JP6265345B2 - 速度センサレスモータ制御装置および速度センサレスモータ始動方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動するためのインバータを用いた速度センサレスモータ制御装置および速度センサレスモータ始動方法に関する。

大容量のファン、ブロアあるいはコンプレッサなどの風量・水量制御に、インバータを用いた高圧交流モータ可変速ドライブ技術を導入することによって、従来のダンパ制御によるものに比べて大幅な省エネルギーを達成することができる。

上述のような大型の負荷に対応すべくインバータの大容量化・高圧化の手法として、変換器用変圧器を用いた多重化方式がある。これに対し、近年、高耐圧化が可能なダイオードクランプ形マルチレベル変換器を用いたトランスレスモータドライブシステムが提案されている（例えば、非特許文献１参照。）。

また、実装が容易で大容量・高圧用途に適したダブルスターチョッパセル（Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｔａｒ Ｃｈｏｐｐｅｒ Ｃｅｌｌ：ＤＳＣＣ）方式のモジュラーマルチレベルカスケードインバータ（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃａｓｃａｄｅ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ：ＭＭＣＩ、以下、単に「モジュラーマルチレベルインバータ」と称することがある。）が提案されている（例えば、特許文献１および非特許文献２参照。）。

図１６は、モジュラーマルチレベルインバータの主回路構成を示す回路図であり、図１７は、モジュラーマルチレベルインバータの一構成要素であるチョッパセルを示す回路図、図１８は、モジュラーマルチレベルインバータの一構成要素である３端子結合リアクトルを示す回路図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。また、各相の回路構成、動作原理および制御方法は同様であるため、以下、主としてｕ相について説明する。

図１６に示すモジュラーマルチレベルインバータ１（以下、単に「インバータ１」とも称する。）は、ｕ相、ｖ相およびｗ相の電圧形フルブリッジインバータである。インバータ１の直流側（直流リンク）には、大容量の平滑コンデンサ（図示せず）が接続され、直流電圧Ｅが印加されることになる。直流電圧Ｅは必ずしも固定値である必要はなく、例えばダイオード整流器に起因する低次高調波成分やスイッチングリプル成分を含んでいても構わない。したがって、平滑コンデンサは省略可能である。

図１６に示すインバータ１のｕ、ｖおよびｗ各相は、図１７に示すチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜８、以下同様。）と、図１８に示す３端子結合リアクトル１２とで構成される。なお、図１６におけるチョッパセル１１−ｊについては、理解を容易にするために、図１７に示すチョッパセル１１−ｊにおける直流コンデンサＣを当該チョッパセル１１−ｊの外側に記載している。

図１６に示す例では、一例として、各相におけるチョッパセルの個数を８個としており、このため、インバータ１の出力は、相電圧が９レベル、線間電圧が１７レベルのＰＷＭ波形となる。

図１７に示すように、チョッパセル１１−ｊは、２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２と、直流コンデンサＣとを有する２端子回路であり、双方向チョッパの一部とみなせる。チョッパセル１１−ｊは、２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２は互いに直列接続され、これに、直流コンデンサＣが並列接続されることで構成される。２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のうち、図示の例では半導体スイッチＳＷ２の各端子が、当該チョッパセル１１の出力端となる。本明細書では、直流コンデンサの電圧値をｖ_Cju（ただし、ｊ＝１〜８）、チョッパセル１１−ｊの出力電圧（すなわち、半導体スイッチＳＷ２の両端の電圧）の値を、ｕ相の場合、ｖ_juと定義する。

上述のように、インバータ１は電圧形インバータであるため、各半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、それぞれ、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードＤと、で構成される。半導体スイッチング素子Ｓは例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｐａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。

ｕ相における８個のチョッパセル１１−１〜１１−８のうち、チョッパセル１１−１〜１１−４は、それぞれの出力端を介してカスケード接続される。本明細書では、これを第１のアーム（ａｒｍ）２ｕ−Ｐと称する。また、チョッパセル１１−５〜１１−８は、それぞれの出力端を介してカスケード接続される。本明細書では、これを第２のアーム２ｕ−Ｎと称する。ｖ相およびｗ相についても同様であり、それぞれ、第１のアーム２ｖ−Ｐおよび第２のアーム２ｖ−Ｎ、ならびに第１のアーム２ｗ−Ｐおよび第２のアーム２ｗ−Ｎが構成される。本明細書では、ｕ相については、第１のアームに流れる電流をｉ_Pu、第２のアームに流れる電流をｉ_Nu、ｖ相については、第１のアームに流れる電流をｉ_Pv、第２のアームに流れる電流をｉ_Nv、ｗ相については、第１のアームに流れる電流をｉ_Pw、第２のアームに流れる電流をｉ_Nw、と定義し、以下、「アーム電流」と称する。

３端子結合リアクトル１２（以下、単に「結合リアクトル１２」と称する。）は、第１の端子ａ、第２の端子ｂ、および、第１の端子ａと第２の端子ｂとの間の巻線上に位置する第３の端子ｃを有する。ｕ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｕ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｕーＮが、それぞれ接続される。結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、インバータ１のｕ相の出力端となる。同様に、ｖ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｖ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｖーＮが、それぞれ接続され、結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、インバータ１のｖ相の出力端となる。また、ｗ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｗ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｗーＮが、それぞれ接続され、結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、インバータ１のｗ相の出力端となる。つまり、ｕ、ｖおよびｗ各相の各結合リアクトル１２の第３の端子ｃが、インバータ１のｕ、ｖおよびｗ各相の出力端となる。

また、ｕ相において、第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子には、大容量の平滑コンデンサ（図示せず）が接続され、直流側の電源電圧Ｅが印加されることになる。同様に、ｖ相においては、第１のアーム２ｖ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子に、ｗ相においては、第１のアーム２ｗ−Ｐおよび第２のアーム２ｗ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子に、直流側の電源電圧Ｅがそれぞれ印加されることになる。

本明細書では、インバータ１のｕ相、ｖ相およびｗ相の各出力端から流れ出る電流（すなわち、インバータ１の負荷として例えばモータが接続された場合はモータに流れ込む電流）を、それぞれ、ｉ_u、ｉ_vおよびｉ_uと定義し、以下、「負荷側電流」と称する。

このとき、ｕ相について、リアクトル１２のインダクタンスをｌとしたとき、式１で表わされる回路方程式が成り立つ。

上記式１から、負荷を経由しない閉回路が存在することがわかるが、本明細書ではこの閉回路を「直流ループ」と称することにする。ｕ相の直流ループを循環する電流をｉ_Zu（以下、「循環電流」と称する。）としたとき、アーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuと負荷側電流ｉ_uとの間には以下の関係が成立する。

次に、図１６〜図１８に示すインバータ１の動作原理および制御方法について、主としてｕ相について説明する。

モジュラーマルチレベルインバータであるインバータ１における各チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuの制御は、２つの制御からなる。

その１つは、各相独立に実行される、チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサ全ての電圧を平均した値ｖ_Cuaveを所望のコンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させる制御である。本明細書では、この制御を「平均値制御（Ａｖｅｒａｇｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ）」と称する。

もう１つは、各チョッパセル１１−ｊの直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuを所望の直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させる制御である。本明細書では、この制御を「バランス制御（Ｂａｌａｎｃｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ）」と称する。

平均値制御の動作原理は以下の通りである。図１９は、モジュラーマルチレベルインバータにおける直流コンデンサの平均値制御を示すブロック図である。ここで、ｕ相の直流コンデンサ全ての電圧を平均した値ｖ_Cuaveは式５で表わされる。

図１９より、循環電流ｉ_Zuの電流指令値ｉ_Zu ^*は、Ｋ₁およびＫ₂をゲインとしたとき、式６で表わされる。

このとき、平均値制御の電圧指令値Ｖ_Au ^*は、Ｋ₃およびＫ₄をゲインとしたとき、式７で表わされる。

平均値制御では、循環電流の実際の電流量ｉ_Zuを指令値ｉ_Zu ^*に追従させるための電流マイナーループを構成する。実際の循環電流ｉ_Zuは式４より導出されるが、この循環電流ｉ_Zuを電流マイナーループを介して制御することによって、負荷電流ｉ_uに影響を与えることなく平均値制御を実現することができる。式６において、直流コンデンサ全ての電圧を平均した値ｖ_Cuaveが直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*よりも小さい場合（ｖ_Cuave＜ｖ_C ^*）、電流指令値ｉ_Zu ^*は増加する。実際の循環電流ｉ_Zuが電流指令値ｉ_Zu ^*よりも減少した場合（ｉ_Zu＜ｉ_Zu ^*）、各チョッパセル１１−ｊの出力電圧ｖ_juを直流側の電源電圧Ｅに対して減少させ、循環電流ｉ_Zuを増加させる。一方、実際の循環電流ｉ_Zuが電流指令値ｉ_Zu ^*よりも増加した場合（ｉ_Zu＞ｉ_Zu ^*）、各チョッパセル１１−ｊの出力電圧ｖ_juを直流側の電源電圧Ｅに対して増加させ、循環電流ｉ_Zuを減少させる。

バランス制御の動作原理は以下の通りである。図２０は、モジュラーマルチレベルインバータにおける直流コンデンサのバランス制御を示すブロック図である。上述のように、バランス制御は、各チョッパセル１１−ｊの直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuを所望の直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させる制御である。ここで、バランス制御の電圧指令値をｖ_Bju ^*で表わす。

各チョッパセル１１−ｊの出力電圧ｖ_juとアーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuとの間で有効電力を形成することで、直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuを直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させる。例えば、図１６に示す第１のアーム２ｕ−Ｐ内の各チョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）において、直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuが直流コンデンサ電圧指令値ｖ^* _Cuよりも小さい場合（ｖ_Cju＜ｖ^* _Cu）、直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuを増加させるためにチョッパセル１１−ｊに正の有効電流を流入させる。このために、式８で示されるバランス制御の電圧指令値ｖ_Bju ^*（ただし、ｊ＝１〜４）を用いる。ここで、Ｋ₅をゲインとする。

式８において、ｖ_u ^*は負荷に印加すべき電圧の指令値を表す。線間電圧指令値の実効値をＶ^*、周波数をｆとしたとき、式９で表わされる。

誘導電動機の可変速駆動システムの場合、ｖ_u ^*と負荷電流ｉ_uは同相にはならず、ｉ_uがｖ_u ^*よりも遅れるが、安定に動作できる。直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuが直流コンデンサ電圧指令値ｖ^* _Cよりも小さい場合（ｖ_Cju＜ｖ^* _C）、アーム電流ｉ_Puと電圧指令値ｖ_Bju ^*は式９より同相となる。したがって、チョッパセル１１−ｊには正の有効電力「ｖ^* _Bju×ｉ_Pu」が流入する。一方、直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuが直流コンデンサ電圧指令値ｖ^* _Cよりも大きい場合（ｖ_Cju＞ｖ^* _C）、アーム電流ｉ_Puと電圧指令値ｖ_Bju ^*は式９より逆相となる。したがって、チョッパセル１１−ｊには負の有効電力「ｖ^* _Bju×ｉ_Pu」が流入する。

同様に、図１６に示す第２のアーム２ｕ−Ｐ内の各チョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）については、式１０で示されるバランス制御の電圧指令値ｖ_Bju ^*（ただし、ｊ＝５〜８）を用いる。ここで、Ｋ₅をゲインとする。

このように、モジュラーマルチレベルインバータであるインバータ１における各チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuは、上記平均値制御および上記バランス制御により制御される。

各チョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング信号を生成するのに用いられる出力電圧指令値の生成について説明する。図２１は、モジュラーマルチレベルインバータにおける各チョッパセルについての出力電圧指令値の生成を示すブロック図である。

各チョッパセル１１−ｊの出力電圧指令値ｖ_ju ^*は、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）については式１１、第１のアーム２ｕ−Ｎ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）については式１２で表わされる。出力電圧指令値ｖ_ju ^*の生成にあたっては、直流側の電源電圧Ｅをフィードフォワード項として利用する。

上述のようにして生成される出力電圧指令値ｖ_ju ^*は、各直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuで規格化された後、キャリア周波数ｆ_cの三角波キャリア信号と比較され、ＰＷＭのスイッチング信号が生成される。生成されたスイッチング信号は、対応するチョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチングに用いられる。なお、各チョッパセル１１−ｊのスイッチング周波数ｆ_sはキャリア周波数ｆ_cと等しい。チョッパセルが例えば８個の場合には、各チョッパセル１１−ｊに対応するキャリア信号の初期位相は４５度ずつずらす。すなわち、初期位相は、チョッパセル１１−１については０度、チョッパセル１１−２については９０度、チョッパセル１１−３については１８０度、チョッパセル１１−４については２７０度、チョッパセル１１−５については４５度、チョッパセル１１−６については１３５度、チョッパセル１１−７については２２５度、チョッパセル１１−８については３１５度とする。また、各相のキャリア信号の初期位相については、１２０度ずつずらす。これにより、インバータ１の出力電圧の線間電圧は１７レベルの交流波形となり、等価スイッチング周波数は８ｆ_cとなる。

上述のチョッパセル内のスイッチＳＷ１およびＳＷ２のためのスイッチング信号の生成は、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置を用いて実現される。

図１６に示したモジュラーマルチレベルインバータ１の変形例として、３端子結合リアクトルを、通常のリアクトル（すなわち、非結合リアクトル）を用いたものもある。図２２は、モジュラーマルチレベルインバータの別の例の主回路構成を示す回路図であり、図２３は、図２２に示すモジュラーマルチレベルインバータ内のリアクトルの配置例を示す回路図である。この例では、第１のアーム２ｕ−Ｐ内にチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）とリアクトル１２−１とを備え、第２のアーム２ｕ−Ｎ内にチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）とリアクトル１２−１とを備える。第１のアーム２ｕ−Ｐにおいては、４個のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）が、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続されるとともに、リアクトル１２−１が、互いにカスケード接続されたチョッパセル間の任意の位置に接続される。また、第２のアーム２ｕ−Ｎにおいては、４個のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）が、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続されるとともに、リアクトル１２−２が、互いにカスケード接続されたチョッパセル間の任意の位置に接続される。図２２に示すモジュラーマルチレベルインバータ１においては、リアクトル１２−１については、一方の端子にチョッパセル１１−４が接続され、他方の端子にはリアクトル１２−２が接続される。また、リアクトル１２−２については、一方の端子にリアクトル１２−１が接続され、他方の端子にはチョッパセル１１−５が接続される。第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの、互いが接続されない側の各端子に、直流電源電圧が印加される。また、第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの接続端子が、インバータ１のｕ相の出力端子となる。

図２２に示すような非結合リアクトルを用いたモジュラーマルチレベルインバータ１においては、リアクトル１２−１および１２−２は、互いにカスケード接続されたチョッパセル１１−ｊ間の任意の位置に接続される。図２３（ａ）は、図２２に示す第１のアームを示したものであるが、リアクトルの配置位置の他の例として、例えば図２３（ｂ）に示すように、チョッパセル１１−１の、直流電源電圧が印加される側の端子に接続してもよい。また、図２３（ｃ）に示すように、チョッパセル１１−３とチョッパセル１１−４との間に接続してもよい。

なお、これ以外の回路構成要素については図１６に示す回路構成要素と同様であるので、同一の回路構成要素には同一符号を付して当該回路構成要素についての詳細な説明は省略する。

また、コモンモード電圧を用いないでモジュラーマルチレベルインバータを制御する方法も提案されている（例えば、非特許文献４）。

一方、汎用インバータを用いてモータ（誘導電動機）を駆動する場合、可変電圧可変周波数速度制御（以下、「Ｖ／ｆ制御」と称する。）が広く用いられている（例えば、非特許文献３）。Ｖ／ｆ制御は、モータの始動時から定格周波数に達するまでの間にわたって定トルク運転を実現できる点に特長がある。

しかしながら、Ｖ／ｆ制御を用いて図１６に示したモジュラーマルチレベルインバータ１を駆動制御した場合、非特許文献３に記載されているように、チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサの電圧に、モータ駆動周波数を主成分とする交流電圧変動が生じる。図１６のチョッパセル１１−１の直流コンデンサの電圧ｖ_C1uに含まれる交流変動分ｖ_C1u’は、非特許文献３に記載されているように式１３および式１４で近似できる。

ここで、ΔＶ_C1uはｖ_C1u’の最大電圧変動、Ｉはモータに流れ込む電流（以下、単に「モータ電流」と称する。）の実効値、ｆはモジュラーマルチレベルインバータ１の出力周波数、Ｃはチョッパセル１１−１内の直流コンデンサの静電容量を表わす。

式１３および式１４より、交流変動分ｖ_C1u’は、モータ電流の実効値Ｉに比例し、出力周波数ｆに反比例する。したがって、低周波数領域において定格電流と同程度の始動電流が発生するＶ／ｆ制御をモジュラーマルチレベルインバータ１を用いたモータ駆動に適用すると、モータの始動時に、定格周波数動作時の数倍の交流電圧変動が発生してしまう。

このように、モジュラーマルチレベルインバータを用いたモータ駆動では、モータの始動時や低速時に、モジュラーマルチレベルインバータの各チョッパセル内の直流コンデンサの電圧変動が増大し、不安定動作が発生するといった問題がある。

この問題を回避するため、始動時のモータ駆動電流について適切な周波数を固定設定して設定する技術が提案されている（例えば、非特許文献５参照。）。

同じくこの問題を回避するため、速度センサ付ベクトル制御により始動する技術が提案されている（例えば、非特許文献６参照。）。この技術によれば、モータの始動時や低速時におけるモジュラーマルチレベルインバータの各チョッパセル内の直流コンデンサの電圧変動を抑制するために４０〜５０Ｈｚのコモンモード電圧と循環電流を重畳し、速度センサ付ベクトル制御を用いて零速度からの始動を実現している。

特開２０１１−０７８２１３号公報

近藤洋介、ハッチ・ナッチポン（Ｈａｔｔｉ Ｎａｔｃｈｐｏｎｇ）、赤木泰文著、「５レベルダイオードクランプＰＷＭ整流器・インバータによる誘導電動機可変駆動システム」、電気学会論文誌Ｄ、Ｖｏｌ．１２８、Ｎｏ．３、ｐｐ２５９〜２６６、２００８年 萩原誠、西村和敏、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブ、第１報：４００Ｖ、１５ｋＷミニモデルによる実験的検証」、電気学会論文誌Ｄ、Ｖｏｌ．１３０、Ｎｏ．４、ｐｐ５４４〜５５１、２０１０年 西村和敏、萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブシステムへの応用−４００Ｖ、１５ｋＷミニモデルによる実験的検証−」、電気学会半導体電力変換研究会、ＳＰＣ−０９−２４、ｐｐ１９〜２４、２００９年１月 新村直人、赤木泰文著、「三相モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＤＳＣＣ）の非干渉制御」、電気学会論文誌Ｄ、Ｖｏｌ．１３２、Ｎｏ．１１、ｐｐ１０５５〜１０６４、２０１２年 西村和敏、萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブ、第２報：始動法と始動特性」、電気学会論文誌Ｄ、Ｖｏｌ．１３０、Ｎｏ．４、ｐｐ５５２〜５５９、２０１０年 萩原誠、長谷川勇、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル・カスケードインバータ（ＭＭＣＩ−ＤＳＣＣ）を用いたモータドライブの低速運転」、電気学会論文誌Ｄ、Ｖｏｌ．１３２、Ｎｏ．１１、ｐｐ１０７２〜１０７９、２０１２年

上述の非特許文献５および非特許文献６に記載された技術は、モジュラーマルチレベルインバータを用いて駆動されるモータの始動時や低速時に、モジュラーマルチレベルインバータの各チョッパセル内の直流コンデンサに発生する電圧変動を抑制する点で効果がある。

しかしながら、非特許文献５に記載された技術によれば、モータの低速時に定格以上のすべりが発生するため、過電流が発生し、モータトルクの低下も問題とある。

また、上述の非特許文献６に記載された技術によれば、例えば周波数が５０Ｈｚや６０Ｈｚなどの既存の商用電源に直接に接続してモータ（誘導電動機）を定速駆動していた場合において、モジュラーマルチレベルインバータを新たに導入して可変速駆動が可能となるように設計変更しようとすると、モータに速度センサを新たに取り付けなければならばならない。モータの構造上、速度センサを新たに取り付けできない場合や、電気室に設置されたモジュラーマルチレベルインバータと現場に設置されたモータが遠く離れているために速度センサの配線経路を確保できないといった場合も考えられる。このようなことから、大容量のファンやブロアなどの分野においては、実用的にはモータを速度センサを使用しないで可変速駆動できることが望まれている。

従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、速度センサを用いることなく、ダブルスターチョッパセル方式のモジュラーマルチレベルカスケードインバータを用いてモータを安定に始動することができる速度センサレスモータ始動方法および装置を提供することにある。

上記目的を実現するために、本発明の第１の態様においては、モータの始動に用いられるインバータは、直列接続された２つの半導体スイッチとこれら２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり上記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数のチョッパセルが、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続された第１および第２のアームと、第１の端子、第２の端子、および第１の端子と第２の端子との間の巻線上に位置する第３の端子を有する３端子結合リアクトルであって、第１の端子には第１のアームが、第２の端子には第２のアームが、第３の端子には駆動すべきモータが、それぞれ接続される３端子結合リアクトルと、を備えるものであり、ここで、第１および第２のアームの、３端子結合リアクトルが接続されない側の各端子に、直流電源電圧が印加されるモジュラーマルチレベルインバータである。すなわち、本発明の第１の態様によれば、上記インバータを用いてモータを始動させる速度センサレスモータ始動方法は、振幅指令値と、所定の期間にわたって０から所定の値まで増加する周波数指令値と、を用いて電流指令値を作成する電流指令値作成ステップと、第３の端子から出力されるモータ駆動電流が電流指令値に追従するよう制御することでモータを始動させるモータ始動制御ステップと、を備える。

すなわち、本発明の第１の態様によれば、モータを始動させる速度センサレスモータ始動装置は、上記インバータと、振幅指令値と所定の期間にわたって０から所定の値まで増加する周波数指令値とを用いて電流指令値を作成する電流指令値作成手段と、第３の端子から出力されるモータ駆動電流が電流指令値に追従するよう制御することでモータを始動させるモータ始動制御手段と、を備える。

また、本発明の第２の態様においては、モータの始動に用いられるインバータは、直列接続された２つの半導体スイッチとこれら２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり上記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルおよびリアクトルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数のチョッパセルが、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続されるとともに、リアクトルが、互いにカスケード接続されたチョッパセル間の任意の位置に接続された第１および第２のアーム、を備えるものであり、ここで、第１および第２のアームの、互いが接続されない側の各端子に直流電源電圧が印加されるモジュラーマルチレベルインバータである。すなわち、本発明の第２の態様によれば、上記インバータを用いて、第１のアームと第２のアームとの接続端子に接続された駆動すべきモータを始動させる速度センサレスモータ始動方法は、振幅指令値と、所定の期間にわたって０から所定の値まで増加する周波数指令値と、を用いて電流指令値を作成する電流指令値作成ステップと、第１のアームと第２のアームとの接続端子から出力されるモータ駆動電流が電流指令値に追従するよう制御することでモータを始動させるモータ始動制御ステップと、を備える。

すなわち、本発明の第２の態様によれば、モータを始動させる速度センサレスモータ始動装置は、上記インバータと、振幅指令値と所定の期間にわたって０から所定の値まで増加する周波数指令値とを用いて電流指令値を作成する電流指令値作成手段と、第１のアームと第２のアームとの接続端子から出力されるモータ駆動電流が電流指令値に追従するよう制御することでモータを始動させるモータ始動制御手段と、を備える。

本発明の第１および第２の態様において、各半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、を有する。

本発明によれば、速度センサを用いることなく、モータ駆動に用いられるモジュラーマルチレベルインバータ内の直流コンデンサの交流電圧変動が抑制され、モータを安定に始動させることができる。本発明によれば、速度センサが不要である点、制御のし易さ、電磁ノイズ（ＥＭＩ）の抑制、トルク脈動の低減など、優れた特性を有する。また、本発明による制御によれば、一次電流のフィードバックループを構成しているので過電流は発生しない。本発明は、ファン、ブロア、ポンプおよびコンプレッサなど速度変化やトルク変化が緩やかな２乗低減トルク負荷のものに特に適している。

本発明の第１の実施例による速度センサレスモータ始動装置を示す原理ブロック図である。 本発明の第１の実施例による速度センサレスモータ始動方法の動作フローを示すフローチャートである。 本発明の第１の実施例に用いられるモジュラーマルチレベルインバータを示す回路図である。 本発明の第１の実施例における一次電流フィードバック制御のブロック図である。 本発明の第１の実施例において、モータ（誘導電動機）の二次鎖交磁束に着目した一相あたりの等価回路を示す図である。 一次電流のフェーザ図である。 本発明の第１の実施例による速度センサレスモータ始動方法についての実験に用いた回路を示す図である。 本発明の第１の実施例によるモータ始動装置における無負荷時の始動特性についての実験結果を示す図である。 本発明の第１の実施例によるモータ始動装置において、負荷トルクを定格の２０％としたときの始動特性についての実験結果を示す図である。 本発明の第１の実施例によるモータ始動装置において、負荷トルクを定格の２０％としたときの始動特性についての実験結果を示す図である。 本発明の第１の実施例によるモータ始動装置において、負荷トルクを定格の４０％としたときの始動特性についての実験結果を示す図である。 本発明の第１の実施例によるモータ始動装置において、周波数指令値ｆ^*を０．５Ｈｚに設定したときのモータの極低速運転時の定常特性についての実験結果を示す図である。 本発明の第１の実施例によるモータ始動装置において、周波数指令値ｆ^*を１５Ｈｚに設定したときのモータの極低速運転時の定常特性についての実験結果を示す図である。 本発明の第１の実施例によるモータ始動装置において、周波数指令値ｆ^*を２０Ｈｚに設定したときのモータの極低速運転時の定常特性についての実験結果を示す図である。 本発明の第２の実施例によるモジュラーマルチレベルインバータを示す回路図である。 モジュラーマルチレベルインバータの主回路構成を示す回路図である。 モジュラーマルチレベルインバータの一構成要素であるチョッパセルを示す回路図である。 モジュラーマルチレベルインバータの一構成要素である３端子結合リアクトルを示す回路図である。 モジュラーマルチレベルインバータにおける直流コンデンサの平均値制御を示すブロック図である。 モジュラーマルチレベルインバータにおける直流コンデンサのバランス制御を示すブロック図である。 モジュラーマルチレベルインバータにおける各チョッパセルについての出力電圧指令値の生成を示すブロック図である。 モジュラーマルチレベルインバータの別の例の主回路構成を示す回路図である。 図２２に示すモジュラーマルチレベルインバータ内のリアクトルの配置例を示す回路図である。

以下に説明する第１および第２の実施例については、主としてｕ相について説明するが、ｖ相およびｗ相についても同様である。また、各実施例では、ダブルスターチョッパセル（ＤＳＣＣ）方式のモジュラーマルチレベルカスケードインバータ（ＭＭＣＩ）におけるチョッパセルの個数は一例として８個としたが、本発明はこれに限定されるものではなく、チョッパセルの個数は偶数個であればよい。

図１は、本発明の第１の実施例による速度センサレスモータ始動装置を示す原理ブロック図である。図２は、本発明の第１の実施例による速度センサレスモータ始動方法の動作フローを示すフローチャートである。図３は、本発明の第１の実施例に用いられるモジュラーマルチレベルインバータを示す回路図である。

本発明の第１の実施例は、図１６〜図２１を参照して説明したモジュラーマルチレベルインバータをモータの駆動に用いた場合に関するものである。すなわち、図３に示すモジュラーマルチレベルインバータ１の回路構成自体は、図１６に示したそれと同様であり、チョッパセル１１−ｊは図１７に示されたものであり、３端子結合リアクトル１２は図１８に示されたものである。チョッパセル１１−ｊ内の各半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２が、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、半導体スイッチング素子Ｓに逆並列に接続された帰還ダイオードＤと、を有する点も同様である。

図３に示すように、モジュラーマルチレベルインバータ１の各チョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング動作の指示に用いられるスイッチング信号は、参照符号１０で示されるＤＳＰによって生成される。ＤＳＰ１０には、公知の検出器（図示せず）によって検出された、モジュラーマルチレベルインバータ１の第１のアーム２ｕ−Ｐ、２ｖ−Ｐおよび２ｗ−Ｐを流れるアーム電流ｉ_Pu、ｉ_Pv、およびｉ_Pw、第２のアーム２ｕ−Ｎ、２ｖ−Ｎおよび２ｗ−Ｎを流れるアーム電流ｉ_Nu、ｉ_Nv、およびｉ_Nw、各チョッパセル１１−ｊにおける直流コンデンサの電圧ｖ_Cju、ｖ_Cjv、ｖ_Cjw、ならびに、インバータ１から出力される各相の電流（すなわち、負荷であるモータに流れ込む各相の電流））ｉ_u、ｉ_v、およびｉ_w、が入力され、演算処理が実行される。

モジュラーマルチレベルインバータ１の制御は、大きく分けて、各チョッパセル内の直流コンデンサ電圧の脈動を抑制する直流コンデンサ電圧制御と、一次電流制御とで構成される。ここで、本発明の第１の実施例による速度センサレスモータ始動制御は、一次電流制御に含まれる。

まず、直流コンデンサ電圧制御について説明する。モジュラーマルチレベルインバータ１は、非特許文献２に記載されているように、各チョッパセルの直流コンデンサ電圧が一次電流（アーム電流）の周波数に反比例して変動する。そこで、本発明の第１の実施例においては、モジュラーマルチレベルインバータ１の各チョッパセル内の直流コンデンサの電圧制御として、モータの低速運転時には非特許文献６に記載されている５０Ｈｚの方形波状のコモンモード電圧と循環電流を重畳する方形波重畳方法を採用し、モータの中速運転時にはコモンモード電圧を用いない非特許文献４に記載の制御方法を採用する。具体的には次の通りである。

モータの低速運転時の直流コンデンサ電圧制御は、非特許文献６に記載されているように、方形波状のコモンモード電圧と循環電流を利用する方法を利用する。このとき、アーム電流の最大値｜ｉ_Pu｜_maxは、直流リンク電圧をＶ_dc、方形波状の循環電流指令のためのコモンモード電圧実効値Ｖ_com、ｕ相のアーム電流ｉ_uの実効値（以下、「一次電流の実効値」と称することがある）をＩ₁としたとき、式１５のように近似できる。

式１５の第１項は方形波状の循環電流を示し、第２項はモジュラーマルチレベルインバータ１の上下アームで分担する一次電流を示す。モータの低速運転時に一次電圧に重畳するコモンモード電圧Ｖ_comは、変換器の過変調を避けるために、モータの回転速度の増加（誘起電圧の増加）に伴い減少させる必要がある。このとき、式１５の第１項で与えられる循環電流指令値がＶ_comに反比例して増加する。この増加を防ぐために、方形波状の循環電流指令値を一定値として与え、コモンモード電圧と同様に低減させる。Ｖ_comを減少させる回転速度は式１６で与えられるモジュラーマルチレベルインバータの変調度ｍが過変調とならないようにし、式１７で与えられる直流コンデンサ電圧の変動幅ΔＶ_Cjuが設計値以下となる速度とする。式１６および式１７において、直流コンデンサの静電容量をＣ、直流コンデンサ電圧の平均値をＶ_C、一次電圧実効値をＶ₁、一次電流周波数をｆとする。

このようにモジュラーマルチレベルインバータ１の直流コンデンサ電圧制御においては、直流コンデンサ電圧とアーム電流を検出し、循環電流を制御することで直流コンデンサ電圧の変動を抑制する。したがって、本発明の第１の実施例においては、モジュラーマルチレベルインバータ１の各チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサの電圧を検出するための電圧検出手段と各アームを流れるアーム電流を検出する電流検出手段が設けられる。モジュラーマルチレベルインバータ１では各アーム電流を検出して直流コンデンサ電圧の制御を行うので、誘導電動機の一次電流は電流センサを付加することなく演算により検出できるので、回路構成は複雑にはならない。

次にモジュラーマルチレベルインバータ１の一次電流制御について説明する。本発明の第１の実施例による速度センサレスモータ始動制御は、一次電流制御に含まれ、速度センサレスモータ始動装置１００により実行される。速度センサレスモータ始動装置１００は、上述のＤＳＰ１０の機能の１つとして構成される。図１に示すように、本発明の第１の実施例による速度センサレスモータ始動装置１００は、一次電流の振幅指令値Ｉ₁ ^*と所定の期間にわたって０から所定の値まで増加する周波数指令値ｆ^*とを用いて電流指令値ｉ_u ^*を作成する電流指令値作成手段３１と、第３の端子ｃ（図１８参照）から出力されるモータ駆動電流ｉ_uが電流指令値ｉ_u ^*に追従するよう制御することでモータを始動させるモータ始動制御手段３２と、を備える。モータ始動制御手段３２は、モータ駆動電流ｉ_uを電流指令値ｉ_u ^*に追従させるための相電圧指令値ｖ_u ^*を出力する。なお、ここではｕ相について説明したが、ｖ相およびｗ相についても同様の電流指令値作成手段３１およびモータ始動制御手段３２が設けられる。

速度センサレスモータ始動装置１００は、図３に示すフローチャートに従って動作する。下記各ステップＳ１０１およびＳ１０２における演算処理は、ＤＳＰ１０によって実行される。まず、ステップＳ１０１において、電流指令値作成手段３１は、一次電流の振幅指令値Ｉ₁ ^*と所定の期間にわたって０から所定の値まで増加する周波数指令値ｆ^*とを用いて電流指令値ｉ_u ^*を作成する。電流指令値ｉ_u ^*は式１８のように表される。

ここで、周波数指令値ｆ^*は所定の期間にわたって０から所定の値まで増加するものであればよく、例えば、ランプ関数状に増加する周波数指令値がある。周波数指令値ｆ^*は例えばメモリに予め記憶しておき、ＤＳＰ１０内の電流指令値作成手段３１はモータ始動時にこれをメモリから読み出して電流指令値ｉ_u ^*の作成に用いる。

また、振幅指令値Ｉ₁ ^*は、一定値であっても可変値であってもよい。また、振幅指令値Ｉ₁ ^*は、例えば駆動すべきモータのイナーシャが既知であるならば予め実験で最適な値を求めておき、これを固定値として用いればよい。また例えば、振幅指令値Ｉ₁ ^*作成のための制御回路を別途構成し、駆動すべきモータのイナーシャの変動に応じて振幅指令値Ｉ₁ ^*をその都度作成するようにしてもよい。

周波数指令値ｆ^*および振幅指令値Ｉ₁ ^*の決め方の詳細については後述する。

図２のステップＳ１０２では、モータ始動制御手段３２が、第３の端子ｃから出力されるモータ駆動電流ｉ_uが電流指令値ｉ_u ^*に追従するようにするための相電圧指令値として、式１９に示されるｖ_u ^*を出力する。式１９においてＫは比例ゲインを示す。

なお、ここでは式１９に示すように比例制御のみを採用しているが、本発明はこれに限定されず、例えば比例積分（ＰＩ）制御を採用してもよい。

モータを始動させるための相電圧指令値はｕｖｗ各相ごとに作成され、モジュラーマルチレベルインバータ１内の各チョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング動作の指令として用いられる。

上述の速度センサレスモータ始動装置１００では、モータ（誘導電動機）の一次電流（図３のｉ_u、ｉ_vおよびｉ_w）を検出しこれを用いて一次電流のフィードバック制御を構成する。以下、これについて説明する。

理想状態においては方形波状の循環電流はモジュラーマルチレベルインバータ１のレグ間を循環するため、直流リンク電流や一次電流に表れない。しかし、方形波状の循環電流を現実的に発生させることは困難である。式１５より、アーム電流に含まれる方形波状の循環電流は、コモンモード電圧を重畳できる最大値であるＶ_dc／２に設定したとしても、一次電流の５０％の振幅となる。したがってモータの低速運転時に、この循環電流が一次電流に表れると、モータの制御に対して外乱となる。この外乱抑制のために、一次電流のフィードバック制御を行う。

図４は、本発明の第１の実施例における一次電流フィードバック制御のブロック図である。一次電流制御の性能向上のために、一次電流の周波数指令値ｆ^*から得られる位相θ^*を用いてｄｑ変換し直流量として制御する。ｄ軸とｑ軸の電流指令値ｉ_d ^*とｉ_q ^*は、後述する方法によりまず一次電流の振幅指令値Ｉ₁ ^*を決定し、これを式２０に示すように均等に分担するように設定する。

図５は、本発明の第１の実施例において、モータ（誘導電動機）の二次鎖交磁束に着目した一相あたりの等価回路を示す図である。以下では定常状態を仮定する。図５に示す等価回路の励磁電流Ｉ₀は二次鎖交磁束電流に対応し、二次電流Ｉ₂はトルク電流に対応する。さらに、モータ（誘導電動機）の励磁電流Ｉ₀と二次電流Ｉ₂は互いに直交する。

図６は、一次電流のフェーザ図である。ここでは、３つの一次電流実効値Ｉ_1i、Ｉ_1jおよびＩ_1kの間にＩ_1i＜Ｉ_1j＜Ｉ_1kの関係があると仮定する。虚軸Ｉの電流は、図４の励磁電流Ｉ₀に対応し、実軸Ｒの電流は、二次電流Ｉ₂に対応する（図５および図６においては励磁電流Ｉ₀および二次電流Ｉ₂に「ドット・」をつけて表現したが、本明細書中の記載ではこれを省略している）。モータトルクＴ_Mは、極対数をＰとしたとき、等価回路より式２１のように表せる。

図５および式２１より、モータトルクＴ_MはＩ₁、Ｉ₂およびＩ₀に囲まれた三角形の面積に比例する。負荷トルク一定の条件で、一次電流フェーザがＩ_1i、Ｉ_1j、Ｉ_1kの順に変化すると、二次電流実効値はＩ_2i、Ｉ_2j、Ｉ_2kの順に減少し、励磁電流実効値はＩ_0i、Ｉ_0j、Ｉ_0kの順に増加する。これはＩ₁、Ｉ₂およびＩ₀に囲まれた三角形の面積を一定に保つように、つまりモータトルクが一定となるように励磁電流と二次電流が変化することを意味している。

すべり周波数ｆ_Sは、二次電流実効値Ｉ₂と励磁電流実効値Ｉ₀との比で表され、式２２で与えられる。

図６に関してすべり周波数には、ｆ_Si＞ｆ_Sj＞ｆ_Skの関係があり、最終的にはモータトルクと一次電流から一義的に決定される。

次に、電流指令値ｉ_u ^*の決定方法について説明する。

フィードフォワードで与える電流指令値ｉ_u ^*の実効値である一次電流の振幅指令値Ｉ₁ ^*と周波数指令値ｆ^*は、モータトルクＴ_Mと負荷トルクから決定する。ここで、一次電流実効値Ｉ₁は式２３で与えられる。

式２１および式２２より、モータトルクＴ_Mとすべり周波数ｆ_Sから励磁電流実効値Ｉ₀と二次電流実効値Ｉ₂が決定され、式２３より一次電流実効値Ｉ₁が与えられる。一次電流の振幅指令値Ｉ₁ ^*は、モジュラーマルチレベルインバータ１の電流容量が増加しないように、アーム電流の最大値が誘導電動機の定格電流以下となるように設定する。

モータ（誘導電動機）を加速させるために、式２４を満足するようにモータトルクＴ_Mを決定する。式２４において、モータの慣性モーメントをＪ_M、負荷の慣性モーメントをＪ_L、モータの回転角周波数をω_m、負荷トルクをＴ_Lとする。

周波数指令値ｆ^*はモータの回転角速度ω_mに対応し、その変化の割合は設定したモータトルクＴ_Mと負荷トルクＴ_Lの関係から、式２４を満たすように設定する。

上述の電流指令値ｉ_u ^*は、図５に示す等価回路をベースに決定するか、あるいは実験により決定する。

図５に示す等価回路をベースに電流指令値ｉ_u ^*を決定する場合は、負荷トルクＴ_Lを推定し、電動機定数を用いて解析的に決定する。ファン、ブロア、ポンプおよびコンプレッサなど２乗低減トルク負荷を想定した場合、始動トルクには３０〜４０％必要である。誘導機回転速度が増加すると負荷トルクＴ_Lが低下し、負荷トルクＴ_Lがモータの回転速度の２乗に比例する特性を示す。このような２乗低減トルク負荷がモータに接続されている場合は、２乗低減負荷トルク特性から電流指令値ｉ_u ^*を決定することで高効率なモータ始動を実現することができる。

一方で、回転数に対する負荷トルク特性が未知の場合には、電流指令値ｉ_u ^*は実験的に決定する。電流指令値ｉ_u ^*の振幅指令値Ｉ₁ ^*は、アーム電流の最大値がモータの定格電流を超えない範囲で実験的に調整し、周波数指令値ｆ^*の変化率（すなわち増加率）は式２４を満たすように調整することで、負荷トルクと加速トルクとの和に等しいモータトルクを発生させる。このように、Ｖ／ｆ制御と同様に本発明では電動機定数やケーブル定数を用いることなく電流指令値ｉ_u ^*を決定することができる。

次に、本発明と従来のＶ／ｆ制御と従来のすべり周波数制御とを比較する。本発明の第１の実施例による速度センサレスモータ始動装置１００は、モータ（誘導電動機）の一次電流（図３のｉ_u、ｉ_vおよびｉ_w）を検出しこれを用いて一次電流のＩ₁フィードバック制御を構成している点で従来のＶ／ｆ制御やすべり周波数制御と類似している。しかしながら、本発明の第１の実施例による速度センサレスモータ始動装置１００では、負荷トルクに応じて一次電流の振幅指令値Ｉ_m ^*と周波数指令値ｆ^*をフォードフォワードで与えるオープンループ制御である点に特徴がある。

表１に、本発明によると従来のＶ／ｆ制御と従来のすべり周波数制御との関係を示す。

まず、本発明による制御とＶ／ｆ制御とを比較する。Ｖ／ｆ制御では独立変数は一次電圧Ｖ₁と一次周波数ｆであり、一次電圧Ｖ₁のフィードフォワード制御を行っており、その結果として、従属変数である一次電流Ｉ₁とすべり周波数ｆ_Sが決定される。一方、本発明による制御においては独立変数は一次電流Ｉ₁と一次周波数ｆであり、一次電流Ｉ₁のフィードバック制御を行うことから、その結果として、従属変数である一次電圧Ｖ₁とすべり周波数ｆ_Sが決定される。また、Ｖ／ｆ制御では負荷トルク急変時の過電流が問題となる。このため、Ｖ／ｆ制御では、過電流を抑制するために、電流センサを取り付け一次電流を監視し、電流制限をかけるのが一般的である。一方、本発明による制御によれば、一次電流のフィードバックループを構成しているので過電流は発生しない。また、本発明による制御によれば、推定負荷トルクからモータトルクを設定することで、従属変数として与えられるすべり周波数を任意に設定できる。なお、本発明による制御およびＶ／ｆ制御ともにモータの検出速度については制御パラメータとして用いておらず、したがって速度センサは必要ない。

次に本発明による制御とすべり周波数制御とを比較する。すべり周波数制御では、独立変数として一次電流Ｉ₁およびすべり周波数ｆ_Sを与える。その結果として、従属変数である一次電圧Ｖ₁と一次周波数ｆが決定される。しかし、従来のすべり周波数制御が速度センサを用いてモータ回転速度を検出し、一次電流の振幅と周波数の指令値を決定するのに対し、本発明による制御では、一次電流の振幅指令値Ｉ₁ ^*と周波数指令値ｆ^*をフォードフォワードで与える点で異なる。したがって、すべり周波数制御は速度センサが不可欠であるのに対し、本発明による制御では速度センサは不要である。また、すべり周波数制御では負荷トルクが変化したとしてもすべり周波数を制御できるのに対し、本発明による制御ではすべり周波数は負荷トルクに応じて変化する。

このように本発明による制御は、従来のＶ／ｆ制御およびすべり周波数制御の特徴を併せ持つ。具体的にいえば、本発明による制御は、一次電流フィードバック制御によって過電流を発生することなく、速度センサレスで安定に始動を行うことができる特徴がある。しかし、本発明による制御は、負荷トルク急変時にはすべり周波数は制御できないので、２乗低減負荷でしかも比較的速度変化や負荷トルク変化の緩やかな大容量のファン、ブロア、ポンプおよびコンプレッサなどの可変速駆動に適しているといえる。

次に、本発明の第１の実施例による速度センサレスモータ始動装置の実験結果について説明する。

図７は、本発明の第１の実施例による速度センサレスモータ始動方法についての実験に用いた回路を示す図である。

実験には、図７に示す回路を用いた。表２は、図７に示すモジュラーマルチレベルインバータの回路定数を示す。表２に示す結合インダクタについては、４００Ｖ、１５ｋＷ、５０Ｈｚをベースにしたパーセントインピーダンスを表している。

実験における制御システムは、ＤＳＰおよびＦＰＧＡをベースとした全ディジタル制御により実現し、デッドタイムは４μ秒、各チョッパセル１１−ｊのキャリア周波数ｆ_cは２ｋＨｚとした。ＤＳＰには、テキサスインスツルメンツ（Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ）社のＴＭＳ３２０Ｃ６７１３を用いた。また、ＦＰＧＡにはアルテラ社のＡｌｔｅｒａ Ｃｙｃｌｏｎｅ ＩＩを用いた。

表３は、実験において負荷として用いた誘導電動機の仕様を示す。

また、図７に示す回生負荷は、インバータ１で駆動するモータの始動負荷トルクを模擬するためのものであり、１９０Ｖ、１５ｋＷ定格、極対数４の誘導発電機ＩＧとＢＴＢ（Ｂａｃｋ−ｔｏ−Ｂａｃｋ）構成の変換器２１および２２とで構成した。これにより、ベクトル制御を適用することで誘導電動機ＩＭの瞬時負荷トルクτ_Lを可変にした。

図７に示す実験システムの三相１２パルス整流回路と図３の直流リンクには、電解コンデンサやフィルムコンデンサは接続していない。なお、図７では三相１２パルス整流回路用変圧器を使用しているが、三相６パルス整流回路を使用する場合にはトランスレスが実現できる。

本発明の第１の実施例によるモータ始動装置における始動特性についての実験結果を示す図８〜図１１に示す。図８〜１１の一次線間電圧ｖ_1uvは、スイッチングリプル除去を目的としたローパスフィルタ（カットオフ周波数４００Ｈｚ）を使用して基本波電圧を抽出している。実験では、モジュラーマルチレベルインバータ１の各チョッパセル１１−ｊの直流コンデンサ電圧指令値Ｖ_c ^*を１４０Ｖに設定した。モータの低速運転時の直流コンデンサ電圧変動の抑制制御は、非特許文献６に記載の方形波重畳方式を採用した。重畳する方形波状のコモンモード電圧の実効値Ｖ_comを２４０Ｖ（Ｖ_DC／２＝２８０Ｖで規格化したとき６４％）に、その周波数はｆ_comを５０Ｈｚに設定した。一次電流の振幅指令値Ｉ₁ ^*と周波数指令値ｆ_Sの変化率は予め実験をして決定した。

図８は、本発明の第１の実施例によるモータ始動装置における無負荷時の始動特性についての実験結果を示す図である。

図８の実験では、一次電流の振幅指令値Ｉ₁ ^*は６．４Ａ（２０％）とし、周波数指令値ｆ^*は２０秒間で０Ｈｚから２０Ｈｚまで増加するランプ関数で与えた。この場合の加速トルクは、式２４から定格トルクの１．３％となる。一次線間電圧ｖ_1uvは従来のＶ／ｆ制御と同様の特性を示し、その振幅は回転速度に比例して増加する。モータの回転速度Ｎ_rmは、０から同期速度の６００ｍｉｎ^-1までランプ関数状に増加する。モータの低速運転時に重畳する方形波状のコモンモード電圧と循環電流は、ｔ＝ｔ₀からｔ＝ｔ₁の期間にランプ関数状に低減させる。低減を開始する一次電流周波数は、変換器のＰＷＭ変調度が過変調とならない値に設定する。実験では、変調度が０．９となる周波数である１２Ｈｚから２０Ｈｚの期間で低減させている。アーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuに着目すると、ｔ＝ｔ₀以前は方形波状の循環電流を重畳させているために振幅が大きくなり、ｔ＝ｔ₁以降は方形波状の循環電流を０とするために振幅が小さくなる。直流コンデンサ電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uは指令値１４０Ｖに対して良好に追従している。直流コンデンサ電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uの変動幅は１９Ｖ（１４％）となった。

図９および図１０は、本発明の第１の実施例によるモータ始動装置において、負荷トルクを定格の２０％としたときの始動特性についての実験結果を示す図である。

図９の実験における一次電流の振幅指令値は、定格すべり周波数（０．３６Ｈｚ）付近となるように調整した電流値Ｉ₁ ^*＝１０Ａ（３１％）とした。モータの回転速度Ｎ_rmの最終値は、５９１ｍｉｎ^-1となり、その時のすべり周波数は０．３０Ｈｚとなる。アーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuの最大値は、モータの定格電流（４５Ａ）以下の２３Ａ（５１％）となった。直流コンデンサ電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uの変動幅は、２８Ｖ（２０％）となった。

図１０の実験における一次電流の振幅指令値は、Ｉ₁ ^*＝１０Ａ（５０％）に増加させた。図１０から、一次電流の振幅指令値を任意の値に増加させても安定に始動できることが確認できる。モータの回転速度Ｎ_rmの最終値は、５９６ｍｉｎ^-1に増加し、すべり周波数は０．１０Ｈｚに低下する。すべり周波数の低下は、図６に示す励磁電流Ｉ₀が増加し、二次鎖交磁束が増加したことを意味している。Ｉ₁ ^*を１０Ａから１６Ａに増加させたため、図８の実験結果と比較して一次線間電圧ｖ_1uvの振幅が増加している。アーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuの最大値は、定格以下の３８Ａ（８４％）となった。直流コンデンサ電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uの変動幅はＩ₁が増加したため４６Ｖ（３３％）に増大した。

図１１は、本発明の第１の実施例によるモータ始動装置において、負荷トルクを定格の４０％としたときの始動特性についての実験結果を示す図である。

図１１の実験における一次電流の振幅指令値は、定格すべり周波数付近となるように調整した電流値Ｉ₁ ^*＝１４Ａ（４３％）とした。モータの回転速度Ｎ_rmの最終値は５９０ｍｉｎ^-1であり、そのときのすべり周波数は０．３３Ｈｚとなる。アーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuの最大値は定格以下の３４Ａ（７６％）となった。直流コンデンサ電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uの変動幅は３６Ｖ（２６％）となった。

本発明の第１の実施例によるモータ始動装置における定常特性についての実験結果を示す図１２〜図１４に示す。図１０〜図１４の実験では、負荷トルクＴ_Lを定格の４０％、一次電流指令値Ｉ₁ ^*＝１４Ａ（４３％）とした。

図１２は、本発明の第１の実施例によるモータ始動装置において、周波数指令値ｆ^*を０．５Ｈｚに設定したときのモータの極低速運転時の定常特性についての実験結果を示す図である。

図１２の実験において、重畳するコモンモード電圧Ｖ_comは１８０Ｖ（６４％）に設定している。図１２から、モータの極低速運転時においても直流コンデンサ電圧は指令値に良好に追従していることがわかる。モータの回転速度Ｎ_rmは６ｍｉｎ^-1であり、そのときのすべり周波数は０．３０Ｈｚとなる。アーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuの最大値は定格以下の３０Ａ（６６％）となった。直流コンデンサ電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uの変動幅は２５Ｖ（１８％）となった。

図１３は、本発明の第１の実施例によるモータ始動装置において、周波数指令値ｆ^*を１５Ｈｚに設定したときのモータの極低速運転時の定常特性についての実験結果を示す図である。

図１３の実験において、重畳するコモンモード電圧Ｖ_comはｆ^*＝２０Ｈｚで０Ｖとなるように設定したため、１５Ｈｚではコモンモード電圧Ｖ_comは１１３Ｖ（４０％）となる。アーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuの最大値は、重畳する５０Ｈｚの方形波状の循環電流を低減させているため、図１２の周波数指令値ｆ^*が０．５Ｈｚの時より低い２５Ａ（５５％）となった。このときモータの回転速度Ｎ_rmは４４０ｍｉｎ^-1となり、すべり周波数は０．３３Ｈｚとなった。図１３から、コモンモード電圧低減時においても直流コンデンサ電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uは指令値に良好に追従することがわかる。直流コンデンサ電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uの変動幅は３６Ｖ（２６％）となった。

図１４は、本発明の第１の実施例によるモータ始動装置において、周波数指令値ｆ^*を２０Ｈｚに設定したときのモータの極低速運転時の定常特性についての実験結果を示す図である。

図１４の実験において、重畳するコモンモード電圧Ｖ_comは０（０％）に設定した。アーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuの最大値は、方形波状の５０Ｈｚの循環電流を重畳していないため、定格より十分に低い１５Ａ（３３％）となった。モータの回転速度Ｎ_rmは５９０ｍｉｎ^-1となり、すべり周波数は０．３３Ｈｚとなった。直流コンデンサ電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uの変動幅は、２８Ｖ（２０％）となった。

上述の図８〜図１４の実験結果から、本発明の第１の実施例による速度センサレスモータ始動装置において一次電流のフィードバック制御系を構成し、負荷トルクに応じて一次電流指令値を適切に調整することによって、ゼロ速度から中速度までの安定した始動が実現できることを確認できる。

上述の第１の実施例は３端子結合リアクトルを用いたものであるが、図２２を参照して説明した非結合リアクトルを用いたモジュラーマルチレベルインバータ１を用いても、第１の実施例によるモータ始動方法の動作原理を適用することができ、本明細書ではこれを第２の実施例として扱う。

図１５は、本発明の第２の実施例によるモジュラーマルチレベルインバータを示す回路図である。すなわち、本発明の第２の実施例は、図３における３端子結合リアクトル１２を、図１５では非結合リアクトル１２−１および１２−２に置き換えたものである。モジュラーマルチレベルインバータ１の出力端子は、第１の実施例の場合は３端子結合リアクトル１２の第３の端子であったが、第２の実施例では、ｕ相の場合、第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの接続端子である。これ以外の回路構成要素とこのモジュラーマルチレベルインバータ１を用いたモータ始動方法の動作原理および制御方法については図１〜図１４を参照して説明した第１の実施例と同様である。

本発明は、モータの駆動にダブルスターチョッパセルモジュラーマルチレベルインバータを用いる場合における、モータの始動制御に適用することができる。本発明は、特にファン、ブロア、およびコンプレッサなど、速度変化やトルク変化が緩やかな負荷に接続されたモータの始動に適しており、定格始動トルクを必要としない２乗低減トルク負荷のものに適している。

１ モジュラーマルチレベルインバータ
２ｕ−Ｐ、２ｖ−Ｐ、２ｗ−Ｐ 第１のアーム
２ｕ−Ｎ、２ｖ−Ｎ、２ｗ−Ｎ 第２のアーム
１０ ＤＳＰ
１１−１、１１−２、１１−３、１１−４ チョッパセル
１１−５、１１−６、１１−７、１１−８ チョッパセル
１２ ３端子結合リアクトル
１２−１、１２−２ 非結合リアクトル
３１ 電流指令値作成手段
３２ モータ始動制御手段
１００ 速度センサレスモータ始動装置
Ｃ 直流コンデンサ
Ｄ 帰還ダイオード
Ｓ 半導体スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２ 半導体スイッチ

Claims (6)

1. 直列接続された２つの半導体スイッチと前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり前記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各前記第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数の前記チョッパセルが、当該チョッパセルが有する前記出力端を介してカスケード接続された第１および第２のアームと、
   第１の端子、第２の端子、および前記第１の端子と前記第２の端子との間の巻線上に位置する第３の端子を有する３端子結合リアクトルであって、前記第１の端子には前記第１のアームが、前記第２の端子には前記第２のアームが、前記第３の端子には駆動すべきモータが、それぞれ接続される３端子結合リアクトルと、
   を備えるインバータであって、前記第１および第２のアームの、前記３端子結合リアクトルが接続されない側の各端子に、直流電源電圧が印加されるインバータ、を用いて前記モータを始動させる速度センサレスモータ始動方法であって、
   負荷トルクおよびモータトルクに応じてフィードフォワードで与えられる振幅指令値と、所定の期間にわたって０から所定の値まで増加する周波数指令値と、を用いて電流指令値を作成する電流指令値作成ステップと、
   前記第３の端子から出力されるモータ駆動電流が前記電流指令値に追従するよう制御することで前記モータを始動させるモータ始動制御ステップと、
   を備えることを特徴とする速度センサレスモータ始動方法。
2. 直列接続された２つの半導体スイッチと前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり前記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルおよびリアクトルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各前記第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数の前記チョッパセルが、当該チョッパセルが有する前記出力端を介してカスケード接続されるとともに、前記リアクトルが、互いにカスケード接続された前記チョッパセル間の任意の位置に接続された第１および第２のアーム、を備えるインバータであって、前記第１および第２のアームの、互いが接続されない側の各端子に直流電源電圧が印加されるインバータ、を用いて前記第１のアームと前記第２のアームとの接続端子に接続された駆動すべきモータを始動させる速度センサレスモータ始動方法であって、
   負荷トルクおよびモータトルクに応じてフィードフォワードで与えられる振幅指令値と、所定の期間にわたって０から所定の値まで増加する周波数指令値と、を用いて電流指令値を作成する電流指令値作成ステップと、
   前記第１のアームと前記第２のアームとの接続端子から出力されるモータ駆動電流が前記電流指令値に追従するよう制御することで前記モータを始動させるモータ始動制御ステップと、
   を備えることを特徴とする速度センサレスモータ始動方法。
3. 各前記半導体スイッチは、
   オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
   該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、
   を有する請求項１または２に記載の速度センサレスモータ始動方法。
4. 直列接続された２つの半導体スイッチと前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり前記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各前記第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数の前記チョッパセルが、当該チョッパセルが有する前記出力端を介してカスケード接続された第１および第２のアームと、
   第１の端子、第２の端子、および前記第１の端子と前記第２の端子との間の巻線上に位置する第３の端子を有する３端子結合リアクトルであって、前記第１の端子には前記第１のアームが、前記第２の端子には前記第２のアームが、前記第３の端子には駆動すべきモータが、それぞれ接続される３端子結合リアクトルと、
   を備えるインバータであって、前記第１および第２のアームの、前記３端子結合リアクトルが接続されない側の各端子に、直流電源電圧が印加されるインバータ、を用いて前記モータを始動させる速度センサレスモータ始動装置であって、
   負荷トルクおよびモータトルクに応じてフィードフォワードで与えられる振幅指令値と、所定の期間にわたって０から所定の値まで増加する周波数指令値と、を用いて電流指令値を作成する電流指令値作成手段と、
   前記第３の端子から出力されるモータ駆動電流が前記電流指令値に追従するよう制御することで前記モータを始動させるモータ始動制御手段と、
   を備えることを特徴とする速度センサレスモータ始動装置。
5. 直列接続された２つの半導体スイッチと前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり前記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルおよびリアクトルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各前記第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数の前記チョッパセルが、当該チョッパセルが有する前記出力端を介してカスケード接続されるとともに、前記リアクトルが、互いにカスケード接続された前記チョッパセル間の任意の位置に接続された第１および第２のアーム、を備えるインバータであって、第１および第２のアームの、互いが接続されない側の各端子に直流電源電圧が印加され、前記第１のアームと前記第２のアームとの接続端子にモータが接続されるインバータ、を用いて前記第１のアームと前記第２のアームとの接続端子に接続された駆動すべきモータを始動させる速度センサレスモータ始動装置であって、
   負荷トルクおよびモータトルクに応じてフィードフォワードで与えられる振幅指令値と、所定の期間にわたって０から所定の値まで増加する周波数指令値と、を用いて電流指令値を作成する電流指令値作成手段と、
   前記第１のアームと前記第２のアームとの接続端子から出力されるモータ駆動電流が前記電流指令値に追従するよう制御することで前記モータを始動させるモータ始動制御手段と、
   を備えることを特徴とする速度センサレスモータ始動装置。
6. 各前記半導体スイッチは、
   オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
   該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、
   を有する請求項４または５に記載の速度センサレスモータ始動装置。

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