JP7479128B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

誘導モータの高効率制御方法としては、特許文献１がある。特許文献１には、油圧ユニットにおいて、油圧ポンプの吐出圧力または誘導モータのトルクに応じてベクトル制御に係る励磁電流を強制的に変更し、吐出圧力またはトルクに対する供給電力の電流を最小にすることが記載されている。

そして、ベクトル制御部は、トルク指令値に対応する必要トルクを満たす誘導モータの供給電流の最小値を決定すること、および圧力と電流に関するテーブルを設け、誘導モータへの供給電流が最小となるように励磁電流指令値を設定する記載がある。

特開２０１３－７８１６９

特許文献１では、トルク指令値や、励磁電流演算部からの励磁電流指令値に基づいて、誘導モータの供給電流の最小値を決定している。しかし、モータに流れる電流を検出し、検出電流に基づいて、電流を低減するように高効率の制御をすることが求められる。

また、特許文献１では、油圧ユニットごとに圧力／電流テーブルを準備する必要があり、圧力／電流テーブルなどは持たない汎用インバータには適用できない問題があった。

本発明の目的は、高効率な制御特性の電力変換装置を提供することにある。

本発明の好ましい一例は、誘導モータを駆動するスイッチング素子を有する電力変換器と、前記電力変換器を制御する制御部とを有し、前記制御部は、誘導モータに流れる電流のｑ軸の電流検出値およびｄ軸の電流検出値を算出する第一の座標変換部と、前記偏差を比例演算する比例演算部と、積分演算する積分演算部と、前記比例演算部および前記積分演算部の出力を加算し、ｑ軸の電圧指令値の電圧修正値を求める第一の加算部を備える電圧指令修正演算部と、前記制御部が第二の座標変換部に出力するｑ軸の電圧指令値に前記電圧修正値を加算した第２のｑ軸電圧指令値を求める第二の加算部と、d軸の電圧指令値と第２のq軸電圧指令値と、位相演算値から３相交流の電圧指令値を前記電力変換器へ出力する第二の座標変換部とを備え、q軸の電流検出値の絶対値にd軸の電流検出値が追従するようにq軸の電圧指令値を修正する制御を行う電力変換装置である。

本発明によれば、高効率な制御特性を実現することができる。

実施例１における電力変換装置と誘導モータを含むシステム構成図。 実施例１における電圧指令修正演算部の構成を示す図。 誘導モータの電流ベクトルを示す図。 電流制御特性を示す図。 実施例１の電圧指令修正演算部の変形例を示す図。 検証方法を説明する図。 実施例２における電力変換装置と誘導モータを含むシステム構成図。 実施例２における電圧指令修正演算部の構成を示す図。 実施例３における電力変換装置と誘導モータを含むシステム構成図。 実施例３における励磁電流指令演算部の構成を示す図。 実施例４における電力変換装置と誘導モータを含む誘導モータ駆動システムの構成図。

以下、図面を用いて実施例を詳細に説明する。

図１は、実施例１における電力変換装置と外部装置である誘導モータ１を含むシステム構成図である。誘導モータ１は、磁束軸（d軸）成分の励磁電流により発生する磁束と、磁束軸に直行するトルク軸（q軸）成分のトルク電流によりトルクを発生する。

電力変換器２は、スイッチング素子としての半導体素子を備える。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を入力し、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*に比例した電圧値を作成して出力する。電力変換器２の出力に基づいて、誘導モータ１の出力電圧値と出力周波数値は可変にできる。スイッチング素子としてＩＧＢＴを使うようにしてもよい。

直流電源３は、電力変換器２に直流電圧を供給する。

電流検出器４は、誘導モータ1の３相の交流電流i_u、i_v、i_wの検出値であるi_uc、i_vc、i_wcを出力する。電流検出器４は、誘導モータ１の３相の内の２相、例えば、u相とw相の線電流を検出し、v相の線電流は、交流条件（i_u＋i_v＋i_w＝0）から、i_v＝－(i_u＋i_w)として求めてもよい。

本実施例では、電流検出器４は、電力変換装置内に設けた例を示したが、電力変換装置の外部に設けてもよい。

制御部は、以下に説明する座標変換部５、Ｖ/ｆ制御演算部６、電圧指令修正演算部７、位相演算部８、加算部９、座標変換部１０を備える。そして、制御部は、電力変換器２を制御する。

制御部は、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成される。

次に、電力変換器２を制御する制御部の各構成要素について、説明する。
座標変換部５は、３相の交流電流i_u、i_v、i_wの交流電流検出値i_uc、i_vc、i_wcと位相演算値θ_dcからｄ軸の電流検出値i_dcおよびｑ軸の電流検出値i_qcを算出して出力する。

Ｖ/ｆ制御演算部６は、零の値であるd軸の電圧指令値v_dc ^*と周波数指令値ω_r ^*に比例したq軸の電圧指令値v_qc ^*を出力する。

電圧指令修正演算部７は、q軸の電流検出値i_qcとd軸の電流検出値i_dcに基づいて演算したq軸の電圧修正値Δv_qc ^*を出力する。

位相演算部８は、周波数指令値ω_r ^*を積分して位相演算値θ_dcを出力する。

加算部９は、q軸の電圧指令値v_qc ^*とq軸の電圧修正値Δv_qc ^*を加算して第２のq軸の電圧指令値v_qc ^**を出力する。

座標変換部１０は、d軸の電圧指令値v_dc ^*とq軸の電圧指令値v_qc ^**と、位相演算値θ_dcから３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を出力する。

最初に、本実施例の特徴である電圧指令修正演算部７を用いた場合のV/ｆ制御方式の基本動作について説明する。

V/f制御演算部６では、零の値であるd軸の電圧指令値v_dc ^*と周波数指令値ω_r ^*と直流電圧E_DCを用いて（数１）に従いq軸の電圧指令値v_qc ^*を出力する。

ここで、ω_{r_max}は基底角周波数である。

位相演算部8では（数２）に従い誘導モータ1の磁束軸の位相θ_dcを演算する。

図２は、実施例１における電圧指令修正演算部７の機能ブロックを示す図である。
絶対値演算部７１では、q軸の電流検出値i_qcが入力されi_qcの絶対値|i_qc|を出力する。

減算部７２では、i_qcの絶対値|i_qc|とd軸の電流検出値i_dcが入力され電流偏差Δiを出力する。電流偏差Δiは比例ゲインK_pの定数を持つ比例演算部７３と、K_iの定数を持つ積分演算部７４に入力され、それらの出力信号は加算部７５に入力される。その結果（数３）に示す演算よりq軸の電圧指令値v_qc ^*の修正値Δv_qc ^*が演算される。ここでK_p1は比例ゲイン、K_i1は積分ゲインである。

本実施例が高効率となる原理について説明する。図３は、誘導モータ１の電流ベクトルを示す図である。励磁電流i_dにより発生する磁束の方向をd軸、それよりπ/２進んだ方向をトルク軸であるq軸とよび、モータ電流i₁と励磁電流i_dとの位相角をθ_iとすると、励磁電流i_d、トルク電流i_qは（４）式で与えられる。ここで、モータ電流i₁は交流電流検出値i_uc、i_vc、i_wcのいずれかのピーク値としてよい。

（数４）において位相角θ_i =π/４のとき、同一トルクにおいてモータ電流i₁は（数５）の関係で最小となる。

誘導モータ１のトルクは（数６）で与えられる。

ここで、Mは相互インダクタンス、L₂は二次インダクタンス、φ_2dはd軸二次磁束、φ_2qはq軸二次磁束である。

ここでモータ制御における磁束の理想条件は（数７）であり、

（数７）を（数６）に代入すると（数８）が得られる。

さらに（数５）を（数８）に代入するとモータ電流が最小におけるトルク式である（数９）が得られる。

本実施例では、力行／回生運転の両方に対応するため、トルク電流i_qの絶対値を演算し、励磁電流i_dが追従するようにq軸の電圧指令値v_qc ^*を修正している。

図４は、実施例１と比較例の電流制御特性を示す図である。左図（ａ）はV/ｆ制御で電圧指令修正演算部７を動作させてない状態、右図（ｂ）は電圧指令修正演算部７を動作させている状態である。

図４（a）と図４（b）ともにランプ状の負荷トルクを図中のA点から与え始め、図中のB点で定格トルクの大きさとなり、B点より右以降は定格トルクを与えたままの状態である。（ａ）の電流値を100%とすると（ｂ）の電流値は88.6％であり約11.4％低減していることがわかる。本実施例の効果は明白である。

本実施例は、制御部が、q軸の電流検出値i_qcの絶対値にd軸の電流検出値i_dcが追従するようにq軸の電圧指令値v_qc ^*を修正する制御をすることで、V/ｆ制御の電流特性に比べ、電流値がより少なく高効率な電流特性を実現することができている。

また、本実施例では、電圧指令修正演算部７において、比例演算と積分演算のゲイン（K_p、K_i）は固定値としているが、図５に示すように周波数指令値ω_r ^*に応じて変化させてもよい。図５は、実施例１の変形例を示す図であり、周波数指令値ω_r ^*に応じて比例演算と積分演算のゲイン（K_p、K_i）を変化させる電圧指令修正演算部７ａの機能ブロックを示す図である。

図５における電圧指令修正演算部７ａは、図２における電圧指令修正演算部７の変形例である。また図５における７ａ１、７ａ２は図２の絶対値演算部７１、減算部７２と同一物である。

図５に示すように、q軸の電流検出値i_qcの絶対値|i_qc|とd軸の電流検出値i_dcの偏差であるΔiは、周波数指令値ω_r ^*の大きさに応じて変化する比例演算のゲインK_p1を持つ比例演算部７ａ３と、周波数指令値ω_r ^*の大きさに応じて変化する積分演算のゲインK_i1を持つ積分演算部７ａ４に入力され、それらの出力値は加算部７ａ５で加算され、q軸の電圧指令値v_qc ^*の修正値Δv_qc ^**として出力される。

図５において、周波数指令値ω_r ^*の大きさに略比例して、K_p1、K_i1を変化させることで、q軸の電流検出値i_qcの絶対値|i_qc|にd軸の電流検出値i_dcが追従する作用は周波数に応じて変化する。つまり低速域から高速域において、高効率制御に係わるフィードバック・ループの安定性を向上することができ、より短時間でモータ電流値の最小化を実現することができる。

図６は、本実施例を採用した場合の検証方法を説明する図である。誘導モータ１を駆動する電力変換装置２０に電流検出器２１を取り付け、誘導モータ1のシャフトにエンコーダ２２を取り付ける。

ベクトル電流成分の計算部２３には、電流検出器２１の出力である三相交流の電流検出値（i_uc、i_vc、i_wc）とエンコーダの出力である位置θが入力され、ベクトル電流成分のd軸の電流検出値i_dc、q軸の電流検出値i_qcを出力する。

各部波形の観測部２４では、図４（ｂ）図中のようにd軸の電流検出値i_dcよりq軸の電流検出値i_qcが大きい場合、d軸の電流検出値i_dcがq軸の電流検出値i_qcに追従していれば、本実施例を採用していることが明白となる。

図７は、実施例２における電力変換装置と誘導モータ１を含むシステムの構成を示す図である。実施例１では、トルク電流i_qの絶対値を演算し、励磁電流i_dを追従させる方式としたが、本実施例は有効電力の絶対値|P_c|に無効電力の絶対値|Q_c|を追従させる方式である。

図７において、誘導モータ１、電力変換器２、電流検出器４、座標変換部５、V/f制御演算部６、位相演算部８、加算部９、座標変換部１０は図１と同一物である。制御部に含まれる電圧指令修正演算部７ｂは、有効電力演算値の絶対値|P_c|と無効電力演算値の絶対値|Q_c|に基づいて、q軸の電圧指令値v _qc ^** の修正値Δv_qc ^***を出力する。

図８は、電圧指令修正演算部７ｂの構成を示す。７ｂ３は比例演算部を示す。７ｂ４は積分演算部を示す。７ｂ５は加算部７５を示す。乗算部７ｂ６には、q軸の電圧指令値v_qc ^**とq軸の電流検出値i_qcが入力され、それらの乗算値である有効電力演算値P_cを出力する。絶対値演算部７ｂ７には、乗算部７ｂ６の出力である有効電力演算値P_cが入力されP_cの絶対値|P_c|を出力する。

乗算部７ｂ８には、q軸の電圧指令値v_qc ^**とd軸の電流検出値i_dcが入力され、それらの乗算値である無効電力演算値Q_cを出力する。絶対値演算部７ｂ９には、乗算部７ｂ８の出力である無効電力演算値Q_cが入力されQ_cの絶対値|Q_c|を出力する。

減算部７ｂ２では、P_cの絶対値|P_c|とQ_cの絶対値|Q_c|が入力され電力偏差Δpを出力する。電力偏差Δpは比例ゲインK_pの定数を持つ比例演算部７ｂ３と、K_iの定数を持つ積分演算部７ｂ４に入力され、それらの出力信号は加算部７ｂ５に入力される。（数１０）に示す演算よりq軸の電圧指令値v_qc ^*の修正値Δv_qc ^***が演算される。

ここでK_p2は比例ゲイン、K_i2は積分ゲインである。

ここで本実施例が高効率となる原理について説明する。d軸の電圧指令値v_dc ^*=0のとき制御軸上で演算される有効電力P_cは（数１１）で与えられる。

有効電力P_cの絶対値は（数１２）である。

また制御軸上で演算される無効電力Qcは（数１３）で与えられる。

無効電力Qcの絶対値は（数１４）である。

|P_c|と|Q|を用いてq軸の電圧指令値v_qc ^*を修正する。（数１２）＝（数１４）となるように制御すると次式が与えられる。

その結果、実施例１は直接的であったが、実施例２では間接的にi_dc（d軸の電流検出値）＝i_qc（q軸の電流検出値）とすることで高効率な運転を実現できる。

実施例２において、図５の例と同様に、周波数指令値ω_r ^*の大きさに略比例して、比例演算のゲインK_p1、積分演算のゲインK_i1を変化させることで、低速域から高速域において、高効率制御に係わるフィードバック・ループの安定性を向上することができ、より短時間でモータ電流値の最小化を実現することができる。

図９は、実施例３における電力変換装置と誘導モータを含むシステム構成図である。実施例１および実施例２では、誘導モータ１をV/ｆ制御する方式であったが、実施例３は、速度制御と電流制御およびベクトル制御の演算をする方式である。

図９において誘導モータ１、電力変換器２、直流電源３、電流検出器４、座標変換部５、位相演算部８、座標変換部１０は、図１と同一物である。

制御部は、座標変換部５、位相演算部８、座標変換部１０、フィードバック制御演算部１１、励磁電流指令演算部１２、周波数推定演算部１３を備える。そして、制御部は、電力変換器２を制御する。

フィードバック制御演算部１１は、第２の励磁電流指令i_d ^**、d軸の電流検出値i_dc、q軸の電流検出値i_qcと、推定周波数ω_r ^{^}および出力周波数ω₁ ^*を入力する。フィードバック制御演算部１１の内部では、速度制御と電流制御およびベクトル制御のフィードバック制御を演算する。推定周波数ω_r ^{^}は速度推定値として用いられる。

第２の励磁電流指令である第２のd軸の電流指令値i_d ^**は可変値となり、誘導モータ1内部に可変するd軸の二次磁束φ_2dを発生させる。
速度制御は、周波数指令値ω_r ^*に推定周波数ω_r ^{^}が追従するように、比例制御と積分制御により（数１６）に従いトルク電流指令であるq軸の電流指令値i_q ^*を演算する。

ここで、K_spは速度制御の比例ゲイン、K_siは速度制御の積分ゲインである。

ベクトル制御は、第２の励磁電流指令であるd軸の電流指令値i_d ^**とq軸の電流指令値i_q ^*と、誘導モータ1の電気回路定数（R₁、L_σ、M、L₂）、d軸の二次磁束指令値φ_2d ^*および出力周波数ω_１ ^*を用いて、（数１７）に従い電圧指令値v_dc ^*、v_qc ^*を演算する。

ここで、T_acrは電流制御遅れ相当の時定数、R₁は一次抵抗値、L_σは漏れインダクタンス値、Ｍは相互インダクタンス値、L₂は二次側インダクタンス値である。

電流制御は、第２のd軸の電流指令値i_d ^**およびq軸の電流指令値i_q ^*に、各成分であるd軸の電流検出値i_dc、q軸の電流検出値i_qcが追従するよう比例制御と積分制御により（数１８）に従い、d軸の電圧補正値Δv_dcとq軸の電圧補正値Δv_qcを演算する。

ここで、K_pdはd軸の電流制御の比例ゲイン、K_idはd軸の電流制御の積分ゲイン、K_pqはq軸の電流制御の比例ゲイン、K_iqはq軸の電流制御の積分ゲインである。
さらに（数1９）に従い、d軸の電圧指令値v_dc ^**とq軸の電圧指令値v_qc ^**を演算する。

図１０は、励磁電流指令演算部１２の機能ブロック図を示す。
絶対値演算部１２１では、q軸の電流指令値i_q ^*が入力されi_q ^*の絶対値|i_q ^*|を出力する。加算部１２２では、第１のd軸の電流指令値i_d ^*と修正電流指令Δi_d ^*が加算され第２のd軸の電流指令値i_d ^**を出力する。

減算部１２３では、i_q ^*の絶対値|i_q ^*|と第２のd軸の電流指令値i_d ^**が入力され電流指令偏差Δi^*を出力する。電流指令偏差Δi^*は比例ゲインK_p3の定数を持つ比例演算部１２４と、K_i3の定数を持つ積分演算部１２５に入力され、それらの出力信号は加算部１２６に入力される。

加算部１２２では（数２０）に示す演算より、第２のd軸の電流指令値i_d ^**が出力される。

周波数推定演算部１３では、（数２１）により誘導モータ1の速度推定値（推定周波数）ω_r ^{^}と出力周波数ω₁ ^*を演算する。

ここで、R^*：一次抵抗値と二次抵抗の一次側換算の加算値、T_obs：オブザーバ時定数、T₂：二次時定数値である。

V/ｆ制御の代わりに、速度制御と電流制御およびベクトル制御を演算するような本実施例でも、第２のd軸の電流指令値i_d ^**をq軸の電流指令値i_q ^*の絶対値に追従するように制御する。

そのような制御をすることで、高効率な運転を実現することができる。なお、本実施例では速度推定値（推定周波数）ω_r ^{^}を演算しているが、誘導モータ１にエンコーダを取り付けて、速度検出値ω_rを検出するようにしてもよい。

実施例３において、図５の例と同様に、周波数指令値ω_r ^*の大きさに略比例して、比例演算のゲインK_p1、積分演算のゲインK_i1を変化させることで、低速域から高速域において、高効率制御に係わるフィードバック・ループの安定性を向上することができ、より短時間でモータ電流値の最小化を実現することができる。

図１１は、実施例４における電力変換装置と誘導モータ１を含む誘導モータ駆動システムの構成図である。
本実施例は、誘導モータ駆動システムに本実施例を適用したものである。

図１１において、構成要素の誘導モータ１、座標変換部５、V/f制御演算部６、電圧指令修正演算部７、位相演算部８、加算部９、座標変換部１０は、図１と同一物である。

図１の構成要素である誘導モータ１は、電力変換装置２０により駆動される。電力変換装置２０には、図１の座標変換部５、V/f制御演算部６、電圧指令修正演算部７、位相演算部８、加算部９、座標変換部１０はソフトウェア２０ａ、図１の電力変換器２、直流電源３、電流検出器４はハードウェアとして実装されている。

またデジタル・オペレータ２０ｂ、パーソナル・コンピュータ２８、タブレット２９、スマートフォン３０などの上位装置により、ソフトウェア２０ａの所定の比例ゲイン２５と所定の積分ゲイン２６を設定・変更することができる。

本実施例を誘導モータ駆動システムに適用すれば、V/ｆ制御や速度センサレスベクトル制御において高効率な運転を実現することができる。また所定のパラメータである比例ゲイン２５、所定のパラメータである積分ゲイン２６はプログラマブル・ロジック・コントローラ、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク、制御装置のフィールドバス上で設定してもよい。

さらに本実施例では実施例１を用いて開示してあるが、実施例２もしくは実施例３を用いても良い。ここまでの実施例１および実施例２はV/ｆ制御をする方式であった。

実施例３においては、第２のd軸の電流指令値i_d ^**、q軸の電流指令値i_q ^*とd軸の電流検出値i_dc、q軸の電流検出値i_qcから電圧補正値Δv_dc、Δv_qcを作成し、この電圧補正値とベクトル制御の電圧指令値を加算する（数１９）に示す演算を行った。

その他の手法としては、第２のd軸の電流指令値i_d ^**、q軸の電流指令値i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcからベクトル制御演算に使用する（数２２）に示す中間的な電流指令値i_d ^***、i_q ^**を作成する。そして、出力周波数値ω₁ ^*および誘導モータ1の電気回路定数を用いて（数２３）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここで、K_pd1はd軸の電流制御の比例ゲイン、K_id1はd軸の電流制御の積分ゲイン、K_pq1はq軸の電流制御の比例ゲイン、K_iq1はq軸の電流制御の積分ゲイン、T_dはd軸の電気時定数(L_σ/R)、T_qはq軸の電気時定数(L_σ/R)である。

あるいは第２のd軸の電流指令値i_d ^**、q軸の電流指令値i_q ^*にd軸の電流検出値i_dc、q軸の電流検出値i_qcから、ベクトル制御演算に使用するd軸の比例演算成分の電圧修正値Δv_{d_p} ^*、d軸の積分演算成分の電圧修正値Δv_{d_i} ^*、q軸の比例演算成分の電圧修正値Δv_{q_p} ^*、q軸の積分演算成分の電圧修正値Δv_{q_i} ^*を（数２４）により作成する。そして、出力周波数値ω₁ ^*および誘導モータ1の電気回路定数を用いた（数２５）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここで、K_pd2はd軸の電流制御の比例ゲイン、K_id2はd軸の電流制御の積分ゲイン、K_pq2はq軸の電流制御の比例ゲイン、K_iq2はq軸の電流制御の積分ゲインである。

また第２のd軸の電流指令値i_d ^**およびq軸の電流検出値i_qcの一次遅れ信号i_qctdおよび周波数指令値ω_r ^*および誘導モータ1の電気回路定数を用いて（数２６）に示す出力周波数指令値ω₁ ^**と（数２７）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここで、i_qctdはi_qcを一次遅れフィルタに通した信号である。
ここまでの実施例１から実施例３においては、周波数推定演算部１３では（数２１）に従い推定周波数ω_r ^{^}（速度推定値）、出力周波数ω₁ ^*を演算していたが、q軸電流制御で電流制御と速度推定を併用する方式でも良い。（数２８）に示すように速度推定値ω_r ^{^^}を演算する。

ここで、K_pq3は電流制御の比例ゲイン、K_iq3は電流制御の積分ゲインである。
さらに、実施例３におけるフィードバック制御演算部１１において、（数２１）あるいは（数２８）に従い速度推定値を演算していたが、誘導モータ１にエンコーダを取りつけ、エンコーダ信号から速度検出値を演算する方式でも良い。

なお実施例１から実施例４において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Si（シリコン）半導体素子であっても、SiC（シリコンカーバイト）やGaN（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。

１…誘導モータ、２…電力変換器、３…直流電源、４…電流検出器、５…座標変換部、６…V/f制御演算部、７…電圧指令修正演算部、８…位相演算部、９…加算部、１０…座標変換部、１１…フィードバック制御演算部、１２…励磁電流指令演算部、１３…周波数推定演算部、２０…電力変換装置

Claims (7)

1. 誘導モータを駆動するスイッチング素子を有する電力変換器と、
   前記電力変換器を制御する制御部とを有し、
   前記制御部は、
   誘導モータに流れる電流のｑ軸の電流検出値およびｄ軸の電流検出値を算出する第一の座標変換部と、
   ｑ軸の電流検出値の絶対値からｄ軸の電流検出値を減算した電流の偏差を求める減算部と、
   前記偏差を比例演算する比例演算部と、積分演算する積分演算部と、前記比例演算部および前記積分演算部の出力を加算し、ｑ軸の電圧指令値の電圧修正値を求める第一の加算部を備える電圧指令修正演算部と、
   前記制御部が第二の座標変換部に出力するｑ軸の電圧指令値に前記電圧修正値を加算した第２のｑ軸電圧指令値を求める第二の加算部と、
   d軸の電圧指令値と第２のq軸電圧指令値と、位相演算値から３相交流の電圧指令値を前記電力変換器へ出力する第二の座標変換部とを備え、
   q軸の電流検出値の絶対値にd軸の電流検出値が追従するようにq軸の電圧指令値を修正する制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
2. 誘導モータを駆動するスイッチング素子を有する電力変換器と、
   前記電力変換器を制御する制御部とを有し、
   前記制御部は、
   誘導モータに流れる電流のｑ軸の電流検出値およびｄ軸の電流検出値を算出する第一の座標変換部と、
   q軸の電流検出値と第２のｑ軸の電圧指令値を乗算し有効電力を求める第一の乗算部と、
   ｄ軸の電流検出値と第２のｑ軸の電圧指令値を乗算し無効電力を求める第二の乗算部と、
   前記有効電力の絶対値から前記無効電力の絶対値を減算し電力偏差を求める減算部と、
   前記電力偏差の比例演算を行う比例演算部と、
   前記電力偏差の積分演算を行う積分演算部と、
   前記比例演算部および前記積分演算部の出力を加算しｑ軸の電圧指令値の電圧修正値を求める第一の加算部とを備える電圧指令修正演算部と、
   前記制御部が第二の座標変換部に出力するｑ軸の電圧指令値に前記電圧修正値を加算した第２のｑ軸電圧指令値を求める第二の加算部と、
   d軸の電圧指令値と第２のq軸電圧指令値と、位相演算値から３相交流の電圧指令値を前記電力変換器へ出力する第二の座標変換部とを備え、
   q軸の電流検出値の絶対値にd軸の電流検出値が追従するようにq軸の電圧指令値を修正する制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   ｄ軸の電圧指令値は零であり、
   周波数指令値に比例したｑ軸の電圧指令値を出力するＶ/ｆ制御演算部を有することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記誘導モータの周波数指令値に基づいて、前記比例演算と前記積分演算の制御ゲインを修正することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記誘導モータの周波数指令値に基づいて、前記比例演算と前記積分演算の制御ゲインを修正することを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記制御部のパラメータを記録する記録部を有し、
   デジタル・オペレータやパーソナル・コンピュータあるいはタブレット、スマートフォン機器と接続し、
   前記パラメータを設定もしくは変更することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記誘導モータの電流を検出する電流検出器を有することを特徴とする電力変換装置。

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