JP2012175776A - モータ制御装置及びモータ駆動システム - Google Patents

Abstract

【課題】共振型フィルタを用いてモータの振動と騒音を抑制する場合に、脱調や起動不良の発生を解消し、モータの制御も支障無く行うことができるモータ制御装置する。
【解決手段】負荷トルクの変動に対応して変動する制御値を受け、制御値の周期的な変動成分を強調することにより電流補正値を生成する共振型フィルタ３０と、共振型フィルタによる変動成分の強調度合いであるゲインを制御するゲイン制御部３２を備える。電流補正値を電流指令値に重畳することにより、重畳電流指令値を生成し、重畳電流指令値に従ってモータの制御を行う振動抑制制御を実行する。ゲイン制御部は、振動抑制制御の開始時、所定の目標値に対して徐々にゲインを増加させる。
【選択図】図３

Description

本発明は、モータを制御するモータ制御装置、特に、周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動するモータの制御を行うモータ制御装置、それを備えたモータ駆動システムに関する。

例えば、冷凍サイクル装置に使用される電動圧縮機を駆動するモータや、電気自動車（ＨＥＶ、ＰＥＶ）、電動二輪などの駆動源となるモータにおいては、周期的に負荷が変動する場合が多い。モータの負荷トルクはこれらの装置の回転に同期して変動（脈動）し、それに伴って回転速度も周期的に変動する。このような回転速度の周期的な変動は、電動圧縮機等の装置に振動を発生させ、騒音の原因となる。

このような負荷トルク変動に起因する振動や騒音を抑制若しくは解消するために、例えば特許文献１では、負荷トルクの変動に応じて変動する制御値を受けて、当該制御値の周期的な変動成分を強調することによってトルク電流補正値を生成する共振型フィルタを設け、この共振型フィルタで生成したトルク電流補正値をトルク電流指令値に重畳することで負荷トルクの電流換算値と指令値とを一致させ、騒音と振動を抑制する振動抑制制御を行っていた。

特許第４２９７９５３号公報

上記共振型フィルタによる変動成分の強調度合い、即ち、ゲイン（振幅、位相）は、例えば重畳されたトルク電流指令値の変動幅等に基づいてその目標値が決定されるが、従来では目標値のゲインで強調されたトルク電流補正値をそのまま重畳することで、振動抑制制御を実行していたため、急激な指令値の変動によって制御開始時に脱調を引き起こす。

また、このような騒音と振動の抑制は運転中のみならずモータの起動時おいても必要であるが、目標値のゲインでそのまま強調してしまうとモータの起動不良を引き起こす問題があった。

また、モータ電流を検出するシャント抵抗を用いて所謂センサレスベクトル制御を実行する場合、過負荷時にはトルク変動が大きくなり、トルク電流補正値も大きくなるため、重畳によってモータ電流が増大し、シャント抵抗で検出された電圧を増幅するオペアンプの出力が制御レンジから外れて飽和してしまう問題もあった。

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、共振型フィルタを用いてモータの振動と騒音を抑制する場合に、脱調や起動不良の発生を解消し、モータの制御も支障無く行うことができるモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供するものである。

上記課題を解決するために、本発明のモータ制御装置は、周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動するモータの制御を行うものであって、モータ速度を推定又は検出するモータ速度導出手段と、モータ速度が所定のモータ速度指令値に追従するように電流指令値を生成する速度制御手段と、負荷トルクの変動に対応して変動する制御値を受け、この制御値の周期的な変動成分を強調することにより、電流補正値を生成する共振型フィルタと、この共振型フィルタによる変動成分の強調度合いであるゲインを制御するゲイン制御手段とを備え、電流補正値を電流指令値に重畳することにより、重畳電流指令値を生成し、この重畳電流指令値に従ってモータの制御を行う振動抑制制御を実行すると共に、ゲイン制御手段は、振動抑制制御の開始時、所定の目標値に対して徐々にゲインを増加させることを特徴とする。

これにより、モータ起動時の振動を最小限に抑え、振動抑制制御に円滑に移行することができるようになり、脱調や起動不良の発生を未然に回避することが可能となる。

この場合、ゲイン制御手段は、前記振動抑制制御の停止時、起動時とは逆にゲインを徐々にに減少させる。

また、例えばモータに流れるモータ電流を電圧に変換して検出する電流検出手段を有し、ゲイン制御手段によって電流検出手段を構成する増幅器の出力電圧が飽和しようとする場合、ゲインを減少させることにより、過負荷時における増幅器の飽和も未然に回避し、円滑なモータの制御を実現することが可能となる。

この場合もゲイン制御手段は、ゲインを徐々に減少させる。

また、本発明に係るモータ駆動システムは、モータと、このモータを駆動するインバータと、このインバータを介してモータの制御を実行する前記モータ制御装置とを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、負荷トルクの変動に起因する騒音や振動の抑制に寄与しながら、脱調や起動不良の発生を効果的に防止することができる。

また、電流検出手段の増幅器の飽和を解消して円滑なモータの制御を実現することができるようになる。

本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの概略電気回路図である。 図１のモータの解析モデル図である。 本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。 図３の位置・速度推定器の内部ブロック図である。 本発明に係る負荷トルクの電流換算値、δ軸電流指令値、負荷トルクの電流換算値とδ軸電流指令値との誤差及びδ軸電流補正値の波形を示す図である。 図１のモータ駆動システムのモータ制御装置が実行する振動抑制制御開始時のδ軸電流補正値ｉδｃとゲイン係数Ｂ０の関係を示す図である。 図１のモータ駆動システムのモータ制御装置が実行する振動抑制制御停止時のδ軸電流補正値ｉδｃとゲイン係数Ｂ０の関係を示す図である。 図１のモータ駆動システムのモータ制御装置が実行するオペアンプ電圧Ｖｏの飽和防止制御を説明するフローチャートである。 図８の飽和防止制御によるδ軸電流補正値ｉδｃ、ゲイン係数Ｂ０、及び、オペアンプ電圧Ｖｏの関係を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面に基づき詳細に説明する。図１の電気回路図において、本発明のモータ駆動システムは、モータ１と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式のインバータ２と、本発明のモータ制御装置３と、直流電源４と、電流センサ（電流検出手段）５により構成されている。

モータ１は、三相永久磁石同期モータであり、永久磁石を備えた回転子（図示せず）と三相分（Ｕ相、Ｖ相、及び、Ｗ相）の電機子巻線６ｕ、６ｖ、及び、６ｗを備えた固定子６により構成されている。

インバータ２は、合計６個のスイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、及び、８ｗから成る周知の三相分のハーフブリッジ回路とドライバを備え、モータ１の回転子位置に応じてモータ１の電機子巻線６ｕ〜６ｗにＵ相、Ｖ相、及び、Ｗ相から成る三相交流電圧を供給するものである。このモータ１に印加される全体の電圧をモータ電圧（電機子電圧）Ｖａと称し、インバータ２からモータ１に供給される全体の電流をモータ電流（電機子電流）Ｉａと称する。

電流センサ５は所謂１シャント方式の電流検出手段で、インバータ２の母線９に直列に介設されたシャント抵抗１０と、オペアンプ１１により構成された差動増幅器４１により構成されており、シャント抵抗１０の端子電圧として現れる母線電流（検出電流）であるモータ電流Ｉａの電流値を表す信号をオペアンプ１１からオペアンプ電圧Ｖｏとして出力し、モータ制御装置３に伝達する。

この電流センサ５のオペアンプ電圧Ｖｏとインバータ２の各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、及び、８ｗの状態から、当該インバータ２からモータ１に供給されるモータ電流Ｉａの固定軸成分であるＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖが検出される。尚、Ｗ相電流ｉｗに関しては、関係式「ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖ」から算出される。ｉｕ、ｉｖ及びｉｗは、モータ１の固定子６における、Ｕ相の電機子巻線６ｕの電流、Ｖ相の電機子巻線６ｖの電流及びＷ相の電機子巻線６ｗの電流である。

モータ制御装置３は、電流センサ５にて検出されたモータ電流Ｉａ等を参照し、所望のセンサレスベクトル制御を実行するためのＰＷＭ信号をインバータ２に与える。

図２はモータ１の解析モデル図である。図２にはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。１ａはモータ１の回転子に設けられた永久磁石である。永久磁石１ａが作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１ａが作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御上の回転軸をγ軸とする。また、図示しないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、γ軸から電気角で９０度進んだ位相にδ軸をとる。実軸に対応する回転座標系はｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をｄｑ軸と称する。また、制御上の回転座標系はγ軸とδ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をγδ軸と称する。

ｄｑ軸は回転しており、その回転速度をωで表す。γδ軸も回転しており、その回転速度をωｅで表す。また、ｄｑ軸において、Ｕ相の電機子巻線６ｕの固定軸から見たｄ軸の角度（位相）をθにより表す。同様に、γδ軸において、Ｕ相の電機子巻線６ｕの固定軸から見たγ軸の角度（位相）をθｅにより表す。θ及びθｅにて表される角度は、電気角における角度であり、それらは一般的に回転子位置、又は、磁極位置とも称される。ω及びωｅにて表される回転速度は、電気角における角速度である。

以下、θ又はθｅを回転子位置と称し、ω又はωｅをモータ速度と称する。回転子位置及びモータ速度を推定によって導出する場合（センサレス）、γ軸及びδ軸を制御上の推定軸と称する。

モータ制御装置３は基本的にθとθｅとが一致するようにベクトル制御を行う。但し、θとθｅとを意図的にずらすこともあるが、θとθｅとが一致しているときには、ｄ軸及びｑ軸はそれぞれγ軸及びδ軸と一致する。

以下、モータ電圧Ｖａのγ軸成分及びδ軸成分をそれぞれγ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδで表し、モータ電流Ｉａのγ軸成分及びδ軸成分をそれぞれγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδで表す。

γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδの目標値を表す電圧指令値をそれぞれγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*により表す。γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの目標値を表す電流指令値をそれぞれγ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*により表す。γ軸電圧指令値ｖγ^*はγ軸電圧ｖγの目標となる目標γ軸電圧とも呼べ、δ軸電圧指令値ｖδ^*はδ軸電圧ｖδの目標値となる目標δ軸電圧とも呼べる。γ軸電流指令値ｉγ^*はγ軸電流ｉγの目標γ軸電流とも呼べ、δ軸電流指令値ｉδ^*はδ軸電流ｉδの目標となる目標δ軸電流とも呼べる。

モータ制御装置３は、γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδの値がそれぞれγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*に追従するように、且つ、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの値がそれぞれγ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*に追従するようにベクトル制御を行う。

モータ電圧ＶａのＵ相成分、Ｖ相成分、及び、Ｗ相成分は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^*、及び、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^*から成る三相電圧指令値にて表される。

また、以下Ｒａはモータ抵抗（モータ１の電機子巻線の抵抗値）であり、Ｌｄ、Ｌｑはそれぞれｄ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）、ｑ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）である。尚、Ｒａ、Ｌｄ、及び、Ｌｑはモータ駆動システムの製造時に定まる値であり、それらの値はモータ制御装置３での演算にて使用される。

モータ１は周期的に負荷トルクが変動するような負荷を回転駆動する。この負荷は、例えば、冷凍サイクル装置の電動圧縮機、洗濯機、又は、乾燥機、電気自動車、電動二輪車等の装置に備えられた負荷要素である。例えば、圧縮機では周期的に実行される冷媒の吸入・圧縮・吐出の各行程での冷媒ガス圧の変化が負荷トルクに作用し、これによって負荷トルクが周期的に変動する。

次に、図３のモータ駆動システムは、図１に示したモータ１及びインバータ２と、図１のモータ制御装置３として機能するモータ制御装置３ａと、電流センサ５とを備えている。モータ制御装置３ａは、モータ制御装置３ａは、符号１２〜２０、３０〜３２で参照される各部位を含んで構成される。モータ制御装置３ａ内に電流センサ５が含まれ、モータ制御装置３ａ内の各部位は、モータ制御装置３ａ内で生成された各値を自由に利用可能とされている。

本実施例のモータ駆動システムを構成する各部位は、所定の更新周期にて自身が算出（又は検出）して出力する指令値（ｉγ^*、ｉδ^*、ｖγ^*、ｖδ^*、Ｖｕ^*、Ｖｖ^*及びＶｗ^*を含む）、状態量（ｉｕ、ｉｖ、ｉγ、ｉδ、θｅ及びωｅを含む）又はδ軸電流補正値ｉδｃを更新する。

座標変換器１２は、回転子位置θｅに基づいてＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖをγδ軸上に座標変換することにより、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδを算出して出力する。この実施例において、回転子位置θｅは、位置・速度推定器（モータ速度導出手段及び推定手段）２０にて算出される。

減算器１９は、モータ速度ωｅと、モータ制御装置３ａの外部に設けられたモータ速度指令値発生部（図示せず）からのモータ速度指令値ω^*とを参照し、両者間の速度偏差（ω^*−ωｅ）を算出する。この実施例において、モータ速度ωｅは、位置・速度推定器２０にて算出される。

速度制御部（速度制御手段）１７は、比例積分制御等を用いることによって、速度偏差（ω^*−ωｅ）がゼロに収束するようにδ軸電流指令値ｉδ^*を算出して出力する。加算器３１は、速度制御部１７からのδ軸電流指令値ｉδ^*に共振型フィルタ３０からのδ軸電流補正値ｉδｃを加算し、その加算値（ｉδ^*＋ｉδｃ）（重畳トルク電流指令値）を減算器１３に出力する。尚、この加算値（ｉδ^*＋ｉδｃ）は、ゲイン制御部（ゲイン制御手段）３２にも送られる場合もある。本来δ軸電流指令値ｉδ^*はδ軸電流ｉδの目標値となるのであるが、δ軸電流指令値ｉδ^*は共振型フィルタ３０及び加算器３１によって補正され、実際には補正後の値（ｉδ^*＋ｉδｃ）がδ軸電流ｉδの目標値となる。共振型フィルタ３０及びゲイン制御部３２の動作については後述する。

磁束制御部１６は、γ軸電流指令値ｉγ^*を決定して減算器１４に出力する。γ軸電流指令値ｉγ^*は、モータ駆動システムにて実行されるベクトル制御の種類やモータ速度に応じて、様々な値をとり得る。本実施例では、ｄｑ軸を推定するため、ｄ軸電流をゼロとするための制御を行う場合はｉγ^*＝０とされる。また、最大トルク制御や弱め磁束制御を行う場合、γ軸電流指令値ｉγ^*はモータ速度ωｅに応じた負の値とされる。モータ制御装置３ａの特徴的部位である共振型フィルタ３０及びゲイン制御部３２の動作は、ｉγ^*の値に依存しない。以下の説明では、γ軸電流指令値ｉγ^*＝０である場合を取り扱う。

減算器１４は、磁束制御部１６から出力されるγ軸電流指令値ｉγ^*より座標変換器１２から出力されるγ軸電流ｉγを減算し、電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）を算出する。減算器１３は、加算器３１から出力される値（ｉδ^*＋ｉδｃ）より座標変換器１２から出力されるδ軸電流ｉδを減算し、電流誤差（ｉδ^*＋ｉδｃ−ｉδ）を算出する。

電流制御部１５は、電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）及び（ｉδ^*＋ｉδｃ−ｉδ）が共にゼロに収束するように、比例積分制御等を用いた電流フィードバック制御を行う。この際、γ軸とδ軸との間の干渉を排除するための非干渉制御を利用し、（ｉγ^*−ｉγ）及び（ｉδ^*＋ｉδｃ−ｉδ）が共にゼロに収束するようにγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*を算出する。尚、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*を算出するに当たり、モータ速度ωｅやγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδも参照され得る。

座標変換器１８は、位置・速度推定器２０から出力される回転子位置θｅに基づいて電流制御部１５から与えられたγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*を三相の固定座標軸上に座標変換することにより、三相電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^*、及び、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^*）を算出して出力する。

図示しないＰＷＭ変換部は、三相電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^*、及び、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^*）に従ってパルス幅変調されたＰＷＭ信号を作成する。インバータ２は、このＰＷＭ信号に応じたモータ電流Ｉａをモータ１に供給してモータ１を駆動する。具体的には、インバータ２は前述したドライバがＰＷＭ信号に従って三相分のハーフブリッジ回路におけるスイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、及び、８ｗをオン／オフ制御することにより、三相電圧指令値に従ったモータ電流Ｉａがモータ１に供給される。

尚、ＰＷＭ変換部は、モータ制御装置３ａ内に設けられるが、それがインバータ２内に設けられていると考えることも可能である。

位置・速度推定器２０は、座標変換器１２からのγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδ並びに電流制御部１５からのγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*のうちの全部又は一部を用いて、比例積分制御等を行うことにより、ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθ（図２参照）がゼロに収束するように回転子位置θｅ及びモータ速度ωｅを推定する。回転子位置θｅ及びモータ速度ωｅの推定手法として古くから様々な手法が提案されており、位置・速度推定器２０は公知の何れの手法をも採用可能である。

図４に位置・速度推定器２０の内部ブロック図の一例を示す。図４の位置・速度推定器２０は、符号２１〜２３にて参照される各部位を備える。軸誤差推定部２１は、γ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδ、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*に基づいて軸誤差Δθを算出する。例えば、前記特許文献１（特許第４２９７９５３号公報）に式（１）として示されている公知の数式を用いて、軸誤差Δθを算出する。

比例積分演算器２２は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御を実現すべく、比例積分制御を行って軸誤差推定部２１が算出した軸誤差Δθがゼロに収束するようにモータ速度ωｅを算出する。積分器２３は、モータ速度ωｅを積分して回転子位置θｅを算出する。算出された回転子位置θｅ及びモータ速度ωｅは、その値を必要とするモータ制御装置３ａ内の各部位に与えられる。

（振動抑制制御）
上述したように本実施形態では、周期的に負荷トルクが変動する負荷をモータ１が回転駆動することを想定している。この場合、負荷トルクの変動によってδ軸電流指令値ｉδ^*が理想値からずれることがあるが、共振型フィルタ３０及び加算器３１がこのずれを抑制する方向に働く。

図５を参照してこの抑制の原理について説明する。図５において横軸は電気角における電流の位相を表しており、縦軸は電流値を表している。モータ１の定常回転時において、電流の位相は時間経過と共に変化していくため、図５の横軸は時間にも対応している。図５において、曲線２０１は負荷トルクの電流換算値（電流成分）を表し、曲線２０２は速度制御部１７によって算出されるδ軸電流指令値ｉδ^*を表し、曲線２０３は曲線２０１によって表される負荷トルクの電流換算値と曲線２０２によって表されるδ軸電流指令値ｉδ^*との誤差波形を表す。曲線２０４は、曲線２０３によって表される誤差波形の極性を反転させた波形を表していると共に、共振型フィルタ３０によって算出されるδ軸電流補正値ｉδｃの波形を表している。

負荷トルクと合致するトルクをモータ１に発生させるためには、負荷トルクの電流換算値に相当するδ軸電流ｉδを流せばよい。δ軸電流補正値ｉδｃが無いものとして考えた場合、負荷トルクの電流換算値とδ軸電流指令値ｉδ^*が完全に合致していれば、負荷トルク変動に起因する速度変動が低減して振動及び騒音の低減が図られる。

しかしながら、実際には制御系の遅れが発生するため、δ軸電流指令値ｉδ^*は、真に算出されるべき値（負荷トルクの電流換算値）から遅れてしまう。そこで、本実施例では、曲線２０４に対応するδ軸電流補正値ｉδｃをδ軸電流指令値ｉδ^*に重畳し、この重畳δ軸電流指令値（ｉδ^*＋ｉδｃ）（重畳トルク電流指令値）を負荷トルクの電流換算値と一致させる。この一致を実現させるためには、δ軸電流補正値ｉδｃの位相と振幅を最適化する必要がある。本実施例では、この振幅の最適化のための調整にゲイン制御部３２（図３）が利用される。ゲイン制御部３２の機能については後述することとし、先に共振型フィルタ３０の機能について説明する。

共振型フィルタ３０は、減算器１９の減算結果（ω^*−ωｅ）を入力信号として受け、その入力信号から負荷トルク変動に由来する周期的な変動成分を抽出する。即ち、この実施例では減算器１９が算出するモータ速度ωｅとモータ速度指令値ω^*との速度偏差（ω^*−ωｅ）が負荷トルクの変動に対応して変動する制御値となる。尚、この共振型フィルタ３０に入力される制御値としてはこの他に、速度制御部１７からのδ軸電流指令値ｉδ^*（トルク電流指令値）が考えられる。即ち、制御値はモータ速度ωｅとモータ速度指令値ω^*との速度偏差（ω^*−ωｅ）、又は、δ軸電流指令値ｉδ^*（トルク電流指令値）である。そして、抽出した変動成分をδ軸電流補正値ｉδｃとして出力する。共振型フィルタ３０の伝達関数ＨA（ｓ）は、次式（１）（又は後述の式（２））で表される。

ＨA（ｓ）＝（Ｂ０＋Ｂ１ｓ）／（ｓ²＋２ζωｒｓ＋ωｒ²）・・・（１）
ここで、Ｂ０はゲイン係数、Ｂ１は位相調整量、ζは減衰係数、ωｒは固有角周波数、ｓはラプラス演算子である。理想的には、共振型フィルタ３０は入力信号の固有角周波数ωｒの周波数成分のみを抽出して出力する。

共振型フィルタ３０は、入力信号中の固有角周波数ωｒの成分をゲイン係数Ｂ０に応じた度合いで増幅して（強調して）出力する一方、ωｒ以外の周波数成分が出力信号に極力含まれないようにする。また、共振型フィルタ３０は、固有角周波数ωｒの成分の位相を９０度分進ませ、固有角周波数ωｒよりも低周波の成分を１８０度分進ませる。固有角周波数ωｒよりも高周波の成分の位相は、共振型フィルタ３０の入出力信号間で同じとなる。

固有角周波数ωｒは、モータ１の負荷の周期的な負荷トルク変動の角周波数と等しくなるように（或いは出来るだけ等しくなるように）設定される。この固有角周波数ωｒの値は、モータ速度指令値ω^*またはモータ速度ωｅの値に応じて変化するように構成されている。負荷トルク変動の周期は、モータ１の回転速度によって変化するからである。モータ速度指令値ω^*またはモータ速度ωｅの値に応じて固有角周波数ωｒをどのように設定するかは、モータ駆動システムの設計時において予め規定される。例えば、ω^*またはωｅからωｒを決定するためのテーブルデータが予めモータ制御装置３ａに与えられる。

減衰係数ζは、共振型フィルタ３０の共振の程度（共振特性）を決める値であり、０≦ζ＜１の任意の値を設定可能である。例えば、ζ＝０．０１や、ζ＝０．１、とする。減衰係数ζを、モータ駆動システムの設計時において予め定めておくことができる。

位相調整量Ｂ１は、δ軸電流補正値ｉδｃの位相を調整するための値であり、それを変更することによって、図５の曲線２０４は左右方向にシフトする。位相調整量Ｂ１の値は、モータ速度指令値ω^*またはモータ速度ωｅの値に応じて変化するように構成されている。モータ速度指令値ω^*またはモータ速度ωｅの値に応じて位相調整量Ｂ１をどのように設定するかは、モータ駆動システムの設計時において予め規定される。例えば、ω^*またはωｅからＢ１を決定するためのテーブルデータが予めモータ制御装置３ａに与えられる。尚、共振型フィルタ３０にてδ軸電流補正値ｉδｃの位相を調整する必要がない場合は、Ｂ１＝０とされる。

共振型フィルタ３０のゲイン、即ち、共振型フィルタ３０の入力信号の固有角周波数ωｒの成分に対する強調度合いは、ゲイン係数Ｂ０によって定まる。より具体的には、Ｂ１＝０の場合は、前記式（１）中のＢ０を変更することで共振型フィルタ３０のゲインを変更することができる。Ｂ１が０では無い場合は、前記式（１）を下記式（２）のように変形し、式（２）中のゲイン係数Ｂ０を変更することで共振型フィルタ３０のゲインを変更することができる。

ＨA（ｓ）＝Ｂ０（１＋Ｂ１ｓ／Ｂ０）／（ｓ²＋２ζωｒｓ＋ωｒ²）・・・（２）

共振型フィルタ３０におけるゲインの算出は特許文献１に詳しく述べられているのでここでは省略するが、明らかなことはゲインを増大させると振動低減効果の向上が見込めるが、大きすぎるゲインは消費電力低減の観点から望ましくない。そして、重畳δ軸電流指令値（ｉδ^*＋ｉδｃ）の１次成分の振幅を最小化することで、消費電力の最小化が図れるということである。

この実施例では外部に設けられたゲイン係数目標値発生部（図示せず）が、例えば特許文献１のように加算器３１から出力される重畳δ軸電流指令値（ｉδ^*＋ｉδｃ）（重畳トルク電流指令値）の変動量、又は、その１次成分の振幅が最小化されるようにゲイン制御部３２がゲイン係数目標値Ｂ０^*を算出し、ゲイン制御部３２に出力する。ゲイン制御部３２は入力したゲイン係数目標値Ｂ０^*を参照し、共振型フィルタ３０にゲイン係数Ｂ０を出力して共振型フィルタ３０のゲインを制御するものであるが、予め最適なゲイン係数目標値Ｂ０^*をゲイン制御部３２に設定しておいても良い。

（ゲイン制御：脱調防止）
次に、ゲイン制御部３２が実行する共振型フィルタ３０のゲイン制御について、図６〜図９を参照して説明する。前述のように共振型フィルタ３０の入力信号の固有角周波数ωｒの成分に対する強調度合いは、ゲイン係数Ｂ０によって定まる。そして、モータ１の振動抑制制御を開始する場合、ゲイン制御部３２には最適なゲインを得るゲイン係数目標値Ｂ０^*が入力され、ゲイン制御部３２は共振型フィルタ３０に出力するゲイン係数Ｂ０がこの目標値Ｂ０^*となるように振る舞うものであるが、目標値のゲイン係数Ｂ０^*で強調されたδ軸電流補正値ｉδｃをそのまま重畳すると、急激な重畳δ軸電流指令値（ｉδ^*＋ｉδｃ）（重畳トルク電流指令値）の変動によって振動抑制制御開始時に脱調を引き起こす。

また、このような騒音と振動の抑制は運転中のみならずモータ１の起動時おいても必要であるが、ゲイン係数目標値Ｂ０^*のゲインでそのまま強調してしまうとモータ１の起動不良を引き起こす。

そこで、ゲイン制御部３２は、共振型フィルタ３０に出力するゲイン係数Ｂ０をゲイン係数目標値Ｂ０^*に対して徐々に（連続的に、及び、段階的にの双方を含む。この出願において同じ。）増加させ、最終的にゲイン目標値Ｂ０^*に一致させる動作を実行する。これはモータ１の振動抑制制御の開始時、及び、モータ１の起動時に実行される。

図６に係るゲイン制御部３２が出力するゲイン係数Ｂ０の変化と、それによるδ軸電流補正値ｉδｃの変化を示す。図６の下段がゲイン係数Ｂ０の変化を示し、上段がδ軸電流補正値ｉδｃの変化である。ここで、図６の下段では右肩上がりの傾斜した直線にてゲイン係数Ｂ０が徐々に増加する状況を示しているが、実際の動作ではゲイン制御部３２は、所定時間毎に所定ステップで段階的にゲイン係数Ｂ０を増加させていく。このゲイン係数Ｂ０の増加に伴い、共振型フィルタ３０から出力されるδ軸電流補正値ｉδｃの振幅が増加していく。

そして、ゲイン制御部３２は最終的にゲイン係数Ｂ０をゲイン係数目標値Ｂ０^*まで増加させ、一致させる。このように徐々に（連続的に、及び、段階的にの双方を含む）ゲイン係数Ｂ０を増加させることで、δ軸電流補正値ｉδｃの振幅も徐々に増加していくので、重畳δ軸電流指令値（ｉδ^*＋ｉδｃ）（重畳トルク電流指令値）も徐々に増加することになる。これにより、モータ１の脱調も回避され、振動抑制制御への切り換えが円滑に行えるようになる。

また、例えば省エネモードに切り換えるために振動抑制制御を停止する場合も、ゲイン制御部３２は、共振型フィルタ３０に出力するゲイン係数Ｂ０をゲイン係数目標値Ｂ０^*から徐々に（連続的に、及び、段階的にの双方を含む）減少させ、最終的にゲイン係数Ｂ０をゼロにする動作を実行する。

図７に係るゲイン制御部３２が出力するゲイン係数Ｂ０の変化と、それによるδ軸電流補正値ｉδｃの変化を示す。図７の下段がゲイン係数Ｂ０の変化を示し、上段がδ軸電流補正値ｉδｃの変化である。ここで、図７の下段では右肩下がりの傾斜した直線にてゲイン係数Ｂ０が徐々に減少する状況を示しているが、実際の動作ではゲイン制御部３２は、所定時間毎に所定ステップで段階的にゲイン係数Ｂ０を減少させていく。このゲイン係数Ｂ０の減少に伴い、共振型フィルタ３０から出力されるδ軸電流補正値ｉδｃの振幅が減少していく。

そして、ゲイン制御部３２は最終的にゲイン係数Ｂ０をゼロまで減少させる。このように振動抑制制御の停止時に、徐々に（連続的に、及び、段階的にの双方を含む）ゲイン係数Ｂ０を減少させることで、δ軸電流補正値ｉδｃの振幅も徐々に減少していくので、重畳δ軸電流指令値（ｉδ^*＋ｉδｃ）（重畳トルク電流指令値）も徐々に減少することになる。これにより、振動抑制制御停止時におけるモータ１の脱調も回避されようになる。

（ゲイン制御：オペアンプ電圧飽和防止）
次に、図８及び図９を参照してゲイン制御部３２が実行するオペアンプ電圧Ｖｏの飽和防止制御を説明する。前述したように電流センサ５はシャント抵抗１０の端子電圧をオペアンプ１１により増幅してモータ制御装置３に出力するものであるが、モータ１の過負荷時にはトルク変動が大きくなるため、前述したδ軸電流補正値ｉδｃも大きくなり、重畳δ軸電流指令値（ｉδ^*＋ｉδｃ）（重畳トルク電流指令値）も大きくなってモータ電流Ｉａが増大する。

そのため、シャント抵抗１０で検出された電圧を増幅するオペアンプ１１の出力するオペアンプ電圧Ｖｏが制御レンジから外れて飽和してしまう場合がある。このような状況となると、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗを正確に検出することができなくなり、モータ制御装置３によるセンサレスベクトル制御に支障を来すことになる。この場合、オペアンプ電圧Ｖｏが飽和しないようにレンジを拡大しておけば良いが、その場合には必要な解像度が得られなくなってしまう。

そこで、本発明ではオペアンプ電圧Ｖｏが飽和しようとする以前に、ゲイン制御部３２がゲイン係数Ｂ０を減少させ、δ軸電流補正値ｉδｃの振幅を減少させる。この場合にも徐々に（連続的に、及び、段階的にの双方を含む）ゲイン係数Ｂ０を減少させる。この制御を図８のフローチャートを用いて説明する。

モータ制御装置３ａは所定のサンプリング周期でオペアンプ電圧Ｖｏを検出し、図８のステップＳ１でオペアンプ電圧Ｖｏの最大値Ｖｏ＿Ｍａｘが、所定の上閾値ＶＯ＿Ｈより高くなったか否かを判断し、高くなっていたらステップＳ２に進む。この上閾値ＶＯ＿Ｈはオペアンプ１１が飽和する以前の値に設定される。

ステップＳ２では所定の上閾値カウンタＶｏ＿Ｈ＿Ｃｎｔをカウントし、下閾値カウンタＶｏ＿Ｌ＿Ｃｎｔをリセットする。次に、ステップＳ３で上閾値カウンタＶｏ＿Ｈ＿Ｃｎｔが所定の上閾値カウントアップ値ＣＮＴ＿Ｈに達したか否か判断し、もし達していたらステップＳ４に進み、ゲイン係数Ｂ０を１ステップ減少させる（Ｂ＿ｌｉｍｉｔ＿ｏｐ＋１）。そして、上閾値カウンタＶｏ＿Ｈ＿Ｃｎｔをリセットする。尚、ゲイン係数Ｂ０の減少ステップには限界値（Ｂ＿ｌｉｍｉｔ＿ｏｐの上限値）が設定されている。

このような制御を繰り返してゲイン制御部３２はオペアンプ電圧Ｖｏが飽和する以前に段階的にゲイン係数Ｂ０を減少させていく。図９には係るオペアンプ電圧飽和防止制御によるδ軸電流補正値ｉδｃ、ゲイン係数Ｂ０、及び、オペアンプ電圧Ｖｏの変化が示されている。ゲイン制御部３２による段階的なゲイン係数Ｂ０の減少により、δ軸電流補正値ｉδｃの振幅は徐々に減少し、それによってオペアンプ電圧Ｖｏも飽和状態付近から徐々に低下していることが分かる。これによって、オペアンプ１１の飽和を防止し、正確なセンサレスベクトル制御を実現する。

また、この場合もゲイン係数Ｂ０を徐々に（連続的に、及び、段階的にの双方を含む）減少させていくことで、モータ１の脱調を防止する。

尚、オペアンプ電圧Ｖｏが低下し、その最大値Ｖｏ＿Ｍａｘが上閾値ＶＯ＿Ｈ以下になると、図８のステップＳ１からステップＳ５に進み、今度は最大値Ｖｏ＿Ｍａｘが、所定の下閾値ＶＯ＿Ｌより低くなったか否かを判断し、なっていなければステップＳ９に進んでこれを繰り返す。尚、下閾値ＶＯ＿Ｌは上閾値ＶＯ＿Ｈより低い値である。

一方、ステップＳ５でオペアンプ電圧Ｖｏの最大値Ｖｏ＿Ｍａｘが下閾値ＶＯ＿Ｌより低くなっていたらステップＳ６に進む。ステップＳ６では所定の下閾値カウンタＶｏ＿Ｌ＿Ｃｎｔをカウントし、上閾値カウンタＶｏ＿Ｈ＿Ｃｎｔをリセットする。次に、ステップＳ７で下閾値カウンタＶｏ＿Ｌ＿Ｃｎｔが所定の下閾値カウントアップ値ＣＮＴ＿Ｌに達したか否か判断し、もし達していたらステップＳ８に進み、ゲイン係数Ｂ０を１ステップ増加させる（Ｂ＿ｌｉｍｉｔ＿ｏｐ−１）。そして、下閾値カウンタＶｏ＿Ｌ＿Ｃｎｔをリセットする。尚、ゲイン係数Ｂ０の増加ステップにも限界値（Ｂ＿ｌｉｍｉｔ＿ｏｐの下限値）が設定されている。

このようにして、オペアンプ電圧Ｖｏが低下した場合にはゲイン制御部３２はゲイン係数Ｂ０を増加させて目標値Ｂ０^*に戻していくが、上閾値カウントアップ値ＣＮＴ＿Ｈを下閾値カウントアップ値ＣＮＴ＿Ｌより少なくすることで、ゲイン係数Ｂ０を減少させる方向の制御を増加させる制御より迅速に行わせ、振動抑制よりもオペアンプ電圧Ｖｏの飽和防止を優先するものである。

１ モータ
２ インバータ
３、３ａ モータ制御装置
５ 電流センサ
１０ シャント抵抗
１５ 電流制御部
１７ 速度制御部
２０ 位置・速度推定器
３０ 共振型フィルタ
３２ ゲイン制御部

Claims (5)

1. 周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動するモータの制御を行うモータ制御装置において、
   モータ速度を推定又は検出するモータ速度導出手段と、
   前記モータ速度が所定のモータ速度指令値に追従するように電流指令値を生成する速度制御手段と、
   前記負荷トルクの変動に対応して変動する制御値を受け、該制御値の周期的な変動成分を強調することにより、電流補正値を生成する共振型フィルタと、
   該共振型フィルタによる前記変動成分の強調度合いであるゲインを制御するゲイン制御手段とを備え、
   前記電流補正値を前記電流指令値に重畳することにより、重畳電流指令値を生成し、該重畳電流指令値に従って前記モータの制御を行う振動抑制制御を実行すると共に、
   前記ゲイン制御手段は、前記振動抑制制御の開始時、所定の目標値に対して徐々にゲインを増加させることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記ゲイン制御手段は、前記振動抑制制御の停止時、前記ゲインを徐々に減少させることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記モータに流れるモータ電流を電圧に変換して検出する電流検出手段を有し、
   前記ゲイン制御手段は、前記電流検出手段を構成する増幅器の出力電圧が飽和しようとする場合、前記ゲインを減少させることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記ゲイン制御手段は、前記ゲインを徐々に減少させることを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記モータと、
   該モータを駆動するインバータと、
   該インバータを介して前記モータの制御を実行する請求項１乃至請求項４のうちの何れかに記載のモータ制御装置とを備えたことを特徴とするモータ駆動システム。

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