JP6847191B2 - 電力変換装置の制御方法および電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、誘導モータを駆動する電力変換装置のドライブ制御に係わり、特に回生運転時において、誘導モータを高精度に運転する電力変換装置に関するものである。

誘導モータの回生運転時における制御方法としては、特開平8-317698号記載のように、回生運転時にはq軸二次磁束が負の値となるように周波数あるいは電圧を補正することで、磁束変化によるトルク減少を防止し、トルク不足を抑制する技術の記載がある。

特開平8-317698号

特開平8-317698号記載の方法は、回生運転時において、q軸二次磁束を負の値にするため、ロバスト性は確保される。しかし、ベクトル制御の理想状態(q軸二次磁束＝0）から外れることになるので、回生運転時において、速度指令値に対する制御特性が劣化する問題があった。
そこで、本発明の目的は、回生運転時においても、安定して高精度な速度制御特性を実現できる電力変換装置の制御方法および電力変換装置を提供することにある。

本発明の電力変換装置の制御方法は、演算部が、少なくとも低速度域において、磁束軸成分であるｄ軸の電流により発生する磁束とトルク軸であるｑ軸の電流によりトルクを発生させ、力行時はq軸の二次磁束指令値が零になるように制御し、回生時はq軸の二次磁束指令値がq軸の電流指令値と同符号の一定値になるように制御することで、ｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値を演算するステップと、前記演算部が、前記ｄ軸の電圧指令値と前記ｑ軸の電圧指令値に基づいて電力変換装置を制御するステップと、を備える。
また、本発明の電力変換装置は、少なくとも低速度域において、磁束軸成分であるｄ軸の電流により発生する磁束とトルク軸であるｑ軸の電流によりトルクを発生させ、力行時はq軸の二次磁束指令値が零になるように制御し、回生時はq軸の二次磁束指令値がq軸の電流指令値と同符号の一定値になるように制御することで、ｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値を演算する演算部を有し、前記演算部は、前記ｄ軸の電圧指令値と前記ｑ軸の電圧指令値に基づいて自身を制御する。

本発明によれば、回生運転時においても、安定して高精度な速度制御特性を提供することができる。

実施例に係る電力変換装置の構成図。 従来技術を用いた場合の負荷運転特性。 実施例に係る周波数補正演算部の構成図。 実施例に係る補正演算部の構成図。 実施例に係る負荷運転特性。 実施例に係る補正演算部の構成図。 実施例に係る補正演算部の構成図。 実施例に係る補正演算部の構成図。 実施例に係る電力変換器の構成図。 実施例に係る周波数補正演算部の構成図。 実施例に係る電力変換器の構成図。 実施例に係る電力変換器の構成図。 実施例に係る電力変換器の構成図。 実施例に係る電力変換器の構成図。 実施例に係る電力変換器の構成図。 実施例に係る電力変換器の構成図。

以下、図面を用いて本実施例を詳細に説明する。なお、各図における共通の構成については同一の参照番号を付してある。また、以下に説明する各実施例は図示例に限定されるものではない。

<第1の実施例>
図1は、実施例に係る電力変換装置の構成図を示す。誘導モータ1は、磁束軸（d軸）成分の電流により発生する磁束と、磁束軸に直行するトルク軸（q軸） 成分の電流によりトルクを発生する。電力変換器2は、3相交流の電圧指令値V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*に比例した電圧値を出力し、誘導モータ1の出力電圧値と回転周波数値を可変する。直流電源2aは、電力変換器2に直流電圧を供給する。

電流検出器3は、誘導モータ1の3相の交流電流I_u、I_v、I_wの検出値I_uc、I_vc、I_wcを出力する。電流検出器3は、誘導モータ1の3相の内の2相、例えば、U相とW相の線電流を検出し、V相の線電流は、交流条件（I_u＋I_v＋I_w＝0）から、I_v=−(I_u＋I_w)として求めてもよい。座標変換部4は、3相の交流電流I_u、I_v、I_wの検出値I_uc、I_vc、I_wcと位相推定値θ_dcからd軸およびq軸の電流検出値I_dc、I_qcを出力する。

速度推定演算部5は、d軸の電流指令値I_d ^*とq軸の電圧指令値V_qc ^**とq軸の電流検出値I_qcと出力周波数値ω₁ ^**および誘導モータ1の電気定数（R₁、R₂´、M、L₂、φ_2d ^*）に基づいて、誘導モータ1の速度推定値ω_r ^{^}を出力する。すべり周波数演算部6は、d軸およびq軸の電流指令値I_d ^*、I_q ^*と誘導モータ1の二次時定数T₂に基づいて、誘導モータ１のすべり周波数指令値ω_s ^*を出力する。

加算部7は、速度推定値ω_r ^{^}とすべり周波数指令値ω_s ^*の加算値である出力周波数値ω₁ ^*を出力する。周波数補正演算部8は、d軸の電圧補正値ΔV_d ^*と速度推定値ω_r ^{^}に基づいて、出力周波数値ω₁ ^*の補正値Δωを出力する。

減算部9は、出力周波数値ω₁ ^*と出力周波数値の補正値Δωとの減算値である新たな出力周波数指令値ω₁ ^**を出力する。位相推定演算部10は、新たな出力周波数値ω₁ ^**を積分演算して位相推定値θ_dcを出力する。

d軸の電流指令設定部11は、「正極性」であるd軸の電流指令値I_d ^*を出力する。定トルク領域では、d軸の電流指令値I_d ^*は一定値に設定あるいは制御される。定出力領域では、I_d ^*はトルクと回転数に対し可変に設定あるいは制御される。速度制御演算部１2は、速度指令値ω_r ^*と速度推定値ω_r ^{^}の偏差(ω_r ^*−ω_r ^{^})からq軸の電流指令値I_q ^*を出力する。

ベクトル制御演算部13は、誘導モータ1の電気定数(R₁、L_σ、M、L₂)と電流指令値I_d ^*、I_q ^*および出力周波数値ω₁ ^**に基づいて、d軸およびq軸の電圧基準値V_dc ^*、V_qc ^*を出力する。d軸の電流制御演算部14は、d軸の電流指令値I_d ^*と電流検出値I_dcとの偏差(I_d ^*−I_dc)からd軸の電圧補正値ΔV_d ^*を出力する。

q軸の電流制御演算部15は、q軸の電流指令値I_q ^*と電流検出値I_qcとの偏差(I_q ^*−I_qc)からq軸の電圧補正値ΔV_q ^*を出力する。加算部16は、d軸の電圧基準値V_dc ^*とd軸の電圧補正値ΔV_d ^*との加算値である電圧指令値V_dc ^**を出力する。

加算部17は、q軸の電圧基準値V_qc ^*とq軸の電圧補正値ΔV_q ^*との加算値である電圧指令値V_qc ^**を出力する。座標変換部18は、電圧指令値V_dc ^**、V_qc ^**と位相推定値θ_dcから3相交流の電圧指令値V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*を出力する。

最初に、本実施例の特徴である周波数補正演算部8を用いない場合の速度センサレス制御方式の基本動作について説明する。

d軸の電流指令設定部11では、誘導モータ1のd軸の二次磁束値φ_2dを発生させるために必要な電流指令値I_d ^*を出力する。また、速度制御演算部12において、速度指令値ω_r ^*に速度推定値ω_r ^{^}が一致あるいは近づくように、(数1)に示す演算よりq軸の電流指令値I_q ^*を演算する。

(数1)において、速度制御演算部が比例制御構成(Kp_ASR≠0、Ki_ASR＝0)の場合、速度指令値ω_r ^*に速度推定値ω_r ^{^}が近づく(定常偏差：ω_r ^*−ω_r ^{^}≠0)ように追従し、比例積分制御構成(Kp_ASR≠0 、Ki_ASR≠0)の場合、積分動作により速度指令値ω_r ^*に速度推定値ω_r ^{^}が一致する(定常偏差：ω_r ^*−ω_r ^{^}＝0)ように追従する。速度制御演算部を比例制御構成にするか比例積分制御構成にするかは、適用システムやシステムの安定性により決められるものである。

ここに、
Kp_ASR：速度制御の比例ゲイン、Ki_ASR：速度制御の積分ゲイン
ベクトル制御演算部13では、d軸およびq軸の電流指令値I_d ^*、I_q ^*と誘導モータ1の電気定数(R₁、L_σ、M、L₂)とd軸の二次磁束指令値φ_2d ^*および出力周波数値ω₁ ^**を用いて、(数2)に示す電圧基準値V_dc ^*、V_qc ^*を演算する。

ここに、
T_ACR：電流制御遅れ時定数
R₁：一次抵抗値、L_σ：漏れインダクタンス値、Ｍ：相互インダクタンス値
L₂：二次インダクタンス値
d軸の電流制御演算部14には、d軸の電流指令値I_d ^*と電流検出値I_dcが入力され、q軸の電流制御演算部15には、q軸の電流指令値I_q ^*と電流検出値I_qcが入力される。ここでは、(数3)に従い、電流指令値I_d ^*、I_q ^*に、各成分の電流検出値I_dc、I_qcが追従するように（比例＋積分）演算を行い、d軸およびq軸の電圧補正値ΔV_d ^*、ΔV_q ^*を出力する。

ここに、
K_pdACR：d軸の電流制御の比例ゲイン、K_idACR：d軸の電流制御の積分ゲイン
K_pqACR：q軸の電流制御の比例ゲイン、K_iqACR：q軸の電流制御の積分ゲイン
さらに、加算部16、17において、(数4)に示す電圧指令値V_dc ^**、V_qc ^**を演算し、電力変換器2の出力を制御する。

また、速度推定演算部5では、(数5)により誘導モータ1の速度を推定する。この速度推定演算は、外乱オブザーバにより、q軸の誘起電圧値を推定し、磁束係数で除算することによりω_r ^{^}を算出している。

ここに、
R2´：二次抵抗値の一次側換算値
T_obs：外乱オブザーバに設定する速度推定遅れ時定数
また、すべり周波数演算部6では、(数6)に従い、誘導モータ1のすべり周波数指令値ω_s ^*を演算している。

ここに、
T₂：二次時定数値
更に加算部7では、速度推定値ω_r ^{^}とすべり周波数指令値ω_s ^*を用いて、(数7)に示す出力周波数値ω₁ ^*を演算する。

位相推定演算部8では、(数8)に従い、誘導モータ1の磁束軸の位相θ_dを推定している。

磁束軸の位相θ_dの推定値である位相推定値θ_dcを制御の基準に、センサレス制御演算を実行している。以上が基本動作である。

ここからは、本実施例の特徴である周波数補正演算部8を用いた場合の制御特性について述べる。

図2に、従来技術である特開平8-317698を用いた場合の負荷運転特性のシミュレーション結果を示す。

誘導モータ1を定格速度の10%で速度制御を行った状態で、A点からB点までランプ状の回生トルクτ_Lを-200%まで与えている。誘導モータ1内部のq軸の二次磁束φ_2qは「負」で発生し、d軸の二次磁束φ_2dは「正」で増加しているが、実速度値ω_rは速度指令値ω_r ^*よりも低下し、図中に示すB点以降では定常的な速度偏差Δω_rが発生していることがわかる。

つまり、回生運転では、速度制御特性が劣化する問題があった。ここで、本実施例の特徴である周波数補正演算部8を用いれば、この速度制御特性を改善することができる。以下、これについて説明を行う。

図3に実施例に係る周波数補正演算部8のブロック示す。

q軸の二次磁束演算部8aでは、d軸の電圧補正値ΔV_d ^*と速度推定値ω_r ^{^}が入力され、(数9)よりq軸の二次磁束推定値φ_2q ^{^}を算出する。

q軸の二次磁束指令設定部8bは、q軸の二次磁束指令値φ_2q ^*を出力する。

減算部8cでは、q軸の二次磁束推定値φ_2q ^{^}とq軸の二次磁束指令値φ_2q ^*との偏差であるΔφ_2q ^{^} を出力する。

補正演算部8dでは、Δφ_2q ^{^} を抑制するように出力周波数値の補正値Δωを演算し出力する。ここで、補正演算部8dの構成について説明する。

図４は、補正演算部を(比例＋積分)で構成した場合である。q軸の二次磁束推定値φ_2q ^{^}とq軸の二次磁束指令値φ_2q ^*との偏差であるΔφ_2q ^{^}は、K_pの定数を持つ比例演算部8d1と、K_i1の定数を持つ積分演算部8d2とに入力され、それらの出力信号は加算部8d3に入力される。

つまり、(数10)に示す演算より出力周波数値の補正値Δωを演算する。

本実施例に係る負荷運転特性のシミュレーション結果を図5に示す(図2に用いた負荷条件を設定している)。図2と図5に開示した負荷特性の結果を比較すれば、本実施例の特徴である周波数補正演算部8を用いた制御の場合、図中の誘導モータ内部のd軸およびq軸の二次磁束値φ_2d、φ_2qのいずれについても精度が顕著に向上しており、誘導モータの実速度値ω_rの定常的な速度偏差Δω_r＝0 (速度指令値ω_r ^*＝実速度値ω_r)であることがわかる。本実施例の周波数補正演算部8の効果は明白である。

すなわち、d軸の電圧補正値ΔV_d ^*からq軸の二次磁束値φ_2qを演算し、出力周波数値ω₁ ^*を補正することで、φ_2qの発生に係わるフィードバック・ループを追加することが本実施例の特徴であり、従来の特性である図2に比べて、より高精度な速度制御を実現することができる。

また、上記の実施例では、周波数補正演算部8内の補正演算部8dにおいて、演算構成を(比例＋積分)にしているが、図6に示すように、比例と積分で構成した出力値を更に積分する構成としてもよい。図中における8d1、8d2、8d3は図４のものと同一である。図6の構成では、K_i2の定数を持つ積分演算部8d4と加算部8d5を追加している。図4の出力であった加算部8d3の出力信号に積分演算部8d4の出力信号を加算している。

つまり、(数11)により出力周波数値の補正値Δωを演算する。

このような構成にすることで、q軸の二次磁束推定値φ_2q ^{^}を前記q軸の二次磁束指令値φ_2q ^*に近づける作用が大きくなる。つまり、q軸の二次磁束値φ_2qの抑制に係わるフィードバック・ループの安定性を向上することができ、トルク変動が少ない安定な運転を実現することができる。

さらに、周波数補正演算部8内の補正演算部8dにおいて、比例演算と積分演算のゲイン(K_p、K_i1、K_i2)は固定値としているが、図7、図8に示すように速度推定値ω_r ^{^}に応じて、変化させてもよい。

図7、図8における8d'は、それぞれ図４、図６における8dに相当するものである。図7では、q軸の二次磁束推定値φ_2q ^{^}とq軸の二次磁束指令値φ_2q ^*との偏差であるΔφ_2q ^{^}は、速度推定値ω_r ^{^}の大きさに応じて変化するK_p´を持つ比例演算部8d´1とK_i'1を持つ積分演算部8d'2とに入力され、それらが加算部8d'3で加算され、出力周波数値の補正値Δωとなる。

また、図8中における8d'1、8d'2、8d'3は、図７のものと同一である。図8の構成では、速度推定値ω_r ^{^}の大きさに応じて変化するK_i'2を持つ積分演算部8d'4と加算部8d'5を追加している。図7の出力であった加算部8d'3の出力信号に積分演算部8d'4の出力信号を加算している。

図7、図8において、速度推定値ω_r ^{^}の大きさに略比例して、K_p'、K_i'1、K_i'2を変化させることで、q軸の二次磁束推定値φ_2q ^{^}をq軸の二次磁束指令値φ_2q ^*に近づける作用が速度に応じて変化する。つまり、誘導モータの低速域から高速域において、q軸の二次磁束値φ_2qの発生に係わるフィードバック・ループの安定性を向上することができ、トルク変動がより少ない運転を実現することができる。

また、本実施例の電力変換器2を構成するスイッチング素子としては、Si(シリコン)半導体素子であってもSiC(シリコンカーバイト)やGaN(ガリュームナイトライド)などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。

<第2の実施例>
図9は、実施例に係る電力変換装置の構成図である。第1の実施例では、周波数補正演算部8内部のq軸の二次磁束指令値を固定値としたが、本実施例はq軸の二次磁束指令値を変化させる方式である。図において、1〜7、9〜18、2aは、図1のものと同一である。

周波数補正演算部8'は、d軸の電圧補正値ΔV_d ^*と速度推定値ω_r ^{^}およびq軸の電流指令値I_q ^*に基づいて、出力周波数値ω₁ ^*の補正値Δωを出力する。

図10に、周波数補正演算部8'の構成を示す。8a、8c、8dは第1の実施例における周波数補正演算部8と同一物である。

8eは力行／回生の運転モード判定部であり、q軸の電流指令値I_q ^*と速度推定値ω_r ^{^}が同符号であれば、力行運転と判断し「0」を、I_q ^*とω_r ^{^}が異符号であれば、回生運転と判断し「1」を出力する。8b'はq軸の二次磁束指令設定部であり、8b'では、8eの出力が「0」の場合：φ_2q ^*はゼロ、8eの出力が「1」の場合：φ_2q ^*をゼロあるいはq軸の電流指令値I_q ^*と同極性となる値を設定する。つまり、回生運転時には、φ_2q ^*をI_q ^*と同符号の一定値に設定あるいは制御することで、高精度かつロバスト性の高い速度制御を実現することができる。

ここで、回生運転時には、φ_2q ^*をI_q ^*と同符号の一定値としたが、φ_2q ^*の大きさは、誘導モータ1の一次抵抗値の設定誤差ΔR₁や電力変換器を構成するスイッチング素子のデッドタイム補償を行う際の誤差電圧値に関係してくる。

それら設定値と実際値が一致していれば、φ_2q ^*=0で十分であるが、予めその設定誤差を考慮して、例えば、速度推定値の大きさに略反比例してφ_2q ^*設定すると、より安定な運転を実現することが可能である。上記φ_2q ^*の値は、一例でありこの数値に限定したものではない。

<第3の実施例>
図11は、実施例に係る電力変換器の構成図である。第1の実施例では、周波数補正演算部8の出力値より出力周波数値ω₁ ^*を補正したが、本実施例は速度推定値ω_r ^{^}を補正する方式である。図において、1〜8、10〜18、2aは、図1のものと同一である。

減算部9'は、演算された速度推定値ω_r ^{^}から周波数補正値Δωを差し引いた新たな速度推定値ω_r ^{^^}を出力する。速度制御演算部12において、速度指令値ω_r ^*に速度推定値ω_r ^{^^}が一致あるいは近づくように、q軸の電流指令値I_q ^*を演算する。

つまり、出力周波数値の代わりに、速度推定値を補正することでも、第1実施例と同様に高精度な速度制御を実現することができ、同様の効果が得られる。

<第4の実施例>
図12は、実施例に係る電力変換器の構成図である。第1から第3の実施例では、周波数補正演算部8の補正演算部8dに設定するq軸の二次磁束指令値φ_2q ^*を1つ設定していたが、本実施例では、q軸の二次磁束指令値を2つ設定する。図において、1〜7、9〜18、2aは図1のものと同一である。

19は、q軸の二次磁束指令設定値を2つ(φ_2q1 ^*、φ_2q2 ^*)設定する。例えば、第一のq軸二次磁束指令設定値φ_2q1 ^*にはゼロを、第二のq軸二次磁束指令設定値φ_2q2 ^*にはq軸の電流指令値I_q ^*と同極性とするd軸の二次磁束指令φ_2d ^*以下の値を設定する。

周波数演算部8''では、最初に、q軸の二次磁束指令値を第一のq軸二次磁束指令値(φ_2q1 ^*)に設定して実運転を行い、その結果、トルク不足状態や過電流トリップに陥った場合は、次の演算タイミングで、自動的にq軸の二次磁束指令値を第二のq軸二次磁束指令値(φ_2q2 ^*)に設定変更する。このように構成にすることで、最適なq軸の二次磁束指令値を設定することができる。

また、本実施例ではq軸の二次磁束指令値として、第一の設定値および第二の設定値である2つの設定値を用いて制御する方式について説明したが、3つ以上の設定値を用いて制御しても良い。このようにすれば、q軸の二次磁束指令値を数個設けることにより、どのような負荷トルク状態(トルクの大きさや傾き)でも安定で高精度な速度制御を実現することができる。

<第5の実施例>
図13は、実施例に係る電力変換器の構成図である。本実施例は、誘導モータ駆動システムに、本実施例を適用したものである。図において、構成要素の1〜18、2aは、図1のものと同一である。

図1の構成要素である誘導モータ1は、電力変換装置20により駆動される。電力変換装置20には、図１の1〜18、2aがソフトウエァー、ハードウエァーとして実装されている。

電力変換装置20のデジタル・オペレータ20bやパーソナル・コンピュータ21、タブレット22、スマートフォン23などの上位装置により、q軸の二次磁束指令値(φ_2q ^*、φ_2q1 ^*、
φ_2q2 ^*)の値を設定できるようにしても良い。

本実施例を誘導モータ駆動システムに適用すれば、高精度な速度制御特性を実現することができる。

また本実施例では、第1の実施例を用いて開示してあるが、第2から第4の実施例であっても良い。

ここまでの第1から第5の実施例においては、電流指令値I_d ^*、I_q ^*と電流検出値I_dc、I_qcから、電圧補正値ΔV_d ^*、ΔV_q ^*を作成し、この電圧補正値とベクトル制御の電圧基準値を加算する(数2)に示す演算を行ったが、電流指令値I_d ^*、I_q ^*に電流検出値I_dc、I_qcから、ベクトル制御演算に使用する(数12)に示す中間的な電流指令値I_d ^**、I_q ^**を作成し、この電流指令値と、出力周波数値ω₁ ^**および誘導モータ1の電気定数を用いて、(数13)に従い電圧指令値V_dc ^***、V_qc ^***を演算するベクトル制御方式や、

ここに、K_pdACR1：d軸の電流制御の比例ゲイン、
K_idACR1：d軸の電流制御の積分ゲイン、
K_pqACR1：q軸の電流制御の比例ゲイン、
K_iqACR1：q軸の電流制御の積分ゲイン、
T_d：d軸の電気時定数(L_d/R)、T_q：q軸の電気時定数(L_q/R)

電流指令値I_d ^*、I_q ^*に電流検出値I_dc、I_qcから、ベクトル制御演算に使用するd軸の比例演算成分の電圧補正値ΔV_{d_p} ^*、d軸の積分演算成分の電圧補正値ΔV_{d_i} ^*、q軸の比例演算成分の電圧補正値ΔV_{q_p} ^*、q軸の積分演算成分の電圧補正値ΔV_{q_i} ^* を(数14)により演算する

これらの電圧補正値と、出力周波数値ω₁ ^**および誘導モータ1の電気定数を用いて、(数15)に従い電圧指令値V_dc ^****、V_qc ^****を演算するベクトル制御方式や、

また、d軸の電流指令値I_d ^*およびq軸の電流検出値I_qcの一次遅れ信号I_qctdおよび速度
指令値ω_r ^*および誘導モータ1の電気定数を用いて、(数16)に示す出力周波数指令値ω₁ ^***と(数17)に示す電圧指令値V_dc ^*****、V_qc ^*****を演算する制御方式にも適用することが
できる。

ここまでの第1から第6の実施例においては、速度推定演算部5では、(数5)に従い速度推定値を演算していたが、q軸電流制御で、電流制御と速度推定を併用する方式でも良い。

(数18)に示すように、速度推定値ω_r ^{^^^}を演算する。

ここに、
K_pqACR2：電流制御の比例ゲイン、K_iqACR2：電流制御の積分ゲイン
さらに、ここまでの第1から第5の実施例においては、速度推定演算部5において、(数5)に従い速度推定値を演算したが、図14に開示したように、誘導モータ1に速度検出用エンコーダ26を取りつけ、エンコーダ信号から速度検出値を演算する方式でも良い。

この場合には、誘導モータ1に速度検出用のエンコーダを取りつけ、実施例1から実施例5に開示した速度推定演算部5の代わりに速度検出演算部5'を設けることにより、誘導モータ1の実速度値(速度検出値)ω_rdを正確に検出することが可能である。
<第6の実施例>
図15は、実施例に係る電力変換器の構成図である。図15における構成要素の8の代替として8'または8''、9の代替として9'の要素で構成しても同様の効果が得られる。異なるのは、速度指令値ω_r ^*ではなく出力周波数ω_1r ^*が指令値として与えられている点である。
出力周波数指令値ω_1r ^*からすべり周波数指令値ω_s ^*を減算部24で減算し、速度指令値ω_r ^*を出力する。

図14に開示したように、速度推定演算部5の代わりに速度検出演算部5'を設けることにより、誘導モータ1の速度推定値ω_r ^{^}の代替として速度検出値ω_rdを演算する方式でも良い。
<第7の実施例>
図16は、実施例に係る電力変換器の構成図である。図16における構成要素の8の代替として8'または8''、9の代替として9'の要素で構成しても同様の効果が得られる。異なるのは、速度指令値ω_r ^*ではなく出力周波数ω_1r ^*を指令値として与え、出力周波数指令値ω_1r ^*から出力周波数値ω₁ ^*を減算部25で減算し、速度制御演算部の入力信号としている点である。図14に開示したように、速度推定演算部5の代わりに速度検出演算部5'を設けることにより、誘導モータ1の速度推定値ω_r ^{^}の代替として速度検出値ω_rを演算する方式でも良い。

以上のように、実施例における特徴となる構成として、誘導モータの速度推定値あるいは速度検出値を出力するステップと、前記誘導モータのすべり周波数指令値を出力するステップと、電流制御の補正電圧値から算出した二次磁束推定値が二次磁束指令値に一致あるいは近づくように周波数補正値を演算する周波数補正値演算ステップと、前記速度推定値あるいは前記速度検出値と、前記周波数指令値と、前記周波数補正値と、に基づいて、電力変換装置の出力周波数値を制御する制御ステップと、を備えることを特徴とする電力変換装置の制御法である（構成１）。

また、構成１に記載の電力変換装置の制御法であって、前記周波数補正値演算ステップでは、d軸電流制御の補正電圧値から算出したq軸の二次磁束推定値がq軸の二次磁束指令値に一致あるいは近づくように周波数補正値を演算することを特徴とする電力変換装置の制御法である（構成２）。

また、構成２に記載の電力変換装置の制御法であって、前記誘導モータのd軸（磁束成分）およびq軸(トルク成分)の電流検出値と、前記電力変換装置の出力周波数値と、前記誘導モータの電気定数とd軸およびq軸の電流指令値に基づいた電圧基準値と、前記d軸およびq軸の電流指令値に従い前記d軸およびq軸の電流検出値を制御する電流制御の補正電圧値と、前記電圧基準値と前記電流制御の補正電圧値から演算したd軸およびq軸の電圧指令値と、電力変換装置の出力周波数値を積分演算した位相推定値と、前記d軸およびq軸の電圧指令値から演算した3相交流の電圧指令値と、3相交流の電圧指令値と、に従い制御されるスイッチング素子から構成される電力変換器を備えることを特徴とする電力変換装置の制御法である（構成３）。

また、構成１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置の制御法であって、前記制御ステップでは、前記周波数補正値により、前記すべり周波数指令値あるいは前記速度推定値のどちらか一方の補正を実行することを特徴とする電力変換装置の制御法である（構成４）。

また、構成１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置の制御法であって、前記q軸の二次磁束推定値が、前記q軸の二次磁束指令値に一致あるいは近づくように演算した周波数補正値は、比例演算値と積分演算値で構成したことを特徴とする電力変換装置の制御法である（構成５）。

また、構成１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置の制御法であって、前記q軸の二次磁束推定値が、前記q軸の二次磁束指令値に一致あるいは近づくように演算した周波数補正値は、比例演算と積分演算で構成した出力値を更に積分演算することで構成したことを特徴とする電力変換装置の制御法である（構成６）。

また、構成５または６に記載の電力変換装置の制御法であって、前記制御ステップでは、前記誘導モータの速度推定値あるいは速度検出値または速度指令値に基づいて、比例演算と積分演算で構成した制御ゲインを自動修正することを特徴とする電力変換装置の制御法である（構成７）。

また、構成１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置の制御法であって、前記q軸の二次磁束指令値は、力行モード時の場合は、ゼロ、回生モード時の場合は、ゼロあるいはトルク指令値あるいはq軸の電流指令値と同極性に設定あるいは制御することを特徴とする電力変換装置の制御法である（構成８）。

また、構成７あるいは８に記載の電力変換装置の制御法であって、前記制御ゲインあるいは前記q軸の二次磁束指令値は、電力変換器を含む電力変換装置内に搭載されているマイクロ・コンピュータ内部メモリなどに設定し、デジタル・オペレータやパーソナル・コンピュータあるいはタブレット、スマートフォン機器を接続して、前記値を自由に設定・変更できることを特徴とする電力変換装置の制御法である（構成９）。

また、構成９に記載の電力変換装置の制御方法であって、前記q軸の二次磁束指令値は、少なくとも2つ以上が設定可能で、1つ目に設定した値で正しく運転ができなかった場合は、次の2つ目以降を自動的に設定することを特徴とする電力変換装置の制御法である（構成１０）。

また、誘導モータの速度推定値あるいは速度検出値を出力する速度検出演算部と、 前記誘導モータのすべり周波数指令値を出力するすべり周波数演算部と、電流制御の補正電圧値から算出した二次磁束推定値が二次磁束指令値に一致あるいは近づくように周波数補正値を演算する周波数補正演算部と、前記速度推定値あるいは前記速度検出値と、前記周波数指令値と、前記周波数補正値と、に基づいて、電力変換装置の出力周波数値を制御する制御部と、を備えることを特徴とする電力変換装置である（構成１１）。

また、構成１１に記載の電力変換装置であって、前記周波数補正演算部は、d軸電流制御の補正電圧値から算出したq軸の二次磁束推定値がq軸の二次磁束指令値に一致あるいは近づくように周波数補正値を演算することを特徴とする電力変換装置の制御法である（構成１２）。

また、構成１２に記載の電力変換装置であって、前記誘導モータのd軸（磁束成分）およびq軸(トルク成分)の電流検出値と、前記電力変換装置の出力周波数値と、前記誘導モータの電気定数とd軸およびq軸の電流指令値に基づいた電圧基準値と、前記d軸およびq軸の電流指令値に従い前記d軸およびq軸の電流検出値を制御する電流制御の補正電圧値と、前記電圧基準値と前記電流制御の補正電圧値から演算したd軸およびq軸の電圧指令値と、電力変換装置の出力周波数値を積分演算した位相推定値と、前記d軸およびq軸の電圧指令値から演算した3相交流の電圧指令値と、3相交流の電圧指令値と、に従い制御されるスイッチング素子から構成される電力変換器を備えることを特徴とする電力変換装置である（構成１３）。

1…誘導モータ、2…電力変換器、2a…直流電源、3…電流検出器、4…座標変換部、
5…速度推定演算部、6…すべり周波数演算部、7…加算部、8、8´、8´´…周波数補正演算部、9、24…減算部、10…位相推定演算部、11…d軸電流指令設定部、12…速度制御演算部、13…ベクトル制御演算部、14…d軸電流制御演算部、15…q軸電流制御演算部、16、17、25…加算部、18…座標変換部、20…電力変換装置、20a…電力変換装置の中身、22…パ
ーソナル・コンピュータ、23…タブレット、24…減算部、25…減算部、26…速度検出用エンコーダ、I_d ^*…d軸電流指令値、I_q ^*…q軸電流指令値、ω_r…誘導モータ1の速度、ω_r ^{^}…速度推定値、ω_r ^{^^}…新しい速度推定値、ω_rd…速度検出値、ω_s…誘導モータ1のすべり、ω_s ^*…すべり周波数指令値、ω_1r ^*…出力周波数指令値、ω_1r…出力周波数値、ω₁ ^*…誘導モータ1の出力周波数値、ω₁ ^**…新しい出力周波数値、Δω…出力周波数値の補正量、θ_dc…位相推定値、ω_r ^*…速度指令値、V_dc ^*…d軸の電圧指令の基準値、V_qc ^*…q軸の電圧指令の基準値、V_dc ^**、V_dc ^***、V_dc ^****、V_dc ^*****…d軸の電圧指令値、V_qc ^**、V_qc ^***、V_qc ^****、V_qc ^*****…q軸の電圧指令値

Claims (6)

1. 演算部が、少なくとも低速度域において、磁束軸成分であるｄ軸の電流により発生する磁束とトルク軸であるｑ軸の電流によりトルクを発生させ、力行時はq軸の二次磁束指令値が零になるように制御し、回生時はq軸の二次磁束指令値がq軸の電流指令値と同符号の一定値になるように制御することで、ｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値を演算するステップと、
   前記演算部が、前記ｄ軸の電圧指令値と前記ｑ軸の電圧指令値に基づいて電力変換装置を制御するステップと、
   を備える電力変換装置の制御方法。
2. 前記演算部が、ｄ軸の電流指令値とｑ軸の電圧指令値とｑ軸の電流検出値と出力周波数値、および誘導モータの電気定数に基づいて速度推定値を出力するステップ、
   を更に備える請求項１に記載の電力変換装置の制御方法。
3. 前記演算部は、前記ｑ軸の二次磁束推定値を所定値に維持させるようにｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値を演算するステップにおいて、比例演算と積分演算で構成した出力値を用いる、
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置の制御方法。
4. 前記演算部が、比例演算と積分演算で構成した前記出力値を更に積分演算することで、前記ｑ軸の二次磁束推定値を所定値に維持させる、
   ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置の制御方法。
5. 前記演算部が、前記速度推定値に比例して、比例演算の制御ゲインと積分演算の制御ゲインとを変化させることを特徴とする請求項３または４に記載の電力変換装置の制御方法。
6. 少なくとも低速度域において、磁束軸成分であるｄ軸の電流により発生する磁束とトルク軸であるｑ軸の電流によりトルクを発生させ、力行時はq軸の二次磁束指令値が零になるように制御し、回生時はq軸の二次磁束指令値がq軸の電流指令値と同符号の一定値になるように制御することで、ｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値を演算する演算部を有し、
   前記演算部は、前記ｄ軸の電圧指令値と前記ｑ軸の電圧指令値に基づいて自身を制御する、
   ことを特徴とする電力変換装置。

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