JP2009106102A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】一次抵抗が変動する場合においても、誘導電動機の内部の二次磁束と、制御装置内で算出される二次磁束との間の誤差を低減する。
【解決手段】軸ずれ補償器３００は、励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１とトルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２を成分とするベクトルの方向が一次電流ベクトルの方向に近づくように、一次周波数指令値Ｐ１１を補償する一次周波数補償値Ｐ２３を算出し、加算器６３は、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０にて算出された一次周波数指令値Ｐ１１と、軸ずれ補償器３００にて算出された一次周波数補償値Ｐ２３とを加算することにより、一次周波数指令値Ｐ２４を算出する。
【選択図】 図１

Description

本発明は誘導電動機の制御装置に関し、特に、ベクトル制御にて誘導電動機を加変速制御する方法に適用して好適なものである。

誘導電動機は極数と周波数によって定まる回転数がほぼ一定、構造が簡単で堅牢であり、保安性および耐環境性に優れ、コストパフォーマンスが高いことから、民生・産業機械の動力源として広く使用されている。そして、ファンやポンプなどの動力源では省エネルギー等の手段として可変速度の運転が活用され、可変速を行う制御方式として、Ｖ／Ｆ制御とベクトル制御が主に使用されている。ここで、Ｖ／Ｆ制御では、構成が簡単で調整も容易である一方で、オープンループ制御であるために、制御応答性が高くとれないなどの制約がある。これに対して、ベクトル制御では、すべり周波数制御に加えて電流位相を変化させることで、過渡的な負荷変動に対しても磁束を不変にすることができ、高速応答を得ることができる。

例えば、特許文献１には、軸ずれ補償技術を用いたすべり周波数形ベクトル制御による誘導電動機の制御装置が開示されている。
図１０は、従来の軸ずれ補償技術を用いたすべり周波数形ベクトル制御による誘導電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図１０において、誘導電動機４０には、スイッチング動作によって直流を可変電圧可変周波数の交流に変換するインバータ１０が接続され、誘導電動機４０の回転軸には負荷４５が接続され、インバータ１０には、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式にてインバータ１０をスイッチング制御する制御装置５が接続されている。そして、誘導電動機４０の入力側には、インバータ１０から出力される交流の電圧を検出する電圧検出手段２０、インバータ１０から出力される交流の電流を検出する電流検出手段３０が設けられ、負荷４５側には、誘導電動機４０の回転速度を検出する速度検出手段５０が設けられている。

ここで、誘導電動機の制御装置５には、トルク電流指令値作成手段９０、電流制御手段１００、ｄ−ｑ／三相座標変換手段１３０、三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０、軸ずれ補償器１５０、加算器６３、積分器１７０が設けられている。
なお、以下の説明では、励磁軸としてγ軸またはｄ軸と表記することもあり、トルク軸としてδ軸またはｑ軸と表記することもある。また、以下の説明では、励磁軸方向の値についてはγまたはｄというサフィックスを付し、トルク軸方向の値についてはδまたはｑというサフィックスを付し、１次側の値については１またはｓというサフィックスを付し、２次側の値については２またはｒというサフィックスを付した。

そして、トルク電流指令値作成手段９０は、制御装置５に入力される励磁電流指令値Ｐ１とトルク指令値Ｐ２からトルク電流指令値Ｐ０を作成することができる。なお、励磁電流指令値Ｐ１をｉ^* _1d、トルク指令値Ｐ２をＴ^*、トルク電流指令値Ｐ０をｉ^* _1qとすると、以下の（１）式にてトルク電流指令値Ｐ０を求めることができる。
ｉ^* _1q＝Ｔ^*Ｌ₂／（ｐＭ²ｉ^* _1d） ・・・（１）
ただし、
Ｍ：励磁インダクタンス
Ｌ₂：二次インダクタンス
ｐ：極対数
である。

三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０は、積分器１７０から出力された位相角Ｐ１４に基づいて、電流検出手段３０にて検出された三相電流の検出値を変換することで、励磁電流検出値Ｐ５およびトルク電流検出値Ｐ６を算出するとともに、電圧検出手段２０にて検出された三相電圧の検出値を変換することで、励磁軸電圧検出値Ｐ７およびトルク軸電圧検出値Ｐ８を算出することができる。
電流制御手段１００は、三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０にて算出された励磁電流検出値Ｐ５およびトルク電流検出値Ｐ６と、励磁電流指令値Ｐ１およびトルク電流指令値Ｐ０との各偏差がゼロになるように、励磁軸電圧指令値Ｐ３およびトルク軸電圧指令値Ｐ４をそれぞれ算出することができる。

図１１は、図１０の電流制御手段の概略構成を示すブロック図である。
図１１において、電流制御手段１００には、励磁電流ＰＩ演算器１０１、励磁軸補償項演算器１０３、トルク電流ＰＩ演算器１０２、トルク軸補償項演算器１０４、減算器１０５〜１０７および加算器１０８が設けられている。
ここで、励磁電流ＰＩ演算器１０１の伝達関数は、Ｋ_id／ｓ（σＬ₁ｓ＋Ｒ₁）で与えることができる。トルク電流ＰＩ演算器１０２の伝達関数は、Ｋ_iq／ｓ（σＬ₁ｓ＋Ｒ₁）で与えることができる。励磁軸補償項演算器１０３の伝達関数は、ω₁σＬ₁で与えることができる。トルク軸補償項演算器１０４の伝達関数は、σＬ₁＋Ｍ²／Ｌ₂で与えることができる。

そして、減算器１０５にて励磁電流指令値Ｐ１と励磁電流検出値Ｐ５との偏差がとられ、励磁電流ＰＩ演算器１０１に入力されるとともに、励磁電流検出値Ｐ５はトルク軸補償項演算器１０４に入力される。また、減算器１０６にてトルク電流指令値Ｐ０とトルク電流検出値Ｐ６との偏差がとられ、トルク電流ＰＩ演算器１０２に入力されるとともに、トルク電流検出値Ｐ６は励磁軸補償項演算器１０３に入力される。
そして、励磁電流ＰＩ演算器１０１は、励磁電流指令値Ｐ１と励磁電流検出値Ｐ５との偏差がゼロになるように励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１を算出するとともに、トルク電流ＰＩ演算器１０２は、トルク電流指令値Ｐ０とトルク電流検出値Ｐ６との偏差がゼロになるようにトルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２を算出する。

なお、励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１をｖ´_1d、トルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２をｖ´_1qとすると、励磁電流ＰＩ演算出力値ｖ´_1dおよびトルク電流ＰＩ演算出力値ｖ´_1qは、以下の（２）式および（３）式にてそれぞれ求めることができる（非特許文献１）。
ｖ´_1d＝Ｋ_id／ｓ（σＬ₁＋Ｒ₁）（ｉ^* _1d−ｉ_1d） ・・・（２）
ｖ´_1q＝Ｋ_iq／ｓ（σＬ₁＋Ｒ₁）（ｉ^* _1q−ｉ_1q） ・・・（３）
ただし、
Ｋ_id、Ｋ_iq：積分ゲイン
Ｒ₁：一次抵抗
σ＝１−Ｍ²／Ｌ₁Ｌ₂：漏れ係数
Ｌ₁：一次インダクタンス
ｉ^* _1d：ｄ軸一次電流指令値
ｉ_1d：ｄ軸一次電流検出値
ｉ^* _1q：ｑ軸一次電流指令値
ｉ_1q：ｑ軸一次電流検出値
である。

そして、励磁電流検出値Ｐ５がトルク軸補償項演算器１０４に入力されると、他の軸へ干渉しないように直交する軸上で発生する磁束による誘起電圧に値に変換され、トルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２が同じ軸上の電流に対してのみ制御されるように、加算器１０８に出力される。そして、加算器１０８にてトルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２とトルク軸補償項演算器１０４の出力値が加算され、その加算結果がトルク軸電圧指令値Ｐ４として出力される。

また、トルク電流検出値Ｐ６が励磁軸補償項演算器１０３に入力されると、他の軸へ干渉しないように直交する軸上で発生する磁束による誘起電圧に値に変換され、励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１が同じ軸上の電流に対してのみ制御されるように、減算器１０７に出力される。そして、減算器１０７にて励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１から励磁軸補償項演算器１０３の出力値が減算され、その減算結果が励磁軸電圧指令値Ｐ３として出力される。

なお、励磁軸電圧指令値Ｐ３をｖ^* _1d、トルク軸電圧指令値Ｐ４をｖ^* _1qとすると、励磁軸電圧指令値ｖ^* _1dおよびトルク軸電圧指令値ｖ^* _1qは、以下の（４）式および（５）式にてそれぞれ求めることができる（非特許文献１）。
ｖ^* _1d＝ｖ´_1d−ω₁σＬ₁ｉ_1q ・・・（４）
ｖ^* _1q＝ｖ´_1q＋ω₁（σＬ₁ｉ_1d＋Ｍ／Ｌ₂Φ_2d） ・・・（５）

また、図１０において、ｄ−ｑ／三相座標変換手段１３０は、積分器１７０から出力された位相角Ｐ１４に基づいて、励磁軸電圧指令値Ｐ３およびトルク軸電圧指令値Ｐ４を三相の電圧指令に変換し、インバータ１０に出力することができる。
すべり周波数・一次周波数演算手段１６０は、トルク電流検出値Ｐ６を励磁電流検出値Ｐ５で除した値を二次時定数の逆数に掛けることにより、誘導電動機４０のすべり周波数を算出し、このすべり周波数と、速度検出手段５０にて検出された回転速度検出値Ｐ１０を加算することにより、一次周波数指令値Ｐ１１を算出することができる。

なお、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０は、すべり周波数をω^* _se、一次周波数指令値Ｐ１１をω^* ₁とすると、以下の（６）式にてすべり周波数ω^* _se、一次周波数指令値ω^* ₁を算出することができる。
ω^* _se＝Ｒ₂ｉ_1q／（Ｌ₂ｉ_1d）、ω^* ₁＝ω_re＋ω^* _se ・・・（６）
ただし、
Ｒ₂：二次抵抗
である。
軸ずれ補償器１５０は、励磁電流検出値Ｐ５、トルク電流検出値Ｐ６および励磁軸電圧検出値Ｐ７に基づいて誘起電圧の励磁軸成分を算出し、誘導電動機４０の二次磁束に基づく軸と、制御装置５内の励磁軸の角度に基づいて一次周波数補償値Ｐ１２を算出することができる。

図１２は、図１０の軸ずれ補償器の概略構成を示すブロック図である。
図１２において、軸ずれ補償器１５０には、誘導電圧演算回路１５１および位置ずれ量演算回路１５２が設けられている。
ここで、誘起電圧演算回路１５１には、励磁電流検出値Ｐ５、トルク電流検出値Ｐ６および励磁軸電圧検出値Ｐ７が入力され、励磁軸誘起電圧Ｐ５１を出力することができる。なお、励磁軸誘起電圧Ｐ５１をｅ_2dとすると、励磁軸誘起電圧ｅ_2dは、以下の（７）式にて求めることができる。
ｅ_2d＝ｖ_1d−（Ｒ₁＋ｄ／ｄｔＬσ）ｉ_1d＋ω₁Ｌσｉ_1q ・・・（７）
ただし、
ｖ_1d：電圧の励磁軸成分
ω₁：一次周波数
Ｌσ：漏れインダクタンス
である。

また、位置ずれ量演算回路１５２には、一次周波数指令値Ｐ１１および励磁軸誘起電圧Ｐ５１が入力され、一次周波数補償値Ｐ１２を出力することができる。なお、一次周波数補償値Ｐ１２をΔω₁とすると、一次周波数補償値Δω₁は、以下の（８）式にて求めることができる。
Δω₁＝ｓｇｎ（ω₁ ^*）Ｋ_p｛ｅ_2d＋（１／Ｔ_I）∫ｅ_2dｄｔ｝ ・・・（８）
ただし、
ω₁ ^*：一次周波数指令値
ｓｇｎ（ω₁ ^*）：ω₁ ^*の符号データ
Ｋ_p：比例ゲイン
Ｔ_I：積分時定数
である。

また、図１０において、加算器６３は、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０から出力された一次周波数指令値Ｐ１１と、軸ずれ補償器１５０にて算出された一次周波数補償値Ｐ１２を加算することにより、一次周波数指令値Ｐ１３を算出することができる。
積分器１７０は、加算器６３から出力された一次周波数指令値Ｐ１３を積分することにより、位相角Ｐ１４を算出することができる。

そして、励磁電流指令値Ｐ１およびトルク指令値Ｐ２はトルク電流指令値作成手段９０に入力されるとともに、励磁電流指令値Ｐ１は電流制御手段１００に入力される。そして、励磁電流指令値Ｐ１およびトルク指令値Ｐ２がトルク電流指令値作成手段９０に入力されると、トルク電流指令値作成手段９０は、（１）式の演算を行うことでトルク電流指令値Ｐ０を作成し、電流制御手段１００に出力する。

また、電流検出手段３０にて検出された三相電流の検出値は三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０に入力されるとともに、電圧検出手段２０にて検出された三相電圧の検出値は三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０に入力され、積分器１７０にて算出された位相角Ｐ１４は三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０およびｄ−ｑ／三相座標変換手段１３０に入力される。そして、三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０は、積分器１７０から出力された位相角Ｐ１４に基づいて、三相電流の検出値を励磁電流検出値Ｐ５およびトルク電流検出値Ｐ６に変換し、電流制御手段１００、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０および軸ずれ補償器１５０に出力するとともに、三相電圧の検出値を励磁軸電圧検出値Ｐ７およびトルク軸電圧検出値Ｐ８に変換し、軸ずれ補償器１５０に出力する。

そして、電流制御手段１００は、励磁電流検出値Ｐ５およびトルク電流検出値Ｐ６を三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０から受け取り、トルク電流指令値Ｐ０をトルク電流指令値作成手段９０から受け取り、励磁電流指令値Ｐ１を外部から受け取ると、（４）式および（５）式の演算を行うことにより、励磁軸電圧指令値Ｐ３およびトルク軸電圧指令値Ｐ４をそれぞれ算出し、ｄ−ｑ／三相座標変換手段１３０に出力する。

そして、ｄ−ｑ／三相座標変換手段１３０は、励磁軸電圧指令値Ｐ３およびトルク軸電圧指令値Ｐ４を電流制御手段１００から受け取ると、積分器１７０から出力された位相角Ｐ１４に基づいて、励磁軸電圧指令値Ｐ３およびトルク軸電圧指令値Ｐ４を三相の電圧指令に変換し、インバータ１０に出力する。また、速度検出手段５０にて検出された回転速度検出値Ｐ１０はすべり周波数・一次周波数演算手段１６０に出力される。

そして、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０は、励磁電流検出値Ｐ５およびトルク電流検出値Ｐ６を三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０から受け取り、回転速度検出値Ｐ１０を速度検出手段５０から受け取ると、（６）式の演算を行うことにより、一次周波数指令値Ｐ１１を算出し、軸ずれ補償器１５０および加算器６３に出力する。
そして、軸ずれ補償器１５０は、励磁電流検出値Ｐ５、トルク電流検出値Ｐ６、励磁軸電圧検出値Ｐ７を三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０から受け取るとともに、一次周波数指令値Ｐ１１をすべり周波数・一次周波数演算手段１６０から受け取ると、（８）式の演算を行うことで一次周波数補償値Ｐ１２を算出し、加算器６３に出力する。

そして、加算器６３は、一次周波数指令値Ｐ１１をすべり周波数・一次周波数演算手段１６０から受け取るとともに、一次周波数補償値Ｐ１２を軸ずれ補償器１５０から受け取ると、一次周波数指令値Ｐ１１と一次周波数補償値Ｐ１２とを加算することにより、一次周波数指令値Ｐ１３を算出し、積分器１７０に出力する。そして、積分器１７０は、一次周波数指令値Ｐ１３を加算器６３から受け取ると、一次周波数指令値Ｐ１３を積分することにより、位相角Ｐ１４を算出し、三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０およびｄ−ｑ／三相座標変換手段１３０に出力する。

これにより、軸ずれ補償器１５０にて一次周波数を補正することができ、制御装置５内の励磁軸の方向と誘導電動機４０の磁束軸の方向とを一致させることが可能となることから、磁束演算を正確に行うことができ、指令値どおりのトルクを発生させることができる。
なお、図１０の実施形態では、誘導電動機４０の回転速度を検出するために速度検出手段５０が設けられているが、速度検出手段５０を設けることなく、速度センサレスベクトル制御に対しても、軸ずれ補償器１５０を適用する方法が知られている（非特許文献２）。

図１３は、従来の軸ずれ補償技術を用いた速度センサレスベクトル制御による誘導電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図１３において、制御装置６には、図１０の速度検出手段５０の代わりに、速度推定手段２８０が設けられている。そして、速度推定手段２８０には、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０にて算出されたすべり周波数Ｐ６１＝ω^* _seが供給されるとともに、三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０からは励磁電流検出値Ｐ５、トルク電流検出値Ｐ６、励磁軸電圧検出値Ｐ７およびトルク軸電圧検出値Ｐ８が供給される。そして、速度推定手段２８０は、励磁電流検出値Ｐ５、トルク電流検出値Ｐ６、励磁軸電圧検出値Ｐ７およびトルク軸電圧検出値Ｐ８に基づいて速度推定値Ｐ６２を算出し、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０に供給する。
そして、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０は、すべり周波数Ｐ６１＝ω^* _seと、速度推定手段２８０にて推定された速度推定値Ｐ６２を加算することにより、一次周波数指令値Ｐ１１を算出することができる。

図１４は、図１３の速度推定手段の概略構成を示すブロック図である。
図１４において、速度推定手段２８０には、磁束オブザーバ２８１、減算器２８２および速度推定器２８３が設けられている。そして、磁束オブザーバ２８１には、励磁電流検出値Ｐ５、トルク電流検出値Ｐ６、励磁軸電圧検出値Ｐ７およびトルク軸電圧検出値Ｐ８が入力され、トルク軸二次磁束および励磁軸二次磁束を推定し、トルク電流推定値Ｐ６３を出力する。そして、減算器２８２にてトルク電流推定値Ｐ６３とトルク電流検出値Ｐ６との偏差が算出され、速度推定器２８３にてトルク電流推定値Ｐ６３とトルク電流検出値Ｐ６との偏差がＰＩ演算されることで、速度推定値Ｐ６２が算出される。

ここで、図１３の軸ずれ補償器１５０によって、誘導電動機４０の二次磁束と制御装置６の磁束の励磁軸が一致させられると、トルク軸二次磁束がゼロになる。この状態では、磁束オブザーバ２８１の安定性が保証され、速度推定値Ｐ６２が実速度に収束されていることが保証されている平衡点近傍の状態に保つことができる。このため、磁束オブザーバ２８１が安定に保たれ、トルク精度を向上させることができる。

特開２０００−３３３５００号公報 杉本・小山・玉井「ＡＣサーボシステムの理論と設計」，総合電子出版社（１９９０） Ｈ．Ｓｕｇｉｍｏｔｏ："Ｏｎｅ Ｉｍｐｒｏｖｉｎｇ Ｍｅａｓｕｒｅｓ ｏｆ Ｓｔａｂｉｌｉｔｙ ｉｎ Ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｐｅｅｄ Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ Ｖｅｃｔｏｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｔｏｒ Ｓｙｓｔｅｍ Ｕｓｉｎｇ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｏｂｓｅｒｖｅｒ ｏｆ Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｆｌｕｘ"，ｉｎ Ｐｒｏｃ．ＩＰＥＣ−Ｔｏｋｙｏ，２０００，ｐｐ．１０６９−１０７４

しかしながら、従来の軸ずれ補償器１５０では、（７）式に示すように、励磁軸誘起電圧ｅ_2dを計算するために、一次抵抗Ｒ₁の値が用いられている。このため、温度変化によって一次抵抗Ｒ₁の値が変化すると、制御装置５の内部に設定されている一次抵抗Ｒ₁の値と真値との間で誤差が生じ、一次抵抗Ｒ₁の値の誤差に比例して軸ずれが発生するという問題があった。
すなわち、一次抵抗Ｒ₁の真値から一次抵抗Ｒ₁の設定値を引いた値をΔＲ₁、真の励磁軸誘起電圧をｅ_2dとすると、図１０の制御装置５で実際に算出される励磁軸誘起電圧ｅ´_2dは、以下の（９）式のように表される。
ｅ´_2d＝ｖ_1d−（（Ｒ₁−ΔＲ₁）＋ｄ／ｄｔＬσ）ｉ_1d＋ω₁Ｌσｉ_1q ＝ｅ_2d＋ΔＲ₁ｉ_1d ・・・（９）

そして、図１２の位置ずれ量演算回路１５２は、励磁軸誘起電圧ｅ´_2dが定常的にゼロになるように一次周波数補償値Ｐ１２を出力するため、真の励磁軸誘起電圧をｅ_2dはゼロにはならず、−ΔＲ₁ｉ_1dという値になり、一次抵抗Ｒ₁の値の誤差に比例して軸ずれが発生するようになる。
そこで、本発明の目的は、一次抵抗が変動する場合においても、誘導電動機の内部の二次磁束と、制御装置内で算出される二次磁束との間の誤差を低減することが可能な誘導電動機の制御装置を提供することである。

上述した課題を解決するために、請求項１記載の誘導電動機の制御装置によれば、誘導電動機の一次電流の検出値を一次周波数に同期した座標系で誘導電動機内部の磁束に平行な成分である励磁電流検出値と、前記励磁軸に直交する成分であるトルク電流検出値にそれぞれ分離する第１の座標変換手段と、前記第１の座標変換手段にて分離された前記励磁電流検出値が励磁電流指令値に近づくように比例・積分演算された励磁電流ＰＩ演算出力値にトルク軸上で発生する磁束による誘起電圧成分を加えることで励磁軸電圧指令値を算出するとともに、前記第１の座標変換手段にて分離された前記トルク電流検出値がトルク電流指令値に近づくように比例・積分演算されたトルク電流ＰＩ演算出力値に励磁軸上で発生する磁束による誘起電圧成分を加えることでトルク電圧指令値を算出する電流制御手段と、前記電流制御手段にて算出された励磁軸電圧指令値およびトルク軸電圧指令値を、前記誘導電動機に与えられる電圧を生成させる電圧指令に変換する第２の座標変換手段と、前記第１の座標変換手段にて分離された励磁電流検出値とトルク電流検出値に基づいてすべり周波数を算出するとともに、前記すべり周波数および前記誘導電動機の回転速度の検出値または推定値に基づいて一次周波数を算出するすべり周波数・一次周波数演算手段と、前記座標系において励磁電流ＰＩ演算出力値とトルク電流ＰＩ演算出力値を成分とするベクトルの方向が一次電流ベクトルの方向に近づくように、前記一次周波数を補償する一次周波数補償値を算出する軸ずれ補償器とを備えることを特徴とする。

また、請求項２記載の誘導電動機の制御装置によれば、前記軸ずれ補償器は、前記座標系において励磁電流ＰＩ演算出力値とトルク電流ＰＩ演算出力値を成分とするベクトルと一次電流ベクトルとの外積を算出する外積算出手段と、前記外積がゼロになるように比例・積分演算するＰＩ演算器とを備えることを特徴とする。
また、請求項３記載の誘導電動機の制御装置によれば、前記誘導電動機に入力される電圧を検出する電圧検出手段を備え、前記軸ずれ補償器は、前記座標系において励磁電流ＰＩ演算出力値から励磁軸電圧指令値と励磁軸電圧検出値との差分を引いた値およびトルク電流ＰＩ演算出力値からトルク軸電圧指令値とトルク軸電圧検出値との差分を引いた値を成分とするベクトルと、一次電流ベクトルとの外積を算出する外積算出手段と、前記外積がゼロになるように比例・積分演算するＰＩ演算器とを備えることを特徴とする。

また、請求項４記載の誘導電動機の制御装置によれば、前記軸ずれ補償器は、前記外積算出手段にて算出された外積から前記一次周波数よりも遅れて変動する成分を二次抵抗の変動として抽出する二次抵抗変動抽出手段と、前記二次抵抗変動抽出手段にて抽出された成分がゼロになるように比例・積分演算することで、前記すべり周波数の演算に用いられる二次抵抗値を補償する二次抵抗補償値を算出する二次抵抗補償用ＰＩ演算器とを備えることを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、一次電流ベクトルを基準として一次周波数を補償することにより、一次抵抗が変動する場合においても、誘導電動機の内部の二次磁束と、制御装置内で算出される二次磁束との間の誤差を低減することが可能となり、指令値どおりのトルクを発生させることができる。

以下、本発明の実施形態に係る誘導電動機の制御装置について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る誘導電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図１において、誘導電動機の制御装置１には、トルク電流指令値作成手段９０、電流制御手段１００、ｄ−ｑ／三相座標変換手段１３０、三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０、軸ずれ補償器３００、加算器６３、積分器１７０が設けられている。
ここで、三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０は、誘導電動機４０に与えられる三相電圧と三相電流の検出値を一次周波数に同期した座標系で二次磁束に平行な成分である励磁電流検出値Ｐ５と、励磁軸に直交する成分であるトルク電流検出値Ｐ６にそれぞれ分離することができる。

電流制御手段１００は、三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０にて分離された励磁電流検出値Ｐ５が励磁電流指令値Ｐ１に近づくように比例・積分演算された励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１にトルク軸上で発生する磁束による誘起電圧成分を加えることで励磁軸電圧指令値Ｐ３を算出するとともに、三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０にて分離されたトルク電流検出値Ｐ６がトルク電流指令値Ｐ０に近づくように比例・積分演算されたトルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２に励磁軸上で発生する磁束による誘起電圧成分を加えることでトルク電圧指令値Ｐ４を算出することができる。

ｄ−ｑ／三相座標変換手段１３０は、電流制御手段１００にて算出された励磁軸電圧指令値Ｐ３およびトルク軸電圧指令値Ｐ４を三相の電圧指令に変換し、インバータ１０に出力することができる。
すべり周波数・一次周波数演算手段１６０は、三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０にて分離された励磁電流検出値Ｐ５とトルク電流検出値Ｐ６に基づいてすべり周波数を算出するとともに、すべり周波数および速度検出手段５０にて検出された回転速度検出値Ｐ１０に基づいて一次周波数指令値Ｐ１１を算出することができる。
軸ずれ補償器３００は、励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１とトルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２を成分とするベクトルの方向が一次電流ベクトルの方向に近づくように、一次周波数指令値Ｐ１１を補償する一次周波数補償値Ｐ２３を算出することができる。

図２は、図１の軸ずれ補償器の概略構成を示すブロック図である。
図２において、軸ずれ補償器３００には、図１１のトルク電流ＰＩ演算器１０２にて算出されたトルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２および三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０にて算出された励磁電流検出値Ｐ５を乗算する乗算器３０１、励磁電流ＰＩ演算器１０１にて算出された励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１および三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０にて算出されたトルク電流検出値Ｐ６を乗算する乗算器３０２、乗算器３０１からの出力と乗算器３０２からの出力の偏差ΔＱを算出する減算器３０３、減算器３０３にて算出された偏差ΔＱがゼロになるように比例・積分演算するＰＩ演算器３０４が設けられている。

そして、トルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２および励磁電流検出値Ｐ５は乗算器３０１にて乗算され、減算器３０３に入力されるとともに、励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１およびトルク電流検出値Ｐ６は乗算器３０２にて乗算され、減算器３０３に入力される。そして、乗算器３０１からの出力と乗算器３０２からの出力の偏差ΔＱが減算器３０３にて算出され、その偏差ΔＱがゼロになるようにＰＩ演算器３０４にて比例・積分演算されることで、一次周波数補償値Ｐ２３が算出され、加算器６３に出力される。
なお、乗算器３０１からの出力と乗算器３０２からの出力の偏差ΔＱは、以下の（１０）式で表すことができる。
ΔＱ＝ｖ´_1qｉ_1d−ｖ´_1dｉ_1q ・・・（１０）

そして、加算器６３は、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０にて算出された一次周波数指令値Ｐ１１と、軸ずれ補償器３００にて算出された一次周波数補償値Ｐ２３とを加算することにより、一次周波数指令値Ｐ２４を算出し、積分器１７０および電流制御手段１００に出力する。そして、積分器１７０は、一次周波数指令値Ｐ２４を加算器６３から受け取ると、一次周波数指令値Ｐ２４を積分することにより、位相角Ｐ２５を算出し、三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０およびｄ−ｑ／三相座標変換手段１３０に出力する。
これにより、一次電流ベクトルを基準として一次周波数補償値Ｐ２３を算出することが可能となり、一次抵抗が変動する場合においても、誘導電動機の内部の二次磁束と、制御装置内で算出される二次磁束との間の誤差を低減することが可能となることから、指令値どおりのトルクを発生させることができる。

図３は、定常状態での一次電圧ベクトルを示す図である。
図３において、軸ずれが発生していない時の誘起電圧と、（４）式および（５）式に示される非干渉制御での励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１およびトルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２に加えられる誘起電圧は等しくなる。このため、励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１およびトルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２を成分とするベクトルと、一次抵抗による電圧降下のベクトルは方向が等しくなる。

図４は、軸ずれが発生している時の定常状態での一次電圧ベクトルを示す図である。
図４において、軸ずれが発生している場合、誘起電圧と、（４）式および（５）式に示される非干渉制御での励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１およびトルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２に加えられる誘起電圧は等しくならない。このため、励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１およびトルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２を成分とするベクトルと、一次抵抗による電圧降下のベクトルは方向が等しくならず、位相差が発生する。
ここで、一次抵抗による電圧降下のベクトルは一次電流ベクトルと方向が同じであるため、励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１およびトルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２を成分とするベクトルと、一次電流ベクトルとの外積をとり、この値がゼロになるように制御することで、一次抵抗の変動の影響を受けることなく、軸ずれのない状態を保つことができる。

図５は、本発明の第２実施形態に係る誘導電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図５において、誘導電動機の制御装置２には、図１の誘導電動機の制御装置１のすべり周波数・一次周波数演算手段１６０および軸ずれ補償器３００の代わりに、すべり周波数・一次周波数演算手段１６１および軸ずれ補償器４００が設けられている。
ここで、軸ずれ補償器３００は、（１０）式の偏差ΔＱから一次周波数よりも遅れて変動する成分を二次抵抗の変動として抽出し、その成分がゼロになるように比例・積分演算することで、すべり周波数の演算に用いられる二次抵抗値が補償された二次抵抗設定値Ｐ３１を算出することができる。
すべり周波数・一次周波数演算手段１６１は、軸ずれ補償器４００にて算出された二次抵抗設定値Ｐ３１を用いてすべり周波数を算出するとともに、そのすべり周波数および速度検出手段５０にて検出された回転速度検出値Ｐ１０に基づいて一次周波数指令値Ｐ３２を算出することができる。

図６は、図５の軸ずれ補償器の概略構成を示すブロック図である。
図６において、軸ずれ補償器４００には、図１１のトルク電流ＰＩ演算器１０２にて算出されたトルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２および三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０にて算出された励磁電流検出値Ｐ５を乗算する乗算器４０１、励磁電流ＰＩ演算器１０１にて算出された励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１および三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０にて算出されたトルク電流検出値Ｐ６を乗算する乗算器４０２、乗算器４０１からの出力と乗算器４０２からの出力の偏差ΔＱを算出する減算器４０３、減算器４０３にて算出された偏差ΔＱから一次周波数よりも遅れて変動する成分を二次抵抗の変動として抽出するローパスフィルタ４０４、ローパスフィルタ４０４にて抽出された成分がゼロになるように比例・積分演算し、すべり周波数の演算に用いられる二次抵抗値を補償する二次抵抗補償値Ｐ３５を出力する二次抵抗補償用ＰＩ演算器４０５、すべり周波数の演算に用いられる二次抵抗値Ｐ３４に二次抵抗補償値Ｐ３５を加算することで、二次抵抗設定値Ｐ３１を算出する加算器４０６が設けられている。

そして、トルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２および励磁電流検出値Ｐ５は乗算器４０１にて乗算され、減算器４０３に入力されるとともに、励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１およびトルク電流検出値Ｐ６は乗算器４０２にて乗算され、減算器４０３に入力される。そして、乗算器４０１からの出力と乗算器４０２からの出力の偏差ΔＱが減算器４０３にて算出され、二次抵抗の変動に対応した成分が偏差ΔＱからローパスフィルタ４０４にて抽出され、二次抵抗補償用ＰＩ演算器４０５に出力される。そして、ローパスフィルタ４０４にて抽出された成分がゼロになるように二次抵抗補償用ＰＩ演算器４０５にて比例・積分演算されることで、二次抵抗補償値Ｐ３５が算出され、加算器４０６に出力される。そして、加算器４０６は、すべり周波数の演算に用いられる二次抵抗値Ｐ３４に二次抵抗補償値Ｐ３５を加算すること、二次抵抗設定値Ｐ３１を算出し、すべり周波数・一次周波数演算手段１６１に出力する。

そして、すべり周波数・一次周波数演算手段１６１は、軸ずれ補償器４００にて算出された二次抵抗設定値Ｐ３１を用いてすべり周波数を算出するとともに、そのすべり周波数および速度検出手段５０にて検出された回転速度検出値Ｐ１０に基づいて一次周波数指令値Ｐ３２を算出し、積分器１７０および電流制御手段１００に出力する。
すなわち、（６）式における二次抵抗Ｒ₂の値として軸ずれ補償器４００にて算出された二次抵抗設定値Ｐ３１を用いることで、すべり周波数ω^* _seを算出し、このすべり周波数ω^* _seを用いることで、一次周波数指令値ω^* ₁を算出することができる。

そして、積分器１７０は、一次周波数指令値Ｐ３２（＝ω^* ₁）をすべり周波数・一次周波数演算手段１６１から受け取ると、一次周波数指令値Ｐ３２を積分することにより、位相角Ｐ３３を算出し、三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０およびｄ−ｑ／三相座標変換手段１３０に出力する。
ここで、すべり周波数形ベクトル制御では、二次抵抗Ｒ₂の変動によりトルク制御精度が悪化することが、以下の文献で指摘されている。
“金原・道木・大熊「オブザーバを用いた誘導電動機のベクトル制御における抵抗変動時のトルク制御精度」パワーエレクトロニクス研究会第１３８回定例研究会 ＪＳＰＥ−２６−２２−２０００”

トルク制御精度の悪化の原因は、二次抵抗Ｒ₂の変動により、ベクトル制御に必要なすべり周波数ω^* _seが、（６）式で表されている値から変動するためである。図１の軸ずれ補償器３００では、定常状態で軸ずれがないように制御することができるが、過渡状態では、（１０）式の偏差ΔＱに磁束の微分値を含むようになる。二次抵抗Ｒ₂の変動は比較的時間がかかるため、（１０）式の偏差ΔＱを時定数の長いローパスフィルタ４０４に通すことにより、二次抵抗Ｒ₂の変動に起因する軸ずれを検出することができる。この結果、図１の軸ずれ補償器３００では、一次周波数指令値ω^* ₁の補償を行っていたのに対し、図５の軸ずれ補償器４００では、すべり周波数ω^* _seの補償を行うことができ、二次抵抗Ｒ₂の変動に起因する軸ずれを補償することができる。

図７は、本発明の第３実施形態に係る誘導電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図７において、誘導電動機の制御装置３には、図１の誘導電動機の制御装置１の軸ずれ補償器３００の代わりに、軸ずれ補償器５００が設けられている。
ここで、軸ずれ補償器５００は、励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１から励磁軸電圧指令値Ｐ３と励磁軸電圧検出値Ｐ７との差分を引いた値と、トルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２からトルク軸電圧指令値Ｐ４とトルク軸電圧検出値Ｐ８との差分を引いた値を成分とするベクトルの方向が一次電流ベクトルの方向に近づくように、一次周波数指令値Ｐ１１を補償する一次周波数補償値Ｐ４１を算出することができる。

図８は、図７の軸ずれ補償器の概略構成を示すブロック図である。
図８において、軸ずれ補償器４００には、図７の電流制御手段１００にて算出されたトルク軸電圧指令値Ｐ４と三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０にて算出されたトルク軸電圧検出値Ｐ８との差分を算出する減算器５０１、電流制御手段１００にて算出された励磁軸電圧指令値Ｐ３と三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０にて算出された励磁軸電圧検出値Ｐ７との差分を算出する減算器５０２、図１１のトルク電流ＰＩ演算器１０２にて算出されたトルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２と減算器５０１の出力との差分を算出する減算器５０３、励磁電流ＰＩ演算器１０１にて算出された励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１と減算器５０２の出力との差分を算出する減算器５０４、減算器５０３の出力および三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０にて算出された励磁電流検出値Ｐ５を乗算する乗算器５０５、減算器５０４の出力および三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０にて算出されたトルク電流検出値Ｐ６を乗算する乗算器５０６、乗算器５０５からの出力と乗算器５０６からの出力の偏差ΔＱを算出する減算器５０７、減算器５０７にて算出された偏差ΔＱがゼロになるように比例・積分演算するＰＩ演算器５０８が設けられている。

そして、トルク軸電圧指令値Ｐ４とトルク軸電圧検出値Ｐ８との差分が減算器５０１にて算出され、減算器５０３に入力されるとともに、励磁軸電圧指令値Ｐ３と励磁軸電圧検出値Ｐ７との差分が減算器５０２にて算出され、減算器５０４に入力される。そして、トルク電流ＰＩ演算出力値Ｐ２２と減算器５０３の出力との差分が減算器５０３にて算出され、乗算器５０５に入力されるとともに、励磁電流ＰＩ演算出力値Ｐ２１と減算器５０２の出力との差分が減算器５０６にて算出され、乗算器５０６に入力される。

そして、減算器５０３の出力および励磁電流検出値Ｐ５は乗算器５０５にて乗算され、減算器５０７に入力されるとともに、減算器５０４の出力およびトルク電流検出値Ｐ６は乗算器５０６にて乗算され、減算器５０７に入力される。そして、乗算器５０５からの出力と乗算器５０６からの出力の偏差ΔＱが減算器５０７にて算出され、その偏差ΔＱがゼロになるようにＰＩ演算器５０８にて比例・積分演算されることで、一次周波数補償値Ｐ４１が算出され、加算器６３に出力される。
なお、乗算器５０５からの出力と乗算器５０６からの出力の偏差ΔＱは、以下の（１１）式および（１２）式で表すことができる。
ｖ´´_1q＝ｖ´_1d−（ｖ^* _1d−ｖ_1d）、ｖ´´_1d＝ｖ´_1q−（ｖ^* _1q−ｖ_1q）
・・・（１１）
ΔＱ＝ｖ´´_1qｉ_1d−ｖ´´_1dｉ_1q ・・・（１２）

そして、加算器６３は、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０にて算出された一次周波数指令値Ｐ１１と、軸ずれ補償器５００にて算出された一次周波数補償値Ｐ４１とを加算することにより、一次周波数指令値Ｐ４２を算出し、積分器１７０および電流制御手段１００に出力する。そして、積分器１７０は、一次周波数指令値Ｐ４２を加算器６３から受け取ると、一次周波数指令値Ｐ４２を積分することにより、位相角Ｐ４３を算出し、三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０およびｄ−ｑ／三相座標変換手段１３０に出力する。

ここで、実際のインバータ１０では、デッドタイムや半導体素子の電圧降下などの影響により、励磁軸電圧指令値Ｐ３およびトルク軸電圧指令値Ｐ４と、励磁軸電圧検出値Ｐ７およびトルク軸電圧検出値Ｐ８との間には差がある。所定の電流を流すため、励磁電流ＰＩ演算出力値ｖ´_1dおよびトルク電流ＰＩ演算出力値ｖ´_1qには、デッドタイムや半導体素子の電圧降下などの影響による誤差が含まれている。
このため、（１２）式の偏差ΔＱがゼロになるようにＰＩ演算器５０８にて比例・積分演算された一次周波数補償値Ｐ４１を求めることにより、デッドタイムや半導体素子の電圧降下などの影響による誤差を除去することができ、インバータ１０の出力電圧が低い状況においても、指令値どおりのトルクを発生させることができる。

図９は、本発明の第４実施形態に係る誘導電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図９において、誘導電動機の制御装置４には、図７の速度検出手段５０の代わりに、速度推定手段６００が設けられている。
そして、速度推定手段６００には、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０にて算出されたすべり周波数Ｐ７１が供給されるとともに、三相／ｄ−ｑ座標変換手段１４０からは励磁電流検出値Ｐ５、トルク電流検出値Ｐ６、励磁軸電圧検出値Ｐ７およびトルク軸電圧検出値Ｐ８が供給される。そして、速度推定手段６０は、励磁電流検出値Ｐ５、トルク電流検出値Ｐ６、励磁軸電圧検出値Ｐ７およびトルク軸電圧検出値Ｐ８に基づいて速度推定値Ｐ７２を算出し、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０に供給する。

そして、すべり周波数・一次周波数演算手段１６０は、すべり周波数Ｐ７１と、速度推定手段６００にて推定された速度推定値Ｐ７２を加算することにより、一次周波数指令値Ｐ１１を算出することができる。
ここで、誘導電動機の制御装置４において、図１３の軸ずれ補償器１５０の代わりに、図７の軸ずれ補償器５００を用いることにより、一次抵抗の変動による誤差を除去することができ、指令値どおりのトルクを発生させることができる。
なお、図９の実施形態では、図７の軸ずれ補償器５００を速度センサレスベクトル制御に適用する方法について説明したが、図１の軸ずれ補償器３００を速度センサレスベクトル制御に適用してもよいし、図５のすべり周波数・一次周波数演算手段１６１および軸ずれ補償器４００を速度センサレスベクトル制御に適用してもよい。

本発明の第１実施形態に係る誘導電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。 図１の軸ずれ補償器の概略構成を示すブロック図である。 定常状態での一次電圧ベクトルを示す図である。 軸ずれが発生している時の定常状態での一次電圧ベクトルを示す図である。 本発明の第２実施形態に係る誘導電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。 図５の軸ずれ補償器の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態に係る誘導電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。 図７の軸ずれ補償器の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る誘導電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。 従来の誘導電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。 図１０の電流制御手段の概略構成を示すブロック図である。 図１０の軸ずれ補償器の概略構成を示すブロック図である。 従来の誘導電動機の制御装置の概略構成のその他の例を示すブロック図である。 図１３の速度推定手段の概略構成を示すブロック図である。

符号の説明

１〜４ 誘導電動機の制御装置
１０ インバータ
２０ 電圧検出手段
３０ 電流検出手段
４０ 誘導電動機
４５ 負荷
５０ 速度検出手段
６３、４０６ 加算器
９５ トルク電流指令値作成手段
１００ 電流制御手段
１３０ ｄ−ｑ／三相座標変換手段
１４０ 三相／ｄ−ｑ座標変換手段
１６０、１６１ すべり周波数・一次周波数演算手段
１７０ 積分器
３００、４００、５００ 軸ずれ補償器
３０１、３０２、４０１、４０２、５０５、５０６ 乗算器
３０３、４０３、５０１〜５０４、５０７ 減算器
３０４、５０８ ＰＩ演算器
４０４ ローパスフィルタ
４０５ 二次抵抗補償用ＰＩ演算器
６００ 速度推定手段

Claims (4)

1. 誘導電動機の一次電流の検出値を一次周波数に同期した座標系で誘導電動機内部の磁束に平行な成分である励磁電流検出値と、前記励磁軸に直交する成分であるトルク電流検出値にそれぞれ分離する第１の座標変換手段と、
   前記第１の座標変換手段にて分離された前記励磁電流検出値が励磁電流指令値に近づくように比例・積分演算された励磁電流ＰＩ演算出力値にトルク軸上で発生する磁束による誘起電圧成分を加えることで励磁軸電圧指令値を算出するとともに、前記第１の座標変換手段にて分離された前記トルク電流検出値がトルク電流指令値に近づくように比例・積分演算されたトルク電流ＰＩ演算出力値に励磁軸上で発生する磁束による誘起電圧成分を加えることでトルク電圧指令値を算出する電流制御手段と、
   前記電流制御手段にて算出された励磁軸電圧指令値およびトルク軸電圧指令値を、前記誘導電動機に与えられる電圧を生成させる電圧指令に変換する第２の座標変換手段と、
   前記第１の座標変換手段にて分離された励磁電流検出値とトルク電流検出値に基づいてすべり周波数を算出するとともに、前記すべり周波数および前記誘導電動機の回転速度の検出値または推定値に基づいて一次周波数を算出するすべり周波数・一次周波数演算手段と、
   前記座標系において励磁電流ＰＩ演算出力値とトルク電流ＰＩ演算出力値を成分とするベクトルの方向が一次電流ベクトルの方向に近づくように、前記一次周波数を補償する一次周波数補償値を算出する軸ずれ補償器とを備えることを特徴とする誘導電動機の制御装置。
2. 前記軸ずれ補償器は、
   前記座標系において励磁電流ＰＩ演算出力値とトルク電流ＰＩ演算出力値を成分とするベクトルと一次電流ベクトルとの外積を算出する外積算出手段と、
   前記外積がゼロになるように比例・積分演算するＰＩ演算器とを備えることを特徴とする請求項１記載の誘導電動機の制御装置。
3. 前記誘導電動機に入力される電圧を検出する電圧検出手段を備え、
   前記軸ずれ補償器は、
   前記座標系において励磁電流ＰＩ演算出力値から励磁軸電圧指令値と励磁軸電圧検出値との差分を引いた値およびトルク電流ＰＩ演算出力値からトルク軸電圧指令値とトルク軸電圧検出値との差分を引いた値を成分とするベクトルと、一次電流ベクトルとの外積を算出する外積算出手段と、
   前記外積がゼロになるように比例・積分演算するＰＩ演算器とを備えることを特徴とする請求項１記載の誘導電動機の制御装置。
4. 前記軸ずれ補償器は、
   前記外積算出手段にて算出された外積から前記一次周波数よりも遅れて変動する成分を二次抵抗の変動として抽出する二次抵抗変動抽出手段と、
   前記二次抵抗変動抽出手段にて抽出された成分がゼロになるように比例・積分演算することで、前記すべり周波数の演算に用いられる二次抵抗値を補償する二次抵抗補償値を算出する二次抵抗補償用ＰＩ演算器とを備えることを特徴とする請求項２または３記載の誘導電動機の制御装置。

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