WO2018193697A1 - 誘導モータの速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置 - Google Patents

誘導モータの速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置 Download PDF

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WO2018193697A1
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axis
speed
current
induction motor
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戸張　和明
岩路　善尚
金子　悟
敬典 大橋
敦彦 中村
雄作 小沼
卓也 杉本
Original Assignee
株式会社日立産機システム
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/01—Asynchronous machines

Definitions

  • the present invention relates to speed sensorless vector control of an induction motor that does not use a speed sensor, and relates to a speed estimation method for an induction motor and a power converter using the same.
  • Patent Document 1 JP-A-6-105580
  • Patent Document 1 JP-A-6-105580
  • a disturbance observer is provided to estimate the q-axis counter electromotive force value and divide by the magnetic flux coefficient to calculate the estimated speed value ⁇ r ⁇ according to the following equation (1).
  • R 1 primary resistance value
  • R 2 ′ secondary resistance value converted to the primary side
  • L ⁇ leakage inductance value
  • M mutual inductance value
  • L 2 secondary inductance value
  • T obs disturbance observer Is a speed estimation delay time constant to be set to
  • Patent Document 2 As a control method having low sensitivity to changes in the primary resistance value, as described in Japanese Patent Laid-Open No. 2005-057963 (Patent Document 2), it is assumed that the circuit constant of the induction motor is a true value other than the primary resistance value. Newly defined primary current estimation error vector direction ⁇ -axis and ⁇ -axis advanced 90 degrees from ⁇ -axis due to primary resistance value setting error, and estimating the rotational speed on this control axis can reduce torque shortage. There is a description of suppression technology.
  • An object of the present invention is to provide a speed estimation method capable of preventing a torque shortage caused by a winding temperature in an induction motor and realizing a highly accurate speed control characteristic, and a power converter using the speed estimation method.
  • the present invention is a power conversion device that drives an induction motor by speed sensorless vector control in view of the background art and problems described above, and includes a command value or a detected value based on the direction of the primary current and the detected value.
  • a coordinate conversion unit that converts a 90-degree delayed direction into a control axis having a rotational coordinate system, and a speed estimation calculation unit that calculates a speed estimation value of the induction motor based on a command value or a detection value converted by the coordinate conversion unit And controlling the output frequency value based on the estimated speed value.
  • the present invention it is possible to provide a speed estimation method capable of preventing a torque shortage due to the winding temperature in the induction motor and realizing a highly accurate speed control characteristic, and a power converter using the speed estimation method.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of a speed estimation calculation unit according to a third embodiment. It is a block diagram of the power converter device in Example 4. It is a block diagram of the power converter device in Example 5.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of an induction motor drive system in Embodiment 6.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion apparatus according to the present embodiment.
  • an induction motor 1 driven by a power converter generates torque by a magnetic flux generated by a current of a magnetic flux axis component (d-axis) and a current of a torque axis component (q-axis) orthogonal to the magnetic flux axis.
  • the power converter 2 outputs a voltage value proportional to the three-phase AC voltage command values V u * , V v * , and V w * , and varies the output voltage and output frequency of the induction motor 1.
  • the DC power source 2 a supplies a DC voltage to the power converter 2.
  • the current detector 3 outputs detected values I uc , I vc , I wc of the three-phase AC currents I u , I v , I w of the induction motor 1.
  • the coordinate conversion unit 4 detects the detected current values I dc and I of the d-axis and the q-axis from the detected values I uc , I vc and I wc of the three-phase alternating currents I u , I v and I w and the phase estimation value ⁇ dc. qc is output.
  • Speed estimating calculation unit 5 the current command value of the m-axis and t axis I m *, I t * and the current detection value I mc, I tc voltage command value V mc **, V tc **, the output frequency value ⁇ Based on 1 * and the circuit constants (R 1 , R 2 ′, M, L 2 , ⁇ 2d * ) of the induction motor 1, the estimated speed ⁇ r ⁇ of the induction motor 1 is output.
  • the slip frequency calculation unit 6 is based on the secondary time constant T 2 calculated from the d-axis and q-axis current command values I d * and I q * and the circuit constant of the induction motor 1, and the slip frequency command of the induction motor 1. Outputs the value ⁇ s * .
  • the adder 7 outputs an output frequency value ⁇ 1 * that is an added value of the speed estimated value ⁇ r ⁇ and the slip frequency command value ⁇ s * .
  • the phase estimation calculation unit 8 integrates the output frequency value ⁇ 1 * and outputs a phase estimation value ⁇ dc .
  • the d-axis current command setting unit 9 outputs a d-axis current command value I d * having a positive polarity.
  • the d-axis current command value I d * is set or controlled to a constant value.
  • I d * is variably set or controlled with respect to the torque and the rotational speed.
  • the speed control calculation unit 10 outputs the q-axis current command value I q * from the deviation ( ⁇ r * ⁇ r ⁇ ) between the speed command value ⁇ r * and the estimated speed value ⁇ r ⁇ .
  • the vector control calculation unit 11 calculates the d based on the circuit constants (R 1 , L ⁇ , M, L 2 ) of the induction motor 1, the current command values I d * , I q * , and the output frequency value ⁇ 1 *.
  • the voltage reference values V dc * and V qc * of the axis and q axis are output.
  • the d-axis current control calculation unit 12 outputs a d-axis voltage correction value ⁇ V d * from the deviation (I d * ⁇ I dc ) between the d-axis current command value I d * and the current detection value I dc .
  • the q-axis current control calculation unit 13 outputs a q-axis voltage correction value ⁇ V q * from the deviation (I q * ⁇ I qc ) between the q-axis current command value I q * and the current detection value I qc .
  • the adder 14 outputs a voltage command value V dc ** that is an addition value of the d-axis voltage reference value V dc * and the d-axis voltage correction value ⁇ V d * .
  • the adder 15 outputs a voltage command value V qc ** that is an addition value of the q-axis voltage reference value V qc * and the q-axis voltage correction value ⁇ V q * .
  • the coordinate conversion unit 16 outputs three-phase AC voltage command values V u * , V v * , V w * from the voltage command values V dc ** , V qc ** and the phase estimation value ⁇ dc .
  • the primary current phase calculation unit 17 outputs a phase angle ⁇ ⁇ c from the d axis to the m axis from the current command values I d * and I q * .
  • Coordinate converter 18 the voltage command value V dc **, V qc ** and the voltage command value V mc ** on m-t axes from the phase angle theta .phi.c, it outputs the V tc **.
  • the coordinate conversion unit 19 outputs current detection values I mc and I tc on the mt axis from the current detection values I dc and I qc of the d axis and the q axis.
  • the coordinate conversion unit 20 outputs current command values I m * and I t * on the mt axis from the d-axis current command value I d * and the q-axis current command value I q * .
  • the d-axis current command setting unit 9 outputs a current command value I d * necessary for generating the d-axis secondary magnetic flux value ⁇ 2d in the induction motor 1. Further, the speed control calculation unit 10 calculates the q-axis current command value I q * according to the equation (2) so that the speed command value ⁇ r * matches the speed estimation value ⁇ r ⁇ .
  • Kp ASR proportional gain of speed control
  • Ki ASR integral gain of speed control
  • T ACR is a time constant corresponding to a current control delay.
  • the d-axis current control calculation unit 12 receives the d-axis current command value I d * and the detected current value I dc
  • the q-axis current control calculation unit 13 receives the q-axis current command value I q * and the current.
  • the detection value I qc is input.
  • PI proportional + integral
  • K pdACR d-axis current control proportional gain
  • K idACR d-axis current control integral gain
  • K pqACR q-axis current control proportional gain
  • K iqACR q-axis current control integral gain
  • the voltage command values V dc ** and V qc ** are calculated to control the output voltage of the power converter 2.
  • the speed estimation calculation unit 5 estimates the speed of the induction motor 1 according to the equation (1).
  • the slip frequency calculation unit 6 calculates the slip frequency command value ⁇ s * of the induction motor 1 according to the equation (6).
  • T 2 secondary time constant value
  • the adding unit 7 uses the estimated speed value ⁇ r ⁇ and the slip frequency command value ⁇ s * according to the equation (7),
  • the output frequency value ⁇ 1 * is calculated.
  • the phase estimation calculation unit 8 calculates the phase ⁇ d of the magnetic flux axis of the induction motor 1 according to the equation (8).
  • the calculation based on the sensorless control is executed using the estimated phase value ⁇ dc that is the estimated value of the phase ⁇ d of the magnetic flux axis as a control reference.
  • the above is the basic operation.
  • FIG. 2 shows load operation characteristics when Patent Document 1 which is a conventional technique is used for speed estimation calculation.
  • the primary resistance value setting R 1 * used in the equations (1) and (3) is set to 0.5 times R 1 and the induction motor 1 is operated at 1 Hz in the low speed region.
  • a ramp-like torque ⁇ L is applied up to 200% from point A to point C in FIG.
  • Induction actual speed value omega r of the motor 1 is lower than the estimated speed omega r ⁇ , although the induction motor 1 is stopped in the following point B shown in FIG. 2, the speed estimated value omega r ⁇ is constantly 1Hz It can be seen that an estimation error ⁇ r has occurred. This is due to the voltage component of (R 1 * + R 2 ′ * ) I qc included in the numerator of formula (1), and there is a problem that torque shortage occurs during low speed operation.
  • the torque shortage can be improved by using the primary current phase calculation unit 17 and the coordinate conversion units 18 to 20 which are features of the present embodiment. This will be described below.
  • FIG. 3 is a vector diagram on the dq axis, which is a conventional control axis.
  • the direction of the magnetic flux is d-axis, and the direction advanced 90 degrees ( ⁇ / 2) from the d-axis is q-axis.
  • the d-axis current I d , the q-axis current I q, and the primary current I 1 are in the relationship of Expression (9).
  • FIG. 4 is a vector diagram of an mt axis that is a control axis introduced in this embodiment.
  • the direction of the primary current is the t-axis, and the direction delayed 90 degrees from the t-axis is the m-axis.
  • m-axis current I m and t-axis current I t and the primary current I 1 is in a relation of equation (11).
  • phase angle ⁇ ⁇ c used in the arithmetic expressions of the coordinate converters 18 to 20 is output.
  • the coordinate transformation unit 18, d-axis and q-axis voltage command value V dc ** of the V qc **, the phase angle theta .phi.c is input, in accordance with the equation (13),
  • the m-axis and t-axis voltage command values V mc ** and V tc ** are output.
  • the coordinate transformation unit 19 d-axis and q-axis current detection value I dc, and I qc, the phase angle theta .phi.c is input, in accordance with the equation (14),
  • the coordinate conversion unit 20 receives the d-axis and q-axis current command values I d * and I q * and the phase angle ⁇ ⁇ c , and follows equation (15),
  • the m-axis and t-axis current command values I m * and I t * are output.
  • the speed estimation calculation unit 5 estimates the m-axis counter electromotive force value according to the equation (16), and divides by the magnetic flux coefficient to output ⁇ r ⁇ .
  • FIG. 5 shows the load operation characteristics in this embodiment (the conditions used in FIG. 2 are set). Comparing the load characteristics disclosed in FIG. 2 and FIG. 5, the accuracy of the estimated speed value ⁇ r ⁇ of the induction motor 1 is remarkably improved, and the effect is obvious. That is, in the low speed range, the primary resistance value has low sensitivity, and stable and highly accurate speed control can be realized.
  • the case where is established may be the low speed range.
  • the value of the primary resistance R 1 varies.
  • the voltage value V m of the m-axis is constant.
  • the V m voltage component calculator 25 includes a three-phase voltage value (V u1 , V v1 , V w1 ) that is an output of the voltage detector 22 and a three-phase current value (I) that is an output of the current detector 23.
  • V u1, I v1, I w1) the position theta d1 is input monkey is the output of the encoder. If the V m voltage component is calculated from the input information and the output value of the V m voltage component calculation unit 25 does not change even if the length of the electric wire is changed, the present embodiment is adopted. Will be.
  • the present embodiment is a power conversion device that drives an induction motor by speed sensorless vector control, in which a command value or a detected value is expressed in a rotational coordinate system with a direction of a primary current and a direction delayed by 90 degrees.
  • a coordinate conversion unit for converting to a control axis, and a speed estimation calculation unit for calculating a speed estimation value of the induction motor based on the command value or detection value converted by the coordinate conversion unit, based on the speed estimation value Controls the output frequency value.
  • the accuracy of the speed estimation value is improved in the low speed range, but in this embodiment, a method of improving the accuracy of the speed estimation value in the medium / high speed range will be described.
  • the configuration diagram of the power conversion device in the present embodiment is the same as that shown in FIG. 1 except for the speed estimation calculation unit 5, so the drawings and description thereof are omitted.
  • the speed estimation calculation unit 5 'in the present embodiment is expressed by the equation (20)
  • the above-described middle and high speed range may be such that the absolute value of the primary frequency ⁇ 1 * is about 10% or more of the rated rotational speed.
  • the voltage drop related to the primary resistance value may be compared with the voltage drop related to the back electromotive force, and the case where the formula (21) is satisfied may be set as the middle / high speed range.
  • the accuracy of the speed estimation value is improved in the low speed range, but in this embodiment, a method of switching the speed estimation value in the low speed range and the medium / high speed range will be described.
  • the configuration diagram of the power conversion device in the present embodiment is the same as that shown in FIG. 1 except for the speed estimation calculation unit 5, so the drawings and description thereof are omitted.
  • FIG. 7 shows the configuration of the speed estimation calculation unit 5 ′′ in the present embodiment.
  • the speed estimation calculation unit 5 ′′ a is a calculation unit of the equation (16) and outputs a speed estimation value ⁇ r ⁇
  • 5 ′′ b is a calculation unit of the equation (20) and the speed estimation value ⁇ r ⁇ .
  • 5''c is a switching unit of the speed estimate, the estimated speed value ⁇ r ⁇ in the low-speed range, in the medium and high speed range to select the speed estimated value ⁇ r ⁇ , one or the other, ⁇ r ⁇ Output as ⁇ .
  • the low-speed range and the medium-high-speed range described above may be the low-speed range when the absolute value of the primary frequency ⁇ 1 * is about 10% or less of the rated speed, and the medium-high speed range when the absolute value is about 10% or more. .
  • the voltage drop related to the primary resistance value and the voltage drop related to the back electromotive force are compared, and the case where the equation (17) is satisfied is defined as the low speed region, and the case where the equation (21) is satisfied is defined as the medium / high speed region. Also good.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of the power conversion device according to the present embodiment.
  • 1 to 4, 6 to 10, 17, 19, and 20 are the same as those in FIG.
  • m-axis current control calculation section 12 ' a current command value of the m-axis I m * and the deviation between the current detection value I mc (I m * -I mc ) voltage command values m-axis from V mc * ** is output.
  • t-axis current control calculation section 13 ' t-axis current command value I t * and the deviation between the current detection value I tc (I t * -I tc ) outputs a voltage command value V tc *** the t axis from the To do.
  • PI proportional + integral
  • K pmACR m-axis current control proportional gain
  • K imACR m-axis current control integral gain
  • K ptACR t-axis current control proportional gain
  • K itACR t-axis current control integral gain
  • the coordinate conversion unit 16 ′ outputs voltage command values V u * , V v * , V w * of three-phase AC from the voltage command values V mc *** , V tc *** and the phase estimation value ⁇ dc .
  • current control may be calculated on the mt axis, and current control characteristics with low sensitivity and high response to the primary resistance value can be realized.
  • one level value for determining the low speed range and the medium / high speed range is set in the speed estimation calculation units 5, 5 ′, 5 ′′, but in this embodiment, the level value to be determined A case where two are set will be described.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of the power converter in the present embodiment.
  • the configuration other than the speed estimation calculation units 5 and 26 is the same as that of FIG.
  • Reference numeral 26 denotes a level value for determining a low speed region and a medium high speed region, and two ( ⁇ * 1 , ⁇ * 2 ) are set.
  • the level value to be determined is set to the first ⁇ * 1 and actual operation is performed.
  • the level value to be determined is changed to the second ⁇ * 2 .
  • FIG. 10 is a configuration diagram of the induction motor drive system in the present embodiment.
  • the component 27a including the components 1, 4, 5 '' ', 6 to 20, and 26 is the same as that in FIG.
  • the induction motor 1 is driven by the power conversion device 27.
  • the components 1, 4, 5 '' ', 6 to 20, and 26 are implemented as software as 27a, and the digital operator 27b is implemented as hardware.
  • the level value 26 for determining the low speed region and the medium high speed region may be set by a host device such as the digital operator 27b, the personal computer 28, the tablet 29, and the smartphone 30 of the power conversion device 27. It is also set automatically using the circuit constants, rated frequency, and rated current values of the induction motor that are set in the internal memory of the microcomputer installed in the power converter including the power converter. May be.
  • voltage correction values ⁇ V d * and ⁇ V q * are created from the current command values I d * and I q * and the current detection values I dc and I qc , The calculation is performed according to the expression (3) for adding the voltage correction value and the vector control voltage reference value.
  • the current command values I d * and I q * are converted into the current control values I dc and I qc and the vector control calculation is performed.
  • K pdACR1 d-axis current control proportional gain
  • K idACR1 d-axis current control integral gain
  • K pqACR1 q-axis current control proportional gain
  • K iqACR1 q-axis current control integral gain
  • T d d-axis electrical time constant (L d / R)
  • T q q-axis electrical time constant (L q / R).
  • the voltage correction value ⁇ V d_p * of the d-axis proportional calculation component used for the vector control calculation the integral calculation component of the d-axis voltage correction value ⁇ V d_i *, voltage correction value of the proportional calculation component in q-axis ⁇ V q_p *, the voltage correction value of the integral calculation component in the q-axis ⁇ V q_i * calculated by the equation (25),
  • the speed estimation calculation unit calculates the speed estimation value.
  • a method using both current control and speed estimation in q-axis current control may be used. That is, the estimated speed value ⁇ r ⁇ is calculated as shown in Expression (27).
  • K pqACR2 is a proportional gain for current control
  • K iqACR2 is an integral gain for current control
  • the output of the mt-axis current control calculation unit is output as V mc *** and V tc *** according to the equation (22), but the current command value I m * , I m * and current detection values I mc , I mc are used to create voltage correction values ⁇ V m * , ⁇ V t * according to equation (28).
  • equation (29) the current command value I m * , I m * and current detection values I mc , I mc are used to create voltage correction values ⁇ V m * , ⁇ V t * according to equation (28).
  • a vector control method for calculation may be used.
  • the speed estimation calculation unit 5 ′′ calculates the speed estimation value.
  • the t-axis current control may use a method in which current control and speed estimation are used together. That is, the estimated speed value ⁇ r ⁇ is calculated according to the equation (30).
  • K ptACR2 proportional gain of current control
  • K itACR2 integral gain of current control
  • the estimated speed value may be calculated on the mt axis for the low speed range and on the conventional dq axis for the medium / high speed range.
  • the switching element constituting the power converter 2 is a wide band such as SiC (silicon carbide) or GaN (gallium nitride) even if it is a Si (silicon) semiconductor element. It may be a gap semiconductor element.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and includes various modifications.
  • a part of the configuration of one embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of one embodiment.

Landscapes

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Abstract

誘導モータの速度センサレスベクトル制御に係り、誘導モータ内の巻線温度に起因するトルク不足を防止し、高精度な速度制御特性を実現できる速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置の提供を目的とする。　上記目的を達成するために、誘導モータを速度センサレスベクトル制御により駆動する電力変換装置であって、指令値あるいは検出値を、一次電流の方向とそれより９０度遅れた方向を回転座標系とした制御軸に変換する座標変換部と、座標変換部で変換された指令値あるいは検出値に基づいて誘導モータの速度推定値を演算する速度推定演算部を有し、速度推定値に基づいて出力周波数値を制御する。

Description

誘導モータの速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置
　本発明は、速度センサを用いない誘導モータの速度センサレスベクトル制御に係り、誘導モータの速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置に関する。
　速度センサを設けずに誘導モータの速度を推定し、その速度推定値に基づいて誘導モータの速度を制御する、いわゆる速度センサレスベクトル制御がある。本技術分野における背景技術として、特開平６－１０５５８０号公報（特許文献１）がある。特許文献１には、外乱オブザーバを設けて、ｑ軸の逆起電力値を推定し、磁束係数で除算することで下記式（１）に従い、速度推定値ωｒ ＾を算出している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
ここで、Ｒ１：一次抵抗値、Ｒ２´：一次側に換算した二次抵抗値、Ｌσ：漏れインダクタンス値、Ｍ：相互インダクタンス値、Ｌ２：二次インダクタンス値、Ｔｏｂｓ：外乱オブザーバに設定する速度推定遅れ時定数、である。
　この方式において、誘導モータ内の巻線温度に伴い一次抵抗値Ｒ１が変化すると、式（１）に用いる設定値Ｒ１ ＊と一次抵抗値Ｒ１に誤差がある場合、速度推定値に推定誤差が生じることで、安定な速度制御が行えず、出力電圧が低くなる低速域において、トルク不足が発生する問題があった。
　そこで、一次抵抗値の変化に低感度な制御法として、特開２００５－０５７９６３号公報（特許文献２）記載のように、誘導モータの回路定数において、一次抵抗値以外を真値と仮定して、新しく一次抵抗値の設定誤差に起因する一次電流推定誤差ベクトル方向であるγ軸とγ軸より９０度進んだδ軸を定義し、この制御軸上で回転速度を推定することでトルク不足を抑制する技術の記載がある。
特開平６－１０５５８０号公報 特開２００５－０５７９６３号公報
　特許文献２に記載の方法は、特許文献２の請求項４の＜４＞に記載があるように、一次抵抗値以外を真値とすることにより数式を導出しており、同請求項４の＜５＞に記載のように、一次抵抗値の設定誤差のみを考慮した電流推定誤差ｅe iRsのベクトル方向を数式から演算しており、一次抵抗値以外の誤差があると、速度センサレスベクトル制御の特性は、やはり劣化してしまう問題がある。 
　本発明の目的は、誘導モータ内の巻線温度に起因するトルク不足を防止し、高精度な速度制御特性を実現できる速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置を提供することにある。
　本発明は、上記背景技術及び課題に鑑み、その一例を挙げるならば、誘導モータを速度センサレスベクトル制御により駆動する電力変換装置であって、指令値あるいは検出値を、一次電流の方向とそれより９０度遅れた方向を回転座標系とした制御軸に変換する座標変換部と、座標変換部で変換された指令値あるいは検出値に基づいて誘導モータの速度推定値を演算する速度推定演算部を有し、速度推定値に基づいて出力周波数値を制御する。
　本発明によれば、誘導モータ内の巻線温度に起因するトルク不足を防止し、高精度な速度制御特性を実現できる速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置を提供できる。
実施例１における電力変換装置の構成図である。 従来技術を用いた場合の負荷運転特性である。 従来技術におけるｄ－ｑ軸のベクトル図である。 実施例１におけるｍ－ｔ軸のベクトル図である。 実施例１における負荷運転特性である。 実施例１を採用した場合の検証方法を説明する構成図である。 実施例３における速度推定演算部の構成図である。 実施例４における電力変換装置の構成図である。 実施例５における電力変換装置の構成図である。 実施例６における誘導モータ駆動システムの構成図である。
　以下、図面を用いて本実施例を詳細に説明する。
　図１は、本実施例における電力変換装置の構成図である。図１において、電力変換装置により駆動される誘導モータ１は、磁束軸成分（ｄ軸）の電流により発生する磁束と、磁束軸に直行するトルク軸成分（ｑ軸）の電流によりトルクを発生する。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値Ｖｕ ＊、Ｖｖ ＊、Ｖｗ ＊に比例した電圧値を出力し、誘導モータ１の出力電圧と出力周波数を可変する。直流電源２ａは、電力変換器２に直流電圧を供給する。電流検出器３は、誘導モータ１の３相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを出力する。電流検出器３は、誘導モータ１の３相の内の２相、例えば、Ｕ相とＷ相の相電流を検出し、交流条件（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）から、Ｖ相の線電流をＩｖ＝－（Ｉｕ＋Ｉｗ）として求めてもよい。座標変換部４は、３相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃと位相推定値θｄｃからｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃを出力する。
　速度推定演算部５は、ｍ軸およびｔ軸の電流指令値Ｉｍ ＊，　Ｉｔ ＊と電流検出値Ｉｍｃ，　Ｉｔｃと電圧指令値Ｖｍｃ ＊＊，　Ｖｔｃ ＊＊、出力周波数値ω１ ＊および誘導モータ１の回路定数（Ｒ１、Ｒ２´、Ｍ、Ｌ２、φ２ｄ ＊）に基づいて、誘導モータ１の速度推定値ωｒ ＾を出力する。
　すべり周波数演算部６は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊と誘導モータ１の回路定数から計算した二次時定数Ｔ２に基づいて、誘導モータ１のすべり周波数指令値ωｓ ＊を出力する。加算部７は、速度推定値ωｒ ＾とすべり周波数指令値ωｓ ＊の加算値である出力周波数値ω１ ＊を出力する。
　位相推定演算部８は、出力周波数値ω１ ＊を積分演算して位相推定値θｄｃを出力する。
　ｄ軸電流指令設定部９は、正極性であるｄ軸の電流指令値Ｉｄ ＊を出力する。定トルク領域では、ｄ軸の電流指令値Ｉｄ ＊は一定値に設定あるいは制御される。定出力領域では、Ｉｄ ＊はトルクと回転数に対し可変に設定あるいは制御される。
　速度制御演算部１０は、速度指令値ωｒ ＊と速度推定値ωｒ ＾＾の偏差（ωｒ ＊－ωｒ ＾＾）からｑ軸の電流指令値Ｉｑ ＊を出力する。
　ベクトル制御演算部１１は、誘導モータ１の回路定数（Ｒ１、Ｌσ、Ｍ、Ｌ２）と電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊、および、出力周波数値ω１ ＊に基づいて、ｄ軸およびｑ軸の電圧基準値Ｖｄｃ ＊、Ｖｑｃ ＊を出力する。
　ｄ軸電流制御演算部１２は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄ ＊と電流検出値Ｉｄｃとの偏差（Ｉｄ ＊－Ｉｄｃ）からｄ軸の電圧補正値△Ｖｄ ＊を出力する。
　ｑ軸電流制御演算部１３は、ｑ軸の電流指令値Ｉｑ ＊と電流検出値Ｉｑｃとの偏差（Ｉｑ ＊－Ｉｑｃ）からｑ軸の電圧補正値△Ｖｑ ＊を出力する。
　加算部１４は、ｄ軸の電圧基準値Ｖｄｃ ＊とｄ軸の電圧補正値△Ｖｄ ＊との加算値である電圧指令値Ｖｄｃ ＊＊を出力する。加算部１５は、ｑ軸の電圧基準値Ｖｑｃ ＊とｑ軸の電圧補正値△Ｖｑ ＊との加算値である電圧指令値Ｖｑｃ ＊＊を出力する。
　座標変換部１６は、電圧指令値Ｖｄｃ ＊＊、Ｖｑｃ ＊＊と位相推定値θｄｃから３相交流の電圧指令値Ｖｕ ＊、Ｖｖ ＊、Ｖｗ ＊を出力する。
　一次電流の位相演算部１７は、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊から、ｄ軸からｍ軸までの位相角θφｃを出力する。
　座標変換部１８は、電圧指令値Ｖｄｃ ＊＊、Ｖｑｃ ＊＊と位相角θφｃからｍ－ｔ軸上の電圧指令値Ｖｍｃ ＊＊、Ｖｔｃ ＊＊を出力する。
　座標変換部１９は、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃからｍ－ｔ軸上の電流検出値Ｉｍｃ、Ｉｔｃを出力する。
　座標変換部２０は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄ ＊とｑ軸の電流指令値Ｉｑ ＊からｍ－ｔ軸上の電流指令値Ｉｍ ＊、Ｉｔ ＊を出力する。
　まず、最初に、本実施例の特徴である一次電流の位相演算部１７と座標変換部１８～２０を用いない場合の速度センサレス制御方式の基本動作について説明する。
　ｄ軸電流指令設定部９では、誘導モータ１内でｄ軸の二次磁束値φ２ｄを発生させるために必要な電流指令値Ｉｄ ＊を出力する。また、速度制御演算部１０において、速度指令値ωｒ ＊に速度推定値ωｒ ＾＾が一致するように、式（２）に従いｑ軸の電流指令値Ｉｑ ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
ここで、ＫｐＡＳＲ：速度制御の比例ゲイン、ＫｉＡＳＲ：速度制御の積分ゲイン。
　ベクトル制御演算部１１では、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊と誘導モータ１の回路定数（Ｒ１、Ｌσ、Ｍ、Ｌ２）とｄ軸の二次磁束指令値φ２ｄ ＊および出力周波数値ω1 ＊を用いて、式（３）に従い、電圧基準値Ｖｄｃ ＊、Ｖｑｃ ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
ここで、ＴＡＣＲ：電流制御遅れ相当の時定数。
　ｄ軸電流制御演算部１２には、ｄ軸の電流指令値Ｉｄ ＊と電流検出値Ｉｄｃが入力され、ｑ軸電流制御演算部１３には、ｑ軸の電流指令値Ｉｑ ＊と電流検出値Ｉｑｃが入力される。ここでは、式（４）に従い、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊に、各成分の電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃが追従するようにＰＩ（比例＋積分）制御を行い、ｄ軸およびｑ軸の電圧補正値△Ｖｄ ＊、△Ｖｑ ＊を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
ここで、ＫｐｄＡＣＲ：ｄ軸の電流制御の比例ゲイン、ＫｉｄＡＣＲ：ｄ軸の電流制御の積分ゲイン、ＫｐｑＡＣＲ：ｑ軸の電流制御の比例ゲイン、ＫｉｑＡＣＲ：ｑ軸の電流制御の積分ゲイン、である。
　さらに、加算部１４、１５において、式（５）に従い、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
電圧指令値Ｖｄｃ ＊＊、Ｖｑｃ ＊＊を演算して、電力変換器２の出力電圧を制御する。
　速度推定演算部５では、式（１）により誘導モータ１の速度を推定する。
　また、すべり周波数演算部６では、式（６）に従い、誘導モータ１のすべり周波数指令値ωｓ ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
ここで、Ｔ２：二次時定数値。
　さらに加算部７では、速度推定値ωｒ ＾とすべり周波数指令値ωｓ ＊を用いて、式（７）に従い、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
出力周波数値ω１ ＊を演算する。
　位相推定演算部８では、式（８）に従い、誘導モータ１の磁束軸の位相θｄを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　磁束軸の位相θｄの推定値である位相推定値θｄｃを制御の基準に、センサレス制御による演算を実行する。以上が基本動作である。
　ここからは、本実施例の特徴である一次電流の位相演算部１７および座標変換部１８～２０を用いた場合の制御特性について述べる。
　図２に、速度推定演算に従来技術である特許文献１を用いた場合の負荷運転特性を示す。ここでは、式（１）および式（３）に用いる一次抵抗値の設定Ｒ１ ＊をＲ１の０．５倍に設定し、誘導モータ１を低速域の１Ｈｚで運転しており、同図におけるＡ点からＣ点までランプ状のトルクτＬを２００％まで与えている。誘導モータ１の実速度値ωｒは速度推定値ωｒ ＾よりも低下し、図２に示すＢ点以降において誘導モータ１は停止しているが、速度推定値ωｒ ＾は定常的に１Ｈｚであり、推定誤差△ωｒが発生していることがわかる。これは式（１）の分子項に含まれる（Ｒ１ ＊＋Ｒ２’＊）Ｉｑｃの電圧成分によるものであり、低速運転ではトルク不足が発生する問題があった。
　本実施例の特徴である一次電流の位相演算部１７と座標変換部１８～２０を用いれば、このトルク不足を改善することができる。以下、これについて説明する。
　図３は、従来の制御軸であるｄ－ｑ軸上のベクトル図である。磁束の方向をｄ軸、ｄ軸より９０度（π／２）進んだ方向をｑ軸としている。ここで、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑおよび一次電流Ｉ１は式（９）の関係にある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　また、式（１０）に、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
ＩｄとＩ１の位相角の関係を示す。
　図４は、本実施例で導入する制御軸であるｍ－ｔ軸のベクトル図である。一次電流の方向をｔ軸、このｔ軸より９０度遅れた方向をｍ軸としている。ここで、ｍ軸電流Ｉｍとｔ軸電流Ｉｔおよび一次電流Ｉ１は式（１１）の関係にある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　図１における一次電流の位相演算部１７では、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊が入力され、式（１２）に従い、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　座標変換部１８～２０の演算式に用いられる位相角であるθφｃを出力する。
　座標変換部１８では、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄｃ ＊＊、Ｖｑｃ ＊＊と、位相角θφｃが入力され、式（１３）に従い、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値Ｖｍｃ ＊＊、Ｖｔｃ ＊＊を出力する。
　座標変換部１９では、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃと、位相角θφｃが入力され、式（１４）に従い、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
ｍ軸およびｔ軸の電流検出値Ｉｍｃ、Ｉｔｃを出力する。
　座標変換部２０では、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊と、位相角θφｃが入力され、式（１５）に従い、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
ｍ軸およびｔ軸の電流指令値Ｉｍ ＊、Ｉｔ ＊を出力する。
　速度推定演算部５では、式（１６）に従い、ｍ軸の逆起電力値を推定し、磁束係数で除算することにより、ωｒ ＾＾を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　低速域では式（１６）の分子項に含まれる電圧成分である（Ｒ１ ＊＋Ｒ２’＊）Ｉｍｃは、Ｉｍｃ＝０より、Ｒ１ ＊の設定に誤差があっても、常に０Ｖとなるので、速度推定値ωｒ ＾＾の推定精度は向上する。
　図５に、本実施例における負荷運転特性を示す（図２に用いた条件を設定している）。図２と図５に開示した負荷特性を比較すれば、誘導モータ１の速度推定値ωｒ ＾＾の精度が顕著に向上しており、その効果は明白である。つまり、低速域において、一次抵抗値に低感度となり、安定で高精度な速度制御を実現することができる。
　また、前述した低速域とは、一次周波数ω１ ＊の絶対値が、誘導モータ１の定格周波数の１０％程度以下とすればよい。あるいは、一次抵抗値に関係する降下電圧と、逆起電力に関係する降下電圧を比較して、式（１７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
が成立する場合を低速域としてもよい。
　ここで、図６を用いて、本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。
　一次電流軸のｍ─ｔ軸上で制御演算を行えば、ｍ軸の電圧指令値は式（１８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
同式において、ｍ軸の電流Ｉｍ＝０となるので、ｍ軸の電圧指令値は式（１９）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
電力変換装置２１と誘導モータ１を接続する電線の長さを変更すると、一次抵抗値Ｒ１の値は変化する。本実施例の方式では、一次抵抗値Ｒ１に低感度であるため、ｍ軸の電圧値Ｖｍは一定値となる。
　したがって、図６に示すように、誘導モータ１を駆動する電力変換装置２１に、電圧検出器２２と電流検出器２３を取り付け、誘導モータ１のシャフトにエンコーダ２４を取り付ける。Ｖｍ電圧成分の計算部２５には、電圧検出器２２の出力である三相の電圧値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）と電流検出器２３の出力である三相の電流値（Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１）、およびエンコーダの出力である位置θｄ１が入力さる。入力された情報から、Ｖｍ電圧成分を計算し、前述した電線の長さを変更しても、Ｖｍ電圧成分の計算部２５の出力値に変化がなければ、本実施例を採用していることになる。
　以上のように、本実施例は、誘導モータを速度センサレスベクトル制御により駆動する電力変換装置であって、指令値あるいは検出値を、一次電流の方向とそれより９０度遅れた方向を回転座標系とした制御軸に変換する座標変換部と、座標変換部で変換された指令値あるいは検出値に基づいて誘導モータの速度推定値を演算する速度推定演算部を有し、速度推定値に基づいて出力周波数値を制御する。すなわち、一次電流の方向をｔ軸、それより９０度遅れた方向をｍ軸として、ｍ－ｔ軸の回転座標系上の電圧指令値と電流検出値、および誘導モータの回路定数を用いて、速度推定値を演算する。
　これにより、低速域は一次抵抗値に低感度化して、トルク不足なしに高精度な速度制御特性を実現できる誘導モータの速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置を提供できる。
　実施例１は、低速域において速度推定値の精度が向上する方式であったが、本実施例では、中高速域において速度推定値の精度を向上させる方式について説明する。
　本実施例における電力変換装置の構成図は、図１において、速度推定演算部５以外は同構成であるので、その図面および説明は省略する。
　本実施例における速度推定演算部５‘は、式（２０）により
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
t軸の逆起電力値を推定し、磁束係数で除算することによりωr ^^^を出力する。
　中高速域では式（２０）の分子項に含まれる電圧成分であるω1 *Ｌσ ＊Ｉｍ ＊は、Ｉｍ ＊＝０より、Ｌσ ＊の設定に誤差があっても、０Ｖとなるので、速度推定値ωｒ ＾＾の推定精度は向上する。つまり、中高速域において、漏れインダクタンス値に低感度となり、高精度な速度制御を実現することができる。
　前述した中高速域とは、一次周波数ω１ ＊の絶対値が定格回転数の１０％程度以上とすればよい。あるいは、一次抵抗値に関係する降下電圧と、逆起電力に関係する降下電圧を比較して、式（２１）が成立する場合を中高速域としてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　実施例１は、低速域において速度推定値の精度が向上する方式であったが、本実施例では、低速域と中高速域において速度推定値を切替える方式について説明する。
　本実施例における電力変換装置の構成図は、図１において、速度推定演算部５以外は同構成であるので、その図面および説明は省略する。
　図７に、本実施例における速度推定演算部５’’の構成を示す。速度推定演算部５’’ａは式（１６）の演算部であり速度推定値ωｒ ＾＾を出力し、５’’ｂは式（２０）の演算部であり速度推定値ωｒ ＾＾＾を出力する。５’’ｃは速度推定値の切替え部であり、低速域では速度推定値ωｒ ＾＾を、中高速域では速度推定値ωｒ ＾＾＾を選択し、どちらか一方を、ωｒ ＾＾＾＾として出力する。
　また、前述した低速域と中高速域とは、一次周波数ω１ ＊の絶対値が定格回転数の１０％程度以下の場合は低速域、１０％程度以上の場合は中高速域とすればよい。あるいは、一次抵抗値に関係する降下電圧と、逆起電力に関係する降下電圧を比較して、式（１７）が成立する場合を低速域、式（２１）が成立する場合を中高速域としてもよい。
　本実施例のように、低速域と高速域において、速度推定値を切替えることにより、全速度域で高精度な速度制御を実現することができる。
　実施例１では、速度推定演算部のみｍ－ｔ軸上で演算したが、本実施例ではｄ軸およびｑ軸の電流制御演算部もｍ－ｔ軸上で演算する方式について説明する。
　図８は、本実施例における電力変換装置の構成図である。図８において、１～４、６～１０、１７、１９、２０は、図１と同一であるのでその説明は省略する。
　図８において、ｍ軸電流制御演算部１２’は、ｍ軸の電流指令値Ｉｍ ＊と電流検出値Ｉｍｃとの偏差（Ｉｍ ＊－Ｉｍｃ）からｍ軸の電圧指令値Ｖｍｃ ＊＊＊を出力する。ｔ軸電流制御演算部１３’は、ｔ軸の電流指令値Ｉｔ ＊と電流検出値Ｉｔｃとの偏差（Ｉｔ ＊－Ｉｔｃ）からｔ軸の電圧指令値Ｖｔｃ ＊＊＊を出力する。
　ここでは、式（２２）に従い、電流指令値Ｉｍ ＊、Ｉｔ ＊に、各成分の電流検出値Ｉｍｃ、Ｉｔｃが追従するようにＰＩ（比例＋積分）制御を行い、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値Ｖｍｃ ＊＊＊、Ｖｔｃ ＊＊＊を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　ここで、ＫｐｍＡＣＲ：ｍ軸の電流制御の比例ゲイン、ＫｉｍＡＣＲ：ｍ軸の電流制御の積分ゲイン、ＫｐｔＡＣＲ：ｔ軸の電流制御の比例ゲイン、ＫｉｔＡＣＲ：ｔ軸の電流制御の積分ゲイン、である。
　座標変換部１６’は、電圧指令値Ｖｍｃ ＊＊＊、Ｖｔｃ ＊＊＊と位相推定値θｄｃから３相交流の電圧指令値Ｖｕ ＊、Ｖｖ ＊、Ｖｗ ＊を出力する。
　本実施例のように、ｍ－ｔ軸上で電流制御を演算してもよく、一次抵抗値に低感度で高応答な電流制御特性を実現することができる。
　実施例１から４では、速度推定演算部５、５’、５’’において、低速域と中高速域を判定するレベル値を１つ設定していたが、本実施例では、判定するレベル値を２つ設定する場合について説明する。
　図９は、本実施例における電力変換器の構成図である。図９おいて、速度推定演算部５および２６以外は図１と同構成であるので、その説明は省略する。
　２６は、低速域と中高速域を判定するレベル値であり、２つの（ω＊ １、ω＊ ２）を設定する。
　例えば、ω＊ １には定格周波数の５％を、ω＊ ２には定格周波数の１０％を設定する。そして、速度推定演算部５’’’では、最初に、判定するレベル値を１番目のω＊ １に設定して実運転を行い、その結果、トルク不足や過電流トリップに陥った場合は、次の演算タイミングで、判定するレベル値を第２番目のω＊ ２に変更する。このように構成にすることで、判定するレベル値を最適に設定することができる。
　また、本実施例では２つの設定であるが、数個用意しても良い。このようにすれば、判定するレベル値を複数個設けることにより、一次抵抗値が大きくその変動の影響が大きな誘導モータにおいても、高精度な速度制御を実現することができる。
　本実施例は、誘導モータ駆動システムに、実施例５を適用した例について説明する。
　図１０は、本実施例における誘導モータ駆動システムの構成図である。図１０において、構成要素の１、４、５’’’、６～２０、２６からなる２７ａは、図９のものと同一である。
　図１０において、誘導モータ１は、電力変換装置２７により駆動される。また、電力変換装置２７には、構成要素の１、４、５’’’、６～２０、２６が２７ａとしてソフトウェアとして実装され、さらに、デジタル・オペレータ２７ｂが、ハードウェアとして実装されている。
　低速域と中高速域を判定するレベル値２６は、電力変換装置２７のデジタル・オペレータ２７ｂ、パーソナル・コンピュータ２８、タブレット２９、スマートフォン３０などの上位装置により、設定できるようにしても良い。また、電力変換器を含む電力変換装置内に搭載されているマイクロ・コンピュータの内部メモリなどに設定されている誘導モータの回路定数や定格周波数および定格電流の値を用いて、自動的に設定しても良い。
　本実施例を誘導モータ駆動システムに適用すれば、全速度域で高精度な速度制御特性を実現することができる。
　なお、本実施例では、実施例５を適用した例について説明したが、実施例１から４を適用しても良い。
　また、ここまでの実施例１から３においては、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊と電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃから、電圧補正値△Ｖｄ ＊、△Ｖｑ ＊を作成し、この電圧補正値とベクトル制御の電圧基準値を加算する式（３）に従い演算しているが、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊に電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃから、ベクトル制御演算に使用する式（２３）に示す中間的な電流指令値Ｉｄ ＊＊、Ｉｑ ＊＊を作成し、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
この電流指令値と出力周波数値ω１ ＊、および誘導モータ１の回路定数を用いて、式（２４）に従い、電圧指令値Ｖｄｃ ＊＊＊、Ｖｑｃ ＊＊＊を演算するベクトル制御方式としても良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
ここに、ＫｐｄＡＣＲ１：ｄ軸の電流制御の比例ゲイン、ＫｉｄＡＣＲ１：ｄ軸の電流制御の積分ゲイン、ＫｐｑＡＣＲ１：ｑ軸の電流制御の比例ゲイン、ＫｉｑＡＣＲ１：ｑ軸の電流制御の積分ゲイン、Ｔｄ：ｄ軸の電気時定数（Ｌｄ／Ｒ）、Ｔｑ：ｑ軸の電気時定数（Ｌｑ／Ｒ）、である。
　また、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊に電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃから、ベクトル制御演算に使用するｄ軸の比例演算成分の電圧補正値△Ｖｄ＿ｐ ＊、ｄ軸の積分演算成分の電圧補正値△Ｖｄ＿ｉ ＊、ｑ軸の比例演算成分の電圧補正値△Ｖｑ＿ｐ ＊、ｑ軸の積分演算成分の電圧補正値△Ｖｑ＿ｉ ＊　を式（２５）により演算し、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
これらの電圧補正値と出力周波数値ω１ ＊、および誘導モータ１の回路定数を用いて、式（２６）に従い、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
電圧指令値Ｖｄｃ ＊＊＊＊、Ｖｑｃ ＊＊＊＊を演算するベクトル制御方式としても良い。
　また、ここまでの実施例１から６において、速度推定演算部において、速度推定値を演算していたが、ｑ軸電流制御で、電流制御と速度推定を併用する方式でも良い。すなわち、式（２７）に示すように速度推定値ωｒ ＾＾＾＾＾を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　ここで、ＫｐｑＡＣＲ２：電流制御の比例ゲイン、ＫｉｑＡＣＲ２：電流制御の積分ゲイン、である。
　また、実施例４においては、ｍ－ｔ軸の電流制御演算部の出力を、式（２２）に従い、Ｖｍｃ ＊＊＊、Ｖｔｃ ＊＊＊として出力しているが、電流指令値Ｉｍ ＊、Ｉｍ ＊と電流検出値Ｉｍｃ、Ｉｍｃから、式（２８）に従い、電圧補正値△Ｖｍ ＊、△Ｖt ＊を作成し、この電圧補正値とベクトル制御の電圧基準値を加算して、式（２９）に従い、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
演算するベクトル制御方式にしても良い。
　また、実施例４において、速度推定演算部５’’において、速度推定値を演算していたが、ｔ軸電流制御で、電流制御と速度推定を併用する方式でも良い。すなわち、式（３０）に従い速度推定値ωｒ ＾＾＾＾＾＾を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
ここで、ＫｐｔＡＣＲ２：電流制御の比例ゲイン、ＫｉｔＡＣＲ２：電流制御の積分ゲイン、である。
　また、実施例１から６において、速度推定値を、低速域は、ｍ－ｔ軸上で、中高速域は、従来のｄ－ｑ軸上で演算してもよい。
　なお、実施例１から６において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Ｓｉ（シリコン）半導体素子であっても、ＳｉＣ（シリコンカーバイト）やＧａＮ（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。
　以上実施例について説明したが、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加、削除、置換をすることも可能である。
１：誘導モータ、２：電力変換器、２ａ：直流電源、３：電流検出器、４、１６、１８、１９、２０：座標変換部、５：速度推定演算部、６：すべり周波数演算部、７：加算部、８：位相推定演算部、９：ｄ軸電流指令設定部、１０：速度制御演算部、１１：ベクトル制御演算部、１２：ｄ軸電流制御演算部、１３：ｑ軸電流制御演算部、１４、１５：加算部、１７：一次電流の位相演算部、２１：電力変換装置、２２：電圧検出器、２３：電流検出器、２４：エンコーダ、２５：Ｖｍ電圧成分の計算部、２６：レベル値、２７：電力変換装置、２７ａ：ソフト処理、２７b：デジタル・オペレータ、Ｉｄ ＊：ｄ軸電流指令値、Ｉｑ ＊：ｑ軸電流指令値、Ｉｄｃ：ｄ軸電流検出値、Ｉｑ ＊：ｑ軸電流検出値、Ｉｍ ＊：ｍ軸電流指令値、Ｉｔ ＊：ｔ軸電流指令値、Ｉｍｃ：ｍ軸電流検出値、Ｉｔｃ：ｔ軸電流検出値、ωｒ ＊：速度指令値、ωｒ：誘導モータ１の速度、ωｒ ＾、ωｒ ＾＾、ωｒ ＾＾＾、ωｒ ＾＾＾＾、ωｒ ＾＾＾＾＾、ωｒ ＾＾＾＾＾＾：速度推定値、ωｓ ＊：すべり周波数指令値、ω１ ＊：誘導モータ１の出力周波数値または速度指令値、θｄｃ：位相推定値、θφ、θφｃ：位相角、Ｖｄｃ ＊：ｄ軸の電圧指令の基準値、Ｖｑｃ ＊：ｑ軸の電圧指令の基準値、Ｖｄｃ ＊＊、Ｖｄｃ ＊＊＊、Ｖｄｃ ＊＊＊＊、Ｖｄｃ ＊＊＊＊＊：ｄ軸の電圧指令値、Ｖｑｃ ＊＊、Ｖｑｃ ＊＊＊、Ｖｑｃ ＊＊＊＊、Ｖｑｃ ＊＊＊＊＊：ｑ軸の電圧指令値、Ｖｍｃ ＊＊、Ｖｍｃ ＊＊＊、Ｖｍｃ ＊＊＊＊：ｍ軸の電圧指令値、Ｖｔｃ ＊＊、Ｖｔｃ ＊＊＊、Ｖｔｃ ＊＊＊＊：ｔ軸の電圧指令値

Claims (15)

  1. 　誘導モータを速度センサレスベクトル制御により駆動する電力変換装置であって、
    　指令値あるいは検出値を、一次電流の方向とそれより９０度遅れた方向を回転座標系とした制御軸に変換する座標変換部と、
    　該座標変換部で変換された指令値あるいは検出値に基づいて前記誘導モータの速度推定値を演算する速度推定演算部を有し、
    　該速度推定値に基づいて出力周波数値を制御することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記座標変換部で変換された指令値あるいは検出値に基づいてベクトル制御の演算を行うベクトル制御演算部を有することを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１または２に記載の電力変換装置であって、
    　前記座標変換部は、前記誘導モータのｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値をｄ軸の電流指令値あるいは電流検出値で除算し該除算した値の逆正接信号を９０度から減算した減算値の正弦信号および余弦信号と、前記ｄ軸およびｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を用いて、一次電流の方向とするｔ軸と該ｔ軸より９０度遅れた方向のｍ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を演算することを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項３に記載の電力変換装置であって、
    　前記ｔ軸の電流指令値あるいは電流検出値は、ｄ軸の電流指令値あるいは電流検出値を２乗した値とｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値を２乗した値の加算値の平方根であり、ｍ軸の電流指令値あるいは電流検出値は零であることを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項３または４に記載の電力変換装置であって、
    　前記速度推定演算部は、前記誘導モータの漏れインダクタンス値とｄ軸電流を乗算した値と相互インダクタンスを二次インダクタンスで除算してｄ軸二次磁束を乗算した値を加算し、該加算した値に出力周波数値あるいは速度指令値を乗算した値の絶対値が、一次抵抗値とｑ軸電流を乗算した値の絶対値よりも小さくなる低速域では、前記ｍ軸の電圧指令値と、前記ｍ軸およびｔ軸の電流指令値と電流検出値と、正弦信号と、前記誘導モータの回路定数と、出力周波数値および、すべり周波数指令値を用いて、前記誘導モータの速度推定値を演算することを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項３または４に記載の電力変換装置であって、
    　前記速度推定演算部は、前記誘導モータの漏れインダクタンス値とd軸電流を乗算した値と相互インダクタンスを二次インダクタンスで除算してｄ軸二次磁束を乗算した値を加算し、該加算した値に出力周波数値あるいは速度指令値を乗算した値の絶対値が、一次抵抗値とｑ軸電流を乗算した値の絶対値よりも大きくなる中高速域では、前記t軸の電圧指令値と、前記ｍ軸およびｔ軸の電流指令値と電流検出値と、余弦信号と、前記誘導モータの回路定数と、出力周波数値および、すべり周波数指令値を用いて、前記誘導モータの速度推定値を演算することを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項３または４に記載の電力変換装置であって、
    　前記速度推定演算部は、前記誘導モータの漏れインダクタンス値とｄ軸電流を乗算した値と相互インダクタンスを二次インダクタンスで除算してｄ軸二次磁束を乗算した値を加算し、該加算した値に出力周波数値あるいは速度指令値を乗算した値の絶対値１が、一次抵抗値とｑ軸電流を乗算した値の絶対値２よりも小さくなる低速域と、前記絶対値１が前記絶対値２よりも大きくなる中高速域とで、前記誘導モータの速度推定値を切替えることを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項７に記載の電力変換装置であって、
    　前記低速域と前記中高速域を切替えるレベル値は、内部メモリに設定されている前記誘導モータの回路定数や定格周波数および定格電流の値を用いて、自動的に設定することを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項７に記載の電力変換装置であって、
    　前記低速域と前記中高速域の切替え閾値は、デジタル・オペレータやパーソナル・コンピュータあるいはタブレット、スマートフォン機器を接続して設定、変更できることを特徴とする電力変換装置。
  10. 　誘導モータの速度センサレスベクトル制御における速度推定方法であって、
    　一次電流の方向とそれより９０度遅れた方向を回転座標系の制御軸として、該制御軸上で前記誘導モータの速度推定値を演算することを特徴とする速度推定方法。
  11. 　請求項１０に記載の速度推定方法であって、
    　前記制御軸に指令値あるいは検出値を変換する座標変換処理として、前記誘導モータのｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値をｄ軸の電流指令値あるいは電流検出値で除算し該除算した値の逆正接信号を９０度から減算した減算値の正弦信号および余弦信号と、前記ｄ軸およびｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を用いて、一次電流の方向とするｔ軸と該ｔ軸より９０度遅れた方向のｍ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を演算することを特徴とする速度推定方法。
  12. 　請求項１１に記載の速度推定方法であって、
    　前記ｔ軸の電流指令値あるいは電流検出値は、ｄ軸の電流指令値あるいは電流検出値を２乗した値とｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値を２乗した値の加算値の平方根であり、ｍ軸の電流指令値あるいは電流検出値は零であることを特徴とする速度推定方法。
  13. 　請求項１１または１２に記載の速度推定方法であって、
    　前記誘導モータの漏れインダクタンス値とｄ軸電流を乗算した値と相互インダクタンスを二次インダクタンスで除算してｄ軸二次磁束を乗算した値を加算し、該加算した値に出力周波数値あるいは速度指令値を乗算した値の絶対値が、一次抵抗値とｑ軸電流を乗算した値の絶対値よりも小さくなる低速域では、前記速度推定値を、前記ｍ軸の電圧指令値と、前記ｍ軸およびｔ軸の電流指令値と電流検出値と、正弦信号と、前記誘導モータの回路定数と、出力周波数値および、すべり周波数指令値を用いて演算することを特徴とする速度推定方法。
  14. 　請求項１１または１２に記載の速度推定方法であって、
    　前記誘導モータの漏れインダクタンス値とd軸電流を乗算した値と相互インダクタンスを二次インダクタンスで除算してｄ軸二次磁束を乗算した値を加算し、該加算した値に出力周波数値あるいは速度指令値を乗算した値の絶対値が、一次抵抗値とｑ軸電流を乗算した値の絶対値よりも大きくなる中高速域では、前記速度推定値を、前記t軸の電圧指令値と、前記ｍ軸およびｔ軸の電流指令値と電流検出値と、余弦信号と、前記誘導モータの回路定数と、出力周波数値および、すべり周波数指令値を用いて演算することを特徴とする速度推定方法。
  15. 　請求項１１または１２に記載の速度推定方法であって、
    　前記誘導モータの漏れインダクタンス値とｄ軸電流を乗算した値と相互インダクタンスを二次インダクタンスで除算してｄ軸二次磁束を乗算した値を加算し、該加算した値に出力周波数値あるいは速度指令値を乗算した値の絶対値１が、一次抵抗値とｑ軸電流を乗算した値の絶対値２よりも小さくなる低速域と、前記絶対値１が前記絶対値２よりも大きくなる中高速域とで、前記速度推定値を切替えることを特徴とする速度推定方法。
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