WO2019082441A1 - 電力変換装置およびその制御方法 - Google Patents

電力変換装置およびその制御方法

Info

Publication number
WO2019082441A1
WO2019082441A1 PCT/JP2018/024350 JP2018024350W WO2019082441A1 WO 2019082441 A1 WO2019082441 A1 WO 2019082441A1 JP 2018024350 W JP2018024350 W JP 2018024350W WO 2019082441 A1 WO2019082441 A1 WO 2019082441A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
power converter
value
frequency
motor
current
Prior art date
Application number
PCT/JP2018/024350
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
戸張　和明
岩路　善尚
アグネス ハディナタ
敦彦 中村
雄作 小沼
卓也 杉本
Original Assignee
株式会社日立産機システム
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社日立産機システム filed Critical 株式会社日立産機システム
Priority to CN201880052142.9A priority Critical patent/CN111034022B/zh
Priority to EP18871235.0A priority patent/EP3703249B1/en
Publication of WO2019082441A1 publication Critical patent/WO2019082441A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/20—Controlling the acceleration or deceleration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the ratio of the output voltage V of the power conversion apparatus for driving the motor to the output frequency f is made constant by V / f control or vector control for actual operation by the vector control
  • the present invention relates to a control method for stably operating a motor without causing an over current or an over voltage in a power conversion device, such as in auto tuning for automatically measuring.
  • Patent Document 1 finds a voltage limit value proportional to the excess when the output current of the power conversion device exceeds the current limit value, corrects the voltage command value, simultaneously corrects the acceleration of the frequency command, and converts the power converter Will not lead to an over current.
  • the present invention is, for example, a power converter for controlling a DC voltage, an output frequency and an output current of a power converter for driving a motor, which is an automatic adjustment of a frequency command.
  • the frequency command correction calculation unit is configured to perform automatic adjustment of the frequency command so that the power converter does not fall into an over voltage or an over current in the acceleration / deceleration operation of the motor.
  • a power converter and its control method can be provided.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device in a first embodiment. It is an acceleration operation characteristic at the time of using a prior art.
  • FIG. 6 is a block diagram of a frequency correction operation unit in the first embodiment.
  • 7 is an acceleration operation characteristic in Example 1.
  • FIG. 7 is a decelerating operation characteristic in the first embodiment.
  • FIG. 14 is another acceleration operation characteristic in Example 1.
  • FIG. 5 is a configuration diagram for confirming the manifestation in Example 1.
  • FIG. 7 is a block diagram of a power conversion device in a second embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram of a power conversion device in a third embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram of a power conversion device in a fourth embodiment.
  • FIG. 16 is a block diagram of a power conversion device in a fifth embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram of a power converter in the present embodiment.
  • the induction motor 1 generates torque by the magnetic flux generated by the current of the magnetic flux axis component (d axis) and the current of the torque axis component (q axis) orthogonal to the magnetic flux axis.
  • the power converter 2 outputs voltage values in proportion to the three-phase AC voltage command values v u * , v u * , v u * , and varies the output voltage and output frequency of the induction motor 1.
  • the DC power supply 2 a supplies a DC voltage to the power converter 2.
  • the DC voltage detector 4 outputs the DC voltage E DC of the power converter 2.
  • the coordinate conversion unit 5 outputs the current detection values i dc and i qc of the d axis and the q axis from the detection values i uc , i vc and i wc of the three-phase alternating current and the phase operation value ⁇ dc .
  • Frequency command correction calculating unit 6 the frequency command omega r *, a DC voltage of the power converter E DC, d c axis and q c axis current detection value i dc, the new frequency command calculated based on i qc ⁇ r * Output * .
  • the V / f control operation unit 7 outputs a voltage command value v qc * of the q axis proportional to the new frequency command ⁇ r ** and v dc * which is zero.
  • the phase calculation unit 8 integrates the new frequency command ⁇ r ** and outputs a phase calculation value ⁇ dc .
  • Coordinate conversion unit 9 the voltage command value of d c axis and q c axis v dc *, v and qc *, the voltage command value of three-phase AC from the phase arithmetic value ⁇ dc v u *, v v *, v w * Output
  • the voltage command value v qc * of the q c axis and the voltage command value v of the d c axis which is zero are used according to the equation (1) using the frequency command ⁇ r * and the DC voltage E DC Output dc * .
  • ⁇ r — max is the maximum value of the frequency.
  • the phase calculator 8 calculates the phase operation value ⁇ dc of the magnetic flux axis of the induction motor 1 according to the equation (2).
  • FIG. 3 shows the configuration of the frequency command correction calculation unit 6 in the present embodiment.
  • 6a1 are constants E DClmt a predetermined voltage value
  • E DC is input to a constant E DClmt of a subtraction unit 6a1.
  • 6a3 is a current command limit calculation unit, which outputs .DELTA.i 1lmt * according to equation (3) by control of proportional plus integral
  • Kpv proportional gain
  • Kiv integral gain
  • the switch switching unit 6 a 5 outputs “0” of 6 a 4 when accelerating the induction motor 1 and outputs ⁇ i 1lmt * of 6 a 3 when decelerating.
  • An output current calculation unit 6a7 calculates an output current i 1c from the current detection values i dc and i qc of the d c and q c axes according to the equation (4).
  • An adder 6a8 receives the constant i1lmt of 6a6 and the output of the switch 6a5, and outputs a current limit value i1lmt * which is an added value thereof.
  • Current limit value i 1lmt * follows acceleration (powering) operation according to equation (5),
  • a subtractor 6a9 receives the current limit value i 1lmt * and the output current i 1c .
  • Reference numeral 6a10 denotes a frequency command limit calculation unit, which outputs a frequency correction amount ⁇ r * according to the equation (7) by control of proportional plus integral.
  • Kpf proportional gain
  • Kfi integral gain
  • the upper limit of the integral part is limited to “0”.
  • 6a11 is an addition unit, which outputs a new frequency command ⁇ r ** according to the equation (8).
  • the frequency command correction operation unit 6 corrects the predetermined current value i 1lmt so that the DC voltage E DC approaches the predetermined voltage value E DClmt , and outputs so that the output current i 1c approaches the corrected current value i 1lmt * Control the frequency ⁇ r ** .
  • FIG. 4 shows the characteristics of frequency and current according to the present embodiment. (The conditions used in FIG. 2 are set). The effect is clear when the acceleration (power running) characteristics disclosed in FIG. 2 and FIG. 4 are compared. Since FIG. 4 shows the acceleration characteristic, “0” is outputted from the switch switching part 6a5 in FIG. 3, and the output current i 1c is limited by a predetermined current value i 1lmt . That is, it is understood from the point (D) that the output current i 1c shown in the lower part of FIG. 4 is limited by the value of i 1lmt which is a predetermined current value. That is, the output current i 1c is controlled to approach a predetermined current value i 1lmt . Further, the actual frequency ⁇ r of the induction motor 1 is also accelerated following the new frequency command ⁇ r ** , and stable V / f control can be realized.
  • a direct current voltage EDC is supplied to the direct current power supply 2a of FIG. 1 from a commercial three-phase alternating current power supply by a diode rectification operation inside the power converter 2.
  • the DC voltage E DC decreases once, but power is continuously supplied from the three-phase AC power supply, so that in the acceleration (powering) operation, the DC voltage E DC decreases significantly. Absent. Therefore, in the present embodiment, the current is limited to a value of i 1lmt which is a predetermined current value.
  • the output current i 1c can be expressed by selecting “ ⁇ i 1lmt * ” of the switch switching portion 6a5 in FIG. It is limited by the current value i 1lmt * corrected according to 6).
  • FIG. 5 shows the characteristics of the frequency and the current when the induction motor 1 is operated at a reduced speed (regeneration).
  • the upper diagram of FIG. 5 gives a ramp-shaped frequency command ⁇ r * from 100% to 0 from the point (E) to the point (F).
  • the output current i 1 c shown in the middle part of FIG. 5 is limited at a point (G) by a predetermined current value i 1 lmt .
  • the DC voltage E DC shown in the lower part of FIG. 5 is a current value i obtained by correcting the output current i 1c according to the equation (6) by limiting the value of E DClmt which is a predetermined voltage value from point (H). Limited by 1 lmt * .
  • the DC voltage E DC is the case of greater than a predetermined voltage value E DClmt fix a predetermined current value i 1Lmt, the output current i 1c are controlled so as to approach the * predetermined current value i 1lmt.
  • the frequency correction amount ⁇ r * is calculated according to the equation (7) in the frequency command limitation calculation unit 6a10 of FIG. 3, as shown in FIG. 6, the current value i 1lmt * corrected by the output current i 1c
  • the operation of equation (7) may be started from the point of (D) which has become large. In this case, overshoot as shown in the L region of FIG.
  • stable operation can be realized such that the DC voltage E DC of the power converter 2 and the output current i 1 c are not over voltage or over current regardless of the acceleration operation or the deceleration operation. it can.
  • the predetermined voltage value E DClmt and the predetermined current value i 1lmt are set in the internal memory of the microcomputer mounted in the power conversion device including the power converter 2, etc. Set automatically using the values of rated frequency, rated voltage and rated current. Further, the predetermined voltage value EDClmt and the predetermined current value i1lmt may be set using the values of the maximum voltage and the maximum current of the switching semiconductor element of the power converter 2.
  • FIG. 7 a verification method in the case of adopting the present embodiment will be described using FIG. 7.
  • the DC voltage detector 22 and the current detector 23 are attached to the power conversion device 21 that drives the induction motor 1, and the encoder 24 is attached to the shaft of the induction motor 1.
  • the three-phase current values (i u , i v , i w ) which are the output of the current detector 23 and the position ⁇ which is the output of the encoder are input to the output current calculation unit 25 and the output current i 1 c is calculated.
  • the observation unit 26 of each waveform observes the waveforms of the DC voltage E DC and the output current i 1 c , and, for example, when decelerating the induction motor 1, point G (limited by a predetermined current value) shown in FIG. It is apparent from the characteristics such as the H point (limited by a predetermined voltage value) and the I point (corrected current value).
  • the maximum value of the three-phase current values (i u , i v , i w ) may be i 1 c .
  • the frequency command is automatically adjusted to realize the acceleration / deceleration operation that prevents the power converter from falling into an overcurrent or overvoltage.
  • the present invention can provide a power converter and its control method.
  • FIG. 8 is a block diagram of the power conversion device in the present embodiment.
  • V / f control of the induction motor 1 is performed, but in the present embodiment, auto tuning for measuring the moment of inertia value of the machine attached to the induction motor 1 based on the control of FIG. Do.
  • FIG. 8 the same functions as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
  • the point different from FIG. 1 is the point having an inertia moment calculator 27.
  • the moment of inertia calculation unit 27 inputs new frequency commands ⁇ r ** and d c -axis and q c -axis current detection values i dc and i qc which are outputs of the frequency command correction calculation unit 6.
  • average torque ⁇ m _ power running, section of deceleration (regeneration) driving (Fig. 5) in calculated from (E) an average torque tau m _ regeneration (H)), calculates the estimated value of the moment of inertia J J ⁇ by the equation (10) using a time ⁇ t and speed ⁇ omega in FIG. 4, for example .
  • this estimated value J ⁇ may be used for gain calculation of speed control adopted in the third embodiment.
  • control of FIG. 1 can also be implemented by auto tuning which measures the circuit constant of the motor.
  • FIG. 9 is a block diagram of the power conversion device in the present embodiment.
  • V / f control of the induction motor 1 is performed.
  • speed control, current control, and vector control are calculated without an encoder (speed sensor).
  • FIG. 9 differs from FIG. 1 in that a feedback control operation unit 10 and a frequency estimation operation unit 11 are provided.
  • the feedback control operation unit 10 outputs a new frequency command ⁇ r ** , which is the output of the frequency command correction operation unit 6, current detection values i dc and i qc of the dc and q axes, an estimated frequency ⁇ r ⁇ and an output frequency ⁇ 1 Enter * .
  • feedback control of speed control, current control and vector control is calculated.
  • the speed control calculates the q-axis current command value i q * according to the equation (11) by control of proportional plus integral so that the frequency estimated value ⁇ r ⁇ follows the new frequency command ⁇ r ** .
  • Ksp proportional gain of speed control
  • Ksi integral gain of speed control
  • the vector control the current command value of the d-axis and q-axis i d *, i q *, the circuit constants of the induction motor 1 (R 1, L ⁇ , M, L 2), the secondary magnetic flux instruction value phi 2d of d-axis * And output frequency ⁇ .
  • the voltage reference values v dc * and v qc * are calculated according to the equation (12) using '.
  • T acr time constant equivalent to current control delay
  • R 1 primary resistance value
  • L ⁇ leakage inductance value
  • M mutual inductance value
  • L 2 secondary side inductance value.
  • K pd proportional gain of current control of d axis
  • K id integral gain of current control of d axis
  • K pq Proportional gain of current control of q axis
  • K iq Integration gain of current control of q axis.
  • voltage command values v dc ** and v dc ** of the d c -axis and q c -axis are calculated according to the equation (14).
  • the frequency estimation calculation unit 11 calculates the estimated frequency value ⁇ r ⁇ of the induction motor 1 and the output frequency ⁇ 1 * according to the equation (15).
  • R 2 ′ * primary-side converted value of secondary resistance
  • Tobs observer time constant
  • T 2 secondary time constant value
  • the frequency detection value ⁇ r may be detected.
  • the current value iq * of the q axis is calculated according to the equation (16)
  • the output frequency ⁇ 1 * is calculated according to the equation (17).
  • the voltage reference values v dc * and v qc * may be calculated by the above equation (12) using this output frequency ⁇ 1 * .
  • the DC voltage E DC of the power converter 2 and the output current i can be obtained even in the method of calculating speed control, current control and vector control regardless of the presence or absence of the encoder (speed sensor).
  • a stable operation can be realized such that 1c does not fall into an over voltage or an over current.
  • the moment of inertia calculation unit 27 shown in the second embodiment may be provided, or the automatic tuning for measuring the circuit constant of the motor may be performed.
  • FIG. 10 is a block diagram of the power converter in the embodiment.
  • V / f control of the induction motor 1 is performed, but in the present embodiment, speed control, current control and vector control of the synchronous motor are calculated.
  • control target is a permanent magnet type synchronous motor 12 and has a feedback control operation unit 13 and a frequency estimation operation unit 14.
  • the feedback control operation unit 13 receives the new frequency command ⁇ r ** output from the frequency command correction operation unit 6 and the current detection values i dc and i qc of the dc and q axes and the estimated frequency value ⁇ r ⁇ . .
  • the feedback control operation unit 13 calculates feedback control of speed control, current control and vector control.
  • the d-axis current command value id * is "0" or a negative value.
  • the speed control calculates the q-axis current command value i q * according to the above equation (9) so that the frequency estimated value ⁇ r ⁇ follows the new frequency command ⁇ r ** .
  • the voltage reference values v dc * and v qc * are calculated according to the equation (18).
  • R winding resistance value
  • L d d-axis inductance value
  • L q q-axis inductance value
  • K e induced voltage coefficient
  • the frequency estimation calculation unit 14 calculates the estimated frequency value ⁇ r ⁇ of the synchronous motor 12 according to equation (21).
  • ⁇ c estimated value of phase error between control axis (d c -q c axis) and magnet axis (d-q axis)
  • Kp pll proportional gain of velocity estimation
  • Kipll integral of velocity estimation It is a gain.
  • the frequency detection value ⁇ r may be detected.
  • v computes a qc *.
  • the synchronous motor of the present embodiment is a permanent magnet type in which a permanent magnet is embedded, it may be a synchronous reluctance motor not using a permanent magnet.
  • the second embodiment may be applied based on the control of the present embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram of the power converter in the present embodiment.
  • the present embodiment is an example applied to an induction motor drive system.
  • the components 5 to 9 are the same as those in FIG.
  • the induction motor 1 which is a component of FIG. 1 is driven by the power converter 17.
  • the power converter 17 software 5a of 5 to 9 of FIG. 1 and hardware 2 2a, 3 and 4 of FIG. 1 are implemented.
  • the predetermined voltage value 15 and the predetermined current value in the software 17a are determined by the digital operator 17b of the power conversion device 17 and the host computer such as the personal computer 18, the tablet 19 and the smartphone 20 which are external devices of the power conversion device 17. 16 can be set.
  • the predetermined voltage value 15 and the predetermined current value 16 may be set on a local area network (LAN) connected to a programmable logic controller (PLC) or a computer which is a higher-level device.
  • LAN local area network
  • PLC programmable logic controller
  • Example 3 In Example 3 from 4 up to here, * current command value i d, i q * and the current detection value i dc, the voltage correction value from the i qc ⁇ v dc *, create a ⁇ v qc *, the voltage correction was performed an operation of adding the voltage reference value of the value and the vector control, the intermediate shown * current command value i d, i q * on the current detection value i dc, the i qc in equation (24) used for vector control calculation electric current command value i d **, i q ** create a formula (25) using a circuit constant of the output frequency value omega 1 * and the induction motor 1 and the frequency estimate omega r ⁇ and synchronous motor 12 According to the equation (26) using the circuit constants of the above, it is possible to use a vector control method for calculating the voltage command values v dc ** and v qc ** of the d c -axis and q c -axis.
  • the current command of the d-axis i d *, q c-axis current detection value i qc, formula (27) or using the circuit constants of a new frequency command omega r ** and synchronous motor 12, the circuit constants of the synchronous motor 12 the according to the equation (28) used, can also be applied to a vector control method for calculating a d c axis and q c axis voltage command value v dc ** of, v qc **.
  • the switching element constituting the power converter 2 is a wide band such as SiC (silicon carbide) or GaN (gallium nitride) even if it is a Si (silicon) semiconductor element. It may be a gap semiconductor device.
  • Induction motor 2 Power converter 2a: DC power supply 3: Current detector 4: DC voltage detector 5: Coordinate conversion unit 6: Frequency command correction calculation unit 7: V / f control calculation 8, 8: phase operation unit, 9: coordinate conversion unit, 10, 13: feedback control operation unit, 11, 14: frequency estimation operation unit, 15: predetermined voltage value, 16: predetermined current value, 17: power conversion Device, 17a: power converter software, 17b: power converter digital operator, 18: personal computer, 19: tablet, 20: smartphone, ⁇ r * : frequency command, ⁇ r ** : new frequency command, i d *: current command value of the d-axis, i q *: current command value of the q-axis, i dc: detected current value of the d-axis, i qc: a current detection value of q-axis, omega r: real frequency of the motor, ⁇ r ⁇ : frequency of the motor Value

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

モータの加減速運転において、モータに取り付ける機械の慣性モーメント値が大きい場合に、電力変換器が過電流や過電圧に陥るという課題があった。　上記課題を解決するために、モータを駆動する電力変換器の直流電圧と出力周波数および出力電流を制御する電力変換装置であって、周波数指令の自動調整を行う周波数指令修正演算部を有し、モータの加減速運転において電力変換器が過電圧や過電流に陥らないよう周波数指令の自動調整を行うように構成する。

Description

電力変換装置およびその制御方法
　本発明は、モータを駆動する電力変換装置の出力電圧Vと出力周波数fの比率を一定にするＶ／ｆ制御やベクトル制御による実運転、また実運転前にモータに取り付けた機械の慣性モーメント値を自動測定するオートチューニングなどにおいて、電力変換装置が過電流や過電圧に陥らずにモータを安定運転する制御法に関するものである。
　本技術分野の背景技術として特許文献１がある。特許文献１では、電力変換装置の出力電流が電流制限値を超えたとき超過分に比例した電圧制限値をもとめ、電圧指令値を補正するとともに、周波数指令の加速度を同時に修正し、電力変換器が過電流に至らないようにしている。
特開２００２－３４２８９号公報
　しかしながら、特許文献１の技術では、周波数指令を減速する回生運転時には回生エネルギーが電力変換装置に戻ってくるため、直流電圧が増加してしまい、その結果、電力変換器が過電圧に陥る点について考慮されていなかった。
　モータの周波数とトルクの極性が同じである加速（力行）運転とモータの周波数とトルクの極性が異なる減速（回生）運転において、電力変換器が過電流や過電圧に陥らないようにすることが課題である。
　本発明は、上記背景技術及び課題に鑑み、その一例を挙げるならば、モータを駆動する電力変換器の直流電圧と出力周波数および出力電流を制御する電力変換装置であって、周波数指令の自動調整を行う周波数指令修正演算部を有し、モータの加減速運転において電力変換器が過電圧や過電流に陥らないよう周波数指令の自動調整を行うように構成する。
　本発明によれば、モータに取り付ける機械の慣性モーメント値が大きい場合でも、周波数指令を自動調整することで、電力変換装置を過電流や過電圧に陥らないような加減速運転を実現することができる電力変換装置およびその制御方法を提供できる。
実施例１における電力変換装置の構成図である。 従来技術を用いた場合の加速運転特性である。 実施例１における周波数修正演算部の構成図である。 実施例１における加速運転特性である。 実施例１における減速運転特性である。 実施例１における他の加速運転特性である。 実施例１における顕現性を確認する構成図である。 実施例２における電力変換装置の構成図である。 実施例３における電力変換装置の構成図である。 実施例４における電力変換装置の構成図である。 実施例５における電力変換装置の構成図である。
　以下、図面を用いて本実施例を詳細に説明する。
　図１は、本実施例における電力変換装置の構成図である。図１において、誘導モータ１は、磁束軸成分（ｄ軸）の電流により発生する磁束と、磁束軸に直行するトルク軸成分（ｑ軸）の電流によりトルクを発生する。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値ｖｕ ＊、ｖｕ ＊、ｖｕ ＊に比例した電圧値を出力し、誘導モータ１の出力電圧と出力周波数を可変する。直流電源２ａは、電力変換器２に直流電圧を供給する。
　電流検出器３は、誘導モータ１の３相の交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの検出値ｉｕｃ、ｉｖｃ、ｉｗｃを出力するが、誘導モータ１の３相の内の２相、例えば、ｕ相とｗ相の相電流を検出し、交流条件（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０）から、ｖ相の相電流をｉｖ＝－（ｉｕ＋ｉｗ）として求めてもよい。
　直流電圧検出器４は、電力変換器２の直流電圧ＥＤＣを出力する。座標変換部５は、３相の交流電流の検出値ｉｕｃ、ｉｖｃ、ｉｗｃと位相演算値θｄｃからｄ軸とｑ軸の電流検出値ｉｄｃ、ｉｑｃを出力する。周波数指令修正演算部６は、周波数指令ωｒ ＊、電力変換器の直流電圧ＥＤＣ、ｄｃ軸とｑｃ軸の電流検出値ｉｄｃ、ｉｑｃに基づいて演算した新しい周波数指令ωｒ ＊＊を出力する。Ｖ／ｆ制御演算部７は、新しい周波数指令ωｒ ＊＊に比例したｑ軸の電圧指令値ｖｑｃ ＊と零であるｖｄｃ ＊を出力する。
　位相演算部８は、新しい周波数指令ωｒ ＊＊を積分して位相演算値θｄｃを出力する。座標変換部９は、ｄｃ軸とｑｃ軸の電圧指令値ｖｄｃ ＊、ｖｑｃ ＊と、位相演算値θｄｃから３相交流の電圧指令値ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊を出力する。
　まず、本実施例の特徴である周波数指令修正演算部６を用いない場合のＶ／ｆ制御方式の基本動作について説明する。
　Ｖ／ｆ制御演算部７では、周波数指令ωｒ ＊と直流電圧ＥＤＣを用いて式（１）に従い、ｑｃ軸の電圧指令値ｖｑｃ ＊と零であるｄｃ軸の電圧指令値ｖｄｃ ＊を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
ここに、ωr_max：周波数の最大値である。
　式（１）において、直流電圧ＥＤＣの代わりに直流電圧の設定値ＥＤＣ ＊であってもよい。
　位相演算部８では、式（２）に従い誘導モータ１の磁束軸の位相演算値θｄcを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　次に、誘導モータ１に取り付ける機械の慣性モーメント値が大きい場合において、周波数指令修正演算部６を用いない制御特性について述べる。誘導モータ１を加速（力行）運転したときの実周波数と電流の特性を図２の上図と下図に示す。図２の上図では、（Ａ）点から（Ｂ）点までランプ状の周波数指令ωｒ ＊を０から１００％まで与えているが、誘導モータ１の周波数ωｒは停止状態である。図２の下図に示す電力変換器２の出力電流ｉ１ｃは、（Ｃ）点において、電力変換器２の半導体スイッチング素子の電流耐量（最大電流）などから決定される過電流レベルに到達しており、この時点で誘導モータ１を駆動することは不可能になってしまう。
　このように、誘導モータ１に取り付ける機械の慣性モーメント値が大きい場合、電力変換装置が過電流に陥りやすく運転不能となる問題があった。
　そこで、本実施例の特徴である周波数指令修正演算部６を用いれば、この問題を改善することができる。以下、これについて説明する。
　ここからは、本実施例の特徴である周波数指令修正演算部６を用いた場合の制御特性について述べる。
　図３は、本実施例における周波数指令修正演算部６の構成である。図３において、６ａ１は所定の電圧値である定数ＥＤＣｌｍｔであり、６ａ２は減算部であり６ａ１の定数ＥＤＣｌｍｔと直流電圧ＥＤＣが入力される。６ａ３は電流指令制限演算部であり、比例＋積分の制御により式（３）に従い△ｉ１ｌｍｔ ＊を出力する
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
ここに、Ｋｐｖ：比例ゲイン、Ｋｉｖ：積分ゲインである。
　積分は上限を「０」で制限している。また６ａ４は「０」の定数である。スイッチ切替部６ａ５は、誘導モータ１を加速させる場合は６ａ４の「０」を、減速させる場合は６ａ３の△ｉ１ｌｍｔ ＊を出力する。
　６ａ７は出力電流演算部であり、ｄｃ軸とｑｃ軸の電流検出値ｉｄｃ、ｉｑｃから式（４）に従い出力電流ｉ１ｃを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　６ａ８は加算部であり６ａ６の定数ｉ１ｌｍｔとスイッチ切替部６ａ５の出力が入力され、その加算値である電流制限値ｉ１ｌｍｔ ＊を出力する。
電流制限値ｉ１ｌｍｔ ＊は、加速（力行）運転では式（５）に従い、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　減速（回生）運転では、式（６）に従い出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　６ａ９は減算部であり、電流制限値ｉ１ｌｍｔ ＊と出力電流ｉ１ｃを入力する。６ａ１０は周波数指令制限演算部であり、比例＋積分の制御により式（７）に従い周波数修正量△ωｒ ＊を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
ここに、Ｋｐｆ：比例ゲイン、Ｋｆｉ：積分ゲインであり、積分部上限を「０」に制限している。
　６ａ１１は加算部であり、式（８）に従い新しい周波数指令ωｒ ＊＊を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　すなわち、周波数指令修正演算部６は、直流電圧ＥＤＣが所定の電圧値ＥＤＣｌｍｔに近づくよう所定の電流値ｉ１ｌｍｔを修正し、出力電流ｉ１ｃが修正した電流値ｉ１ｌｍｔ ＊に近づくよう出力周波数ωｒ ＊＊を制御する。
　図４に、本実施例に係る周波数と電流の特性を示す。（図２に用いた条件を設定している）。図２と図４に開示した加速（力行）特性を比較すれば、効果は明らかである。図４は加速特性であるので、図３におけるスイッチ切替え部６ａ５は「０」が出力され、出力電流ｉ１ｃは所定の電流値ｉ１ｌｍｔで制限することになる。すなわち、図４の下図に示した出力電流ｉ１ｃは（Ｄ）点から所定の電流値であるｉ１ｌｍｔの値で制限されていることがわかる。すなわち、出力電流ｉ１ｃは所定の電流値ｉ１ｌｍｔに近づくように制御される。また誘導モータ１の実周波数ωｒも新しい周波数指令ωｒ ＊＊に追従して加速し、安定なＶ／ｆ制御を実現することができている。
　図１の直流電源２ａには、商用の三相交流電源から電力変換器２内部のダイオード整流動作により直流電圧ＥＤＣが供給される。誘導モータ１を加速するとき、直流電圧ＥＤＣは一旦低下するが、三相交流電源から連続的に電力は供給されるため、加速（力行）運転では直流電圧ＥＤＣが大幅に低下することはない。そのため本実施例では所定の電流値であるｉ１ｌｍｔの値で制限している。
　しかし、減速（回生）運転では三相交流電源側に電力を還元することができないため、図３におけるスイッチ切替部６ａ５の「△ｉ１ｌｍｔ ＊」を選択することで、出力電流ｉ１ｃを式（６）に従い修正した電流値ｉ１ｌｍｔ ＊により制限している。
　次に、図５に誘導モータ１を減速（回生）運転したときの周波数と電流の特性を示す。図５の上図は、（Ｅ）点から（Ｆ）点までランプ状の周波数指令ωｒ ＊を１００％から０まで与えている。図５の中段の図に示す出力電流ｉ１ｃは、（Ｇ）点において所定の電流値ｉ１ｌｍｔで制限されている。また図５の下図に示した直流電圧ＥＤＣは、（Ｈ）点から、所定の電圧値であるＥＤＣｌｍｔの値を制限して、出力電流ｉ１ｃを式（６）に従い修正した電流値ｉ１ｌｍｔ ＊により制限している。すなわち、直流電圧ＥＤＣが所定の電圧値ＥＤＣｌｍｔより大きくなった場合は所定の電流値ｉ１ｌｍｔを修正し、出力電流ｉ１ｃは所定の電流値ｉ１ｌｍｔ ＊に近づくように制御される。
　また、図３の周波数指令制限演算部６ａ１０では式（７）に従い周波数修正量△ωｒ ＊を演算したが、図６に示すように、出力電流ｉ１ｃが修正した電流値ｉ１ｌｍｔ ＊よりも大きくなった（Ｄ）の時点から式（７）の演算を始めるようにしてもよい。この場合、同図のＬ領域に示すようなオーバーシュートが発生することになる。
　このように、本実施例を用いれば加速運転や減速運転に係らず、電力変換器２の直流電圧ＥＤＣと出力電流ｉ１ｃを過電圧や過電流に陥らないような安定運転を実現することができる。
　なお、所定の電圧値ＥＤＣｌｍｔと所定の電流値ｉ１ｌｍｔは、電力変換器２を含む電力変換装置内に搭載されているマイクロ・コンピュータの内部メモリなどに設定されている、モータの回路定数や定格周波数、定格電圧および定格電流の値を用いて、自動的に設定する。また、所定の電圧値ＥＤＣｌｍｔと所定の電流値ｉ１ｌｍｔは、電力変換器２のスイッチング半導体素子の最大電圧および最大電流の値を用いて、設定してもよい。
　ここで、図７を用いて本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。図７に示すように、誘導モータ１を駆動する電力変換装置２１に、直流電圧検出器２２と電流検出器２３を取り付け、誘導モータ１のシャフトにエンコーダ２４を取り付ける。
　出力電流の計算部２５には、電流検出器２３の出力である三相の電流値（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）とエンコーダの出力である位置θが入力され出力電流ｉ１ｃを計算する。各部波形の観測部２６では直流電圧ＥＤＣと出力電流ｉ１ｃの波形を観測し、例えば、誘導モータ１を減速運転させる場合には、図５に示すＧ点（所定の電流値で制限）やＨ点（所定の電圧値で制限）およびＩ点（修正された電流値）などの特徴をみれば明らかである。
　また、エンコーダを取り付けられない場合は、三相の電流値（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）の最大値をｉ１ｃとしてもよい。
　以上のように、本実施例は、モータに取り付ける機械の慣性モーメント値が大きい場合でも、周波数指令を自動調整することで、電力変換器を過電流や過電圧に陥らないような加減速運転を実現することができる、電力変換装置およびその制御方法を提供できる。
　図８は、本実施例における電力変換装置の構成図である。実施例１では、誘導モータ１をＶ／ｆ制御する方式であったが、本実施例は図１の制御をベースとして、誘導モータ１に取り付けた機械の慣性モーメント値を測定するオートチューニングについて説明する。
　図８において、図１と同一の機能は同じ符号を付し、その説明は省略する。図８において、図１と異なる点は、慣性モーメント演算部２７を有する点である。
　慣性モーメント演算部２７は、周波数指令修正演算部６の出力である新しい周波数指令ωｒ ＊＊およびｄｃ軸とｑｃ軸の電流検出値ｉｄｃ、ｉｑｃを入力する。慣性モーメント演算部２７の内部では式（９）により加速（力行）運転の区間（図４における（Ａ）から（Ｊ））の平均トルクτｍ_力行、減速（回生）運転の区間（図５における（Ｅ）から（Ｈ））の平均トルクτｍ_回生を演算し、例えば図４における時間△ｔと速度△ωを用いて式（１０）により慣性モーメントＪの推定値Ｊ＾を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　なお、この推定値Ｊ＾を、実施例３で採用する速度制御のゲイン計算に用いるようにしてもよい。
　また、図１の制御を、モータの回路定数の測定を行うオートチューニングにて実施することもできる。
　図９は、本実施例における電力変換装置の構成図である。実施例１では、誘導モータ１をＶ／ｆ制御する方式であったが、本実施例は、エンコーダ（速度センサ）なしで、速度制御と電流制御およびベクトル制御を演算する方式である。
　図９おいて、図１と同一の機能は同じ符号を付し、その説明は省略する。図９において、図１と異なる点は、フィードバック制御演算部１０と周波数推定演算部１１を有する点である。
　フィードバック制御演算部１０は、周波数指令修正演算部６の出力である新しい周波数指令ωｒ ＊＊、ｄｃ軸とｑｃ軸の電流検出値ｉｄｃ、ｉｑｃ、周波数推定値ωｒ ＾および出力周波数ω１ ＊を入力する。フィードバック制御演算部１０の内部では、速度制御と電流制御およびベクトル制御のフィードバック制御を演算する。
　ｄ軸の電流指令値ｉｄ ＊は所定値であり、誘導モータ１内部にｄ軸の二次磁束φ２ｄを発生させる。
　速度制御は、新しい周波数指令ωｒ ＊＊に周波数推定値ωｒ ＾が追従するよう、比例＋積分の制御により式（１１）に従いｑ軸の電流指令値ｉｑ ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
ここに、Ｋｓｐ：速度制御の比例ゲイン、Ｋｓｉ：速度制御の積分ゲインである。
　ベクトル制御は、ｄ軸とｑ軸の電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊，誘導モータ１の回路定数（Ｒ１、Ｌσ、Ｍ、Ｌ２），ｄ軸の二次磁束指令値φ２ｄ ＊および出力周波数ω．’を用いて、式（１２）に従い電圧基準値ｖｄｃ ＊、ｖｑｃ ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
ここに、Ｔａｃｒ：電流制御遅れ相当の時定数、Ｒ１：一次抵抗値、Ｌσ：漏れインダクタンス値、Ｍ：相互インダクタンス値、Ｌ２：二次側インダクタンス値である。
　電流制御は、ｄ軸とｑ軸の電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊に各成分の電流検出値ｉｄｃ、ｉｑｃが追従するよう、比例＋積分の制御により式（１３）に従い、ｄ軸とｑ軸の電圧補正値△ｖｄｃ ＊、△ｖｑｃ ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
ここで、Ｋｐｄ：ｄ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋｉｄ：ｄ軸の電流制御の積分ゲイン、
Ｋｐｑ：ｑ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋｉｑ：ｑ軸の電流制御の積分ゲインである。
　さらに式（１４）に従い、ｄｃ軸とｑｃ軸の電圧指令値ｖｄｃ ＊＊、ｖｄｃ ＊＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　周波数推定演算部１１では、式（１５）に従い誘導モータ１の周波数推定値ωｒ ＾と出力周波数ω１ ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
ここに、Ｒ２ ’＊：二次抵抗の一次側換算値，Ｔｏｂｓ：オブザーバ時定数，Ｔ２：二次時定数値である。
　本実施例では、V/f制御の代わりに、速度制御と電流制御およびベクトル制御を演算するようにしても、電力変換器2の直流電圧ＥＤＣと出力電流ｉ１ｃを過電圧や過電流に陥らないような安定運転を実現することができる。
　なお、本実施例では周波数推定値ωr ＾を演算しているが、誘導モータ１にエンコーダがある場合は周波数検出値ωｒを検出するようにしてもよい。その場合は、式（１６）に従いｑ軸の電流値ｉｑ ＊を演算して、式（１７）に従い出力周波数ω１ ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
この出力周波数ω１ ＊を用いて、電圧基準値ｖｄｃ ＊、ｖｑｃ ＊を前記の式（１２）により演算すればよい。
　このように、本発明を用いれば、エンコーダ（速度センサ）のなし／ありに係らず、速度制御と電流制御およびベクトル制御を演算する方式でも、電力変換器２の直流電圧ＥＤＣと出力電流ｉ１ｃを過電圧や過電流に陥らないような安定運転を実現することができる。
　また、本実施例の制御をベースとして、実施例２に示した慣性モーメント演算部２７を設けてもよいし、モータの回路定数の測定を行うオートチューニングにて実施してもよい。
　図１０は、実施例における電力変換器の構成図である。実施例１では、誘導モータ１をＶ／ｆ制御する方式であったが，本実施例は、同期モータを速度制御と電流制御およびベクトル制御を演算する方式である。
　図１０において、図１と同一の機能は同じ符号を付し、その説明は省略する。図１０において、図１と異なる点は、制御対象が永久磁石型の同期モータ１２であり、フィードバック制御演算部１３と周波数推定演算部１４を有する点である。
　フィードバック制御演算部１３は、周波数指令修正演算部６の出力である新しい周波数指令ωｒ ＊＊、ｄｃ軸とｑｃ軸の電流検出値ｉｄｃ、ｉｑｃ、周波数推定値ωｒ ＾が入力される。フィードバック制御演算部１３の内部では速度制御と電流制御およびベクトル制御のフィードバック制御を演算する。ｄ軸の電流指令値ｉｄ ＊は「０」あるいは負の値である。
　速度制御は、新しい周波数指令ωｒ ＊＊に周波数推定値ωｒ ＾が追従するよう前記式（９）に従いｑ軸の電流指令値ｉｑ ＊を演算する。
　ベクトル制御は、ｄ軸とｑ軸の電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊，同期モータ１２の回路定数（Ｒ、Ｌｄ、Ｌｑ、Ｋｅ）および周波数推定値ωｒ ＾を用いて、式（１８）に従い電圧基準値ｖｄｃ ＊、ｖｑｃ ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
ここに、Ｒ：巻線抵抗値、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス値、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス値、Ｋｅ：誘起電圧係数である。
　電流制御は、ｄ軸とｑ軸の電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊に各成分の電流検出値ｉｄｃ、ｉｑｃが追従するように式（１９）に従い、ｄｃ軸とｑｃ軸の電圧補正値△ｖｄｃ ＊、△ｖｑｃ ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　さらに、式（２０）に従い電圧指令値ｖｄｃ ＊＊、ｖｄｃ ＊＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　周波数推定演算部１４では、式（２１）に従い同期モータ１２の周波数推定値ωｒ ＾を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
ここに、△θｃ：制御軸（ｄｃ－ｑｃ軸）と磁石軸（ｄ－ｑ軸）との位相誤差の推定値，Ｋｐｐｌｌ：速度推定の比例ゲイン、Ｋｉｐｌｌ：速度推定の積分ゲインである。
　本実施例のように、誘導モータの代わりに同期モータに適用し、速度制御と電流制御およびベクトル制御を演算するようにしても、電力変換器２の直流電圧ＥＤＣと出力電流ｉ１ｃを過電圧や過電流に陥らないような安定運転を実現することができる。
　なお、本実施例では周波数推定値ωｒ ＾を演算しているが、同期モータ１２にエンコーダがある場合は周波数検出値ωｒを検出するようにしてもよい。その場合は、式（２２）に従いｑ軸の電流値ｉｑ ＊を演算して、また式（２３）に従い電圧基準値ｖｄｃ ＊、ｖｑｃ ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　また、本実施例の同期モータは永久磁石を埋め込んだ永久磁石型であったが、永久磁石を用いないシンクロナスリラクタンスモータであってもよい。
　さらに、本実施例の制御をベースとして、実施例２を適用してもよい。
　図１１は、本実施例における電力変換器の構成図である。本実施例は、誘導モータ駆動システムに適用した例である。
　図１１において、構成要素の５～９は図１のものと同一物である。図１の構成要素である誘導モータ１は、電力変換装置１７により駆動される。電力変換装置１７には、図１の５～９はソフトウェア１７ａ、図１の２、２ａ、３、４はハードウェアとして実装されている。電力変換装置１７のデジタル・オペレータ１７ｂ、及び電力変換装置１７の外部機器であるパーソナル・コンピュータ１８、タブレット１９、スマートフォン２０などの上位装置により、ソフトウェア１７ａ内の所定の電圧値１５と所定の電流値１６を設定することができる。
　本実施例を誘導モータ駆動システムに適用すれば、機械の慣性モーメント値が大きくても、過電流や過電圧に陥らずに安定運転を実現することができる。
　また、所定の電圧値１５、所定の電流値１６は、上位装置であるプログラマブル・ロジック・コントローラ（ＰＬＣ）やコンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）上で設定してもよい。
　さらに本実施例では実施例１を用いて開示してあるが、実施例２から４を適用しても良い。
　ここまでの実施例３から４においては、電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊と電流検出値ｉｄｃ、ｉｑｃから電圧補正値△ｖｄｃ ＊、△ｖｑｃ ＊を作成し、この電圧補正値とベクトル制御の電圧基準値を加算する演算を行ったが、電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊に電流検出値ｉｄｃ、ｉｑｃからベクトル制御演算に使用する式（２４）に示す中間的な電流指令値ｉｄ ＊＊、ｉｑ ＊＊を作成し、出力周波数値ω１ ＊および誘導モータ１の回路定数を用いた式（２５）や、周波数推定値ωｒ ＾および同期モータ１２の回路定数を用いた式（２６）に従い、ｄｃ軸とｑｃ軸の電圧指令値ｖｄｃ ＊＊、ｖｑｃ ＊＊を演算するベクトル制御方式を用いてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　また、ｄ軸の電流指令ｉｄ ＊，ｑｃ軸の電流検出値ｉｑｃ，新しい周波数指令ωｒ ＊＊および同期モータ１２の回路定数を用いた式（２７）や，同期モータ１２の回路定数を用いた式（２８）に従い、ｄｃ軸とｑｃ軸の電圧指令値ｖｄｃ ＊＊、ｖｑｃ ＊＊を演算するベクトル制御方式にも適用することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　なお、実施例１から４において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Ｓｉ（シリコン）半導体素子であっても、ＳｉＣ（シリコンカーバイト）やＧａＮ（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。
１：誘導モータ、２：電力変換器、２ａ：直流電源、３：電流検出器、４：直流電圧検出器、５：座標変換部、６：周波数指令修正演算部、７：Ｖ／ｆ制御演算部、８：位相演算部、９：座標変換部、１０、１３：フィードバック制御演算部、１１、１４：周波数推定演算部、１５：所定の電圧値、１６：所定の電流値、１７：電力変換装置、１７ａ：電力変換器のソフトウェア、１７ｂ：電力変換器のデジタル・オペレータ、１８：パーソナル・コンピュータ、１９：タブレット、２０：スマートフォン、ωｒ ＊：周波数指令、ωｒ ＊＊：新しい周波数指令、ｉｄ ＊：ｄ軸の電流指令値、ｉｑ ＊：ｑ軸の電流指令値、ｉｄｃ：ｄ軸の電流検出値、ｉｑｃ：ｑ軸の電流検出値、ωｒ：モータの実周波数、ωｒ ＾：モータの周波数推定値

Claims (15)

  1. 　モータを駆動する電力変換器の直流電圧と出力周波数および出力電流を制御する電力変換装置であって、
    　周波数指令の自動調整を行う周波数指令修正演算部を有し、
    　前記モータの加減速運転において前記電力変換器が過電圧や過電流に陥らないよう周波数指令の自動調整を行うことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記周波数指令修正演算部は、
    　前記直流電圧が所定の電圧値に近づくよう所定の電流値を修正し、前記出力電流が前記修正した電流値に近づくよう前記出力周波数を制御することを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項２に記載の電力変換装置であって、
    　前記モータの周波数とトルクの極性が同じである力行モードでは、前記出力電流が前記所定の電流値に近づくように前記出力周波数を制御する、あるいは前記出力電流が前記所定の電流値よりも大きくなった場合に前記出力周波数を制御することを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項２に記載の電力変換装置であって、
    　前記モータの周波数とトルクの極性が異なる回生モードでは、前記直流電圧が前記所定の電圧値より大きくなった場合は前記所定の電流値を修正し、前記出力電流が前記修正した電流値に近づくように前記出力周波数を制御する、あるいは前記出力電流が前記所定の電流値よりも大きくなった場合に前記出力周波数を制御することを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置であって、
    　前記モータは誘導電動機であり、
    　モータの回路定数の測定や慣性モーメント値を測定するオートチューニング、Ｖ／ｆ制御、速度センサレスベクトル制御あるいは速度センサつきベクトル制御の実運転において実施することを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置であって、
    　前記モータは同期電動機であり、
    　モータの回路定数の測定や慣性モーメント値を測定するオートチューニング、位置センサレスベクトル制御あるいは位置センサつきベクトル制御の実運転において実施することを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項２から４の何れか１項に記載の電力変換装置であって、
    　前記所定の電圧値と前記所定の電流値は、前記電力変換器を含む電力変換装置内に搭載されているマイクロ・コンピュータの内部メモリに設定されている前記モータの回路定数や定格周波数、定格電圧および定格電流の値を用いて、自動的に設定することを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項２から４の何れか１項に記載の電力変換装置であって、
    　前記所定の電圧値と前記所定の電流値は、前記電力変換器のスイッチング半導体素子の最大電圧および最大電流の値を用いて設定することを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項２から４の何れか１項に記載の電力変換装置であって、
    　前記所定の電圧値と前記所定の電流値は、前記電力変換装置の外部より設定することを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項９に記載の電力変換装置であって、
    　前記電力変換装置の外部とは、外部機器であるパーソナル・コンピュータ、タブレットあるいはスマートフォンであることを特徴とする電力変換装置。
  11. 　請求項９に記載の電力変換装置であって、
    　前記電力変換装置の外部とは、上位装置であるプログラマブル・ロジック・コントローラ、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク、前記電力変換装置のフィールドバスであることを特徴とする電力変換装置。
  12. 　モータを駆動する電力変換器の直流電圧と出力周波数および出力電流を制御する電力変換装置の制御方法であって、
    　前記モータの加減速運転において前記電力変換器が過電圧や過電流に陥らないよう周波数指令の自動調整を行うことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
  13. 　請求項１２に記載の電力変換装置の制御方法であって、
    　前記直流電圧が所定の電圧値に近づくよう所定の電流値を修正し、前記出力電流が前記修正した電流値に近づくよう前記出力周波数を制御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
  14. 　請求項１３に記載の電力変換装置の制御方法であって、
    　前記モータの周波数とトルクの極性が同じである力行モードでは、前記出力電流が前記所定の電流値に近づくように前記出力周波数を制御する、あるいは前記出力電流が前記所定の電流値よりも大きくなった場合に前記出力周波数を制御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
  15. 　請求項１３に記載の電力変換装置の制御方法であって、
    　前記モータの周波数とトルクの極性が異なる回生モードでは、前記直流電圧が前記所定の電圧値より大きくなった場合は前記所定の電流値を修正し、前記出力電流が前記修正した電流値に近づくように前記出力周波数を制御する、あるいは前記出力電流が前記所定の電流値よりも大きくなった場合に前記出力周波数を制御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
PCT/JP2018/024350 2017-10-24 2018-06-27 電力変換装置およびその制御方法 WO2019082441A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201880052142.9A CN111034022B (zh) 2017-10-24 2018-06-27 电力转换装置及其控制方法
EP18871235.0A EP3703249B1 (en) 2017-10-24 2018-06-27 Power conversion device and controlling method therefor

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017205000A JP2019080419A (ja) 2017-10-24 2017-10-24 電力変換装置およびその制御方法
JP2017-205000 2017-10-24

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2019082441A1 true WO2019082441A1 (ja) 2019-05-02

Family

ID=66247264

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2018/024350 WO2019082441A1 (ja) 2017-10-24 2018-06-27 電力変換装置およびその制御方法

Country Status (4)

Country Link
EP (1) EP3703249B1 (ja)
JP (1) JP2019080419A (ja)
CN (1) CN111034022B (ja)
WO (1) WO2019082441A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113302832A (zh) * 2019-06-25 2021-08-24 株式会社日立产机系统 电力转换装置

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115498937A (zh) * 2022-08-03 2022-12-20 浙江大学 一种具有新型保护功能的电机快速停机控制系统和方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0739183A (ja) * 1993-07-20 1995-02-07 Hitachi Ltd インバータの周波数制御方法及びその装置
JP2002034289A (ja) 2000-07-12 2002-01-31 Yaskawa Electric Corp インバータ装置およびその電流制限方法
JP2002325492A (ja) * 2001-04-25 2002-11-08 Fuji Electric Co Ltd 電圧形インバータの回生制限装置
JP2013093957A (ja) * 2011-10-25 2013-05-16 Fanuc Ltd 無効電流指令作成部を有するモータ駆動装置
JP2016163501A (ja) * 2015-03-05 2016-09-05 株式会社日立産機システム 電力変換装置およびその制御法

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59136005A (ja) * 1983-01-21 1984-08-04 Mitsubishi Electric Corp 電気車用制動制御装置
JPH0685639B2 (ja) * 1984-01-30 1994-10-26 三菱電機株式会社 誘導電動機の制御装置
JP2934345B2 (ja) * 1991-09-06 1999-08-16 三菱電機株式会社 誘導電動機の制御装置
JP3000858B2 (ja) * 1994-09-01 2000-01-17 株式会社日立製作所 電気車の制御装置
JP3362753B2 (ja) * 1995-06-20 2003-01-07 株式会社安川電機 インバータ駆動誘導電動機の制動方法
JPH10262392A (ja) * 1997-03-18 1998-09-29 Hitachi Ltd インバータ制御装置
JP3332810B2 (ja) * 1997-07-15 2002-10-07 株式会社日立製作所 インバータ制御装置
JP3684793B2 (ja) * 1997-11-17 2005-08-17 株式会社明電舎 インバータ装置
US6260004B1 (en) * 1997-12-31 2001-07-10 Innovation Management Group, Inc. Method and apparatus for diagnosing a pump system
JP2000324881A (ja) * 1999-05-12 2000-11-24 Fuji Electric Co Ltd 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP3891080B2 (ja) * 2002-09-12 2007-03-07 富士電機システムズ株式会社 電動機駆動用電力変換装置の回生制御方法
JP2005198442A (ja) * 2004-01-08 2005-07-21 Tamagawa Seiki Co Ltd ブラシレスモータの制御方法
JP2006238519A (ja) * 2005-02-22 2006-09-07 Ishikawajima Harima Heavy Ind Co Ltd 負荷駆動装置
JP4607691B2 (ja) * 2005-07-13 2011-01-05 日立アプライアンス株式会社 永久磁石同期電動機の制御装置
JP4866216B2 (ja) * 2006-11-22 2012-02-01 株式会社日立製作所 電力変換装置
KR101245909B1 (ko) * 2009-03-11 2013-03-20 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 교류 회전기의 제어 장치
JP5667906B2 (ja) * 2011-02-18 2015-02-12 株式会社日立産機システム 電力変換装置
US8964432B2 (en) * 2013-01-29 2015-02-24 The Boeing Company Apparatus and method for controlling circulating current in an inverter system
JP6265345B2 (ja) * 2013-03-01 2018-01-24 国立大学法人東京工業大学 速度センサレスモータ制御装置および速度センサレスモータ始動方法
JP5893064B2 (ja) * 2014-03-18 2016-03-23 三菱電機株式会社 モータの制御装置
CN104467296A (zh) * 2014-11-28 2015-03-25 卧龙电气集团股份有限公司 一体式变频电机
WO2017006485A1 (ja) * 2015-07-09 2017-01-12 三菱電機株式会社 モータ制御装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0739183A (ja) * 1993-07-20 1995-02-07 Hitachi Ltd インバータの周波数制御方法及びその装置
JP2002034289A (ja) 2000-07-12 2002-01-31 Yaskawa Electric Corp インバータ装置およびその電流制限方法
JP2002325492A (ja) * 2001-04-25 2002-11-08 Fuji Electric Co Ltd 電圧形インバータの回生制限装置
JP2013093957A (ja) * 2011-10-25 2013-05-16 Fanuc Ltd 無効電流指令作成部を有するモータ駆動装置
JP2016163501A (ja) * 2015-03-05 2016-09-05 株式会社日立産機システム 電力変換装置およびその制御法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3703249A4

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113302832A (zh) * 2019-06-25 2021-08-24 株式会社日立产机系统 电力转换装置
CN113302832B (zh) * 2019-06-25 2023-09-12 株式会社日立产机系统 电力转换装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN111034022B (zh) 2023-06-13
CN111034022A (zh) 2020-04-17
JP2019080419A (ja) 2019-05-23
EP3703249B1 (en) 2022-07-20
EP3703249A1 (en) 2020-09-02
EP3703249A4 (en) 2021-04-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100659250B1 (ko) 영구자석 동기전동기의 제어장치 및 모듈
US10696141B2 (en) Synchronous motor control device and method of controlling synchronous motor
JP6431788B2 (ja) 電力変換装置およびその制御法
JP4797074B2 (ja) 永久磁石モータのベクトル制御装置、永久磁石モータのベクトル制御システム、及びスクリュー圧縮器
CN111034022B (zh) 电力转换装置及其控制方法
JP3773794B2 (ja) 電力変換装置
JP7329735B2 (ja) モータ制御装置
JP6641445B2 (ja) 電力変換装置の制御方法および電力変換装置
CN113302832A (zh) 电力转换装置
JP5131725B2 (ja) 電力変換器の制御装置
JP6707050B2 (ja) 同期電動機の制御装置
CN111801886A (zh) 电力转换装置
JP6847191B2 (ja) 電力変換装置の制御方法および電力変換装置
JP7251424B2 (ja) インバータ装置及びインバータ装置の制御方法
JP6680104B2 (ja) モータの制御装置、及び、制御方法
JP4051601B2 (ja) 電動機の可変速制御装置
JP2016100961A (ja) モータ制御装置、モータ制御方法及びプログラム
JP6573213B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP6497584B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP6421014B2 (ja) 電力変換装置および電力変換装置の制御方法
JP2015220944A (ja) 同期電動機のセンサレス駆動装置
JP7220074B2 (ja) モータ制御装置およびモータ制御方法
CN113939993B (zh) 电力转换装置
JP7226211B2 (ja) インバータ装置及びインバータ装置の制御方法
KR101786335B1 (ko) 인버터 제어장치

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18871235

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2018871235

Country of ref document: EP

Effective date: 20200525