JPH1175389A

JPH1175389A - ブラシレスｄｃモータのセンサレス駆動回路

Info

Publication number: JPH1175389A
Application number: JP9249426A
Authority: JP
Inventors: Ryoichi Tsuchimoto; 僚一土本
Original assignee: Aichi Electric Co Ltd
Current assignee: Aichi Electric Co Ltd
Priority date: 1997-08-28
Filing date: 1997-08-28
Publication date: 1999-03-16

Abstract

(57)【要約】【課題】低速高負荷時で負荷急変及び電源電圧の急変
時においても、ブラシレスＤＣモータを安定して駆動す
ることができるブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動
回路を提供することにある。【解決手段】転流指令５６は、発生後第１及び第２の
電流増加域４１，４２の中間域でハイからロウ信号へ切
り替わる。この切替によりアナログスイッチＡＳ１がオ
フされるが、オフ直前の電流検出回路４の電圧値（瞬時
出力）がサンプリング回路５に保持され、増幅回路６に
より略１．６倍に増幅され、優先回路９を介して目標値
制御回路８へ出力される。目標値制御回路８は転流指令
毎に所定時間転流目標電圧を転流目標波頭値４３以上に
保持するため、転流指令５６は禁止される。目標値制御
回路８から出力される転流目標電圧は転流指令回路１０
に出力される。転流指令回路１０は、電流検出回路４か
ら出力される電圧値がサンプリング回路５の出力電圧値
の所定倍となると、ワンショットのパルスを計数回路１
３へ出力し分配回路１４及びインバータ回路３によって
ブラシレスＤＣモータ５１の転流を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、永久磁石界磁形の
ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路に関し、特
に、界磁の磁極センサを用いることなくブラシレスＤＣ
モータを駆動することができるブラシレスＤＣモータの
センサレス駆動回路の改良に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種のブラシレスＤＣモータの
センサレス駆動回路は、回転駆動中のモータの電機子巻
線に生じる速度起電力と界磁の位置の相関関係に着目し
て、該速度起電力によりモータの転流タイミングを決定
していた。また、モータの始動時においては、同期モー
タあるいはステッピングモータとして予め設定された周
波数と電圧とで強制転流し、界磁位置検出に充分な速度
起電力が発生する回転域まで負荷とのバランスを保ちな
がら徐々に加速するようにしていた。

【０００３】しかしながら、前記センサレス駆動回路に
おいてはモータ始動後の加速時間が必然的に長くなり、
しかも、低回転高トルクでの始動や運転が困難であっ
た。即ち、速度トルク特性の不安定さ故に急速な加速制
御が困難であるので、強制転流モードと、推定した位置
情報のフィードバックによる同期インバータ運転モード
との２モードを有し、モータを含む動力系イナーシャや
負荷トルクとのバランスを維持しながら緩やかに加速せ
ざるを得なかった。また、転流タイミングは速度起電力
によって決定されるが、この速度起電力はモータの電機
子巻線電圧を利用して検出せざるを得ず、高負荷トルク
時には、通電切り替えに伴う電機子電流の還流作用によ
る転流スパイク電圧が増大するので、検出できる速度起
電力情報に大きな誤差が生じてしまう。その結果、界磁
磁極位置の推定に大きなズレが生じて適切な転流タイミ
ングを決定することができなかった。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】そこで、本願出願人
は、特開平９−３７５８６号公報に記載するブラシレス
ＤＣモータのセンサレス駆動回路を開発した。かかるブ
ラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路は、図４
（ａ）に示すようなモータ各相の電機子電流波形に見ら
れる４つの波形ブロックの各ブロックに共通する波形的
特徴に着目して、各相の通電領域の各ブロックにあらわ
れる２つの顕著な電流増加領域４１、４２のうち、第２
の電流増加領域４２を検出し、これを転流時期の到来
（転流タイミング）と決定して転流制御を行うものであ
る。この第２の電流増加領域４２の検出は、モータの電
機子電流が、その電機子電流の平均値の所定倍（例えば
１．２倍）となったことを目安として検出するようにし
ている（以下、「平均値方式」と称す）。

【０００５】しかしながら、かかるモータ駆動回路にお
いても、電機子電流の平均化処理に所定時間を要してい
たので、前記平均値方式は搬送機器やエアコンの室外フ
ァン等のように負荷トルクが外乱により急変するモータ
には使用できないという問題点があった。即ち、電機子
電流の平均値は負荷トルクの急変に対応して急変するこ
とができない。この結果、前記急変時には第２の電流増
加領域４２を誤って検出してしまうので適切な転流動作
を行うことができず、ブラシレスＤＣモータを振動さ
せ、同期脱出させて停止させる等して、安定した状態で
駆動することができないという問題点があった。

【０００６】そこで、本願出願人は、前記問題点を解決
するために、特願平９−５９１４号（未公知）に記載す
るブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路を提案し
た。

【０００７】前記のようにブラシレスＤＣモータが回転
すると、モータの界磁と電機子巻線との位置関係が変化
し、この変化にともなって該電機子巻線に流れる電流値
も変化する。かかる電機子電流の変化に着目して転流タ
イミングを決定することにより、ブラシレスＤＣモータ
のセンサレス駆動を可能にしている。具体的には、ブラ
シレスＤＣモータの駆動中に電機子巻線に通電を行う
と、その電機子巻線に流れる電流値は図４（ｂ）の４
１、４２に示す如く２度にわたって顕著な増加を見せ
る。前記平均値方式と同様に、この２度目の顕著な電流
増加領域４２を検出してして転流タイミングを決定する
のである。即ち、ブラシレスＤＣモータの電機子巻線に
流れる電流の瞬時出力をサンプリング回路によって抽出
し、電機子巻線に流れる電流がサンプリング回路の抽出
値の所定倍となった場合には、電機子巻線に流れる電流
の２度目の顕著な電流増加領域４２の到来と判断し、転
流制御を行うものである（以下、「サンプル方式」と称
す）。

【０００８】しかしながら、前記サンプル方式において
も特に低回転域高負荷トルク領域においては、第１の電
流増加領域の飽和電流値と第２の電流増加領域の転流目
標電流値との差が小さくなるために、急激な回転数変動
による速度起電力の急激な増減や電源電圧の変動等によ
る電機子電流の変化、更に、ノイズ等の外乱により第１
の電流増加領域を第２の電流増加領域と誤って検出して
しまうことがあり、このような場合には適切な転流動作
を行えず、ブラシレスＤＣモータを振動させてしまった
り、同期脱出して停止させてしまう等して、安定なブラ
シレスＤＣモータの駆動が行えないという問題があっ
た。

【０００９】本発明は、前記問題点を解決するためにな
されたもので、低速回転時においてもブラシレスＤＣモ
ータを安定して駆動することができるようにしたブラシ
レスＤＣモータのセンサレス駆動回路を提供することを
目的としている。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記目的を達
成するために請求項１記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路は、ブラシレスＤＣモータの複数相の
電機子巻線に直流電圧を順次通電するための複数のスイ
ッチング素子を有するインバータ回路と、そのインバー
タ回路の複数のスイッチング素子をオン・オフさせて転
流を行い、前記ブラシレスＤＣモータを回転させる通電
制御回路とを備え、更に、前記ブラシレスＤＣモータの
電機子巻線に流れる電流を電圧に変換して検出する電流
検出回路と、この電流検出回路の瞬時出力を抽出するサ
ンプリング回路と、そのサンプリング回路の出力値を所
定倍する目標値制御回路と、前記電流検出回路の出力が
前記サンプリング回路の抽出値の所定倍となったとき、
前記通電制御回路に転流指令を出力する転流指令回路と
を備えている。

【００１１】ブラシレスＤＣモータが回転すると、モー
タの界磁と通電中の電機子との位置関係が変化し、この
変化にともなって電機子巻線に流れる電流値も変化す
る。請求項１記載のブラシレスＤＣモータのセンサレス
駆動回路は、前記電機子巻線に流れる電流の変化に着目
して転流タイミングを決定することにより、ブラシレス
ＤＣモータのセンサレス駆動を可能とした。

【００１２】具体的には、ブラシレスＤＣモータの駆動
中に電機子巻線に通電を行うと、その電機子巻線に流れ
る電流値は２度にわたって顕著な増加を見せる。よっ
て、この２度目の顕著な電流増加領域を検出して転流タ
イミングを決定するのであるが、その際、サンプリング
回路で検出された電機子電流値を所定のタイミングで増
幅、又は低減することにより、第１の電流増加領域を第
２の電流増加領域と誤って判断することなく安定した転
流タイミングを決定するのである。

【００１３】即ち、請求項１記載のブラシレスＤＣモー
タのセンサレス駆動回路においては、電流検出回路によ
りブラシレスＤＣモータの電機子巻線に流れる電流が電
圧に変換されて検出され、サンプリング回路と転流指令
回路とへそれぞれ出力される。サンプリング回路では、
かかる電流検出回路の瞬時出力が抽出され、その出力値
が目標値制御回路を介して転流指令回路へ出力される。
なお、目標値制御回路では前記サンプリング回路で抽出
された電機子電流の瞬時値を、転流後の所定時間後毎に
所定倍に低減する。

【００１４】一方、電流検出回路の出力はローパスフィ
ルタ回路へと出力される。目標値制御回路に出力される
サンプリング回路の出力値とローパスフィルタ回路の出
力値とは、転流指令回路で比較される。比較の結果、電
流検出回路の出力値がサンプリング回路の出力値の所定
倍となった場合には、モータの電機子巻線に流れる電流
の２度目の顕著な電流増加領域の到来と判断し、転流指
令回路から通電制御回路へ転流指令が出力される。この
転流指令に基づいて、通電制御回路によりインバータ回
路のスイッチング素子がオン又はオフされ、ブラシレス
ＤＣモータへの転流が行われてブラシレスＤＣモータが
いわゆるセンサレスで駆動する。

【００１５】請求項２記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路は、請求項１記載のブラシレスＤＣモ
ータのセンサレス駆動回路において、前記サンプリング
回路による前記電流検出回路の瞬時出力の抽出は、前記
通電制御回路による転流動作毎に行われるものである。

【００１６】請求項３記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路は、請求項１又は２に記載のブラシレ
スＤＣモータのセンサレス駆動回路において、前記サン
プリング回路による前記電流検出回路の瞬時出力の抽出
は、前記通電制御回路による転流動作後の所定時間後毎
であって第２の電機子電流増加領域前に行われるもので
ある。

【００１７】請求項４記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路は、請求項１から３のいずれかに記載
のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路におい
て、前記目標値制御回路による前記サンプリング回路の
出力の低減は、前記サンプリング回路による電機子電流
の瞬時値の抽出後の所定時間後毎に行われるものであ
る。

【００１８】請求項５記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路は、請求項１から４のいずれかに記載
のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路におい
て、前記ブラシレスＤＣモータの始動時に、そのブラシ
レスＤＣモータの始動トルクを発生させるために充分な
値から時間の経過とともに低減する転流目標電圧を前記
転流指令回路へ出力する始動補償回路を備え、前記転流
指令回路は、前記ローパスフィルタ回路の出力が前記始
動補償回路の出力以上となった場合に前記通電制御回路
へ転流指令を出力するものである。

【００１９】請求項６記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路は、請求項１から５のいずれかに記載
のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路におい
て、前記サンプリング回路から前記転流指令回路へ出力
される出力と、前記始動補償回路から前記転流指令回路
へ出力される出力とのうち、大きい方の出力を転流目標
電圧として前記転流指令回路へ出力する優先回路を備え
ている。そして、この請求項６記載のブラシレスＤＣモ
ータのセンサレス駆動回路によれば、請求項１から５の
何れかに記載のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動
回路と同様に作用し、かつ、優先回路によってサンプリ
ング回路からの出力と始動補償回路からの出力とのう
ち、大きい方の出力が転流目標電圧として転流指令回路
へ出力される。即ち、ブラシレスＤＣモータの始動時に
は始動補償回路からの出力が、定常運転時にはサンプリ
ング回路から前記目標値制御回路を介して転流目標電圧
としての出力が、転流指令回路へ出力される。従って、
転流目標電圧はブラシレスＤＣモータの始動時と定常運
転時とで自動的に切り替えられるので、始動から定常運
転へブラシレスＤＣモータを円滑に駆動させることがで
きる。

【００２０】請求項７記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路は、請求項１から６のいずれか記載の
ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路において、
前記電流検出回路と前記転流指令回路との間に、高周波
を除去するローパスフィルタ回路を備えており、この請
求項７記載のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回
路は、請求項１から６のいずれかに記載のブラシレスＤ
Ｃモータのセンサレス駆動回路と同様に作用し、かつ、
前記通電制御回路がパルス幅制御される場合であって
も、前記電流検出回路の出力に含まれる高調波成分を除
去し、転流指令回路の動作を安定させることにより安定
したブラシレスＤＣモータの駆動を実現することができ
る。

【００２１】請求項８記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路は、請求項１から７のいずれかに記載
のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路におい
て、前記転流指令回路による転流指令毎にその転流指令
回路へ出力される前記ローパスフィルタ回路の出力をゼ
ロリセットするゼロリセット回路を備えている。そし
て、この請求項８記載のブラシレスＤＣモータのセンサ
レス駆動回路によれば、請求項１から７のいずれかに記
載のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路と同様
に作用し、かつ、ローパスフィルタ回路の出力が前記目
標値制御回路から出力されるサンプリング回路（又は、
始動補償回路、優先回路）の出力より大となると、転流
指令回路から転流指令が出力される。かかる転流指令が
ゼロリセット回路に入力されると、そのゼロリセット回
路によってローパスフィルタ回路の出力が擬制ゼロリセ
ットされる。よって、転流指令毎にローパスフィルタ回
路の出力がサンプリング回路（又は、始動補償回路、優
先回路）の出力より確実に小とされ、転流指令が確実に
リセットされる。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の好ましい実施例に
ついて、添付図面を参照して説明する。なお、本実施例
におけるブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路の
動作原理については、特開平９−３７５８６号公報に記
載されているので、その説明は省略する。

【００２３】図１は、本実施例のブラシレスＤＣモータ
のセンサレス駆動回路１の回路図である。このモータ駆
動回路１は、室内ファン用の小型ＰＭブラシレスＤＣモ
ータの他、負荷トルクの急変し得る搬送装置や突風等に
よる外乱を受けるエアコンの室外ファン等に用いられる
ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路として使用
される。

【００２４】駆動対象のブラシレスＤＣモータ５１は、
永久磁石の界磁を回転子とし、３相の電機子巻線を固定
子とした、表面磁石形のブラシレスＤＣモータである。
なお、界磁を固定子に電機子巻線を回転子にしたスリッ
プリング付きモータや、埋め込み磁石形のブラシレスＤ
Ｃモータにこのモータ駆動回路を用いることも可能であ
る。

【００２５】モータ駆動回路１は、補助電源回路２と、
インバータ回路３と、電流検出回路４と、サンプリング
回路５と、増幅回路６と、始動補償回路７と、目標値制
御回路８と、優先回路９と、ローパスフィルタ回路１１
と、転流指令回路１０と、ゼロリセット回路１２と、計
数回路１３と、分配回路１４とを備えている。

【００２６】補助電源回路２は、３０ボルトの直流電源
５０から安定した１０ボルト電圧を生成し出力する回路
である。補助電源回路２で生成された１０ボルト電圧
は、始動補償回路７や転流指令回路１０など各回路の駆
動電圧として、各回路へ供給される。

【００２７】インバータ回路３は、ブラシレスＤＣモー
タ５１の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電機子巻線に、３
０ボルトの直流電圧を順次通電切替するための回路であ
る。インバータ回路３の直流電源５０のプラス側入力端
Ｐには３つのＰ−ＭＯＳ電界効果トランジスタＱｕ，Ｑ
ｖ，Ｑｗのソース端子が接続され、直流電源５０のグラ
ンド側入力端Ｎには、３つのＮ−ＭＯＳ電界効果トラン
ジスタＱｘ，Ｑｙ，Ｑｚのソース端子が接続されて、こ
れらにより３相の電機子巻線に対応した３つのアームが
形成されている。各電界効果トランジスタＱｕ〜Ｑｚ
は、１ｋΩの抵抗Ｒｕ１〜Ｒｚ１を介してゲートと分配
回路１４の各出力とがそれぞれ接続されており、分配回
路１４の出力に応じてオン・オフされるように構成され
ている。また、各電界効果トランジスタＱｕ〜Ｑｚのゲ
ート・ソース間には、保護及びゲート電圧のフローティ
ング防止用の１０ｋΩの抵抗Ｒｕ２〜Ｒｚ２がそれぞれ
接続されている。更に、各電界効果トランジスタＱｕ〜
Ｑｚのソース・ドレイン間には、各電界効果トランジス
タＱｕ〜Ｑｚのオン・オフ時に、ブラシレスＤＣモータ
５１の電機子巻線に生じる逆起電力作用に起因する電流
を還流させるためのフリーホイールダイオードＤｕ〜Ｄ
ｚが、それぞれ逆並列に接続されている。

【００２８】電流検出回路４は、ブラシレスＤＣモータ
５１の電機子巻線に流れる電流を電圧に変換して、サン
プリング回路５及びローパスフィルタ回路１１に出力す
るための回路である。この電流検出回路４は、直流電源
５０のグランド側入力端Ｎとインバータ回路３との間に
挿入された１Ωのシャント抵抗Ｒｓから構成されてい
る。ブラシレスＤＣモータ５１の３相の電機子電流は、
フリーホイールダイオードＤｕ〜Ｄｚへの還流電流を除
いて、全てこのシャント抵抗Ｒｓにより電圧に変換され
る。なお、図５（ａ）には、ブラシレスＤＣモータ５１
の通常運転時における電流検出回路４の出力電圧波形が
図示される。

【００２９】サンプリング回路５は、電流検出回路４の
瞬時出力を抽出してその瞬時出力を増幅回路６へ出力す
るための回路である。このサンプリング回路５は、アナ
ログスイッチＡＳ１と、コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ３と
をそなえている。アナログスイッチＡＳ１の一方のチャ
ネル端子は、電流検出回路４の出力端に接続され、他方
のチャネル端子は、共に一端が回路接地された０．１μ
ＦのコンデンサＣ１及び２ＭΩの抵抗Ｒ３に接続されて
いる。アナログスイッチＡＳ１のゲートは、後述する転
流指令回路１０の出力端に接続されており、転流指令回
路１０からハイ信号の転流指令が出力されている間、ア
ナログスイッチＡＳ１がオンされる。

【００３０】コンデンサＣ１は、アナログスイッチＡＳ
１のオン中に電流検出回路４の出力端と接続され、同一
電圧値に充電されて、電流検出回路４の出力電圧値を記
憶する。このコンデンサＣ１の非接地端子は、アナログ
スイッチＡＳ１及び抵抗Ｒ３の他には、増幅器６のオペ
アンプＯＰの非反転入力端が接続されるだけであり、し
かも、抵抗Ｒ３の抵抗値は非常に大きいので（２Ｍ
Ω）、コンデンサＣ１の電圧値はアナログスイッチＡＳ
１のオフ後も所定時間保持される。よって、コンデンサ
Ｃ１には，アナログスイッチＡＳ１のオフ直前における
電流検出回路４の出力電圧値（瞬時出力）が記憶される
のである。

【００３１】なお、転流指令は後述するローパスフィル
タ回路１１の出力値が、増幅回路６により増幅されたサ
ンプリング回路５の出力電圧値よりも大きくなった場合
に、転流指令回路１０から出力される。このため何らか
の原因によって、サンプリング回路５のコンデンサＣ１
に大きな電圧値が保持されると、電流検出回路４の出力
値が増幅されたサンプリング回路５の出力電圧値より大
きくなり得ず、転流指令が発生不能となってブラシレス
ＤＣモータ５１の運転が停止してしまう。

【００３２】しかし、電流検出回路４の電圧値を記憶す
るコンデンサＣ１には抵抗Ｒ３が並列接続されているの
で、コンデンサＣ１に蓄積された電荷は、わずかずつで
はあるが抵抗Ｒ３によって徐々に放電される。その結
果、コンデンサＣ１の電圧値も徐々に低下していく。よ
って、抵抗Ｒ３をコンデンサＣ１に並列接続する事によ
り、コンデンサＣ１に大きな電圧値が保持されてしまっ
た場合にも、必ず転流指令を再発生させることができる
ので、ブラシレスＤＣモータ５１の運転を停止させるこ
とはない。

【００３３】この抵抗Ｒ３の抵抗値は、コンデンサＣ１
の容量と、始動時におけるインバータ回路３の転流周波
数の下限値との関係で決定される。即ち、始動時におけ
る転流周波数の下限値を１Ｈｚ前後とする場合は、その
６倍の６Ｈｚの周期より若干大きめの時定数を設定し、
略０．２秒前後の範囲となるように、抵抗Ｒ３の抵抗値
とコンデンサＣ１の容量とが決定される。本実施例で
は、コンデンサＣ１の容量は０．１μＦであるので、抵
抗Ｒ３の抵抗値は２ＭΩとされている。

【００３４】なお、増幅回路６のオペアンプＯＰの品種
によっては、非反転入力端からグランドへ漏れ電流（入
力バイアス電流）が流れることがある。かかる場合に
は、その漏れ電流により、コンデンサＣ１の電圧値が上
昇してしまうので、即ち、保持された電流検出回路４の
出力電圧値である転流目標電圧値が上昇方向に変化して
しまうので、正常な転流動作を行わせることができな
い。しかし、抵抗Ｒ３をコンデンサＣ１に並列接続する
ことにより、かかる漏れ電流を抵抗Ｒ３に流すことがで
きるので、コンデンサＣ１の電圧値の上昇を防ぐことが
でき、かつコンデンサＣ１の電圧値は必ず低下する方向
に作用するので、コンデンサＣ１に電流検出回路４の電
圧値に基づいた抽出電圧を維持させることができる。

【００３５】増幅回路６は、サンプリング回路５によっ
て抽出された出力電圧値を増幅して優先回路９へ出力す
る回路であり、オペアンプＯＰと２つの抵抗Ｒ４，Ｒ５
とにより構成された非反転増幅器と、その非反転増幅器
の出力を１倍以下に低減する１００ｋΩの可変抵抗器Ｖ
Ｒ１とを備えており、可変抵抗器ＶＲ１の摺動子端から
定常運転時の転流目標電圧の最大値を出力する。非反転
増幅器のオペアンプＯＰは、その非反転入力端にサンプ
リング回路５の出力端であるコンデンサＣ１が接続さ
れ、オペアンプＯＰの出力端には抵抗Ｒ４及び一端が回
路接地された可変抵抗器ＶＲ１が接続されている。抵抗
Ｒ４の他端はオペアンプＯＰの反転入力端と抵抗Ｒ５の
一端とに接続され、抵抗Ｒ５の他端は回路接地されてい
る。

【００３６】前記非反転増幅器の２つの抵抗Ｒ４，Ｒ５
の抵抗値は、いずれも同一値の１００ｋΩである。よっ
て、サンプリング回路５の出力はこの非反転増幅器によ
り２倍に増幅される。２倍に増幅されたサンプリング回
路５の出力は、可変抵抗器ＶＲ１へ出力され、可変抵抗
器ＶＲ１により１倍以下に低減されて優先回路９へ出力
される。

【００３７】本実施例では、非反転増幅器により２倍に
増幅されたサンプリング回路５の出力は、可変抵抗器Ｖ
Ｒ１によって略０．８倍に低減されるので、増幅回路６
全体としてサンプリング回路５の出力は、１．６倍され
る。なお、当然のことながら可変抵抗器ＶＲ１の摺動子
位置を調整することにより、非反転増幅器全体の増幅率
も変更できるので、使用状況に合わせてその増幅率を変
化させることができる。即ち、ブラシレスＤＣモータ５
１の運転状態に合わせて、前記転流目標電圧の最大値を
チューニングすることができるのである。この転流目標
電圧の最大値は、低速回転時の最大負荷運転時の第１の
電流増加領域後に現れる飽和電流値（図４（ｂ）に示す
第１の波頭値４３）以上になるように決定される。

【００３８】始動補償回路７は、ブラシレスＤＣモータ
５１の始動時に、ブラシレスＤＣモータ５１が充分な始
動トルクを発生できるようにするため、増幅されたサン
プリング回路５の出力に代わって転流目標電圧を優先回
路９へ出力するための回路である。始動補償回路７は、
５０ｋΩの可変抵抗器ＶＲ２を備えており、その可変抵
抗器ＶＲ２の一端は、補助電源回路２の１０ボルト出力
と、ダイオードＤ１のカソードとに接続されている。ま
た可変抵抗器ＶＲ２の他端は、ダイオードＤ１のアノー
ドに接続されるとともに、コンデンサＣ２の一端に接続
されている。コンデンサＣ２の他端は、一端が回路接地
された１００ｋΩの抵抗Ｒ６と、アノード接地されたダ
イオードＤ２のカソードとに接続されるとともに、始動
補償回路７の出力端として優先回路９のダイオードＤ３
のアノードに接続されている。

【００３９】この始動補償回路７は、コンデンサＣ２、
可変抵抗器ＶＲ２及び抵抗Ｒ６の直列回路よりなる微分
回路である。よって、直流電源５０が印加されると（図
２（ａ））、始動補償回路７から優先回路９へ出力され
る電圧、即ち抵抗Ｒ６の非接地端の電圧は、可変抵抗器
ＶＲ２の電圧降下分を差し引いた１０ボルト弱の電圧値
から時間の経過とともに低減する電圧２１となり（図２
（ｂ）参照）、かつ、その開始電圧値は可変抵抗器ＶＲ
２により可変設定する事ができる。

【００４０】このように、始動補償回路７の駆動電圧を
電流検出回路４の検出電圧より高く、かつ、安定した電
圧とすることにより、ブラシレスＤＣモータ５１始動時
の転流目標電圧を確実に高く自由に設定することができ
るので、ブラシレスＤＣモータ５１の始動時に始動トル
クを発生させるために充分な電機子電流をブラシレスＤ
Ｃモータ５１へ流すことができる。

【００４１】なお、可変抵抗器ＶＲ２及び抵抗Ｒ６には
ダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続されているので、
直流電源５０のオフ時にコンデンサＣ２に蓄積された電
荷を急速に放電させることができる。よって、直流電源
５０のオフ毎にコンデンサＣ２の放電は確実に行われる
ので、ブラシレスＤＣモータ５１の始動開始毎に始動補
償回路７を正常に機能させることができる。

【００４２】目標値制御回路８は、インバータ回路３の
通電切替後の所定時間後毎にサンプリング回路５によっ
て抽出された転流目標電圧を１倍以下の所定倍率に低減
し、転流指令回路１０へ目標値を出力するための回路で
あり、単安定マルチバイブレータＭＭ２と、その単安定
マルチバイブレータＭＭ２から出力されるワンショット
パルスのパルス幅を設定するための０．１μＦのコンデ
ンサＣ５及び１００ｋΩの可変抵抗器ＶＲ４とをそなえ
ており、単安定マルチバイブレータＭＭ２の入力端Ａ
は、後述する転流指令回路１０の単安定マルチバイブレ
ータＭＭ１の出力端Ｑ２に接続されており、単安定マル
チバイブレータＭＭ２の出力端Ｑ２は、アナログスイッ
チＡＳ３のゲートに接続され、アナログスイッチＡＳ３
の一方のチャネル端子は抵抗Ｒ８を介して優先回路９の
ダイオードＤ３のカソード端子に接続され、他方のチャ
ネル端子は回路接地されている。

【００４３】目標値制御回路８は、転流指令回路１０が
サンプリング回路５に電機子電流の抽出を行わせた直後
に転流指令回路１０の単安定マルチバイブレータＭＭ１
の出力端Ｑ２から出力される目標値制御指令５７（図５
（ｆ）参照）の立上がり信号によって単安定マルチバイ
ブレータＭＭ２がトリガされ、前記単安定マルチバイブ
レータＭＭ２の出力端Ｑ２から所定時間のロウレベルの
ワンショットパルスをアナログスイッチＡＳ３のゲート
へ出力し、その所定時間内はアナログスイッチＡＳ３が
オフする事により、優先回路９に接続された抵抗Ｒ８の
回路接地側を切り離す。その結果、転流指令回路１０の
コンパレータＣＰの非反転入力端子に入力される転流目
標電圧は、前記転流指令の送出による通電切替後、単安
定マルチバイブレータＭＭ２の所定時間幅のロウレベル
のワンショットパルスが出力されている期間内は、前記
転流目標電圧の最大値（図５（ｃ）の５３）に設定さ
れ、前記ロウレベルのワンショットパルスの停止期間中
は、所定倍率に低減された定常目標値（図５（ｃ）の５
４）に切替え設定される。

【００４４】従って、ロウレベルのワンショットパルス
の出力期間内は、負荷の急変や直流電圧５０の急増等に
よる図４（ｂ）の第１の電流波頭値４３が突出した場合
でも、これを転流時期の到来と誤って検出することが防
止される。

【００４５】即ち、単安定マルチバイブレータＭＭ２の
ロウレベルのワンショットパルス出力期間内に生ずる第
１の電流波頭値４３の出現によっても、本来の転流時期
の到来までは事実上転流動作が禁止される。

【００４６】優先回路９は、増幅回路６によって増幅さ
れたサンプリング回路５の出力、即ち定常運転時におけ
る転流目標電圧（図５（ｃ）の５３，５４）と、始動補
償回路７の出力、即ち、始動時おける転流目標電圧との
うち、大きい方の出力を優先して、後述する転流指令回
路１０へ出力するための回路であり、ダイオードＤ３に
より構成されており、定常運転時における転流目標電圧
は前記目標値制御回路８の動作に応じて、最大値５３と
定常目標値５４との何れかに切替え出力される。

【００４７】このダイオードＤ３は、アノードが始動補
償回路７の出力端と接続されており、カソードは転流指
令回路１０の１つの入力端であるコンパレータＣＰの反
転入力端及び前記目標値制御回路８の出力端である抵抗
Ｒ８に接続されている。従って、優先回路９により、増
幅回路６と始動補償回路７とのうち大きい方の出力が転
流指令回路１０へ転流目標電圧として出力される。な
お、図２（ｂ）に、優先回路９の出力電圧波形を図示し
ている。

【００４８】転流指令回路１０は、ブラシレスＤＣモー
タ５１の転流指令を計数回路１３、サンプリング回路
５、及びゼロリセット回路１２へ出力するとともに、目
標値制御指令５７を目標値制御回路８に出力するための
回路である。転流指令回路１０は、コンパレータＣＰ
と、単安定マルチバイブレータＭＭ１と、その単安定マ
ルチバイブレータＭＭ１から出力されるワンショットパ
ルス（転流指令）のパルス幅を設定するための０．１μ
ＦのコンデンサＣ４及び１００ｋΩの可変抵抗器ＶＲ３
とを備えている。コンパレータＣＰの反転入力端は、優
先回路９の出力端と接続され、その非反転入力端はゼロ
リセット回路１２，ローパスフィルタ回路１１を介して
電流検出回路４の出力端と接続されている。また、コン
パレータＣＰの出力端は、単安定マルチバイブレータＭ
Ｍ１の入力端Ａに接続され、単安定マルチバイブレータ
ＭＭ１の出力端Ｑは、計数回路１３の入力端ＣＫ、サン
プリング回路５及びゼロリセット回路１２のアナログス
イッチＡＳ１，ＡＳ２のゲートに接続されている。ま
た、単安定マルチバイブレータＭＭ１の出力端Ｑ２は目
標値制御回路８の単安定マルチバイブレータＭＭ２の入
力端Ａに接続されている。

【００４９】転流指令回路１０では、コンパレータＣＰ
によってローパスフィルタ回路１１の出力電圧と優先回
路９の出力電圧（目標値制御回路８の出力電圧）との大
小が比較され、ローパスフィルタ回路１１の出力電圧が
優先回路９の出力電圧より大きくなると、図５（ｄ）に
図示するように、コンパレータＣＰの出力端からハイ信
号５５が単安定マルチバイブレータＭＭ１の入力端Ａへ
出力され、ＭＭ１がトリガされる。この結果、図５
（ｅ）に図示するように、単安定マルチバイブレータＭ
Ｍ１の出力端Ｑから計数回路１３へ、ワンショットのハ
イ信号（転流指令５６）が出力される。なお、このハイ
信号は、サンプリング回路５及びゼロリセット回路１２
のアナログスイッチＡＳ１，ＡＳ２のゲートへも同時に
出力され、ハイ信号の間、両スイッチＡＳ１、ＡＳ２を
オン状態にする。また、単安定マルチバイブレータＭＭ
１の出力端Ｑ２からは、前記目標値制御回路８の単安定
マルチバイブレータＭＭ２の入力端Ａへワンショットの
ロウ信号（目標値制御指令５７）が出力され、このロウ
信号の立ち上がりで単安定マルチバイブレータＭＭ２が
トリガされる。

【００５０】ところで、サンプリング回路５にはアナロ
グスイッチＡＳ１のオフ直前における電流検出回路４の
瞬時出力が保持される。具体的には、アナログスイッチ
ＡＳ１は、ハイ信号の転流指令５６が出力されている間
オンされるので、サンプリング回路５には、転流指令５
６の立ち下がり時のタイミングで電流検出回路４の瞬時
出力が保持される。即ち、ハイ信号の転流指令５６のパ
ルス幅によって、サンプリング回路５による抽出タイミ
ングが決定されるのである。

【００５１】このため転流指令５６のパルス幅は、単安
定マルチバイブレータＭＭ１に接続されたコンデンサＣ
４及び可変抵抗器ＶＲ３によって、そのパルス終了位置
が定常回転状態で図４の第１の電流増加領域４１と第２
の電流増加領域４２との中間に位置するように設定され
る。即ち、第１及び第２の電流増加領域４１、４２以外
の領域で、サンプリング回路５による抽出が行われるよ
うに転流指令５６のパルス幅が設定されるのである。

【００５２】この理由は、第１の電流増加領域４１の電
流値は、ブラシレスＤＣモータ５１の電機子巻線への印
加電圧とモータの回転による速度起電力との差、及び電
機子インピーダンスの時定数とにより定まり、特に、電
流上昇率は電機子インピーダンスの時定数により一義的
に定まるものであって、モータの発生トルクにより定ま
る電流値及び上昇率ではないからである。また、第２の
電流増加領域４２の電流値は、ブラシレスＤＣモータ５
１の電機子巻線への印加電圧とモータの回転による速度
起電力との差、及び電機子インピーダンス中の抵抗成分
とによりおおむね定まり、モータの発生トルクに殆ど寄
与しない電流値だからである。よって、第１及び第２の
電流増加領域４１、４２の電流値を基準にしては、負荷
に応じた発生トルクを維持するための適切な転流タイミ
ングを決定することはできないのである。言い替えれ
ば、第１及び第２の電流増加領域４１、４２以外の領域
における電流値を基準にすれば、適切な転流タイミング
を決定することができるので、かかる第１及び第２の電
流増加領域４１，４２以外の領域で、サンプリング回路
５による抽出がおこなわれるように転流指令５６のパル
ス幅が決定される。

【００５３】具体的には、転流指令５６のパルスが第１
及び第２の電流増加領域４１，４２以外の領域で終了す
るように、転流指令５６の最短パルス幅はブラシレスＤ
Ｃモータ５１の電機子インピーダンスにより定まるＬＲ
時定数（τ）の３乃至１０倍以上の時間（３τ〜１０
τ）とされる。サンプリング回路５のサンプル保持動作
時において、電流検出回路４の保持時間が大略飽和傾向
を示し、終値の９５％以上となる時間的余裕を考慮した
ものである。また、転流指令５６の最長パルス幅は、ブ
ラシレスＤＣモータ５１の最高回転時における転流周期
（Ｔ）の２／３倍の時間（２／３×Ｔ秒）とされる。こ
れは、実験により、最高回転時における第２の電流増加
領域４２の幅を１／３×Ｔと設定したからである（（１
−１／３）×Ｔ＝２／３×Ｔ）。よって、モータの仕様
及び負荷条件に合わせて、単安定マルチバイブレータＭ
Ｍ１から出力される転流指令５６のパルス幅がかかる範
囲内に収まるように可変抵抗器ＶＲ３の抵抗値が調整さ
れる。

【００５４】ローパスフィルタ回路１１は、電流検出回
路４の出力に高周波ノイズ等が混入した場合でも、転流
指令回路１０のコンパレータＣＰの非反転入力端子に高
周波ノイズ等が混入して転流指令回路１０から誤った出
力（転流指令）を計数回路１３に出力しないようにする
ための回路である。特に、インバータ回路３を、パルス
幅変調した場合には電流検出回路４の出力端子に大量の
高周波成分が重畳するため、転流指令回路１０が誤った
出力を出力すると、ブラシレスＤＣモータ５１の安定動
作の妨げとなる。

【００５５】前記ローパスフィルタ回路１１は、抵抗Ｒ
７の一端が電流検出回路４の出力端に接続されて、他端
は、回路接地されたコンデンサＣ３に接続されている。
即ち、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ３とにより積分回路を構
成している。更に、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ３の接続点
は、ローパスフィルタ回路１１の出力端としてゼロリセ
ット回路１２のアナログスイッチＡＳ２の一方のチャネ
ル端子及び、転流指令回路１０のコンパレータＣＰの非
反転入力端子にそれぞれ接続されている。

【００５６】ゼロリセット回路１２は、転流指令回路１
０から出力された転流指令５６毎に、ローパスフィルタ
回路１１の出力電圧を０ボルトに擬制リセットするため
の回路であり、アナログスイッチＡＳ２により構成され
ている。このアナログスイッチＡＳ２の各チャネル端子
はローパスフィルタ回路１１のコンデンサＣ３と並列に
接続されている。

【００５７】このため、転流指令回路１０からハイ信号
の転流指令５６が出力されると、その転流指令５６の出
力によって、アナログスイッチＡＳ２がオンされて、転
流指令回路１０のコンパレータＣＰの非反転入力端が回
路接地される。即ち、０ボルトにリセットされるのであ
る。なお、ローパスフィルタ回路１１の抵抗Ｒ７の抵抗
値はシャント抵抗Ｒｓ（１Ω）に対して充分に大きな
４．７ｋΩとされているので、アナログスイッチＡＳ２
のオン時に、電流検出回路４から抵抗Ｒ７を介してグラ
ンドへ流れる電流を微小とすることができる。よって、
ゼロリセット回路１２の動作による電流検出回路４の検
出誤差を生じることなく、電流検出回路４の出力電圧を
サンプリング回路５で正確に抽出することができる。

【００５８】計数回路１３は、転流指令回路１０から出
力される転流指令５６の立ち上がり毎にカウントされる
６進カウンタＣＴ（ＴＣ４０１７とクリア回路）により
構成されている。カウンタＣＴの入力端ＣＫには、転流
指令回路１０の出力端が接続されており、カウンタＣＴ
の出力端０〜５は、分配回路１４の各オアゲートＯＲｕ
〜ＯＲｚに、出力端６〜９は、オアゲートＯＲ１，ＯＲ
２及びダイオードＤ５，Ｄ６を介してクリア端子ＣＬＲ
に接続されて、４入力ＯＲ回路を構成している。なお、
クリア端子ＣＬＲには、他端が回路接地されたノイズ防
止用のコンデンサＣ６及びプルダウン抵抗Ｒ９が接続さ
れている。カウンタＣＴの入力端ＣＫへ立ち上がり信号
が入力されると、かかる信号の入力毎に、出力端０、出
力端１、・・・、出力端５、出力端０の順に、カウンタ
ＣＴからハイ信号が出力される。

【００５９】分配回路１４は、計数回路１３からの出力
をインバータ回路３へ分配して出力するための回路であ
り、６個のオアゲートＯＲｕ〜ＯＲｚと、３個のインバ
ータＩｕ〜Ｉｗとを備えている。各インバータＩｕ〜Ｉ
ｗは、エミッタ端子を回路接地したオープンコレクタの
ＮＰＮ形デジタルトランジスタで構成され、高耐圧とさ
れている。なお、各インバータＩｕ〜Ｉｗを、デジタル
トランジスタに代えて、ソース端子を回路接地したＮ−
ＭＯＳ電界効果トランジスタで構成するようにしても良
い。また、必要に応じてフォトカプラ等を用いて構成し
ても良い。

【００６０】分配回路１４のオアゲートＯＲｕの入力端
は、カウンタＣＴの出力端０，１と接続され、その出力
端はインバータＩｕの入力端に接続されている。分配回
路１４のオアゲートＯＲｖの入力端は、カウンタＣＴの
出力端２、３と接続され、その出力端はインバータＩｖ
の入力端に接続されている。分配回路１４のオアゲート
ＯＲｗの入力端は、カウンタＣＴの出力端４，５と接続
され、その出力端はインバータＩｗの入力端に接続され
ている。分配回路１４のオアゲートＯＲｘの入力端は、
カウンタＣＴの出力端３，４と接続されている。分配回
路１４のオアゲートＯＲｙの入力端は、カウンタＣＴの
出力端５，０と接続されている。分配回路１４のオアゲ
ートＯＲｚの入力端は、カウンタＣＴの出力端１，２と
接続されている。インバータＩｕ〜Ｉｗ及びオアゲート
ＯＲｘ〜ＯＲｚの出力端は、インバータ回路３の各電界
効果トランジスタＱｕ〜Ｑｚのゲート端子に接続された
抵抗Ｒｕ１〜Ｒｚ１に接続されている。図３は、かかる
分配回路１４の入出力の関係と、その関係に対応したブ
ラシレスＤＣモータ５１の３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の
電機子巻線に流れる電流方向を示している。

【００６１】次に、上記のように構成されたブラシレス
ＤＣモータのセンサレス駆動回路１の動作を説明する。
直流電源５０から３０ボルトの直流電圧が印加される
と、補助電源回路２から各回路へ１０ボルトの安定化さ
れた電圧が供給される。補助電源回路２から１０ボルト
の駆動電圧を受けた計数回路１３は、出力端０〜５から
例えば「１０００００」の信号を分配回路１４に対して
出力する。これを受けた分配回路１４は、「ｕｖｗｘｙ
ｚ」の出力として「０１１０１０」をインバータ回路３
へ出力し、インバータ回路３は、かかる信号により電界
効果トランジスタＱｕ，Ｑｙがオンされ、ブラシレスＤ
Ｃモータ５１の電機子巻線のＵ相からＶ相へ電機子電流
が流される（図３参照）。この結果、ブラシレスＤＣモ
ータ５１の駆動が開始される。

【００６２】ブラシレスＤＣモータ５１に流された電機
子電流は、電流検出回路４のシャント抵抗Ｒｓによって
検出され、電圧に変換されて、ローパスフィルタ回路１
１、ゼロリセット回路１２を介して、転流指令回路１０
のコンパレータＣＰの非反転入力端へ出力される。

【００６３】一方、始動補償回路７は、コンデンサＣ２
と可変抵抗器ＶＲ２及び抵抗Ｒ６との直列回路よりなる
微分回路を構成しているので、１０ボルト電圧の供給に
より抵抗Ｒ６には図２（ｂ）に示すように１０ボルト弱
の電圧値から下降する微分パルス状の電圧２１が印加さ
れる。この始動補償回路７の電圧２１は優先回路９へ出
力される。優先回路９へは、始動補償回路７からの電圧
２１の他に、増幅回路６により増幅されたサンプリング
回路５の電圧も出力されるが、転流指令が未だ１度も発
せられていな状態では、サンプリング回路５のサンプル
動作は行われておらず、出力電圧は０ボルトであるの
で、優先回路９によって始動補償回路７の出力がサンプ
リング回路５の出力より優先され、転流指令回路１０の
コンパレータＣＰの反転入力端へ出力される。

【００６４】転流指令回路１０では、コンパレータＣＰ
によりローパスフィルタ回路１１とゼロリセット回路１
２を介して出力された電流検出回路４の出力電圧と、優
先回路９を介して出力された始動補償回路７の出力電圧
とが比較される。比較の結果、電流検出回路４の出力電
圧が始動補償回路７の出力電圧より大きくなるまで、転
流指令５６の出力が待機される結果、この期間内は電機
子巻線の同じ相（例えば、Ｕ相からＶ相）の通電が継続
され、ブラシレスＤＣモータ５１への始動トルクを発生
させるために充分な電機子電流が供給されて、ブラシレ
スＤＣモータ５１の界磁回転子が徐々に回転を開始す
る。

【００６５】界磁の回転にともないブラシレスＤＣモー
タ５１の電機子電流の値が変化し、この電機子電流値の
変化は、電流検出回路４のシャント抵抗Ｒｓによって検
出され、電圧に変換され、かつ、ローパスフィルタ回路
１１，ゼロリセット回路１２を経て転流指令回路１０の
コンパレータＣＰの非反転入力端へ出力される。この結
果、電流検出回路４の出力電圧が始動補償回路７の出力
電圧より大となると、転流指令回路１０のコンパレータ
ＣＰからハイ信号５５が出力され、単安定マルチバイブ
レータＭＭ１からワンショットパルスの転流指令５６が
計数回路１３へ出力される。

【００６６】転流指令５６を入力した計数回路１３のカ
ウンタ出力ＣＴは、転流指令５６のパルスの立ち上がり
に応動して出力端０から５の出力を更新し、分配回路１
４へ出力する。例えば、転流指令５６発生前の出力端０
〜５の出力が「１０００００」であれば、転流指令５６
によって「０１００００」に更新される（図３参照）。

【００６７】この結果、分配回路１４の「ｕｖｗｘｙ
ｚ」の各出力は「０１１００１」となり、インバータ回
路３のオンされていた電界効果トランジスタＱｕ，Ｑｙ
に代わって電界効果トランジスタＱｕ，Ｑｚがオンさ
れ、Ｕ相からＶ相に流されていたブラシレスＤＣモータ
５１の電機子電流がＵ相からＷ相へ転流される。

【００６８】一方、転流指令回路１０から出力されるハ
イ信号の転流指令５６は、計数回路１３のみならず、サ
ンプリング回路５及びゼロリセット回路１２へも出力さ
れ、両回路５、１２のアナログスイッチＡＳ１，ＡＳ２
をオンさせる。

【００６９】ゼロリセット回路１２のアナログスイッチ
ＡＳ２がオンされると、ローパスフィルタ回路１１の出
力電圧が０ボルトに擬制リセットされる。これによりコ
ンパレータＣＰの非反転入力端へ出力される電圧が、そ
の反転入力端へ出力される電圧より確実に低くされるの
で、転流指令回路１０のコンパレータＣＰの出力がハイ
からロウに切り替えられ、単一パルス５５を生じる。よ
って、前記単一パルス５５に応動した転流指令回路１０
の単安定マルチバイブレータＭＭ１は、可変抵抗器ＶＲ
３及びコンデンサＣ４で定まる所定時間が経過すると、
その出力をハイからロウへ確実に切り替えて次の転流指
令５６の発生待機状態へ移行する。

【００７０】一方、ハイ信号の転流指令５６により、サ
ンプリング回路５のアナログスイッチＡＳ１がオンされ
ると、電流検出回路４の出力端とコンデンサＣ１とが接
続され、電流検出回路４の出力電圧がコンデンサＣ１に
入力される。転流指令５６の発生後、可変抵抗器ＶＲ３
及びコンデンサＣ４で定まる所定時間が経過すると、転
流指令５６はハイからロウへ，目標値制御指令５７はロ
ウからハイ信号に切替る。

【００７１】前記転流指令５６がハイからロウ信号へ切
替ると、アナログスイッチＡＳ１がオフされるので、こ
のオフ直前の電流検出回路４の電圧値（瞬時出力）が、
コンデンサＣ１に保持される。また、同時に目標値制御
指令５７がロウからハイに切替わると、目標値制御回路
８の単安定マルチバイブレータＭＭ２がトリガされて可
変抵抗器ＶＲ４とコンデンサＣ５により定まる所定時間
幅のロウレベルのワンショットパルスをアナログスイッ
チＡＳ３のゲートに出力するので、前記ロウレベルのワ
ンショットパルスの出力期間中はＡＳ３もオフとなる。
従って、この保持された電流検出回路４の電圧値（瞬時
出力）は、増幅回路６により略１．６倍に増幅されて、
優先回路９へ出力される（図５（ｃ）参照）。

【００７２】始動直後及び、高負荷運転時の低速回転時
には、サンプリング回路５の電機子電流の抽出が第１の
電流増加領域４１の飽和領域以前（終値の９５％未満）
となるので、その後に出現する第１の電流波頭値４３を
誤って転流時期の到来と判断することも考えられるが、
上述のように目標値制御回路８のアナログスイッチＡＳ
３がオフ状態にあるので、優先回路９から出力される転
流目標値は本来の転流値を指示する定常目標値５４（電
流検出回路出力の１．４倍）より十分大きな転流目標電
圧の最大値５３（１．６倍）になっており、第１の電流
波頭値４３を誤って転流時期の到来と判断することなく
第２の電流増加領域４２を正確に検出し、転流指令５６
を発生する。

【００７３】具体的には、サンプリング回路５が電機子
電流の抽出を行った直後から、目標値制御回路８の単安
定マルチバイブレータＭＭ２のロウレベルのワンショッ
トパルスが出力されている期間は、サンプリング回路５
の抽出値を増幅回路６を介して直接転流指令回路１０へ
出力し、ロウパルス終了後は、さらに目標値制御回路８
により所定倍率で抽出値を低減させることにより、第１
の電流増加領域４１では定常の転流目標値（定常目標値
５４）よりも高い目標値（最大値５３）として第１の電
流波頭値を乗り越え、その後定常の転流目標値（定常目
標値５４）に切替えることにより、転流指令回路１０が
第１の電流増加領域４１や第１の電流波頭値４３を転流
時期の到来と誤認することなく、第２の電流増加領域４
２を正確に識別検出して、計数回路１３に正確な転流指
令５６を出力するので、ブラシレスＤＣモータ５１は始
動失敗や高負荷運転時の突然停止等の不具合を生ずるこ
となく安定した回転を続ける。

【００７４】なお、実際の増幅回路６の増幅度設定にあ
たっては、目標値制御回路８による電圧値の低減時の増
幅度が適正値（例えば１．４倍）になるように可変抵抗
器ＶＲ１の値を調整することができるので、増幅回路６
の増幅度は前記１．６倍に限定されるものではない。

【００７５】ところで、図２（ｂ）に示すように、始動
補償回路７の出力電圧２１は、上述のごとく、１０ボル
ト弱の電圧値から時間の経過とともに負の勾配を有して
低減する。一方、サンプリング回路５の出力は、電流検
出回路４によって検出された電機子電流の瞬時値である
ので、ブラシレスＤＣモータ５１の始動後徐々に上昇し
ていく。このため増幅されたサンプリング回路５の出力
電圧２２は、電機子電流の通電開始後、時間の経過とと
もに徐々に離散的に上昇する。

【００７６】優先回路９は、この増幅されたサンプリン
グ回路５の出力電圧２２と、始動補償回路７の出力電圧
２１とのうち、大きい方の電圧を転流指令回路１０へ出
力するので、図２（ｂ）に示すように、優先回路９の出
力電圧は、ある時点Ｂを境にして、始動補償回路７の出
力電圧２１から、増幅されたサンプリング回路５の出力
電圧２２へと切り替わり、以後は、増幅されたサンプリ
ング回路５の出力電圧２２が優先回路９の出力電圧（即
ち、転流目標電圧）として、継続して転流指令回路１０
へ出力される。

【００７７】転流指令回路１０のコンパレータＣＰは、
電流検出回路４の出力電圧が定常目標値（サンプリング
回路５の出力電圧の１．４倍）以上となると、単安定マ
ルチバイブレータＭＭ１へハイ信号５５を出力する。そ
の結果、転流指令回路１０からワンショットパルスの転
流指令５６が計数回路１３（サンプリング回路５、ゼロ
リセット回路１２）へ出力され、計数回路１３、分配回
路１４及びインバータ回路３によって、ブラシレスＤＣ
モータ５１の転流が行われる。

【００７８】このように、ブラシレスＤＣモータ５１の
電機子電流が、サンプリング回路５により保持された瞬
時値の例えば１．４倍以上となると、転流指令５６が出
力される。サンプリング回路５による抽出は、第１及び
第２の電流増加領域４１、４２の中間の領域で行われる
ので、転流指令５６は第２の電流増加領域４２において
出力され、この領域４２でブラシレスＤＣモータ５１の
転流が行われる。よって、本実施例のブラシレスＤＣモ
ータのセンサレス駆動回路１により、ホール素子やシャ
フトエンコーダなどの回転子磁極位置センサを用いるこ
となく、ブラシレスＤＣモータ５１を円滑に駆動する事
ができる。

【００７９】特に、本実施例では、電流検出回路４の瞬
時出力をサンプリング回路５により抽出し、その瞬時値
に基づいて２つの転流目標値（５３，５４）を自動的に
切替え設定して転流動作を行うようにしているので、低
速回転時の負荷トルクの急増や直流電源５０の急増時が
生じた場合にも、転流後の比較的初期に出現する第１の
電流波頭値４３を転流時期の到来と誤って検出すること
なく、第２の電流増加領域４２を正確に検出し、かつ、
転流タイミングが迅速に適正位置に調節され、適切な転
流動作を行うことができる。

【００８０】又、本モータ駆動回路１では、負荷トルク
の変動によるブラシレスＤＣモータ５１の加減速現象に
対しても、転流タイミングの自己修復作用を備えている
ので、モータ５１の回転とインバータ回路３による出力
周波数の同期状態が、自己修復されるのである。

【００８１】例えば、負荷トルクが大きくなると、ブラ
シレスＤＣモータ５１の回転速度は遅くなるが、この回
転速度の遅れに伴って、サンプリング回路５の抽出時期
が、電機子電流波形に対して通常よりも速くなる。する
と、サンプリング回路５は、第１の電流増加領域４１に
近い領域の電機子電流値を抽出する。図４（ｂ）に示す
ように、電機子電流の波形は中央部で最小となり、その
前後では増加傾向を示すため通常の抽出値より大きな値
が抽出される。このため転流指令５６を発生すべき転流
目標値が増大し、しかも、目標値制御回路８によって転
流初期の転流目標値が高く設定（最大値５３）されるの
で、第１の電流波頭値４３を誤検出することもなく、安
定した状態で電機子電流値が上昇し、転流指令５６の発
生タイミングが通常よりも遅くなる。この追従動作は、
転流目標値の増大により転流指令５６の発生タイミング
が第２の電流増加領域４２の終端側へ自動的に移行する
ことに起因している。また、モータ５１の回転速度の低
下に伴う速度起電力の低下により、電機子巻線に印加さ
れる実効の電圧が増加するため、電機子電流も増加し
て、この現象が電流検出回路４及びサンプリング回路５
を介してフィードバックされるため、転流指令５６の発
生タイミングはモータ５１の回転速度に追従して、常に
適正な位置に修復される。よって、１ブロックの通電時
間が長くなり、ブラシレスＤＣモータ５１の減速傾向が
抑制され、モータ５１の回転とインバータ回路３による
出力周波数の同期関係が適正に自己修復されるのであ
る。

【００８２】一方、負荷トルクが小さくなると、ブラシ
レスＤＣモータ５１の回転速度が速くなるので、サンプ
リング回路５の抽出時期が、電機子電流波形に対して通
常よりも遅くなる。すると、サンプリング回路５は、第
２の電流増加領域４２に近い領域の電機子電流値を抽出
するので、通常の抽出値より大きな値が抽出される。こ
のため、負荷トルク急増時と同様に転流指令５６が発生
される電機子電流値が上昇し、転流タイミングが通常よ
りも遅くなる。すると、負荷トルクの減少に起因して速
く回転しようとするブラシレスＤＣモータ５１に対して
転流動作が遅れ気味に推移し、結果的にブラシレスＤＣ
モータ５１の回転に制動力が掛けられることになり、モ
ータ５１の回転上昇が抑制されて、モータ５１の回転と
インバータ回路３による出力周波数の同期関係が適正に
自己修復されるのである。その後、回転速度の増加に伴
う速度起電力の増加により、電機子巻線に印加される実
効の電圧が減少するため、電機子電流も減少傾向をたど
り、この現象が電流検出回路４及びサンプリング回路５
を介してフィードバックされ、転流指令のタイミングは
適正な位置に自己修復される。

【００８３】更に、始動直後の低回転時にも目標値制御
回路８の働きにより、第１の電流増加領域４１を第２の
電流増加領域４２と誤って検出することなく、転流検出
回路１０から正確な転流指令５６を出力することができ
るので、始動時のトルク発生能力が安定し向上する。

【００８４】なお、直流電源５０の印加電圧がオフされ
ると、始動補償回路７のコンデンサＣ２に充電された電
荷は、ダイオードＤ１，Ｄ２によって急速に放電され
る。これにより、直流電源５０を再投入（オン）した場
合にも、始動補償回路７の出力電圧は、図２（ｂ）に示
す１０ボルト弱の電圧値から時間の経過とともに下降す
る微分パルスとなるので、かかる直流電源５０の再投入
時にも、ブラシレスＤＣモータ５１を円滑に始動させる
ことができる。

【００８５】以上、実施例に基づき本発明を説明した
が、本発明は上記実施例に何ら限定されるものではな
く、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良変形
が可能であることは容易に推察できるものである。

【００８６】例えば、本実施例のブラシレスＤＣモータ
のセンサレス駆動回路１では、電流検出回路４を構成す
るシャント抵抗Ｒｓは、ＤＣリンクのグランド側ライン
に挿入され、１個のシャント抵抗Ｒｓにより３相全ての
電機子電流を検出するようにしている。しかし、電機子
電流を検出できる電流検出回路であれば、ＤＣリンクの
グランド側ライン以外の他の位置に設けるようにしても
良い。また、３相の電機子電流を個別に検出するよう
に、３個の電流検出回路をそれぞれ別個に設けるように
しても良い。

【００８７】電流検出回路４のシャント抵抗Ｒｓは１Ω
とされた。よって、ブラシレスＤＣモータ５１に大きな
電機子電流を流す場合には、シャント抵抗Ｒｓでの発熱
が大きくなってしまうので、その発熱を低く抑える必要
がある。よって、かかる場合には、１Ωより抵抗値の小
さい、例えば０．１Ωのシャント抵抗を使用するように
しても良い。シャント抵抗の抵抗値を小さくすると、電
流検出回路４の出力電圧は小さくなってしまうので、か
かる場合には、電流検出回路４の出力端に非反転増幅器
を接続して、電流検出回路４の出力を所定倍に増幅した
後に、サンプリング回路５及び転流指令回路１０へ出力
するのである。

【００８８】また、サンプリング回路５による電流検出
回路４の瞬時出力の検出は、負荷トルクの急変に迅速に
対応するため、各転流指令毎に行われた。しかし、必ず
しもこれに限られるものではなく、複数回の転流指令毎
に１回ずつ、電流検出回路４の瞬時出力の検出を行うよ
うにしても良い。本実施例のように、３相の電機子巻線
を備えたブラシレスＤＣモータ５１では、３回又は６回
の転流指令毎に１回ずつ、かかる検出を行うようにして
も良い。

【００８９】更に、サンプリング回路５の出力は、増幅
回路６及び目標値制御回路８によって２つの増幅率
（１．６倍及び１．４倍）に切替え増幅されたが、この
増幅率は、電機子電流のサンプル位置や負荷条件に応じ
て、当然に変更されるものである。よって、増幅回路６
の増幅率は、必ずしも１．６倍及び１．４倍に限られる
ものではなく、１倍以上でも１倍以下であっても良い。
また、始動補償回路７の出力は、何ら増幅されずに、そ
のまま優先回路９から転流指令回路１０へ出力された
が、この始動補償回路７の出力についても、１倍以上
（あるいは１倍以下）に、増幅（あるいは低減）して、
転流指令回路１０へ出力するようにしても良い。

【００９０】なお、目標値制御回路８による転流目標値
の切替え時期は、転流指令回路１０の転流指令５６終了
時に開始されているが、目標値の切替えの主たる目的は
転流直後に出現し得る第１の電流波頭値４３を転流時期
の到来として誤検出しないように、転流後一時的に転流
目標値を増大させることにあるので、この目的の範囲内
でその切替え開始及び定常目標値への復帰時期を自由に
設定することができ、例えば転流指令５６に直ちに応動
して切替えを開始することもできる。また、当然なが
ら、前記切り替えを更に増加したり、リニアに可変する
ことも本発明の目的達成の一手法であることは言うまで
もない。

【００９１】

【発明の効果】請求項１記載のブラシレスＤＣモータの
センサレス駆動回路によれば、サンプリング回路により
電流検出回路の瞬時出力が抽出され、その抽出値に基づ
いて転流指令が出力されるとともに、その転流目標値は
転流初期の第１の電流波頭値を回避するように切替え設
定される。従って、負荷トルクが急変する場合、その急
変はサンプリング回路により瞬時に抽出され、かつ、第
１の電流波頭値を転流時期の到来と誤って検出すること
が確実に防止できる。その結果、転流指令の発生タイミ
ングが正確に、かつ、迅速に調節できる。従って、低速
回転時に負荷トルクが急変する場合にも、適切な転流動
作を行うことができ、ブラシレスＤＣモータを広い速度
範囲で安定してセンサレス駆動することが可能となる。

【００９２】請求項２記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路によれば、請求項１記載のブラシレス
ＤＣモータのセンサレス駆動回路の奏する効果に加え、
サンプリング回路による瞬時出力の抽出は転流動作毎に
行われるので、負荷トルクの急変時に、一層迅速に転流
指令の発生タイミングを調節することができる。

【００９３】請求項３記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路によれば、請求項１又は２に記載のブ
ラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路の奏する効果
に加え、サンプリング回路による瞬時出力の抽出は、第
２の電機子電流増加領域前に行われるので、サンプリン
グ回路によって、ブラシレスＤＣモータの発生トルクに
直接寄与する電機子電流の瞬時出力を抽出することがで
きる。よって、この瞬時出力に基づいて転流指令を発生
することにより、適切なタイミングで転流動作を行うこ
とができ、ブラシレスＤＣモータを安定して駆動するこ
とができる。

【００９４】請求項４記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路によれば、請求項１から３に記載のブ
ラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路の奏する効果
に加え、サンプリング回路の出力電圧の低減は、サンプ
リング回路による電機子電流の抽出後の所定時間後毎に
行われるので、各負荷条件に応じて出現する第１の電流
波頭値を転流時期の到来として誤検出することなく、適
切なタイミングで転流動作を行うことができ、ブラシレ
スＤＣモータを高トルクで駆動することができる。

【００９５】請求項５記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路によれば、請求項１から４のいずれか
に記載のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路の
奏する効果に加え、ブラシレスＤＣモータの始動時に
は、ブラシレスＤＣモータの始動トルクを発生させるた
めに充分な転流目標電圧が、始動補償回路から転流指令
回路へ出力される。この結果、ブラシレスＤＣモータの
始動時においても、始動トルクを発生させるために充分
な電機子電流を流すことができるので、ブラシレスＤＣ
モータを適格に始動することができる。

【００９６】請求項６記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路によれば、請求項１から５のいずれか
に記載のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路の
奏する効果に加え、優先回路により、転流目標電圧がブ
ラシレスＤＣモータの負荷条件に応じて始動時と定常運
転時とで自動的に切替えられるので、始動から定常運転
へブラシレスＤＣモータを円滑に駆動させることができ
る。

【００９７】請求項７記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路によれば、請求項１から６のいずれか
に記載のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路の
奏する効果に加え、電流検出回路に重畳する高調波電圧
がローパスフィルタ回路によって除去されるので、パル
ス幅制御を伴う場合でも転流指令回路の動作タイミング
を安定させることができ、小形低価格で、かつ、低電力
損失な可変速センサレスブラシレス運転を実現すること
ができるという効果がある。

【００９８】請求項８記載のブラシレスＤＣモータのセ
ンサレス駆動回路によれば、請求項１から７のいずれか
に記載のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路の
奏する効果に加え、転流指令は電流検出回路の出力がサ
ンプリング回路（又は、始動補償回路、優先回路）の出
力より大となることにより出力されるが、ゼロリセット
回路によって、その転流指令毎に電流検出回路の出力が
サンプリング回路（又は、始動補償回路、優先回路）の
出力より小とされるので、電機子電流の微小な無負荷時
等においても、ゼロ点が明確となり、転流指令を確実に
リセットすることができる。よって、転流指令の多重発
生や異常なほどの長時間出力が防止され、常に安定した
センサレス運転を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例であるブラシレスＤＣモータの
センサレス駆動回路の回路図である。

【図２】（ａ）は、直流電源の出力電圧波形を表した図
であり、（ｂ）は、優先回路の出力電圧波形（転流目標
電圧波形）を表した図である。

【図３】計数回路の出力と分配回路の出力との関係、及
び、そのときのブラシレスＤＣモータの電機子巻線に流
れる電流方向の関係を表した図である。

【図４】（ａ）は、ブラシレスＤＣモータの電機子巻線
の１相に流れる電流波形を示した図であり、（ｂ）は、
（ａ）の電流波形の１ブロックを拡大して示した図であ
る。

【図５】ブラシレスＤＣモータの定常運転時における各
回路の出力電圧波形を示した図である。（ａ）は、電流
検出回路の出力電圧波形を示した図であり、（ｂ）は、
（ａ）に対応する増幅回路の出力電圧波形を示した図で
あり、（ｃ）は、（ａ）に対応する目標値制御回路の出
力電圧波形を示した図であり、（ｄ）は、（ａ）に対応
するコンパレータの出力電圧波形を示した図である。
（ｅ）は転流指令の電圧波形を示した図である。（ｆ）
は目標値制御指令の電圧波形を示した図である。（ｇ）
は目標値制御信号の電圧波形を示した図である。

【符号の説明】

１ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路２補助電源回路３インバータ回路４電流検出回路５サンプリング回路６増幅回路７始動補償回路８目標値制御回路９優先回路１０転流指令回路１１ローパスフィルタ回路１２ゼロリセット回路１３計数回路１４分配回路２１、２２優先回路の出力電圧（転流目標値）４１第１の電流増加領域４２第２の電流増加領域４３第１の電流波頭値５０直流電源５１ブラシレスＤＣモータ５３転流目標電圧の最大値５４転流目標電圧の定常目標値５６転流指令５７目標値制御指令

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ブラシレスＤＣモータの複数相の電機子
巻線に直流電圧を順次通電するための複数のスイッチン
グ素子を有するインバータ回路と、そのインバータ回路
の複数のスイッチング素子をオン・オフさせて転流を行
い、前記ブラシレスＤＣモータを回転させる通電制御回
路とを備えたブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回
路において、前記ブラシレスＤＣモータの電機子巻線に
流れる電流を電圧に変換して検出する電流検出回路と、
その電流検出回路の瞬時出力を抽出するサンプリング回
路と、前記インバータ回路における通電切替後の所定時
間後毎に、前記サンプリング回路の抽出電圧を１倍以下
の所定の倍率で低減する目標値制御回路と、前記電流検
出回路の出力が、前記目標値制御回路の出力値の所定倍
となった場合に、前記通電制御回路へ転流指令を出力す
る転流指令回路とを備えたことを特徴とするブラシレス
ＤＣモータのセンサレス駆動回路。
【請求項２】前記サンプリング回路による前記電流検
出回路の瞬時出力の抽出は、前記通電制御回路による転
流動作毎に行うようにしたことを特徴とする請求項１記
載のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路。
【請求項３】前記サンプリング回路による前記電流検
出回路の瞬時出力の抽出は、インバータ回路の通電切替
後の所定時間後毎における第１の電機子電流増加領域後
であって、かつ、第２の電機子電流増加領域前に行われ
ることを特徴とする請求項１または２に記載のブラシレ
スＤＣモータのセンサレス駆動回路。
【請求項４】前記目標値制御回路における前記サンプ
リング回路の出力電圧の低減は、前記サンプリング回路
による電機子電流の抽出後の所定時間後毎に行うように
したことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載
のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回路。
【請求項５】前記ブラシレスＤＣモータの始動時に、
そのブラシレスＤＣモータの始動トルクを発生させるた
めに充分な値から時間の経過とともに低減する転流目標
電圧を前記転流指令回路へ出力する始動補償回路を備
え、前記転流指令回路は、前記電流検出回路の出力が前
記始動補償回路の出力の所定倍となった場合に、前記通
電制御回路へ転流指令を出力することを特徴とする請求
項１から４のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの
センサレス駆動回路。
【請求項６】前記サンプリング回路から前記転流指令
回路へ出力される出力と、前記始動補償回路から前記転
流指令回路へ出力される出力とのうち、大きい方の出力
を転流目標電圧として前記転流指令回路へ出力する優先
回路を備えたことを特徴とする請求項１から５のいずれ
かに記載のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回
路。
【請求項７】前記転流指令回路の電流検出回路からの
出力電圧が入力される入力端に、ローパスフィルタ回路
を介挿させたことを特徴とする請求項１から６のいずれ
かに記載のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動回
路。
【請求項８】前記転流指令回路による転流指令毎に、
前記ローパスフィルタ回路の出力電圧をゼロリセットす
るゼロリセット回路を備えたことを特徴とする請求項１
から７のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータのセン
サレス駆動回路。