JP4348737B2

JP4348737B2 - 同期電動機の電流センサレス制御装置

Info

Publication number: JP4348737B2
Application number: JP2003187632A
Authority: JP
Inventors: 文農張; 光次郎沢村; 和彦平松
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2003-06-30
Filing date: 2003-06-30
Publication date: 2009-10-21
Anticipated expiration: 2023-06-30
Also published as: JP2005027386A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電流センサを用いることなく同期電動機を制御する同期電動機の電流センサレス制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、同期電動機の高性能制御は、電流センサが検出した電動機の電流信号に基づき電流制御を行いながら、位置センサが検出した回転子の位置信号に基づき速度（或いは位置）制御を行っている。一方、電動機駆動システムには小型軽量化、低価格化、信頼性向上などが要求されるため、センサをできれば減らしたい。
第１の従来技術は、位置センサを用いず電動機の電流信号を用いて回転子位置を推定している（例えば、特許文献１参照）。また、第２の従来技術は、電流センサを用いず電流の推定値を用いて電流ループを構成している（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００２−５１５８０号公報
【非特許文献１】
森本茂雄、外２名、「低分解能位置センサのみによる同期モータの電流センサレスドライブシステム」、電気学会、電気学会論文誌Ｄ、平成１３年（２００１）、１２１巻１１号、P．１１２６−１１３３
【０００４】
図５は第２の従来技術の同期電動機の電流センサレス制御装置の構成を示すブロック図である。
図５において、５１は電流指令計算器であり、速度偏差ｅωに基づきｄ、ｑ軸電流指令ｉ_dr、ｉ_qrを計算する。５２は電圧指令計算器であり、ｄ、ｑ軸電流指令ｉ_dr、ｉ_qrおよび回転子速度ω_mに基づきｄ、ｑ軸電圧指令ｖ_dr、ｖ_qrを計算する。１３はｄ―ｑ／３相交流座標変換器であり、ｄ、ｑ軸電圧指令ｖ_dr、ｖ_qrおよび回転子位置θ_mに基づき三相電圧指令ｖ_ur、ｖ_vr、ｖ_wrを計算する。１４はＰＷＭインバータであり、三相電圧指令ｖ_ur、ｖ_vr、ｖ_wrに基づき三相電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wを出力し、同期電動機１５を駆動する。
図６は図５における電圧指令計算器の構成を示すブロック図である。
図６において、２２は電流推定器であり、回転子速度ω_mおよびｄ、ｑ軸電圧指令ｖ_dr、ｖ_qrに基づきｄ、ｑ軸の推定電流ｉ_ds、ｉ_qsを計算する。６３は非干渉および誘起電圧補償器であり、ｄ、ｑ軸の推定電流ｉ_ds、ｉ_qsおよび回転子速度ω_mに基づきｄ、ｑ軸の非干渉および誘起電圧補償電圧ｖ_d0、ｖ_q0を計算する。６４はｄ軸電流制御器であり、ｄ軸の電流指令ｉ_drとｄ軸の推定電流ｉ_dsとの偏差に基づきｄ軸の電圧指令の基本値を出力する。また、６５はｑ軸電流制御器であり、ｑ軸の電流指令ｉ_qrとｑ軸の推定電流ｉ_qsとの偏差に基づきｑ軸の電圧指令の基本値を出力する。
同期電動機のパラメータが正確に分かれば、推定電流が実際の電流と一致するので、電流センサを用いなくても、普通の同期電動機の駆動システムと同じように安定かつ高性能な制御系を構成することができる。
このように、第２の従来技術の同期電動機の電流センサレス制御装置は、同期電動機のモデルを用いて電流を推定して制御系を構成するものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、第１の従来技術の同期電動機の電流センサレス制御装置は、制御系に使われる位置と速度信号が推定で得たものとなっていて同期電動機の正確位置および速度の情報を知ることができないので、パラメータの経年変化や外乱などがあったら脱調するという問題があった。また、位置ループを組んで位置制御を行う場合には、用いたモデルのパラメータと実際のパラメータと違ったら位置がずれるので、高精度位置決めができないというような問題も抱えていた。
また、第２の従来技術の同期電動機の電流センサレス制御装置は、同期電動機のモデルを用いて推定した電流信号に基づき電流ループを構成するので、同期電動機の全てのパラメータを知る必要があり、モデルのパラメータが実際のパラメータの値とずれたり違ったりすると制御系の安定性を保証できないという問題があった。また、電圧出力や位置検出などの遅れが存在する制御系では、回転速度が大きくなると共に位相遅れが大きくなるので、ｄ軸電流が大きくなり、高速度運転できなく、電力効率が悪いというような問題も抱えていた。
そこで、本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、位置センサで検出した回転子位置に基づき同期電動機を駆動し、モデルのパラメータが実際のパラメータの値とずれたりあるいは高速度運転領域でも安定でロバストかつ高性能な位置、速度制御ができる同期電動機の電流センサレス制御装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、同期電動機の回転子位置を検出する位置センサと、前記回転子位置を微分して前記同期電動機の回転子速度を出力する微分手段と、速度指令を前記回転子速度で減算して速度偏差を得る減算手段と、前記速度偏差を入力してｑ軸初期電圧指令を出力するＰＩ制御手段と、前記回転子位置を入力してｄ―ｑ／３相交流座標変換器へ遅れ補償位置を出力する位相遅れ補償手段と、前記ｄ軸電圧指令と前記ｑ軸電圧指令および前記遅れ補償位置を入力して交流三相電圧指令を出力する前記ｄ―ｑ／３相交流座標変換手段と、前記三相電圧指令を入力とし前記同期電動機を駆動する三相電圧を出力するＰＷＭインバータとを備えた電流センサレス制御装置において、
ｄ軸初期電圧指令ｕ _ｄｒと軸間電流のｄ軸非干渉補償電圧ｖ _ｄ０とを加算してｄ軸電圧指令を生成する加算器（２０）と、ｑ軸初期電圧指令ｕ _ｑｒを入力するノッチフィルタ（２４）と、前記ノッチフィルタ（２４）出力と軸間電流のｑ軸非干渉補償電圧ｖ _ｑ０とを加算してｑ軸電圧指令を生成する加算器（２１）と、回転子速度ω _ｍとｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を入力してｄ軸、ｑ軸推定電流（ｉ _ｄｓ、ｉ _ｑｓ）を生成する電流推定器（２２）と、前記ｄ軸、ｑ軸推定電流と回転子速度ω _ｍとを入力して軸間電流のｄ軸、ｑ軸非干渉補償電圧（ｖ _ｄ０、ｖ _ｑ０）を生成する軸間電流の非干渉補償器（２３）とから構成した安定化補償手段を備え、
電流ループを構成せずに推定電流を用いて軸間電流の非干渉補償のみを行うことを特徴とするものである。
また、本発明は請求項１において前記ノッチフィルタは、分子を２次多項式で表されるものとし、同期電動機の固有振動モードをこの２次多項式の零点とすることを特徴とするものである。
また、請求項１において閉ループ系の特性多項式の根がすべて複数平面の左半平面にあるように前記ＰＩ制御手段の比例ゲインと積分時定数および前記ノッチフィルタの極点を決定することを特徴とするものである。
このようになっているため、同期電動機の振動成分を抑制し制御系を安定な極配置にすることによって安定かつ高性能な制御をすることができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の具体的実施例を図に基づいて説明する。図１は、本発明の実施例を示す同期電動機の電流センサレス制御装置のブロック図である。図において、１０は速度指令ω_rと回転子速度ω_mとの速度偏差ｅωを求めその速度偏差ｅωをＰＩ制御器１１へ出力する減算器である。１１はＰＩ制御器であり、速度偏差ｅωに基づきｑ軸初期電圧指令ｕ_qrを計算する。１２は安定化補償器であり、ｄ、ｑ軸初期電圧指令ｕ_dr、ｕ_qrおよび回転子速度ω_mに基づきｄ、ｑ軸電圧指令ｖ_dr、ｖ_qrを計算し、ｄ―ｑ／３相交流座標変換器１３へ出力する。ｄ―ｑ／３相交流座標変換器１３は、安定化補償器から出力されるｄ、ｑ軸電圧指令ｖ_dr、ｖ_qrと位相遅れ補償器１８から出力される遅れ補償位置θ_hを入力して三相電圧指令ｖ_ur、ｖ_vr、ｖ_wrを求めＰＷＭインバータ１４へ出力する。ＰＷＭインバータ１４はｄ―ｑ／３相交流座標変換器１３から出力される三相電圧指令ｖ_ur、ｖ_vr、ｖ_wrに基づいて主回路のゲートを駆動しＰＷＭ電圧を負荷である同期電動機１５へ供給する。１７は位置センサ１６から出力された回転子位置θ_mを時間微分して回転子速度ω_mを求めて減算器１０と安定化補償器１２へ出力する微分器である。１８は位相遅れ補償器であり、位置センサ１６が検出した回転子位置θ_mを遅れ補償しｄ―ｑ／３相交流座標変換器１３へ遅れ補償位置θ_hを出力する。
図２は、図１における安定化補償器１２の構成を示すブロック図である。図において、安定化補償器１２は軸間電流の非干渉補償器２３とノッチフィルタ２４と二つの加算器２０、２１、電流推定器２２から構成される。２３は軸間電流の非干渉補償器で、電流推定器２２の出力であるｄ、ｑ軸の推定電流ｉ_ds、ｉ_qsおよび回転子速度ω_mに基づきｄ、ｑ軸の軸間電流の非干渉補償電圧ｖ_d0、ｖ_q0を計算する。２４はノッチフィルタであり、ｑ軸初期電圧指令ｕ_qrから同期電動機の固有振動成分を除去する。
図２に示したように、本発明は電流推定を行うが、電流ループを構成せず、推定電流を用いて軸間電流の非干渉補償のみを行う。誘起電圧補償を行わないため、モータの電気特性が振動的になる。この振動を抑制するため、ノッチフィルタ２４を導入し、それに、ＰＩ制御器１１のパラメータとノッチフィルタ２４のパラメータと合わせるように設定する。具体的な設定方法は以下に説明する。
まず、ノッチフィルタ２４を次式で表すものとする。
【０００８】
【数１】

【０００９】
とする。ここで、Ｋ_pは比例ゲイン、Ｔ_iは積分時定数である。ｄ、ｑ軸間の干渉が補償されているため、制御系のブロック線図は図３のようになる。図３において、３１はベクトル化された同期電動機のモデルである。ただし、Ｊはイナーシャ、Ｄは粘性摩擦係数、Ｋ_Tはトルク定数、Ｋ_Eは誘起電圧定数、Ｌは電機子巻線のインダクタンス、Ｒは電機子巻線抵抗である。ｑ軸の電圧指令ｖ_qrから回転子速度ω_mまでの伝達関数を計算すると、電動機のモデルは
【００１０】
【数２】

【００１１】
ノッチフィルタＦ（ｓ）の零点を電動機のモデルＧ（ｓ）の極点と相殺させるため、
ω_n＝ω_c ・・・（７）
および
ζ_n＝ζ_c ・・・（８）
とすると、制御系の特性多項式は
Δ（ｓ）＝ｓ³＋２ζ_dω_dｓ²＋（１＋Ｋ_pＫ_c）ω_d ²ｓ＋Ｋ_pＫ_cω_d ²／Ｔ_i （９）
となる。
上式より、制御系の特性多項式が３次式である。制御補償器の任意係数がω_d、ζ_d、Ｋ_pおよびＴ_iの４つあるので、制御系の極点を複数平面上の任意位置に配置できる。例えば、制御系に３重極（−ω₀）を持たせるためには、ζ_d＝１とし、残った３つ係数は以下のように一意に定められる。
ω_d＝１．５ω₀ ・・・（１０）
Ｋ_p＝１／（３Ｋ_c）・・・（１１）
Ｔ_i＝０．７５／ω₀ ・・・（１２）
そして、ω₀を大きくすることにより、制御系の応答周波数が大きくなる。
以上のように、固有振動周波数ω_c、固有振動減衰係数ζ_cおよび速度定数Ｋ_cさえ分かれば、良好な制御性能が得られる。また、式（３）より、固有振動周波数ω_c、固有振動減衰係数ζ_cおよび速度定数Ｋ_cは、ｑ軸にステップな電圧を加えて回転子の速度を観測することにより簡単に同定できる。
もちろん、電流推定器２２で電流推定を行う際に同期電動機１５のすべてのパラメータを用いなければならないが、この推定電流は単に軸間電流の非干渉補償に用いられるため、パラメータが少しずれてもあまり制御系の制御性能に影響しない。
【００１２】
次に、位相遅れ補償器１８の役割について説明する。特別の応用を除き、一般にｄ軸電圧指令ｖ_drを０とする。この時、ｄ軸電圧指令ｖ_drとｑ軸電圧指令ｖ_qrとの合成電圧ベクトルｖ_rがｑ軸電圧指令ｖ_qrと一致する。ところが、普段の制御系ではｄ―ｑ／３相交流座標変換器１３が三相電圧指令ｖ_ur、ｖ_vr、ｖ_wrを出してからこの三相電圧指令に基づいてＰＷＭインバータ１４が同期電動機１５へ三相電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wを出力するまでの実行遅れ時間Ｔ_rと、位置センサ１６が回転子位置θ_mを検出してからこの回転子位置θ_mに基づいてｄ―ｑ／３相交流座標変換器１３が三相電圧指令ｖ_ur、ｖ_vr、ｖ_wrを出すまでの伝送および計算遅れ時間Ｔ_tとが存在するため、同期電動機が高速度回転する時、同期電動機１５を駆動する三相電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wの合成電圧ベクトルｖが実際のｑ軸より位相遅れてしまう。すなわち、元の目的と違って実際のｄ軸にも電圧を加えて大きな電流を流してしまう。この位相遅れを補償するため、回転子速度に遅れ時間の和を掛けて得た遅れ変位を、位置センサ１６が検出した回転子位置θ_mに足して得た遅れ補償位置θ_hをｄ―ｑ／３相交流座標変換器１３へ出力する。ディジタル制御を用いる場合は、制御サンプル周期をＴ_sとすると、回転子速度は近似的に
ω_m（ｋ）＝｛θ_m（ｋ）―θ_m（ｋ−１）｝／Ｔ_s ・・・（１３）
となる。よって、遅れ時間（Ｔ_r＋Ｔ_t）での回転子変位（略称：遅れ変位）は
Δθ_D（ｋ）＝ω_m（ｋ）×（Ｔ_r＋Ｔ_t）
＝｛θ_m（ｋ）―θ_m（ｋ−１）｝×（Ｔ_r＋Ｔ_t）／Ｔ_s ・・・（１４）
となる。従って、遅れ補償位置θ_hは
θ_h（ｋ）＝θ_m（ｋ）＋Δθ_D（ｋ）
＝θ_m（ｋ）＋｛θ_m（ｋ）―θ_m（ｋ−１）｝×（Ｔ_r＋Ｔ_t）／Ｔ_s （１５）
となる。
このように、回転子位置に基づき同期電動機の振動成分を抑制し制御系を安定な極配置にするので、安定かつ高性能な制御ができる。また、位相遅れを補償したため、ｄ軸には電流を流さないので、高速度運転ができ、駆動システムの効率を向上することができる。
【００１３】
次に、本発明の効果を具体例を用いて説明する。図１のような速度制御系に位置ループを組み合わせて図４のような位置制御系を構成する。図４において、４１は位置制御器であり、位置指令θ_rと回転子位置θ_mとの偏差に基づき速度制御系へ速度指令ω_rを出力する。この制御系における実験結果を図７に示す。図により、回転子位置θ_mがオーバーシュートおよび定常偏差がなく位置指令θ_rに精度良く追従することが分かる。
【００１４】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の同期電動機の電流センサレス制御装置によれば、回転子位置に基づき同期電動機の振動成分を抑制し制御系を安定な極配置にすることによって、モデルのパラメータが実際のパラメータの値とずれた場合でも安定でロバストかつ高性能な制御をすることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を示す同期電動機の電流センサレス制御装置のブロック図
【図２】実施例における安定化補償器の構成を示すブロック図
【図３】図１の等価ブロック図
【図４】本発明の技術を用いた同期電動機の電流センサレス位置制御装置のブロック図
【図５】第２の従来技術の同期電動機の電流センサレス制御装置の構成を示すブロック図
【図６】第２の従来技術の同期電動機の電流センサレス制御装置における電圧指令計算器の構成を示すブロック図
【図７】本発明の技術を用いた同期電動機の電流センサレス位置制御装置の実験結果を示す図
【符号の説明】
１０、３０、４０、６１、６２減算器
１１ＰＩ制御器
１２安定化補償器
１３ｄ―ｑ／３相交流座標変換器
１４ＰＷＭインバータ
１５同期電動機
１６位置センサ
１７微分器
１８位相遅れ補償器
２０、２１加算器
２２電流推定器
２３軸間電流の非干渉補償器
２４ノッチフィルタ
３１同期電動機のモデル
４１位置制御器
５１、５２電流指令計算器
６３非干渉および誘起電圧補償器
６４ｄ軸電流制御器
６５ｑ軸電流制御器

Claims

同期電動機の回転子位置を検出する位置センサと、前記回転子位置を微分して前記同期電動機の回転子速度を出力する微分手段と、速度指令を前記回転子速度で減算して速度偏差を得る減算手段と、前記速度偏差を入力してｑ軸初期電圧指令を出力するＰＩ制御手段と、前記回転子位置を入力してｄ―ｑ／３相交流座標変換器へ遅れ補償位置を出力する位相遅れ補償手段と、前記ｄ軸電圧指令と前記ｑ軸電圧指令および前記遅れ補償位置を入力して交流三相電圧指令を出力する前記ｄ―ｑ／３相交流座標変換手段と、前記三相電圧指令を入力とし前記同期電動機を駆動する三相電圧を出力するＰＷＭインバータとを備えた電流センサレス制御装置において、
ｄ軸初期電圧指令ｕ _ｄｒと軸間電流のｄ軸非干渉補償電圧ｖ _ｄ０とを加算してｄ軸電圧指令を生成する加算器（２０）と、ｑ軸初期電圧指令ｕ _ｑｒを入力するノッチフィルタ（２４）と、前記ノッチフィルタ（２４）出力と軸間電流のｑ軸非干渉補償電圧ｖ _ｑ０とを加算してｑ軸電圧指令を生成する加算器（２１）と、回転子速度ω _ｍとｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を入力してｄ軸、ｑ軸推定電流（ｉ _ｄｓ、ｉ _ｑｓ）を生成する電流推定器（２２）と、前記ｄ軸、ｑ軸推定電流と回転子速度ω _ｍとを入力して軸間電流のｄ軸、ｑ軸非干渉補償電圧（ｖ _ｄ０、ｖ _ｑ０）を生成する軸間電流の非干渉補償器（２３）とから構成した安定化補償手段を備え、
電流ループを構成せずに推定電流を用いて軸間電流の非干渉補償のみを行うことを特徴とする同期電動機の電流センサレス制御装置。
前記ノッチフィルタは、分子を２次多項式で表されるものとし、同期電動機の固有振動モードをこの２次多項式の零点とすることを特徴とする請求項１記載の同期電動機の電流センサレス制御装置。
閉ループ系の特性多項式の根がすべて複数平面の左半平面にあるように前記ＰＩ制御手段の比例ゲインと積分時定数および前記ノッチフィルタの極点を決定することを特徴とする請求項１記載の同期電動機の電流センサレス制御装置。