JP7536418B2 - 電力変換装置およびその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動する電力変換装置の出力電圧Vと出力周波数fの比率を一定にするＶ／ｆ制御やベクトル制御による実運転、また実運転前にモータに取り付けた機械の慣性モーメント値を自動測定するオートチューニングなどにおいて、電力変換装置が過電流や過電圧に陥らずにモータを安定運転する制御法に関するものである。

本技術分野の背景技術として特許文献１がある。特許文献１では、電力変換装置の出力電流が電流制限値を超えたとき超過分に比例した電圧制限値をもとめ、電圧指令値を補正するとともに、周波数指令の加速度を同時に修正し、電力変換器が過電流に至らないようにしている。

特開２００２－３４２８９号公報

しかしながら、特許文献１の技術では、周波数指令を減速する回生運転時には回生エネルギーが電力変換装置に戻ってくるため、直流電圧が増加してしまい、その結果、電力変換器が過電圧に陥る点について考慮されていなかった。

モータの周波数とトルクの極性が同じである加速（力行）運転とモータの周波数とトルクの極性が異なる減速（回生）運転において、電力変換器が過電流や過電圧に陥らないようにすることが課題である。

本発明は、上記背景技術及び課題に鑑み、その一例を挙げるならば、モータを駆動する電力変換器の直流電圧と出力周波数および出力電流を制御する電力変換装置であって、周波数指令の自動調整を行う周波数指令修正演算部を有し、モータの加減速運転において電力変換器が過電圧や過電流に陥らないよう周波数指令の自動調整を行うように構成する。

本発明によれば、モータに取り付ける機械の慣性モーメント値が大きい場合でも、周波数指令を自動調整することで、電力変換装置を過電流や過電圧に陥らないような加減速運転を実現することができる電力変換装置およびその制御方法を提供できる。

実施例１における電力変換装置の構成図である。 従来技術を用いた場合の加速運転特性である。 実施例１における周波数修正演算部の構成図である。 実施例１における加速運転特性である。 実施例１における減速運転特性である。 実施例１における他の加速運転特性である。 実施例１における顕現性を確認する構成図である。 実施例２における電力変換装置の構成図である。 実施例３における電力変換装置の構成図である。 実施例４における電力変換装置の構成図である。 実施例５における電力変換装置の構成図である。

以下、図面を用いて本実施例を詳細に説明する。

図１は、本実施例における電力変換装置の構成図である。図１において、誘導モータ１は、磁束軸成分（ｄ軸）の電流により発生する磁束と、磁束軸に直行するトルク軸成分（ｑ軸）の電流によりトルクを発生する。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｕ ^＊に比例した電圧値を出力し、誘導モータ１の出力電圧と出力周波数を可変する。直流電源２ａは、電力変換器２に直流電圧を供給する。

電流検出器３は、誘導モータ１の３相の交流電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの検出値ｉ_ｕｃ、ｉ_ｖｃ、ｉ_ｗｃを出力するが、誘導モータ１の３相の内の２相、例えば、ｕ相とｗ相の相電流を検出し、交流条件（ｉ_ｕ＋ｉ_ｖ＋ｉ_ｗ＝０）から、ｖ相の相電流をｉ_ｖ＝－（ｉ_ｕ＋ｉ_ｗ）として求めてもよい。

直流電圧検出器４は、電力変換器２の直流電圧Ｅ_ＤＣを出力する。座標変換部５は、３相の交流電流の検出値ｉ_ｕｃ、ｉ_ｖｃ、ｉ_ｗｃと位相演算値θ_ｄｃからｄ軸とｑ軸の電流検出値ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃを出力する。周波数指令修正演算部６は、周波数指令ω_ｒ ^＊、電力変換器の直流電圧Ｅ_ＤＣ、ｄ_ｃ軸とｑ_ｃ軸の電流検出値ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃに基づいて演算した新しい周波数指令ω_ｒ ^＊＊を出力する。Ｖ／ｆ制御演算部７は、新しい周波数指令ω_ｒ ^＊＊に比例したｑ軸の電圧指令値ｖ_ｑｃ ^＊と零であるｖ_ｄｃ ^＊を出力する。

位相演算部８は、新しい周波数指令ω_ｒ ^＊＊を積分して位相演算値θ_ｄｃを出力する。座標変換部９は、ｄ_ｃ軸とｑ_ｃ軸の電圧指令値ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊と、位相演算値θ_ｄｃから３相交流の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を出力する。

まず、本実施例の特徴である周波数指令修正演算部６を用いない場合のＶ／ｆ制御方式の基本動作について説明する。

Ｖ／ｆ制御演算部７では、周波数指令ω_ｒ ^＊と直流電圧Ｅ_ＤＣを用いて式（１）に従い、ｑ_ｃ軸の電圧指令値ｖ_ｑｃ ^＊と零であるｄ_ｃ軸の電圧指令値ｖ_ｄｃ ^＊を出力する。

ここに、ω_{r_max}：周波数の最大値である。

式（１）において、直流電圧E_DCの代わりに直流電圧の設定値E_DC ^＊であってもよい。

位相演算部８では、式（２）に従い誘導モータ１の磁束軸の位相θ_ｄcを演算する。

次に、誘導モータ１に取り付ける機械の慣性モーメント値が大きい場合において、周波数指令修正演算部６を用いない制御特性について述べる。誘導モータ１を加速（力行）運転したときの実周波数と電流の特性を図２の上図と下図に示す。図２の上図では、（Ａ）点から（Ｂ）点までランプ状の周波数指令ω_ｒ ^＊を０から１００％まで与えているが、誘導モータ１の周波数ω_ｒは停止状態である。図２の下図に示す電力変換器２の出力電流ｉ_１ｃは、（Ｃ）点において、電力変換器２の半導体スイッチング素子の電流耐量（最大電流）などから決定される過電流レベルに到達しており、この時点で誘導モータ１を駆動することは不可能になってしまう。

このように、誘導モータ１に取り付ける機械の慣性モーメント値が大きい場合、電力変換装置が過電流に陥りやすく運転不能となる問題があった。

そこで、本実施例の特徴である周波数指令修正演算部６を用いれば、この問題を改善することができる。以下、これについて説明する。

ここからは、本実施例の特徴である周波数指令修正演算部６を用いた場合の制御特性について述べる。

図３は、本実施例における周波数指令修正演算部６の構成である。図３において、６ａ１は所定の電圧値である定数Ｅ_{ＤＣｌｍｔ}であり、６ａ２は減算部であり６ａ１の定数Ｅ_{ＤＣｌｍｔ}と直流電圧Ｅ_ＤＣが入力される。６ａ３は電流指令制限演算部であり、比例＋積分の制御により式（３）に従い△ｉ_１ｌｍｔ ^＊を出力する

ここに、Ｋｐｖ：比例ゲイン、Ｋｉｖ：積分ゲインである。

積分は上限を「０」で制限している。また６ａ４は「０」の定数である。スイッチ切替部６ａ５は、誘導モータ１を加速させる場合は６ａ４の「０」を、減速させる場合は６ａ３の△ｉ_１ｌｍｔ ^＊を出力する。

６ａ７は出力電流演算部であり、ｄ_ｃ軸とｑ_ｃ軸の電流検出値ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃから式（４）に従い出力電流ｉ_１ｃを演算する。

６ａ８は加算部であり６ａ６の定数ｉ_１ｌｍｔとスイッチ切替部６ａ５の出力が入力され、その加算値である電流制限値ｉ_１ｌｍｔ ^＊を出力する。
電流制限値ｉ_１ｌｍｔ ^＊は、加速（力行）運転では式（５）に従い、

減速（回生）運転では、式（６）に従い出力する。

６ａ９は減算部であり、電流制限値ｉ_１ｌｍｔ ^＊と出力電流ｉ_１ｃを入力する。６ａ１０は周波数指令制限演算部であり、比例＋積分の制御により式（７）に従い周波数修正量△ω_ｒ ^＊を出力する。

ここに、Ｋｐｆ：比例ゲイン、Ｋｆｉ：積分ゲインであり、積分部上限を「０」に制限している。

６ａ１１は加算部であり、式（８）に従い新しい周波数指令ω_ｒ ^＊＊を出力する。

すなわち、周波数指令修正演算部６は、直流電圧E_DCが所定の電圧値Ｅ_{ＤＣｌｍｔ}に近づくよう電流制限値ｉ _１ｌｍｔ ^＊ を修正し、出力電流ｉ_１ｃが修正した電流制限値ｉ_１ｌｍｔ ^＊に近づくよう出力周波数ω_ｒ ^＊＊を制御する。

図４に、本実施例に係る周波数と電流の特性を示す。（図２に用いた条件を設定している）。図２と図４に開示した加速（力行）特性を比較すれば、効果は明らかである。図４は加速特性であるので、図３におけるスイッチ切替え部６ａ５は「０」が出力され、出力電流ｉ_１ｃは所定の電流値ｉ_１ｌｍｔで制限することになる。すなわち、図４の下図に示した出力電流ｉ_１ｃは（Ｄ）点から所定の電流値であるｉ_１ｌｍｔの値で制限されていることがわかる。すなわち、出力電流ｉ_１ｃは所定の電流値ｉ_１ｌｍｔに近づくように制御される。また誘導モータ１の実周波数ω_ｒも新しい周波数指令ω_ｒ ^＊＊に追従して加速し、安定なＶ／ｆ制御を実現することができている。

図１の直流電源２ａには、商用の三相交流電源から電力変換器２内部のダイオード整流動作により直流電圧Ｅ_ｄｃが供給される。誘導モータ１を加速するとき、直流電圧Ｅ_ｄｃは一旦低下するが、三相交流電源から連続的に電力は供給されるため、加速（力行）運転では直流電圧Ｅ_ｄが大幅に低下することはない。そのため本実施例では所定の電流値であるｉ_１ｌｍｔの値で制限している。

しかし、減速（回生）運転では三相交流電源側に電力を還元することができないため、図３におけるスイッチ切替部６ａ５の「Δｉ_１ｌｍｔ ^＊」を選択することで、出力電流ｉ_１ｃを式（６）（回生）に従い修正した電流制限値ｉ_１ｌｍｔ ^＊により制限している。

次に、図５に誘導モータ１を減速（回生）運転したときの周波数と電流の特性を示す。図５の上図は、（Ｅ）点から（Ｆ）点までランプ状の周波数指令ω_ｒ ^＊を１００％から０まで与えている。図５の中段の図に示す出力電流ｉ_１ｃは、（Ｇ）点において所定の電流値ｉ_１ｌｍｔで制限されている。また図５の下図に示した直流電圧Ｅ_ＤＣは、（Ｈ）点から、所定の電圧値であるＥ_{ＤＣｌｍｔ}の値を制限して、出力電流ｉ_１ｃを式（６）に従い修正した電流制限値ｉ_１ｌｍｔ ^＊により制限している。すなわち、直流電圧Ｅ_ＤＣが所定の電圧値Ｅ_{ＤＣｌｍｔ}より大きくなった場合は、電流制限値ｉ _１ｌｍｔ ^＊ を所定の電流値ｉ _１ｌｍｔ から修正し、出力電流ｉ_１ｃは修正された電流制限値ｉ_１ｌｍｔ ^＊に近づくように制御される。

また、図３の周波数指令制限演算部６ａ１０では式（７）に従い周波数修正量Δω_ｒ ^＊を演算したが、図６に示すように、出力電流ｉ_１ｃが修正した電流制限値ｉ_１ｌｍｔ ^＊よりも大きくなった（Ｄ）の時点から式（７）の演算を始めるようにしてもよい。この場合、同図のＬ領域に示すようなオーバーシュートが発生することになる。

このように、本実施例を用いれば加速運転や減速運転に係らず、電力変換器２の直流電圧Ｅ_ＤＣと出力電流ｉ_１ｃを過電圧や過電流に陥らないような安定運転を実現することができる。

なお、所定の電圧値Ｅ_{ＤＣｌｍｔ}と所定の電流値ｉ_１ｌｍｔは、電力変換器２を含む電力変換装置内に搭載されているマイクロ・コンピュータの内部メモリなどに設定されている、モータの回路定数や定格周波数、定格電圧および定格電流の値を用いて、自動的に設定する。また、所定の電圧値Ｅ_{ＤＣｌｍｔ}と所定の電流値ｉ_１ｌｍｔは、電力変換器２のスイッチング半導体素子の最大電圧および最大電流の値を用いて、設定してもよい。

ここで、図７を用いて本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。図７に示すように、誘導モータ１を駆動する電力変換装置２１に、直流電圧検出器２２と電流検出器２３を取り付け、誘導モータ１のシャフトにエンコーダ２４を取り付ける。

出力電流の計算部２５には、電流検出器２３の出力である三相の電流値（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）とエンコーダの出力である位置θが入力され出力電流ｉ_１ｃを計算する。各部波形の観測部２６では直流電圧Ｅ_ＤＣと出力電流ｉ_１ｃの波形を観測し、例えば、誘導モータ１を減速運転させる場合には、図５に示すＧ点（所定の電流値で制限）やＨ点（所定の電圧値で制限）およびＩ点（修正された電流値）などの特徴をみれば明らかである。

また、エンコーダを取り付けられない場合は、三相の電流値（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）の最大値をｉ_１ｃとしてもよい。

以上のように、本実施例は、モータに取り付ける機械の慣性モーメント値が大きい場合でも、周波数指令を自動調整することで、電力変換器を過電流や過電圧に陥らないような加減速運転を実現することができる、電力変換装置およびその制御方法を提供できる。

図８は、本実施例における電力変換装置の構成図である。実施例１では、誘導モータ１をＶ／ｆ制御する方式であったが、本実施例は図１の制御をベースとして、誘導モータ１に取り付けた機械の慣性モーメント値を測定するオートチューニングについて説明する。

図８において、図１と同一の機能は同じ符号を付し、その説明は省略する。図８において、図１と異なる点は、慣性モーメント演算部２７を有する点である。

慣性モーメント演算部２７は、周波数指令修正演算部６の出力である新しい周波数指令ω_ｒ ^＊＊およびｄ_ｃ軸とｑ_ｃ軸の電流検出値ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃを入力する。慣性モーメント演算部２７の内部では式（９）により加速（力行）運転の区間（図４における（Ａ）から（Ｊ））の平均トルクτ_ｍ_力行、減速（回生）運転の区間（図５における（Ｅ）から（Ｈ））の平均トルクτ_ｍ_回生を演算し、例えば図４における時間△ｔと速度△ωを用いて式（１０）により慣性モーメントＪの推定値Ｊ^＾を演算する。

なお、この推定値Ｊ^＾を、実施例３で採用する速度制御のゲイン計算に用いるようにしてもよい。

また、図１の制御を、モータの回路定数の測定を行うオートチューニングにて実施することもできる。

図９は、本実施例における電力変換装置の構成図である。実施例１では、誘導モータ１をＶ／ｆ制御する方式であったが、本実施例は、エンコーダ（速度センサ）なしで、速度制御と電流制御およびベクトル制御を演算する方式である。

図９おいて、図１と同一の機能は同じ符号を付し、その説明は省略する。図９において、図１と異なる点は、フィードバック制御演算部１０と周波数推定演算部１１を有する点である。

フィードバック制御演算部１０は、周波数指令修正演算部６の出力である新しい周波数指令ω_ｒ ^＊＊、ｄｃ軸とｑｃ軸の電流検出値ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃ、周波数推定値ω_ｒ ^＾および出力周波数ω_１ ^＊を入力する。フィードバック制御演算部１０の内部では、速度制御と電流制御およびベクトル制御のフィードバック制御を演算する。

ｄ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊は所定値であり、誘導モータ１内部にｄ軸の二次磁束φ_２ｄを発生させる。

速度制御は、新しい周波数指令ω_ｒ ^＊＊に周波数推定値ω_ｒ ^＾が追従するよう、比例＋積分の制御により式（１１）に従いｑ軸の電流指令値ｉ_ｑ ^＊を演算する。

ここに、Ｋｓｐ：速度制御の比例ゲイン、Ｋｓｉ：速度制御の積分ゲインである。

ベクトル制御は、ｄ軸とｑ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊，誘導モータ１の回路定数（Ｒ_１、Ｌ_σ、Ｍ、Ｌ_２），ｄ軸の二次磁束指令値φ_２ｄ ^＊および出力周波数ω．’を用いて、式（１２）に従い電圧基準値ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊を演算する。

ここに、Ｔ_ａｃｒ：電流制御遅れ相当の時定数、Ｒ_１：一次抵抗値、Ｌ_σ：漏れインダクタンス値、Ｍ：相互インダクタンス値、Ｌ_２：二次側インダクタンス値である。

電流制御は、ｄ軸とｑ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊に各成分の電流検出値ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃが追従するよう、比例＋積分の制御により式（１３）に従い、ｄ軸とｑ軸の電圧補正値△ｖ_ｄｃ ^＊、△ｖ_ｑｃ ^＊を演算する。

ここで、Ｋ_ｐｄ：ｄ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋ_ｉｄ：ｄ軸の電流制御の積分ゲイン、
Ｋ_ｐｑ：ｑ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋ_ｉｑ：ｑ軸の電流制御の積分ゲインである。

さらに式（１４）に従い、ｄ_ｃ軸とｑ_ｃ軸の電圧指令値ｖ_ｄｃ ^＊＊、ｖ_ｄｃ ^＊＊を演算する。

周波数推定演算部１１では、式（１５）に従い誘導モータ１の周波数推定値ω_ｒ ^＾と出力周波数ω_１ ^＊を演算する。

ここに、Ｒ_２ ^’＊：二次抵抗の一次側換算値，Ｔ_ｏｂｓ：オブザーバ時定数，Ｔ_２：二次時定数値である。

本実施例では、V/f制御の代わりに、速度制御と電流制御およびベクトル制御を演算するようにしても、電力変換器2の直流電圧E_DCと出力電流i_1cを過電圧や過電流に陥らないような安定運転を実現することができる。

なお、本実施例では周波数推定値ω_r ^＾を演算しているが、誘導モータ１にエンコーダがある場合は周波数検出値ω_ｒを検出するようにしてもよい。その場合は、式（１６）に従いｑ軸の電流値ｉ_ｑ ^＊を演算して、式（１７）に従い出力周波数ω_１ ^＊を演算する。

この出力周波数ω_１ ^＊を用いて、電圧基準値ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊を前記の式（１２）により演算すればよい。

このように、本発明を用いれば、エンコーダ（速度センサ）のなし／ありに係らず、速度制御と電流制御およびベクトル制御を演算する方式でも、電力変換器２の直流電圧Ｅ_ＤＣと出力電流ｉ_１ｃを過電圧や過電流に陥らないような安定運転を実現することができる。

また、本実施例の制御をベースとして、実施例２に示した慣性モーメント演算部２７を設けてもよいし、モータの回路定数の測定を行うオートチューニングにて実施してもよい。

図１０は、実施例における電力変換器の構成図である。実施例１では、誘導モータ１をＶ／ｆ制御する方式であったが，本実施例は、同期モータを速度制御と電流制御およびベクトル制御を演算する方式である。

図１０において、図１と同一の機能は同じ符号を付し、その説明は省略する。図１０において、図１と異なる点は、制御対象が永久磁石型の同期モータ１２であり、フィードバック制御演算部１３と周波数推定演算部１４を有する点である。

フィードバック制御演算部１３は、周波数指令修正演算部６の出力である新しい周波数指令ω_ｒ ^＊＊、ｄｃ軸とｑｃ軸の電流検出値ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃ、周波数推定値ω_ｒ ^＾が入力される。フィードバック制御演算部１３の内部では速度制御と電流制御およびベクトル制御のフィードバック制御を演算する。ｄ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊は「０」あるいは負の値である。

速度制御は、新しい周波数指令ω_ｒ ^＊＊に周波数推定値ω_ｒ ^＾が追従するよう前記式（９）に従いｑ軸の電流指令値ｉ_ｑ ^＊を演算する。

ベクトル制御は、ｄ軸とｑ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊，同期モータ１２の回路定数（Ｒ、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ、Ｋ_ｅ）および周波数推定値ω_ｒ ^＾を用いて、式（１８）に従い電圧基準値ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊を演算する。

ここに、Ｒ：巻線抵抗値、Ｌ_ｄ：ｄ軸インダクタンス値、Ｌ_ｑ：ｑ軸インダクタンス値、Ｋ_ｅ：誘起電圧係数である。

電流制御は、ｄ軸とｑ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊に各成分の電流検出値ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃが追従するように式（１９）に従い、ｄ_ｃ軸とｑ_ｃ軸の電圧補正値△ｖ_ｄｃ ^＊、△ｖ_ｑｃ ^＊を演算する。

さらに、式（２０）に従い電圧指令値ｖ_ｄｃ ^＊＊、ｖ_ｄｃ ^＊＊を演算する。

周波数推定演算部１４では、式（２１）に従い同期モータ１２の周波数推定値ω_ｒ ^＾を演算する。

ここに、△θ_ｃ：制御軸（ｄ_ｃ－ｑ_ｃ軸）と磁石軸（ｄ－ｑ軸）との位相誤差の推定値，Ｋｐ_ｐｌｌ：速度推定の比例ゲイン、Ｋｉ_ｐｌｌ：速度推定の積分ゲインである。

本実施例のように、誘導モータの代わりに同期モータに適用し、速度制御と電流制御およびベクトル制御を演算するようにしても、電力変換器２の直流電圧Ｅ_ＤＣと出力電流ｉ_１ｃを過電圧や過電流に陥らないような安定運転を実現することができる。

なお、本実施例では周波数推定値ω_ｒ ^＾を演算しているが、同期モータ１２にエンコーダがある場合は周波数検出値ω_ｒを検出するようにしてもよい。その場合は、式（２２）に従いｑ軸の電流値ｉ_ｑ ^＊を演算して、また式（２３）に従い電圧基準値ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊を演算する。

また、本実施例の同期モータは永久磁石を埋め込んだ永久磁石型であったが、永久磁石を用いないシンクロナスリラクタンスモータであってもよい。

さらに、本実施例の制御をベースとして、実施例２を適用してもよい。

図１１は、本実施例における電力変換器の構成図である。本実施例は、誘導モータ駆動システムに適用した例である。

図１１において、構成要素の５～９は図１のものと同一物である。図１の構成要素である誘導モータ１は、電力変換装置１７により駆動される。電力変換装置１７には、図１の５～９はソフトウェア１７ａ、図１の２、２ａ、３、４はハードウェアとして実装されている。電力変換装置１７のデジタル・オペレータ１７ｂ、及び電力変換装置１７の外部機器であるパーソナル・コンピュータ１８、タブレット１９、スマートフォン２０などの上位装置により、ソフトウェア１７ａ内の所定の電圧値１５と所定の電流値１６を設定することができる。

本実施例を誘導モータ駆動システムに適用すれば、機械の慣性モーメント値が大きくても、過電流や過電圧に陥らずに安定運転を実現することができる。

また、所定の電圧値１５、所定の電流値１６は、上位装置であるプログラマブル・ロジック・コントローラ（ＰＬＣ）やコンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）上で設定してもよい。

さらに本実施例では実施例１を用いて開示してあるが、実施例２から４を適用しても良い。

ここまでの実施例３から４においては、電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊と電流検出値ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃから電圧補正値△ｖ_ｄｃ ^＊、△ｖ_ｑｃ ^＊を作成し、この電圧補正値とベクトル制御の電圧基準値を加算する演算を行ったが、電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊に電流検出値ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃからベクトル制御演算に使用する式（２４）に示す中間的な電流指令値ｉ_ｄ ^＊＊、ｉ_ｑ ^＊＊を作成し、出力周波数値ω_１ ^＊および誘導モータ１の回路定数を用いた式（２５）や、周波数推定値ω_ｒ ^＾および同期モータ１２の回路定数を用いた式（２６）に従い、ｄ_ｃ軸とｑ_ｃ軸の電圧指令値ｖ_ｄｃ ^＊＊、ｖ_ｑｃ ^＊＊を演算するベクトル制御方式を用いてもよい。

また、ｄ軸の電流指令ｉ_ｄ ^＊，ｑ_ｃ軸の電流検出値ｉ_ｑｃ，新しい周波数指令ω_ｒ ^＊＊および同期モータ１２の回路定数を用いた式（２７）や，同期モータ１２の回路定数を用いた式（２８）に従い、ｄ_ｃ軸とｑ_ｃ軸の電圧指令値ｖ_ｄｃ ^＊＊、ｖ_ｑｃ ^＊＊を演算するベクトル制御方式にも適用することができる。

なお、実施例１から４において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Ｓｉ（シリコン）半導体素子であっても、ＳｉＣ（シリコンカーバイト）やＧａＮ（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。

１：誘導モータ、２：電力変換器、２ａ：直流電源、３：電流検出器、４：直流電圧検出器、５：座標変換部、６：周波数指令修正演算部、７：Ｖ／ｆ 制御演算部、８：位相演算部、９：座標変換部部、１０、１３：フィードバック制御演算部、１１、１４：周波数推定演算部、１５：所定の電圧値、１６：所定の電流値、１７：電力変換装置、１７ａ：電力変換器のソフト処理、１７ｂ：電力変換器のデジタル・オペレータ、１８：パーソナル・コンピュータ、１９：タブレット、２０：スマートフォン、ω_ｒ ^＊：周波数指令、ω_ｒ ^＊＊：新しい周波数指令、ｉ_ｄ ^＊：ｄ軸の電流指令値、ｉ_ｑ ^＊：ｑ軸の電流指令値、ｉ_ｄｃ：ｄ軸の電流検出値、ｉ_ｑ ^＊：ｑ軸の電流検出ω_ｒ：モータの実周波数、ω_ｒ ^＾：モータの周波数推定値

Claims (9)

1. モータを駆動する電力変換器の直流電圧と出力周波数および交流電流である出力電流を制御する電力変換装置であって、
   周波数指令の自動調整を行ない新たな周波数指令を出力する周波数指令修正演算部を有し、前記新たな周波数指令に基づき前記電力変換器の直流電圧と出力周波数および出力電流を制御し、
   前記周波数指令修正演算部は、前記モータの加減速運転において前記電力変換器が過電圧や過電流に陥らないように、
   前記モータの周波数とトルクの極性が同じである力行モードでは、電流制限値を所定の電流値として、前記出力電流が前記所定の電流値に近づくように前記新たな周波数指令を制御し、
   前記モータの周波数とトルクの極性が異なる回生モードでは、前記直流電圧が所定の電圧値より大きくなった場合は前記電流制限値を前記所定の電流値から前記直流電圧が前記所定の電圧値に近づくように修正し、前記出力電流が前記修正した電流制限値に近づくように前記新たな周波数指令を制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記モータは誘導電動機であり、
   前記周波数指令修正演算部は、
   モータの回路定数の測定や慣性モーメント値を測定するオートチューニング、Ｖ／ｆ制御、又は、速度センサレスベクトル制御あるいは速度センサつきベクトル制御の実運転において、周波数指令の自動調整を実施することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記モータは同期電動機であり、
   前記周波数指令修正演算部は、
   モータの回路定数の測定や慣性モーメント値を測定するオートチューニング、又は、位置センサレスベクトル制御あるいは位置センサつきベクトル制御の実運転において、周波数指令の自動調整を実施することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記所定の電圧値と前記所定の電流値は、前記電力変換器を含む電力変換装置内に搭載されているマイクロ・コンピュータの内部メモリに設定されている前記モータの回路定数や定格周波数、定格電圧および定格電流の値を用いて、自動的に設定することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記所定の電圧値と前記所定の電流値は、前記電力変換器のスイッチング半導体素子の最大電圧および最大電流の値を用いて設定することを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記所定の電圧値と前記所定の電流値は、前記電力変換装置の外部より設定することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項６に記載の電力変換装置であって、
   前記電力変換装置の外部とは、外部機器であるパーソナル・コンピュータ、タブレットあるいはスマートフォンであることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項６に記載の電力変換装置であって、
   前記電力変換装置の外部とは、上位装置であるプログラマブル・ロジック・コントローラ、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク、前記電力変換装置のフィールドバスであることを特徴とする電力変換装置。
9. モータを駆動する電力変換器の直流電圧と出力周波数および交流電流である出力電流を制御する電力変換装置の制御方法であって、
   周波数指令の自動調整による新たな周波数指令に基づき前記電力変換器の直流電圧と出力周波数および出力電流を制御し、
   前記周波数指令の自動調整として、前記モータの加減速運転において前記電力変換器が過電圧や過電流に陥らないように、
   前記モータの周波数とトルクの極性が同じである力行モードでは、電流制限値を所定の電流値として、前記出力電流が前記所定の電流値に近づくように前記新たな周波数指令を制御し、
   前記モータの周波数とトルクの極性が異なる回生モードでは、前記直流電圧が所定の電圧値より大きくなった場合は前記電流制限値を前記所定の電流値から前記直流電圧が前記所定の電圧値に近づくように修正し、前記出力電流が前記修正した電流制限値に近づくように前記新たな周波数指令を制御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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