸管起动装置中的、断续换流模式时的转换器1的控制及其课题进行说明。接着，对本实施方式涉及的晶闸管起动装置100的转换器控制部13的断续换流模式时的转换器1的控制进行说明。
图6是对比较例涉及的晶闸管起动装置所包含的转换器控制部13A进行说明的框图。其中，由于比较例涉及的晶闸管起动装置的结构除了转换器控制部13A以外，与图1所示的晶闸管起动装置100的结构相同，所以不重复说明。
参照图6，比较例涉及的转换器控制部13A包括速度控制部14、电流控制部15A、控制角运算部16、以及选通脉冲产生器17。
速度控制部14基于由位置检测器7检测出的同步机20的转子的位置来运算同步机20的旋转速度。速度控制部14基于运算出的旋转速度来生成作为直流电流Id的目标值的电流指令值Id。
电流检测器9包括整流器91以及增益乘法器92。整流器91使用全波整流型的二极管整流器，将由变流器4检测出的三相交流电流转换为直流电流。增益乘法器92对来自整流器91的直流电流乘以增益K1。对直流电流乘以增益K1而得到的值Id#与在直流电抗器3中流动的直流电流Id成比例。转换器控制部13A通过以使直流电流Id#与电流指令值Id＊一致的方式控制转换器1的触发相位，能够从转换器1输出遵照电流指令值Id＊的直流电流Id。
具体而言，电流控制部15A通过对电流指令值Id＊与直流电流Id#的偏差ΔId进行控制运算(PI运算)，来生成电压指令值VDC1＊。具体而言，电流控制部15A包括减法器151、比例器152、积分器153、加法器154以及增益乘法器155。比例器152相当于控制运算中的“比例要素”，积分器153相当于控制运算中的“积分要素”。
减法器151从电流指令值Id＊减去由电流检测器9检测出的直流电流Id#来计算直流电流Id#相对于电流指令值Id＊的偏差ΔId。
比例器152(比例要素)将对从减法器151接受到的偏差ΔId乘以规定的比例增益Kp而得到的值作为比例项并向加法器154输出。积分器153(积分要素)将偏差ΔId时间积分后的值乘以规定的积分增益Ki而得到的值作为积分项并向加法器154输出。
加法器154将比例项以及积分项相加来生成电压指令值VDC1＊。电流控制部15A涉及的比例积分运算例如由下述(2)式表示。
VDC1＊＝Kp·ΔId+Ki·Σ(ΔId) …(2)
其中，在式(2)中，Kp·ΔId是比例项，Ki·Σ(ΔId)是积分项。
控制角运算部16基于由电流控制部15A生成的电压指令值VDC1＊来运算相位控制角α，并将运算出的相位控制角α赋予给选通脉冲产生器17。不过，若从断续控制部18被赋予换流指令CM，则控制角运算部16在休止期间Δt的期间替代基于电压指令值VDC1＊的相位控制角α而将相位控制角αs(例如αs＝120°)赋予给选通脉冲产生器17。
选通脉冲产生器17基于从控制角运算部16接受到的相位控制角α或者αs，来生成对转换器1的晶闸管的门电路赋予的选通脉冲。
这里，为了在刚刚经过休止时间Δt之后与休止时间Δ之前同样地对同步机20的转子施加加速转矩，需要使在休止时间Δt之后对逆变器2供给的直流电流Id无延迟地高速追随电流指令值Id＊。即，需要在休止时间Δt之后使直流电流Id高速从零上升至电流指令值Id＊。为此，希望在刚刚经过休止时间Δt之后，向转换器1的输出端子1a、1b间输出比逆变器2的输入端子2a、2b间的直流电压VDC2大因直流电抗器3的电阻成分引起的电压下降量的直流电压VDC1。
鉴于此，在比较例涉及的转换器控制部13A中，电流控制部15A在休止时间Δt的经过后再次开始PI运算时，预设积分器153中的积分项。即，在PI运算重新开始的时刻，使上述(2)式中的积分项成为与在休止时间Δt之前从积分器153输出的积分项独立设定的预设值。在比较例中，设电流控制部15A使用逆变器2的输入端子2a、2b间的直流电压VDC2的推断值作为积分项的预设值。
这里，在使磁场恒定的情况下，同步机20的反电动势(感应电压)与同步机20的旋转速度成比例增加。因此，基于从来自位置检测器7的信号而获得的同步机20的旋转速度，能够推断直流电压VDC2。在电流控制部15A中，增益乘法器155基于由位置检测器7检测出的同步机20的转子的位置来运算同步机20的旋转速度，并对运算出的旋转速度乘以增益K2。对旋转速度乘以增益K2而得到的值与在逆变器2的输入端子间显现的直流电压VDC2成比例。增益乘法器155将直流电压VDC2的推断值输出至积分器153。积分器153在休止时间Δt之后将直流电压VDC2的推断值预设为积分项。
据此，休止时间Δt之后的电压指令值VDC1＊是根据上述(2)式对直流电压VDC2的推断值加上了将偏差ΔId与比例增益Kp相乘而得到的比例项后的值。通过根据该电压指令值VDC1＊控制转换器1的触发相位，理想的情况下在休止时间Δt之后，转换器1能够输出比直流电压VDC2大比例项的直流电压VDC1。由此，在休止时间Δt之后，能够使直流电流Id无延迟地高速追随于电流指令值Id＊。
图7是用于对比较例涉及的转换器控制部13A的、断续换流模式时的转换器1的控制进行说明的时间图。在图7中，表示了三相交流电压VU、VV、VW、换流指令CM、逆变器2的输入端子间显现的直流电压VDC2、转换器1的输出端子间显现的直流电压VDC1、电流控制部15A中的积分项以及直流电抗器3中流动的直流电流Id。其中，对于直流电压VDC1、积分项以及直流电流Id分别用虚线表示了基于理想值的波形、用实线表示了基于实际值的波形。
如图7所示，积分器153中的积分项在产生了换流指令CM的时刻被复位为零。而且，在休止时间Δt之后，积分项被预设为根据同步机20的旋转速度获得的直流电压VDC2的推断值。
这里，当直流电压VDC2的推断值与实际在逆变器2的输入端子间显现的直流电压VDC2一致的情况下，积分项成为图中用虚线k3表示的理想值。即，积分项从零急剧地增加至实际的直流电压VDC2，然后，根据偏差ΔId缓慢地变化。
在休止时间Δt之后，若积分项如由虚线k3所示的波形那样增加，则作为积分项与比例项之和的电压指令值VDC1也急剧地增加。因此，休止时间Δt之后在转换器1的输出端子间显现的直流电压VDC1如图中用虚线k1所示的波形那样急剧地增加。通过直流电压VDC1急剧地增加，使得直流电抗器3中流动的直流电流Id如由虚线k5所示那样从零急剧地上升，能够高速地追随电流指令值Id＊。
然而，存在与理想相反而在根据同步机20的旋转速度计算出的直流电压VDC2的推断值与实际在逆变器2的输入端子间显现的直流电压VDC2之间产生误差的情况。该误差会因同步机20所具有的阻抗成分以及同步机20中的电压控制的误差等而产生。
在直流电压VDC2的推断值比实际的直流电压VDC2低的情况下，积分项成为图中由实线k4表示的波形。积分项若被预设为在休止时间Δt之后比实际的直流电压VDC2低的值，则从预设值起根据偏差ΔId而缓缓增加。
由于伴随着积分项的预设值比理想值降低，电压指令值VDC1＊也变得比理想值低，所以转换器1的输出端子1a、1b间的直流电压VDC1如在图中用实线k2所示的波形那样，从比理想值低的值缓慢增加。由于直流电压VDC1比理想值降低，所以在休止时间Δt之后，如图中用实线k6所示那样，直流电流Id的上升变缓，不再能够使直流电流Id高速追随电流指令值Id＊。
若直流电流Id的目标随着性这样降低，则在休止时间Δt之后，存在同步机20的加速转矩暂时降低的担忧。因此，担心每当产生换流指令CM时同步机20的转矩就变动，结果断续换流模式中的同步机20的速度控制变得不稳定。另外，由于同步机20的升速率降低，所以担心同步机20的起动花费时间。
这样，在比较例涉及的转换器控制部13A中，由于将休止时间Δt之后的PI运算的积分项的预设值设定为基于同步机20的旋转速度的直流电压VDC2的推断值，所以因直流电压VDC2的推断值所包含的误差而可能引起在休止时间Δt之后无法使直流电流Id高速追随电流指令值Id＊的情况。
鉴于此，在本实施方式1涉及的晶闸管起动装置100中，当在休止时间之后立即再次开始PI运算时，使用在休止时间之前的PI运算中计算出的控制量作为休止时间之后的积分要素的预设值。
具体而言，电流控制部15使用在休止时间Δt之前的PI运算中计算出的积分项作为休止时间之后的积分项的预设值。由此，在电流控制部15的积分器中，在休止时间Δt之前计算出的积分项被继续作为休止时间Δt之后的积分项的预设值。
接下来，使用图8以及图9对本实施方式1涉及的晶闸管起动装置100中的转换器1的控制进行说明。
图8是表示本实施方式1涉及的晶闸管起动装置100所包含的转换器控制部13的结构的功能框图。
参照图8，本实施方式1涉及的转换器控制部13与图6所示的比较例涉及的转换器控制部13A相比，不同点在于取代电流控制部15A而包括电流控制部15。由于图8的其他部分的构成与图6相同，所以省略详细的说明。
电流控制部15通过对电流指令值Id＊与直流电流Id#的偏差ΔId进行控制运算(PI运算)来生成电压指令值VDC1＊。电流控制部15包括减法器151、比例器152、积分器153、加法器154、以及取样保持电路(S/H：Sample and Hold)156。电流控制部15与图6所示的电流控制部15A相比，不同点在于取代增益乘法器155而包括取样保持电路156。
取样保持电路156在由断续控制部18输出的换流指令CM从L电平切换为H电平时获取积分器153的积分项并进行保持。被保持的积分项相当于在休止时间Δt之前计算出的积分项。取样保持电路156将所保持的积分项作为休止时间Δt之后的积分项的预设值输出至积分器153。由此，在休止时间Δt之后，积分器153输出从取样保持电路156赋予的休止时间Δt之前的积分项作为积分项。
图9是用于对本实施方式1涉及的转换器控制部13的断续换流模式时的转换器1的控制进行说明的时间图。在图9中，表示了三相交流电压VU、VV、VW、换流指令CM、逆变器2的输入端子2a、2b间显现的直流电压VDC2、转换器1的输出端子1a、1b间显现的直流电压VDC1、电流控制部15中的积分项以及直流电抗器3中流动的直流电流Id。
如图9所示，积分器153中的积分项在产生了换流指令CM的时刻被复位为零之后，在休止时间Δt之后被预设。此时，休止时间Δt之前的积分项被使用为预设值。
这样，通过在休止时间Δt之前与之后之间继承PI运算中的积分项，使得在休止时间Δt之后，积分项从零急剧地增加至与休止时间Δt之前的积分项相等的值。
在休止时间Δt之后，通过积分项急剧地增加，使得作为积分项与比例项之和的电压指令值VDC1＊也急剧地增加。因此，休止时间Δt之后在转换器1的输出端子间显现的直流电压VDC1急剧地增加。其中，转换器1的输出端子间显现的直流电压VDC1如用虚线k7所示那样脉动，被直流电抗器3平滑化。通过直流电压VDC1急剧地增加，能够使直流电抗器3中流动的直流电流Id从零急剧地增加至相当于电流指令值Id＊。
综上所述，根据本实施方式1涉及的转换器控制部13，由于使用休止时间Δt之前的积分项作为休止时间Δt之后的PI运算中的积分项的预设值，所以能够防止如使用直流电压VDC2的推断值作为预设值的比较例那样因直流电压VDC2的推断值的误差而在休止时间Δt之后直流电流Id的上升变缓的情况。由此，由于能够在休止时间Δt之后使直流电流Id高速追随电流指令值Id＊，所以能够改善断续换流模式中的同步机20的速度控制的稳定性。
(变形例)
在图8以及图9中，对使用在休止时间Δt之前计算出的积分项作为在休止时间Δt之前的控制运算中得到的控制量来预设休止时间Δt之后的积分项的构成进行了说明，但也可以成为使用在休止时间Δt之前生成的电压指令值VDC1＊作为预设值的构成。
以下，使用图10以及图11，对本实施方式1的变形例涉及的晶闸管起动装置100中的转换器1的控制进行说明。
图10是表示本实施方式1的变形例涉及的晶闸管起动装置100所包含的转换器控制部13的结构的功能框图。
参照图10，本变形例涉及的转换器控制部13与图8所示的转换器控制部13相比，虽然基本的构成相同，但电流控制部15中的取样保持电路156的动作不同。
在本变形例中，取样保持电路156在由断续控制部18输出的换流指令CM从L电平切换为H电平时，获取从加法器154输出的电压指令值VDC1＊并进行保持。被保持的电压指令值VDC1＊相当于在休止时间Δt之前计算出的电压指令值VDC1＊。取样保持电路156将所保持的电压指令值VDC1＊作为休止时间Δt之后的积分项的预设值而输出至积分器153。由此，在休止时间Δt之后，积分器153输出由取样保持电路156赋予的休止时间Δt之前的电压指令值VDC1＊作为积分项。
图11是用于对本实施方式1的变形例涉及的转换器控制部13的断续换流模式时的转换器1的控制进行说明的时间图。在图11中，表示了三相交流电压VU、VV、VW、换流指令CM、逆变器2的输入端子2a、2b间显现的直流电压VDC2、转换器1的输出端子1a、1b间显现的直流电压VDC1、电流控制部15中的积分项以及直流电抗器3中流动的直流电流Id。
如图11所示，积分器153中的积分项在产生了换流指令CM的时刻被复位为零之后、在休止时间Δt之后被预设为在休止时间Δt之前计算出的电压指令值VDC1＊。即，在休止时间Δt之后，休止时间Δt之前的电压指令值VDC1＊被使用为积分项的预设值。
这样，通过在休止时间Δt之前与之后之间继承基于PI运算而生成的电压指令值VDC1＊，由此在休止时间Δt之后，积分项从零急剧地增加至与休止时间Δt之前的电压指令值VDC1＊相等的值。由此，由于在休止时间Δt之后转换器1的输出端子1a、1b间显现的直流电压VDC1急剧地增加，所以能够使直流电抗器3中流动的直流电流Id从零急剧地增加至相当于电流指令值Id＊。
综上所述，根据本实施方式1的变形例涉及的转换器控制部13，由于使用休止时间Δt之前的通过PI运算生成的电压指令值VDC1＊作为休止时间Δt之后的PI运算中的积分项的预设值，所以能够在休止时间Δt之后使直流电流Id高速追随电流指令值Id＊。因此，能够改善断续换流模式中的同步机20的速度控制的稳定性。
[实施方式2]
在本实施方式2涉及的晶闸管起动装置100中，当在休止时间之后立即再次开始PI运算时，使用在休止时间之前输入至逆变器2的直流电压VDC2的实测值作为休止时间之后的积分要素的预设值。
具体而言，电流控制部15使用在休止时间Δt之前由电压检测器19(图12)检测出的直流电压VDC2作为休止时间之后的积分项的预设值。即，在电流控制部15的积分器中，休止时间Δt之前的直流电压VDC2的实测值成为休止时间Δt之后的积分项的预设值。
接下来，使用图12以及图13对本实施方式涉及的晶闸管起动装置100中的转换器1的控制进行说明。
图12是表示本实施方式2涉及的晶闸管起动装置100所包含的转换器控制部13的结构的功能框图。
参照图12，本实施方式2涉及的晶闸管起动装置100还具备电压检测器19。电压检测器19对输入至逆变器2的直流电压VDC2进行检测，并将表示检测值的信号赋予给转换器控制部13。
本实施方式2涉及的转换器控制部13与图6所示的比较例涉及的转换器控制部13A相比，不同点在于替代电流控制部15A而包括电流控制部15。由于图12的其他部分的构成与图6相同，所以不重复详细的说明。
电流控制部15通过对电流指令值Id＊与直流电流Id#的偏差ΔId进行控制运算(PI运算)来生成电压指令值VDC1＊。电流控制部15包括减法器151、比例器152、积分器153、加法器154、取样保持电路(S/H)156、以及增益乘法器157。电流控制部15与图6所示的电流控制部15A相比，不同点在于取代增益乘法器155而包括取样保持电路156以及增益乘法器157。
增益乘法器157对电压检测器19的检测信号乘以增益K2。对电压检测器19的检测信号乘以增益K2而得到的值与逆变器2的输入端子间显现的直流电压VDC2成比例。
取样保持电路156在由断续控制部18输出的换流指令CM从L电平切换为H电平时获取增益乘法器157的输出信号并进行保持。被保持的输出信号相当于在休止时间Δt之前被输入至逆变器2的直流电压VDC2的实测值。取样保持电路156将所保持的直流电压VDC2作为休止时间Δt之后的积分项的预设值而输出至积分器153。由此，在休止时间Δt之后，积分器153输出由取样保持电路156赋予的休止时间Δt之前的直流电压VDC2作为积分项。
图13是用于对本实施方式涉及的转换器控制部13的断续换流模式时的转换器1的控制进行说明的时间图。在图13中，表示了三相交流电压VU、VV、VW、换流指令CM、逆变器2的输入端子2a、2b间显现的直流电压VDC2、转换器1的输出端子1a、1b间显现的直流电压VDC1、电流控制部15中的积分项以及直流电抗器3中流动的直流电流Id。
如图13所示，积分器153中的积分项在产生了换流指令CM的时刻被复位为零之后，在休止时间Δt之后被预设。此时，休止时间Δt之前的直流电压VDC2的实测值被使用为预设值。由此，在休止时间Δt之后，积分项从零急剧地增加至与休止时间Δt之前的直流电压VDC2的实测值相等的值。
在休止时间Δt之后，通过积分项急剧地增加，使得作为积分项与比例项之和的电压指令值VDC1＊也急剧地增加。因此，休止时间Δt之后在转换器1的输出端子间显现的直流电压VDC1急剧地增加。通过直流电压VDC1急剧地增加，能够使直流电抗器3中流动的直流电流Id从零急剧地增加至相当于电流指令值Id＊。
综上所述，根据本实施方式2涉及的转换器控制部13，由于使用在休止时间Δt之前输入至逆变器2的直流电压VDC2的实测值作为休止时间Δt之后的PI运算中的积分项的预设值，所以能够防止如使用直流电压VDC2的推断值作为预设值的比较例那样因直流电压VDC2的推断值的误差而在休止时间Δt之后直流电流Id的上升变缓的情况。由此，由于在休止时间Δt之后能够使直流电流Id高速追随电流指令值Id＊，所以能够改善断续换流模式中的同步机20的速度控制的稳定性。
[实施方式3]
在本实施方式3涉及的晶闸管起动装置100中，基于由电压检测器6检测的三相交流电压VU、VV、VW以及对逆变器2的晶闸管的门电路赋予的选通脉冲(触发指令)来计算逆变器2的输入端子2a、2b间的直流电压VDC2。而且，当在休止时间之后立即再次开始PI运算时，使用计算出的直流电压VDC2作为休止时间Δt之后的积分要素的预设值。
如在图1中说明那样，电压检测器6构成为对从逆变器2向同步机20供给的三相交流电压VU、VV、VW的线间电压中的2个线间电压(在图1的例子中为线间电压VU-VV、VV-VW)进行检测。另一方面，逆变器2构成为如图3以及图4中所示那样与三相交流电压VU、VV、VW同步地使晶闸管U、V、W中的一个晶闸管和晶闸管X、Y、Z中的一个晶闸管导通。
而且，根据导通的晶闸管的迁移，同步机20的线间电压VU-VV、VV-VW、VW-VU在逆变器2的输入端子2a、2b间依次被显现为直流电压VDC2。因此，能够基于由电压检测器6检测的同步机20的线间电压以及逆变器2的选通脉冲的组合来求出直流电压VDC2。
据此，由于与基于同步机20的旋转速度而推断出的直流电压VDC2相比，可抑制同步机20的阻抗成分或者同步机20中的电压控制的误差的影响，所以能够减少直流电压VDC2的推断值与实际在逆变器2的输入端子间显现的直流电压VDC2之间的误差。由此，能够改善休止时间Δt之后的直流电流Id的目标追随性。
以下，使用图14至图16对本实施方式3涉及的晶闸管起动装置100中的转换器1的控制进行说明。
图14是表示本实施方式3涉及的晶闸管起动装置100所包含的转换器控制部13的结构的功能框图。
参照图14，本实施方式3涉及的转换器控制部13与图6所示的比较例涉及的转换器控制部13A相比，不同点在于取代电流控制部15A而包括电流控制部15。由于图14的其他部分的构成与图6相同，所以不重复详细的说明。
电流控制部15通过对电流指令值Id＊与直流电流Id#的偏差ΔId进行控制运算(PI运算)来生成电压指令值VDC1＊。电流控制部15包括减法器151、比例器152、积分器153、加法器154以及取样电路158。电流控制部15与图6所示的电流控制部15A相比，不同点在于取代增益乘法器155而包括取样电路158。
取样电路158基于由电压检测器6检测的同步机20的线间电压VU-VV、VV-VW、VW-VU以及逆变器2的选通脉冲来计算逆变器2的输入端子2a、2b间的直流电压VDC2。
图15是表示图14所示的取样电路158的构成的电路图。
参照图15，取样电路158包括AND门电路31～36、单触发脉冲产生器41～46、开关51～56、减法器61、63、66、加法器62、64、65、以及增益乘法器67。在图15中，φU、φV、φZ、φX、φY、φZ表示了对逆变器2的晶闸管U、V、W、X、Y、Z分别赋予的选通脉冲。
AND门电路31输出选通脉冲φU以及φY的逻辑与信号。单触发脉冲产生器41响应于AND门电路31的输出信号的上升沿而生成具有规定的脉冲宽度的单触发的脉冲信号。
AND门电路32输出选通脉冲φV以及φX的逻辑与信号。单触发脉冲产生器42响应于AND门电路32的输出信号的上升沿而产生具有规定的脉冲宽度的单触发的脉冲信号。
AND门电路33输出选通脉冲φV以及φZ的逻辑与信号。单触发脉冲产生器43响应于AND门电路33的输出信号的上升沿而产生具有规定的脉冲宽度的单触发的脉冲信号。
AND门电路34输出选通脉冲φW以及φY的逻辑与信号。单触发脉冲产生器44响应于AND门电路34的输出信号的上升沿而产生具有规定的脉冲宽度的单触发的脉冲信号。
AND门电路35输出选通脉冲φW以及φX的逻辑与信号。单触发脉冲产生器45响应于AND门电路35的输出信号的上升沿而产生具有规定的脉冲宽度的单触发的脉冲信号。
AND门电路36输出选通脉冲φU以及φZ的逻辑与信号。单触发脉冲产生器46响应于AND门电路31的输出信号的上升沿而产生具有规定的脉冲宽度的单触发的脉冲信号。其中，单触发脉冲产生器41～46中的规定的脉冲宽度根据选通脉冲的脉冲宽度而设定。
开关51的一个端子接受线间电压VU-V。开关51在从单触发脉冲产生器41输出的脉冲信号为H电平的期间接通，在脉冲信号为L电平的期间断开。
开关52的一个端子接受线间电压VU-V。开关52在从单触发脉冲产生器42输出的脉冲信号为H电平的期间接通，在脉冲信号为L电平的期间断开。减法器61从开关51的另一个端子的电压减去开关52的另一个端子的电压。
开关53的一个端子接受线间电压VV-W。开关53在从单触发脉冲产生器43输出的脉冲信号为H电平的期间接通，在脉冲信号为L电平的期间断开。
开关54的一个端子接受线间电压VV-W。开关54在从单触发脉冲产生器44输出的脉冲信号为H电平的期间接通，在脉冲信号为L电平的期间断开。减法器63从开关53的另一个端子的电压减去开关54的另一个端子的电压。
减法器65将使线间电压VU-V的相位延迟180°后的电压与使线间电压VV-W的相位延迟180后的电压相加，来生成线间电压VW-U。开关55的一个端子接受线间电压VW-U。开关55在从单触发脉冲产生器45输出的脉冲信号为H电平的期间接通，在脉冲信号为L电平的期间断开。
开关56的一个端子接受线间电压VW-U。开关56在从单触发脉冲产生器46输出的脉冲信号为H电平的期间接通，在脉冲信号为L电平的期间断开。减法器66从开关55的另一个端子的电压减去开关56的另一个端子的电压。
加法器62、64将减法器61、63、66的输出信号相加。增益乘法器67对加法器62的输出信号乘以增益K3来生成直流电压VDC2。
如在图4中说明那样，在断续换流模式时，与按同步机20的每个电角60°显现的基准点同步地产生换流指令CM，在从产生了换流指令CM的时刻起经过了休止时间Δt之后，逆变器2的6个晶闸管中的2个晶闸管被触发。
在取样电路158中，如果2个晶闸管被触发，则对应的AND门电路的输出信号上升为H电平，响应于该输出信号而对应的单触发脉冲产生器产生脉冲信号。而且，在该脉冲信号为H电平的期间，通过对应的开关导通，从而由上述2个晶闸管基于逆变器2的输入端子2a、2b间显现的线间电压来生成直流电压VDC2。因此，取样电路158能够去除在休止时间Δt之后逆变器2的输入端子2a、2b间显现的直流电压VDC2。
返回到图14，取样电路158将计算出的直流电压VDC2输出至积分器153。积分器153将休止时间Δt之后的直流电压VDC2的推断值预设为积分项。
图16是用于对本实施方式涉及的转换器控制部13的断续换流模式时的转换器1的控制进行说明的时间图。在图16中，表示了三相交流电压VU、VV、VW、换流指令CM、逆变器2的输入端子2a、2b间显现的直流电压VDC2、转换器1的输出端子1a、1b间显现的直流电压VDC1、电流控制部15中的积分项以及直流电抗器3中流动的直流电流Id。
如图16所示，积分器153中的积分项在产生了换流指令CM的时刻被复位为零之后，在休止时间Δt之后被预设。此时，由取样电路158求出的休止时间Δt之后的直流电压VDC2被使用为预设值。由此，在休止时间Δt之后，积分项从零急剧地增加至相当于休止时间Δt之后的直流电压VDC2。
在休止时间Δt之后，通过积分项急剧地增加，使得作为积分项与比例项之和的电压指令值VDC1＊也急剧地增加。因此，休止时间Δt之后在转换器1的输出端子间显现的直流电压VDC1急剧地增加。通过直流电压VDC1急剧地增加，能够使直流电抗器3中流动的直流电流Id从零急剧地增加至相当于电流指令值Id＊。
综上所述，根据本实施方式3涉及的转换器控制部13，基于从逆变器2供给至同步机20的交流电压的检测值、以及逆变器2的选通脉冲来计算逆变器2的输入端子间的直流电压VDC2，并且，使用在休止时间Δt之后计算的直流电压VDC2作为休止时间Δt之后的PI运算中的积分项的预设值。由此，能够防止如使用基于同步机20的旋转速度的直流电压VDC2的推断值作为预设值的比较例那样因直流电压VDC2的推断值的误差而在休止时间Δt之后直流电流Id的上升变缓的情况。因此，由于在休止时间Δt之后能够使直流电流Id高速追随电流指令值Id＊，所以能够改善断续换流模式中的同步机20的速度控制的稳定性。
[实施方式4]
再次参照图7，积分器153中的积分项在产生了换流指令CM的时刻被复位为零。而且，在休止时间Δt之后，积分项被预设为根据同步机20的旋转速度而得到的直流电压VDC2的推断值。
这里，当直流电压VDC2的推断值与实际在逆变器2的输入端子间显现的直流电压VDC2一致的情况下，积分项成为在图中用虚线k3所示的值。即，积分项从零急剧地增加至实际的直流电压VDC2，然后，根据偏差ΔId而缓慢地变化。
在休止时间Δt之后，如果积分项如由虚线k3所示的波形那样增加，则作为积分项与比例项之和的电压指令值VDC1＊也急剧地增加。因此，休止时间Δt之后在转换器1的输出端子间显现的直流电压VDC1如图中用虚线k1所示的波形那样急剧地增加。其中，转换器1的输出端子间显现的直流电压VDC1如用虚线k7所示那样脉动，被直流电抗器3如虚线k1那样平滑化。通过直流电压VDC1急剧地增加，使得直流电抗器3中流动的直流电流Id如虚线k5所示那样从零急剧地上升，能够高速追随电流指令值Id＊。
然而，与理想相反在休止时间Δt之后转换器1的输出端子间显现的直流电压VDC1如图中用实线k2所示的波形那样上升变缓。由于直流电压VDC1比理想值降低，所以在休止时间Δt之后，如图中用实线k6所示那样直流电流Id的上升变缓，无法使直流电流Id高速追随电流指令值Id＊。
如果直流电流Id的目标追随性这样降低，则存在在休止时间Δt之后同步机20的加速转矩暂时的担心。因此，担心每当产生换流指令CM时同步机20的转矩就变动，结果断续换流模式中的同步机20的速度控制变得不稳定。另外，由于同步机20的升速率降低，所以担心同步机20的起动花费时间。
这里，作为在休止时间Δt之后直流电流Id的上升延迟的理由，可考虑受到转换器1的输入侧的电路(交流电源30以及变压器TR)所包含的换流电感的影响。由于该换流电感，使得转换器1中流动的电流不是瞬间变化而是花费有限的时间进行变化。由于换流电感阻碍瞬间的电流的变化，所以在休止时间Δt之后转换器1的输出端子间显现的直流电压VDC1中产生相对于理想值的电压降。
图17是表示转换器1中流动的电流的电路图。在图17中，交流电源30以及变压器TR包含三相的电感Lr、Ls、Lt。例如，在晶闸管RP以及SN导通的情况下，在休止时间Δt之后直流电流Id开始通过电感Lr以及Ls而流动。该情况下，电感Lr与Ls之和相当于换流电感L(L＝Lr+Ls)。
若将换流电感L中的电压降设为vL，则vL＝L×dId/dt。通过对该公式进行积分，由此在休止时间Δt之后直流电流Id从零上升至电流指令值Id＊为止时的电压下降量由L×Id＊赋予。
这样，在比较例涉及的转换器控制部13A中，将休止时间Δt之后的PI运算的积分项的预设值设定为基于同步机20的旋转速度的直流电压VDC2的推断值，但由于转换器1的输入侧的电路所包含的换流电感L的影响，会在休止时间Δt之后产生无法使直流电流Id高速追随电流指令值Id＊的情况。
鉴于此，在本实施方式4涉及的晶闸管起动装置100中，当在休止时间Δt之后立即再次开始PI运算时，使用对基于同步机20的旋转速度推断的直流电压VDC2加上因转换器1的输入侧的换流电感L引起的电压下降量而得到的值作为休止时间Δt之后的积分要素的预设值。即，以补偿因换流电感引起的电压下降量的方式对积分要素的预设值进行修正。
接下来，使用图18以及图19对本实施方式4涉及的晶闸管起动装置100中的转换器1的控制进行说明。
图18是表示本实施方式4涉及的晶闸管起动装置100所包含的转换器控制部13的结构的功能框图。
参照图18，本实施方式4涉及的转换器控制部13与图6所示的比较例涉及的转换器控制部13A相比，不同点在于取代电流控制部15A而包括电流控制部15。由于图18的其他部分的构成与图6相同，所以不重复详细的说明。
电流控制部15通过对电流指令值Id＊与直流电流Id#的偏差ΔId进行控制运算(PI运算)来生成电压指令值VDC1＊。电流控制部15包括减法器151、比例器152、积分器153、加法器154、增益乘法器155、160、乘法器159、以及加法器161。电流控制部15与图6所示的电流控制部15A相比，不同点在于被附加了乘法器159、增益乘法器160以及加法器161。
乘法器159对由速度控制部14生成的电流指令值Id＊乘以转换器1的输入侧的电路(交流电源30以及变压器TR)所包含的换流电感L。增益乘法器160对电流指令值Id＊与换流电感L的相乘值乘以增益K3。对电流指令值Id＊与换流电感L的相乘值乘以增益K3而得到的值(K3·Id＊×L)相当于因换流电感L引起的电压下降量。
加法器161通过将由增益乘法器155计算出的直流电压VDC2的推断值与由增益乘法器160计算出的因换流电感L引起的电压下降量相加，来修正直流电压VDC2的推断值。加法器161将修正后的直流电压VDC2的推断值输出至积分器153。积分器153在休止时间Δt之后将被修正后的直流电压VDC2的推断值预设为积分项。
图19是用于对本实施方式涉及的转换器控制部13的断续换流模式时的转换器1的控制进行说明的时间图。在图19中，表示了三相交流电压VU、VV、VW、换流指令CM、逆变器2的输入端子2a、2b间显现的直流电压VDC2、转换器1的输出端子1a、1b间显现的直流电压VDC1、电流控制部15中的积分项以及直流电抗器3中流动的直流电流Id。
如图19所示，积分器153中的积分项在产生了换流指令CM的时刻被复位为零之后，在休止时间Δt之后被预设。此时，直流电压VDC2的推断值与因转换器1的输入侧的换流电感引起的电压下降量的相加值被使用为积分项的预设值。
由于成为预设值的直流电压VDC2的推断值包含因换流电感引起的电压下降量，所以在休止时间Δt之后，对作为积分项与比例项之和的电压指令值VDC1＊也加上因换流电感引起的电压下降量。其结果是，休止时间Δt之后在转换器1的输出端子间显现的直流电压VDC1由于因换流电感引起的电压降被抵消，所以变得急剧地增加。通过直流电压VDC1急剧地增加，能够使直流电抗器3中流动的直流电流Id从零急剧地增加至相当于电流指令值Id＊。
综上所述，根据本实施方式4涉及的转换器控制部13，由于使用对基于同步机20的旋转速度而推断出的直流电压VDC2加上了因转换器1的输入侧的换流电感引起的电压下降量而得到的值作为休止时间Δt之后的PI运算中的积分项的预设值，所以能够防止如仅使用直流电压VDC2的推断值作为预设值的比较例那样在休止时间Δt之后直流电流Id的上升变缓的情况。由此，由于在休止时间Δt之后能够使直流电流Id高速追随电流指令值Id＊，所以能够改善断续换流模式中的同步机20的速度控制的稳定性。
本次公开的实施方式全部的点都是例示的点而不应该认为是限制性的内容。本发明的范围由技术方案表示而非由上述的说明表示，意图包含与技术方案等同的意思以及范围内的全部变更。
附图标记说明
1…转换器，1a…正侧输出端子，1b…负侧输出端子，1c、1d、1e…输入端子，2…逆变器，2a…正侧输入端子，2b…负侧输入端子，2c、2d、2e…输出端子，3…直流电抗器，4、5…变流器，6…电压检测器，7…位置检测器，9…电流检测器，10…逆变器控制部，11、16…控制角运算部，12、17…选通脉冲产生器，13、13A…转换器控制部，14…速度控制部，15、15A…电流控制部，18…断续控制部，19…电压检测器，20…同步机，22…励磁绕组，30…交流电源，31～36…AND门电路，41～46…单触发脉冲产生器，51～56…开关，61、63、66…减法器，62、64、65…加法器，91…整流器，67、92、155、157、160、162…增益乘法器，100…晶闸管起动装置，151…减法器，152…比例器，153…积分器，154、161…加法器，156…取样保持电路，158…取样电路，159…乘法器，ATU、ATV、ATW…电枢绕组，U、V、W、X、Y、Z、RP、SP、TP、RN、SN、TN…晶闸管，TR…变压器，CM…换流指令。

Claims (11)

1.一种晶闸管起动装置，使同步机起动，其特征在于，所述晶闸管起动装置具备：
转换器，将交流电力转换为直流电力；
直流电抗器，对所述直流电力进行平滑化；
逆变器，将从所述转换器经由所述直流电抗器被赋予的直流电力转换为可变频率的交流电力并向所述同步机供给；
位置检测器，检测所述同步机的转子位置；
第一控制部，基于所述位置检测器的检测信号来控制所述逆变器中的晶闸管的触发相位；以及
第二控制部，基于所述位置检测器的检测信号来控制所述转换器中的晶闸管的触发相位，以使所述直流电抗器中流动的直流电流与电流指令值一致，
所述晶闸管起动装置构成为，依次执行通过使所述直流电流断续为零来进行所述逆变器的换流的第一模式、和利用所述同步机的感应电压进行所述逆变器的换流的第二模式，由此使所述同步机从停止状态加速至规定的旋转速度，
所述第二控制部包括：
电流控制部，至少包括对所述直流电流相对于所述电流指令值的偏差进行积分的积分要素，通过对所述偏差进行控制运算来生成所述转换器的输出电压的电压指令值；和
控制角运算部，基于所述电压指令值来计算所述转换器中的晶闸管的相位控制角，
在所述第一模式中，所述控制角运算部构成为通过与所述逆变器的换流指令同时缩减所述相位控制角，从而在规定的休止时间的期间使所述直流电流为零，
在所述第一模式中，当在所述休止时间之后立即再次开始控制运算时，所述电流控制部使用在所述休止时间之前的控制运算中计算出的控制量作为所述休止时间之后的所述积分要素的预设值。
2.根据权利要求1所述的晶闸管起动装置，其特征在于，
在所述第一模式中，所述电流控制部使用所述休止时间之前的所述积分要素的输出作为所述休止时间之后的所述积分要素的预设值。
3.根据权利要求1所述的晶闸管起动装置，其特征在于，
在所述第一模式中，所述电流控制部使用在所述休止时间之前生成的所述电压指令值作为所述休止时间之后的所述积分要素的预设值。
4.一种晶闸管起动装置，使同步机起动，其特征在于，所述晶闸管起动装置具备：
转换器，将交流电力转换为直流电力；
直流电抗器，对所述直流电力进行平滑化；
逆变器，将从所述转换器经由所述直流电抗器被赋予的直流电力转换为可变频率的交流电力并向所述同步机供给；
位置检测器，检测所述同步机的转子位置；
电压检测器，检测被输入至所述逆变器的直流电压；
第一控制部，基于所述位置检测器的检测信号来控制所述逆变器中的晶闸管的触发相位；以及
第二控制部，基于所述位置检测器的检测信号来控制所述转换器中的晶闸管的触发相位，以使所述直流电抗器中流动的直流电流与电流指令值一致，
所述晶闸管起动装置构成为，依次执行通过使所述直流电流断续为零来进行所述逆变器的换流的第一模式、和利用所述同步机的感应电压进行所述逆变器的换流的第二模式，由此使所述同步机从停止状态加速至规定的旋转速度，
所述第二控制部包括：
电流控制部，至少包括对所述直流电流相对于所述电流指令值的偏差进行积分的积分要素，通过对所述偏差进行控制运算来生成所述转换器的输出电压的电压指令值；和
控制角运算部，基于所述电压指令值来计算所述转换器中的晶闸管的相位控制角，
在所述第一模式中，所述控制角运算部构成为通过与所述逆变器的换流指令同时缩减所述相位控制角，从而在规定的休止时间的期间使所述直流电流为零，
在所述第一模式中，当在所述休止时间之后立即再次开始控制运算时，所述电流控制部使用在所述休止时间之前由所述电压检测器检测出的直流电压作为所述休止时间之后的所述积分要素的预设值。
5.根据权利要求4所述的晶闸管起动装置，其特征在于，
所述第二控制部包括取样保持电路，该取样保持电路构成为在产生了所述逆变器的换流指令的时机获取所述电压检测器的检测信号并进行保持，
所述电流控制部使用由所述取样保持电路保持所述检测信号作为所述休止时间之后的所述积分要素的预设值。
6.一种晶闸管起动装置，使同步机起动，其特征在于，所述晶闸管起动装置具备：
转换器，将交流电力转换为直流电力；
直流电抗器，对所述直流电力进行平滑化；
逆变器，将从所述转换器经由所述直流电抗器被赋予的直流电力转换为可变频率的交流电力，并向所述同步机供给；
电压检测器，检测从所述逆变器向所述同步机供给的交流电压；
第一控制部，基于所述电压检测器的检测信号来生成对所述逆变器中的晶闸管赋予的触发指令；以及
第二控制部，控制所述转换器中的晶闸管的触发相位以使所述直流电抗器中流动的直流电流与电流指令值一致，
所述晶闸管起动装置构成为，通过依次执行通过使所述直流电流断续为零来进行所述逆变器的换流的第一模式、和利用所述同步机的感应电压进行所述逆变器的换流的第二模式，由此使所述同步机从停止状态加速至规定的旋转速度，
所述第二控制部包括：
电流控制部，至少包括对所述直流电流相对于所述电流指令值的偏差进行积分的积分要素，通过对所述偏差进行控制运算来生成所述转换器的输出电压的电压指令值；和
控制角运算部，基于所述电压指令值来计算所述转换器中的晶闸管的相位控制角，
在所述第一模式中，所述控制角运算部构成为通过与所述逆变器的换流指令同时缩减所述相位控制角，从而在规定的休止时间的期间使所述直流电流为零，
在所述第一模式中，所述电流控制部基于所述电压检测器的检测信号以及所述触发指令来计算所述逆变器的输入端子间显现的直流电压，当在所述休止时间之后立即再次开始控制运算时，使用计算出的所述直流电压作为所述休止时间之后的所述积分要素的预设值。
7.根据权利要求6所述的晶闸管起动装置，其特征在于，
在所述第一模式中，所述电流控制部基于所述电压检测器的检测信号以及所述触发指令来计算在所述休止时间之后在所述逆变器的输入端子间显现的直流电压。
8.根据权利要求6或者7所述的晶闸管起动装置，其特征在于，
所述交流电压是三相交流电压，
所述电压检测器检测所述三相交流电压的至少2个线间电压。
9.一种晶闸管起动装置，使同步机起动，其特征在于，所述晶闸管起动装置具备：
转换器，将被从交流电源供给交流电力转换为直流电力；
直流电抗器，对所述直流电力进行平滑化；
逆变器，将从所述转换器经由直流电抗器被赋予的直流电力转换为可变频率的交流电力，并向所述同步机供给；
第一控制部，控制所述逆变器中的晶闸管的触发相位；以及
第二控制部，控制所述转换器中的晶闸管的触发相位，以使所述直流电抗器中流动的直流电流与电流指令值一致，
所述晶闸管起动装置构成为，依次执行通过使所述直流电流断续为零来进行所述逆变器的换流的第一模式、和利用所述同步机的感应电压进行所述逆变器的换流的第二模式，由此使所述同步机从停止状态加速至规定的旋转速度，
所述第二控制部包括：
电流控制部，至少包括对所述直流电流相对于所述电流指令值的偏差进行积分的积分要素，通过对所述偏差进行控制运算来生成所述转换器的输出电压的电压指令值；和
控制角运算部，基于所述电压指令值来计算所述转换器中的晶闸管的相位控制角，
在所述第一模式中，所述控制角运算部构成为通过与所述逆变器的换流指令同时缩减所述相位控制角，从而在规定的休止时间的期间使所述直流电流为零，
在所述第一模式中，当在所述休止时间之后立即再次开始控制运算时，所述电流控制部使用对被输入至所述逆变器的直流电压的推断值加上了因所述转换器的输入侧的换流电感引起的电压下降量而得到的值作为所述休止时间之后的所述积分要素的预设值。
10.根据权利要求9所述的晶闸管起动装置，其特征在于，
在所述第一模式中，所述电流控制部通过对所述电流指令值乘以所述换流电感来计算因所述换流电感引起的电压下降量。
11.根据权利要求9或10所述的晶闸管起动装置，其特征在于，
还具备检测所述同步机的转子位置的位置检测器，
所述第二控制部基于所述位置检测器的检测信号来运算所述同步机的旋转速度，并基于运算出的所述同步机的旋转速度来生成所述电流指令值，
所述电流控制部基于运算出的所述同步机的旋转速度来推断所述直流电压。
CN201880089380.7A 2018-02-19 2018-02-19 晶闸管起动装置 Active CN111713011B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2018/005656 WO2019159346A1 (ja) 2018-02-19 2018-02-19 サイリスタ起動装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111713011A CN111713011A (zh) 2020-09-25
CN111713011B true CN111713011B (zh) 2023-09-01

Family

ID=67619819

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201880089380.7A Active CN111713011B (zh) 2018-02-19 2018-02-19 晶闸管起动装置

Country Status (6)

Country Link
US (1) US11469692B2 (zh)
EP (1) EP3758217B1 (zh)
JP (1) JP7000467B2 (zh)
KR (1) KR102445020B1 (zh)
CN (1) CN111713011B (zh)
WO (1) WO2019159346A1 (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20240099489A (ko) * 2021-11-15 2024-06-28 가부시키가이샤 티마이크 사이리스터 기동 장치

Citations (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS54120819A (en) * 1978-03-14 1979-09-19 Toshiba Corp Controlling method of scherbius device
AU4600679A (en) * 1978-04-12 1979-10-18 Janome Sewing Machine Co. Ltd. Sewing machine drive motor control system
JPH1028391A (ja) * 1996-07-05 1998-01-27 Toshiba Corp 同期機のサイリスタ始動装置
JP2004282948A (ja) * 2003-03-18 2004-10-07 Mitsubishi Electric Corp 同期電動機の同期投入システム
JP2008172952A (ja) * 2007-01-12 2008-07-24 Toyota Motor Corp 電圧変換装置および車両
CN101432957A (zh) * 2006-04-25 2009-05-13 三菱电机株式会社 电力变换装置
JP2009232640A (ja) * 2008-03-25 2009-10-08 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 過電圧保護機能付きサイリスタの直列回路
CN101848850A (zh) * 2007-02-13 2010-09-29 奥蒂斯电梯公司 再生驱动系统的自动救生操作
CN102005949A (zh) * 2009-08-31 2011-04-06 日立空调·家用电器株式会社 变换装置、电动机驱动用模块、冷冻装置及高次谐波降低装置
JP2011239641A (ja) * 2010-05-13 2011-11-24 Mitsubishi Motors Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータ制御装置
CN102664572A (zh) * 2012-05-31 2012-09-12 哈尔滨同为电气股份有限公司 一种中高压无换向器电机的无位置传感器控制装置
CN104641543A (zh) * 2012-09-21 2015-05-20 大金工业株式会社 直接型电力变换装置的控制方法
CN106877779A (zh) * 2015-10-14 2017-06-20 株式会社日立制作所 电力变换装置
CN107112909A (zh) * 2014-12-09 2017-08-29 Abb瑞士股份有限公司 在欠电压期间控制负载换向转换器

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1175389A (ja) * 1997-08-28 1999-03-16 Aichi Electric Co Ltd ブラシレスｄｃモータのセンサレス駆動回路
JP2000166007A (ja) 1998-12-01 2000-06-16 Hitachi Ltd 電動車の制御装置
JP2000287494A (ja) 1999-03-30 2000-10-13 Fuji Electric Co Ltd 同期電動機の制御装置
JP3903787B2 (ja) 2001-12-26 2007-04-11 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 電動車両駆動制御装置、電動車両駆動制御方法及びそのプログラム
JP4763329B2 (ja) 2005-04-08 2011-08-31 三菱電機株式会社 電力変換器の制御装置
JP2008005632A (ja) 2006-06-22 2008-01-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動装置及びモータ駆動方法並びにディスク駆動装置
JP5808199B2 (ja) 2011-08-30 2015-11-10 三菱重工業株式会社 モータ制御装置及びモータ駆動システム
JP5918371B2 (ja) * 2012-08-29 2016-05-18 東芝三菱電機産業システム株式会社 サイリスタ起動装置
JP6010212B2 (ja) * 2013-02-14 2016-10-19 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置およびその制御方法
US9774284B2 (en) * 2015-02-19 2017-09-26 Rockwell Automation Technologies, Inc. Rotor position estimation apparatus and methods

Patent Citations (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS54120819A (en) * 1978-03-14 1979-09-19 Toshiba Corp Controlling method of scherbius device
AU4600679A (en) * 1978-04-12 1979-10-18 Janome Sewing Machine Co. Ltd. Sewing machine drive motor control system
JPH1028391A (ja) * 1996-07-05 1998-01-27 Toshiba Corp 同期機のサイリスタ始動装置
JP2004282948A (ja) * 2003-03-18 2004-10-07 Mitsubishi Electric Corp 同期電動機の同期投入システム
CN101432957A (zh) * 2006-04-25 2009-05-13 三菱电机株式会社 电力变换装置
JP2008172952A (ja) * 2007-01-12 2008-07-24 Toyota Motor Corp 電圧変換装置および車両
CN101848850A (zh) * 2007-02-13 2010-09-29 奥蒂斯电梯公司 再生驱动系统的自动救生操作
JP2009232640A (ja) * 2008-03-25 2009-10-08 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 過電圧保護機能付きサイリスタの直列回路
CN102005949A (zh) * 2009-08-31 2011-04-06 日立空调·家用电器株式会社 变换装置、电动机驱动用模块、冷冻装置及高次谐波降低装置
JP2011239641A (ja) * 2010-05-13 2011-11-24 Mitsubishi Motors Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータ制御装置
CN102664572A (zh) * 2012-05-31 2012-09-12 哈尔滨同为电气股份有限公司 一种中高压无换向器电机的无位置传感器控制装置
CN104641543A (zh) * 2012-09-21 2015-05-20 大金工业株式会社 直接型电力变换装置的控制方法
CN107112909A (zh) * 2014-12-09 2017-08-29 Abb瑞士股份有限公司 在欠电压期间控制负载换向转换器
CN106877779A (zh) * 2015-10-14 2017-06-20 株式会社日立制作所 电力变换装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
大型同步电动机的静止变频起动装置;徐立娟等;《电气开关》;20040415(第02期);第29-31页 *

Also Published As

Publication number Publication date
EP3758217B1 (en) 2024-01-24
JP7000467B2 (ja) 2022-01-19
KR20200123200A (ko) 2020-10-28
US11469692B2 (en) 2022-10-11
KR102445020B1 (ko) 2022-09-19
EP3758217A4 (en) 2021-09-29
EP3758217A1 (en) 2020-12-30
CN111713011A (zh) 2020-09-25
US20210091693A1 (en) 2021-03-25
WO2019159346A1 (ja) 2019-08-22
JPWO2019159346A1 (ja) 2020-12-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9431933B2 (en) Inverter apparatus
JP2003134898A (ja) 同期発電機のセンサレス制御装置と制御方法
CN109874397B (zh) 电力转换器的控制装置
JP2008109846A (ja) インバータ装置
EP2958223A1 (en) Power-conversion device and method for controlling same
CN111713011B (zh) 晶闸管起动装置
JP3773794B2 (ja) 電力変換装置
CN110771028B (zh) 晶闸管起动装置
WO2016035434A1 (ja) モータ駆動装置
WO2019082441A1 (ja) 電力変換装置およびその制御方法
JP6044854B2 (ja) 電動工具
CN112292811B (zh) 晶闸管起动装置
EP4436033A1 (en) Thyristor starting device
US11211882B2 (en) Thyristor starter
US10951144B2 (en) Thyristor starter
JP4733948B2 (ja) インバータ駆動ブロワ制御装置
JPH11299244A (ja) 電力変換装置
JP3158155B2 (ja) 誘導電動機制御装置
CN101471622B (zh) 换流器的控制装置
JPH10225013A (ja) 無停電電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant