JP2023074899A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】二次抵抗値の誤差がある場合でも、モータ速度およびトルクの振動現象を防止する電力変換装置を提供する。【解決手段】誘導モータの出力周波数、出力電圧及び出力電流を可変にする信号を誘導モータに出力する電力変換器と、電力変換器を制御する制御部とを有し、制御部は、一次電流の方向とそれに直交する方向を回転座標系とした制御軸における出力電圧と出力電流から電力を演算し、制御軸における出力電流、回路パラメータから電力モデルを演算し、電力と電力モデルとから速度推定値を演算する電力変換装置。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

特許文献１は、一次電流の方向（ｔ軸）とそれに直交する方向（ｍ軸）を回転座標系の制御軸（ｍｔ軸）として、ｍ軸の電圧指令値から逆起電力値を推定し、磁束で除算することで（数式１）に従い速度推定値ω_r ^{^}を算出している。

ここに、v_mc ^**：ｍ軸の電圧指令値，ω_s ^*：すべり周波数指令値、i_t ^*：ｔ軸の電流指令値、i_mc：ｍ軸の電流検出値、R₁ ^*：一次抵抗値の設定値、R₂´^*： 一次側に換算した二次抵抗値の設定値、L_σ：漏れインダクタンス値、Ｍ：相互インダクタンス値、L₂：二次インダクタンス値、T_obs：外乱オブザーバ時定数、T_ACR：電流制御遅れ相当の時定数、ｓ：ラプラス演算子

この技術により、（数式１）に用いる設定値R₁ ^*と誘導モータの一次抵抗値R₁に誤差がある場合でも、速度推定値ω_r ^{^}に推定誤差（ω_r ^{^}－ω_r）は生じることなく、安定な速度制御が行える記述がある。

特開２０１８－１８２９８９号公報

特許文献１の技術は、誘導モータの一次抵抗値R₁の誤差（R₁ ^*－R₁）に低感度であるが、（数式１）に用いる二次抵抗値の設定値R₂ ^*と誘導モータの二次抵抗値R₂に誤差（R₂ ^*－R₂）があると、誘導モータの速度推定値ω_r ^{^}に振動が発生し、その結果、モータ速度およびトルクにも振動が継続する。

本発明の目的は、二次抵抗値の誤差がある場合でも、モータ速度およびトルクの振動現象を防止する電力変換装置を提供することにある。

本発明は、誘導モータの出力周波数、出力電圧及び出力電流を可変にする信号を前記誘導モータに出力する電力変換器と、
前記電力変換器を制御する制御部とを有し、
前記制御部は、
一次電流の方向とそれに直交する方向を回転座標系とした制御軸における前記出力電圧と前記出力電流から電力を演算し、
前記制御軸における前記出力電流、回路パラメータから電力モデルを演算し、前記電力と前記電力モデルとから速度推定値を演算する電力変換装置である。

本発明によれば、二次抵抗値の誤差がある場合でも、誘導モータの速度やトルクの振動現象を防止できる。

電力変換装置と誘導モータとを備える実施例１における構成図。 d－q軸のベクトル図。 実施例１におけるm－t軸のベクトル図。 従来技術を用いた場合の負荷運転特性（R₁ ^*に誤差あり）。 従来技術を用いた場合の負荷運転特性（R₁ ^*およびR₂ ^*に誤差あり）。 実施例１における電力の外積を利用した速度・周波数・位相演算部の構成図。 本発明を用いた場合の負荷運転特性（R₁ ^*およびR₂ ^*に誤差あり）。 本発明の顕現性を確認するための構成図。 実施例２おける電力の内積を利用した速度・周波数・位相演算部の構成図。 電力変換装置と誘導モータとを有する実施例２における構成図。 実施例３における速度・周波数・位相演算部の構成図。 電力変換装置と誘導モータを有する実施例４における構成図。 電力変換装置と誘導モータとを有する実施例５における構成図。

以下、図面を用いて本実施例を詳細に説明する。

図１は、電力変換装置と誘導モータとを備える実施例１における構成図である。本実施例は、誘導モータに速度センサを用いない速度センサレスベクトル制御で駆動する電力変換装置である。また、誘導モータ内の巻線温度により変化する一次抵抗値や二次抵抗値にともなうトルク抜けやトルク脈動を抑制することで、トルク不足なしに安定運転できる電力変換装置に関するものである。

誘導モータ１は、磁束軸成分（ｄ軸）の電流により発生する磁束φ_2dと、磁束軸に直交するトルク軸成分（ｑ軸）の電流i_qによりトルクτを発生する。

電力変換器２は、スイッチング素子としての半導体素子を備える。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を入力し、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*に比例した電圧値を出力する。電力変換器２の出力に基づいて、誘導モータ１は駆動され、誘導モータ１の出力電圧と出力周波数および出力電流は可変に制御される。スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使うようにしてもよい。

直流電源３は、電力変換器２に直流電圧および直流電流を供給する。

電流検出器４は、誘導モータ１の３相の交流電流i_u、i_v、i_wの検出値i_uc、i_vc、i_wcを出力する。また電流検出器４は、誘導モータ１の３相の内の２相、例えば、U相とW相の相電流を検出し、交流条件（i_u＋i_v＋i_w＝0）からV相の線電流をi_v=－（i_u＋i_w）として求めてもよい。

本実施例では、電流検出器４を、電力変換装置内に設けた例を示したが、電力変換装置の外部に設けてもよい。

制御部は、以下に説明する座標変換部５、座標変換部６、速度・周波数・位相演算部７ａ、基準位相演算部８、励磁電流・磁束設定部９、速度制御演算部１０、座標変換部１１、座標変換部１２、ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３、座標変換部１４、座標変換部１５を備える。そして、制御部は、誘導モータ１の出力電圧値と出力周波数値および出力電流を可変に制御するように電力変換器２の出力を制御する。

制御部は、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成される。制御部は、いずれかまたは全部をＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などのハードウェアで構成することができる。制御部のＣＰＵ（Central Processing Unit）が、メモリなどの記録装置に保持するプログラムを読み出して、上記した座標変換部５などの各部の処理を実行する。

次に、制御部の各構成要素について、説明する。

座標変換部５は、３相の交流電流i_u、i_v、i_wの検出値i_uc、i_vc、i_wcと位相推定値θ_dcからｄ軸およびｑ軸の電流検出値i_dc、i_qcを出力する。

座標変換部６は、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値i_dc、i_qcと位相角θ_mtからｍ軸およびｔ軸の電流検出値i_mc、i_tcを出力する。

速度・周波数・位相演算部７ａは、ｍ軸およびｔ軸の電流指令値i_m ^*, i_t ^*と電流検出値i_mc, i_tc、電圧指令値v_mc ^**, v_tc ^**、磁束指令値φ_m ^*、φ_t ^*、一次周波数指令値ω₁ ^*および誘導モータ１の回路パラメータ（R₁、R₂’、L_σ、M、L₂）に基づいて、誘導モータ１の速度推定値ω_r ^{^^}、すべり周波数指令値ω_s ^*、一次周波数指令値ω₁ ^*および位相推定値θ_dcを出力する。

基準位相演算部８は、すべり周波数指令値ω_s ^*を用いてｍ軸からｄ軸までの位相推定角θ_mtを出力する。

励磁電流・磁束設定部９は、正極性である励磁電流指令値i_d ^*と、正極性であるｄ軸の二次磁束指令値φ_2d ^*および、「０」であるｑ軸の二次磁束指令値φ_2q ^*を出力する。

速度制御演算部１０は、速度指令値ω_r ^*と速度推定値ω_r ^{^^}の偏差（ω_r ^*－ω_r ^{^^}）からｑ軸の電流指令値i_q ^*を出力する。

座標変換部１１は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*と位相推定角θ_mtからｍ軸およびｔ軸の電流指令値i_m ^*、i_ｔ ^*を出力する。

座標変換部１２は、ｄ軸およびｑ軸の二次磁束指令値φ_2d ^*、φ_2q ^*と位相推定角θ_mtからｍ軸およびｔ軸の磁束指令値φ_m ^*、φ_t ^*を出力する。

ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３は、誘導モータ１の回路パラメータ（R₁、R₂ ^‘、L_σ、M、L₂）、ｍ軸およびｔ軸の磁束指令値φ_m ^*、φ_t ^*、ｍ軸およびｔ軸の電流指令値i_m ^*、i_t ^*、電流検出値i_mc、i_tc、速度推定値ω_r^^、一次周波数指令値ω₁ ^*に基づいて、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値v_mc ^**、v_tc ^**を出力する。

座標変換部１４は、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値v_mc ^**、v_tc ^**と位相推定角θ_mtからｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**を出力する。

座標変換部１５は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**と位相推定値θ_dcから３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を出力する。

最初に一次電流を基準とするｍｔ軸について説明する。ｍｔ軸は回転座標系であり、制御軸である。図２は、d－q軸上のベクトル図である。磁束の方向をd軸、d軸より90度（π/2）進んだ方向をq軸としている。ここで、d軸の電流i_dとq軸の電流i_qおよび一次電流i₁は（数式２）の関係にある。

また、i_dとi₁の位相角θ_φは（数式３）である。

図３は、m－ｔ軸のベクトル図である。一次電流の方向をｔ軸、このｔ軸より90度遅れた方向をｍ軸としている。

ここで、ｍ軸の電流i_mとｔ軸の電流i_tおよび一次電流i₁は（数式４）の関係にある。

さらにｍ軸からｄ軸までの位相角θ_mtは（数式５）である。

（数式１）に示す速度推定演算を用いた速度センサレス制御方式の基本動作について説明する。

励磁電流・磁束設定部９は、誘導モータ１内でｄ軸の二次磁束値φ_2dを発生させるために必要な電流指令値I_d ^*を出力する。また速度制御演算部１０において、速度指令値ω_r ^*に速度推定値ω_r ^{^}が追従するように、（数式６）に従いｑ軸の電流指令値i_q ^*を演算する。

ここに、Kp__ASR：速度制御の比例ゲイン、Ki__ASR：速度制御の積分ゲイン

ｍｔ軸のベクトル制御演算部１３は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*を座標変換したｍ軸およびｔ軸の電流指令値i_m ^*、i_t ^*、誘導モータ１の回路パラメータ（R₁、R₂、L_σ、M、L₂）、ｍ軸およびｔ軸の磁束指令値φ_m ^*、 φ_ｔ ^*、速度推定値ω_r ^{^^}、一次周波数指令値ω₁ ^*を用いて、（数式７）に従い、電圧基準値v_mc ^*、v_tc ^*を演算する。電圧基準値v_mc ^*、v_tc ^*は、それぞれｍ軸、ｔ軸のフィードフォワード電圧成分である。

ここに、T_ACR：電流制御遅れ相当の時定数

また、ｍｔ軸のベクトル制御演算部１３には、ｍ軸の電流指令値i_m ^*、ｍ軸の電流検出値i_mc、ｔ軸の電流指令値i_t ^*、ｔ軸の電流検出値i_tcが入力される。ここでは（数式８）に従い、電流指令値i_m ^*、i_t ^*に各成分の電流検出値i_mc、i_tcが追従するようにＰI（比例＋積分）制御を行い、ｍ軸およびｔ軸の電圧補正値Δv_m ^*、Δv_t ^*を出力する。電圧補正値Δv_m ^*、Δv_t ^*は、それぞれｍ軸、ｔ軸のフィードバック電圧成分である。

ここに、K_{p_m}：ｍ軸の電流制御の比例ゲイン、K_{i_m}：ｍ軸の電流制御の積分ゲイン、K_{p_t}：ｔ軸の電流制御の比例ゲイン、K_{i_t}：ｔ軸の電流制御の積分ゲイン

さらに（数式９）に従い電圧指令値v_mc ^**、v_tc ^**を演算した後、座標変換したｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**により電力変換器２の出力電圧を制御する。

上記の例では、電圧指令値v_mc ^**、v_tc ^**を、それぞれｍ軸、ｔ軸のフィードバック電圧成分と、ｍ軸、ｔ軸のフィードフォワード電圧成分とから求めた。ただし、電圧指令値v_mc ^**、v_tc ^**を、ｍ軸、ｔ軸のフィードバック電圧成分としてもよい。

基本動作であるため、速度・周波数・位相演算部７ａは、速度推定値ω_r ^{^^}の代わりに（数式１）により速度推定値ω_r ^{^}を演算する。また（数式１０）に従い、すべり周波数指令値ω_s ^*を演算する。

ここに、 T₂ ^*：二次時定数値

さらに速度推定値ω_r ^{^}とすべり周波数指令値ω_s ^*を用いて、（数式１１）に従い、一次周波数指令値ω₁ ^*を演算する。

位相推定演算部７ａ７は、（数式１２）に従い、一次周波数指令値ω₁ ^*から誘導モータ１の磁束軸の位相θ_dcを演算する。

磁束軸の位相θ_dの推定値である位相推定値θ_dcを制御の基準に、センサレス制御による演算を実行する。以上が基本動作である。

図４に、速度推定演算に、特許文献１を用いた場合の負荷運転特性を示す。（数式１）および（数式７）に用いる一次抵抗値の設定R₁ ^*を誘導モータ１のR₁の0.5倍に設定し、誘導モータ１を低速域の1Hzで運転しており、同図におけるA点からB点までランプ状に負荷トルクを200%まで与えている。

誘導モータ１の回転速度ω_rと速度推定値ω_r ^{^^}は一致しており、一次抵抗値の設定R₁ ^*に低感度である。しかし、（数式１）および（数式７）に用いる二次抵抗値の設定R₂ ^*に誤差があると、センサレス制御が不安定になることがある。

図５に、速度推定演算に（数式１）および（数式７）に用いる二次抵抗値の設定値R₂ ^*を誘導モータ１の二次抵抗値R₂の0.5倍に設定した負荷運転特性を示す。

誘導モータ１の回転速度ω_rは定常的に速度推定値ω_r ^{^}よりも低下し、図中に示すB点以降から誘導モータ１のトルクτや回転速度ω_rの振動が徐々に大きくなることがわかる。このような振動現象が発生する問題があった。

これは（数式１）に示す速度推定演算は、ｍ軸の電圧情報のみ利用しており、トルクや回転速度を振動させる要因があった。そこで解決法として、振動を含むｍ軸とｔ軸の両方の電圧指令値（v_mc ^**、v_tc ^**）と電流検出値（i_mc、i_tc）を用いて、電力情報を利用した速度推定値を演算する。

本発明を用いれば、この振動現象を改善することができる。以下、本発明の速度推定について説明する。

図６に速度・周波数・位相演算部７ａのブロックを示す。すべり周波数演算部７ａ１はｑ軸の電流指令値i_q ^*、ｄ軸の二次磁束指令値φ_2d ^*相互インダクタンス値Mおよび二次時定数T₂の設定値T₂ ^*を用いて、すべり周波数指令値ω_s ^*を上述した（数式１０）に従い演算する。

特許文献１では、（数式１）より速度推定値ω_r ^{^}を演算したが、本実施例では電力の外積を用いて速度推定値ω_r ^{^^}を演算する。

電力の外積演算部７ａ２は、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値v_mc ^**、v_tc ^**と電流検出値i_mc、i_tcを用いて、電力の外積値E_cp ^{^}を（数式１３）に従い演算する。

電力の外積モデル演算部７ａ３は、ｍ軸およびｔ軸の電流検出値i_mc、i_tc、速度推定値ω_r ^{^^}、一次周波数指令値ω₁ ^*、誘導モータ１の回路パラメータR₂’、L_σ、M、L₂、ｍ軸およびｔ軸の磁束指令値φ_m ^*、φ_t ^*用いて、外積モデル値E_cp ^*を（数式１４）に従い演算する。

減算部７ａ４は、電力の外積値E_cp ^{^}と外積モデル値E_cp ^*が入力され、その偏差であるΔE_cpを出力する。偏差であるΔE_cpはＰI制御演算部７ａ５に入力される。ＰI制御演算部７ａ５は、P（比例）+I（積分）制御演算によりその偏差ΔE_cpと速度推定演算の比例ゲインと速度推定演算の積分ゲインから、（数式１５）に従い、速度推定値ω_r ^{^^}を演算する。

ここに、K_{p_omg}：速度推定演算の比例ゲイン、K_{i_omg}：速度推定演算の積分ゲイン

加算部７ａ６は、すべり周波数指令値ω_s ^*と速度推定値ω_r ^{^^}が入力し、（数式１６）により一次周波数指令値ω₁ ^*を出力する。

位相推定演算部７ａ７は、一次周波数指令値ω₁ ^*が入力し、上述した（数式１２）に従い位相推定値θ_dcを出力する。

図７に、本実施例に係る負荷運転特性を示す（図５に用いた条件を設定している）。図５と図７に開示した負荷特性を比較すれば、速度推定値ω_r ^{^^}に振動現象は無く、その効果は明白である。

つまり、本発明を用いれば、誘導モータ１の二次抵抗値R2の誤差（R₂ ^*－R₂）は速度偏差(ω_r ^*―ω_r)として発生するが、モータ速度およびトルクの振動を防止することはできる。

上記の説明では、電力の演算や電力モデルの演算は、電圧指令値や電流検出値を誘導モータの出力電圧や出力電流の例として演算した。電力の演算や電力モデルの演算として、出力電圧として電圧検出値を、出力電流として電流検出値を使ってもよい。

ここで、図８を用いて、本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。

誘導モータ１を駆動する電力変換装置２０に、電圧検出器２１、電流検出器２２を取り付け、誘導モータ１のシャフトにはエンコーダ２３を取り付ける。

ｍｔ軸の電圧・電流・磁束の計算部２４には、第１ステップとして、電圧検出器２１の出力である三相交流の電圧検出値（v_uc、v_vc、v_wc）、三相交流の電流検出値（i_uc、i_vc、i_wc）とエンコーダの出力である位置θが入力され、ベクトル電圧成分のv_dc ^{^}、v_qc ^{^}、ベクトル電流成分のi_dc ^{^}、i_qc ^{^}と、位置θを微分した検出値ω_rc、またベクトル電流成分よりすべり周波数の推定値ω_s ^{^}を演算する。

さらに第２ステップとして、検出したベクトル電流成分のi_dc ^{^}、i_qc ^{^}と誘導モータ１の回路パラメータ（汎用インバータに搭載されているオフライン・オートチューニングの結果あるいは設計値）を用いて、推定位相角θ_mt ^{^}を（数式１７）より、ｍ軸およびｔ軸の電圧成分のv_mc ^{^}、v_mc ^{^}を（数式１８）より、電流成分のi_mc ^{^}、i_tc ^{^}を（数式１９）より、磁束成分のφ_m ^{^}、φ_tc ^{^}を（数式２０）より、それぞれ導出する。

電力の外積の計算部２５では、（数式１３）、（数式１４）に対応する（数式２１）、（数式２２）を用いて電力の外積値E_cp ^{^}__est、E_cp ^*__estをそれぞれ演算する。これらE_cp ^{^}__estと E_cp ^*__estが一致すれば本発明を採用していることが明白となる。

図９は、実施例２おける電力の内積を利用した速度・周波数・位相演算部７ｂの構成図である。

図１０は、電力変換装置と誘導モータとを有する実施例２における構成図である。実施例１では、特に低速域において電力の外積を利用したが、本実施例は中高速域において電力の内積を利用する速度推定を行う。

速度・周波数・位相演算部７ｂは、図１の７ａ（図６）に相当するブロックである。図９において、７ｂ１、７ｂ６、７ｂ７は、図６の７ａ１、７ａ６、７ａ７と同一物である。

電力の内積演算部７ｂ２は、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値v_mc ^**、v_tc ^**と電流検出値i_mc、i_tcを用いて、電力の内積値E_dp ^{^}を（数式２３）に従い演算する。

電力の内積モデル演算部７ｂ３は、ｍ軸およびｔ軸の電流検出値i_mc、i_tc、速度推定値ω_r ^{^^^}、誘導モータ１の回路パラメータ（R₁ ^*、R₂ ^’*、L_σ、M^*、L2^*）、ｍ軸およびｔ軸の磁束指令値φ_m ^*、φ_t ^*用いて、内積モデル値E_dp ^*を（数式２４）に従い演算する。

減算部７ｂ４は、電力の内積値E_dp ^{^}と内積モデル値E_dp ^*を入力し、その偏差であるΔE_dpを出力する。偏差ΔE_dpはＰI制御演算部７ｂ５に入力される。P（比例）+I（積分）制御演算により、速度推定値ω_r ^{^^^}を演算する。このＰI制御演算部７ｂ５の演算は、実施例１の（数式１５）と同様である。

（数式２４）において速度成分ω_r ^{^^^}が含まれる第２項には漏れインダクタンス値L_σおよびその設定値L_σ ^*は含まれない。そのため、本実施例によれば、中高速域において漏れインダクタンス値に低感度となり、安定で高精度な速度制御を実現することができる。

図１１は、実施例３における速度・周波数・位相演算部７ｃの構成図である。実施例１では、特に低速域において電力の外積を利用する速度推定方式であったが、本実施例は、低速域において電力の外積を、中高速域において電力の内積を利用する速度推定方式である。

速度・周波数・位相演算部７ｃは、図１の７ａ（図６）に相当するブロックである。図１１において、７ｃ１、７ｃ６、７ｃ７は、図６の７ａ１、７ａ６、７ａ７と同一物である。

電力の外積を利用した速度推定演算部７ｃ８は、図６に示す７ａ５であるＰＩ制御演算部の出力値ω_r ^{^^}を出力する。電力の内積を利用した速度推定演算部７ｃ９は、図９に示す７ｂ５であるＰＩ制御演算部の出力値ω_r ^{^^^}を出力する。

切替演算部７ｃ１０は、速度指令値ω_r ^*に基づいて、低速域では速度推定値ω_r ^{^^}を、中高速域では速度推定値ω_r ^{^^^}を選択し、どちらか一方をω_r ^{^^^^}として出力する。

また前述した低速域と中高速域とは、速度指令値ω_r ^*の絶対値が定格回転数の１０％程度以下の場合は低速域、１０％程度以上の場合は中高速域とすればよい。

あるいは、一次抵抗値と換算した二次抵抗値の加算値に関係する降下電圧と、逆起電力に関係する降下電圧を比較して、（数式２５）が成立する場合を低速域、それ以外を中高速域としてもよい。

本実施例のように、低速域と高速域において、速度推定値を切替えることにより、全速度域で、安定で高精度な速度制御を実現することができる。

図１２は、電力変換装置と誘導モータとＩＯＴ（Internet of Things）コントローラとを有する実施例４における構成図である。

実施例１から実施例３では、電力変換器のコントローラ（マイクロコンピユータなど）に誘導モータ１の回路パラメータを設定する構成である。

本実施例では、制御の状態量を上位の外部装置であるＩＯＴコントローラにフィードバックし、機械学習した回路パラメータを電力変換器の制御部であるコントローラに再設定する方式である。

図１２における誘導モータ１～座標変換部6、速度・周波数・位相演算部7a、基準位相演算部８～座標変換部１５は図１と同一である。１６は機械学習を実行するＩＯＴコントローラである。

本実施例は、電圧指令値v_mc ^**、v_tc ^**と電流検出値i_mc、i_tc、速度推定値ω_r ^{^^}、すべり周波数指令値ω_s ^*を、上位のＩＯＴコントローラ１６にフィードバックし、電流検出波形などから機械学習する。ＩＯＴコントローラ１６が機械学習した回路パラメータ（Ｒ₁ ^*、Ｒ₂ ^*、L_σ ^*、M^*、L₂ ^*）を電力変換器２の制御部であるコントローラに再設定する方式である。

本実施例を用いても、実施例１と同様により安定で高精度な制御特性を実現することができる。

図１３は、電力変換装置と誘導モータとパーソナル・コンピュータ、タブレット、スマートフォンなどの装置を有する実施例５における構成図である。

本実施例は、誘導モータ駆動システムに本実施例を適用したものである。図１３において、誘導モータ１、電力変換装置の制御部などは図１のものと同一物である。

図１の構成要素である誘導モータ１は、電力変換装置２０により駆動される。電力変換装置２０は、図１の座標変換部５、座標変換部６、速度・周波数・位相演算部７ａ、基準位相演算部８～座標変換部１５がソフトウェア２０ａ、図１の電力変換器２、直流電源３、電流検出器４がハードウェアとして実装されている。

またデジタル・オペレータ２０ｂ、パーソナル・コンピュータ２８、タブレット２９、スマートフォン３０などの上位装置により、ソフトウェア２０ａの「低速域/中高速域の切替周波数２６であるω_chg」、「速度推定の制御応答２７であるω_c」を設定・変更することができる。

本実施例を誘導モータ駆動システムに適用すれば、速度センサレスベクトル制御において安定で高精度な制御特性を実現することができる。また「低速域/中高速域の切替周波数２６であるω_chg」、「低速域の位相誤差の制御応答２７であるω_c」は、プログラマブル・ロジック・コントローラ、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク、ＩＯＴコントローラなどのフィールドバス上に設定してもよい。

さらに本実施例では実施例１を用いて開示してあるが、実施例２から実施例４の実施例を使っても良い。

ここまでの実施例１から実施例５においては、電力の外積値E_cp ^{^}である（数式１３）と電力の外積モデル値E_cp ^*である(数式１４)には電流検出値i_mc、i_mcを用いたが、電流指令値i_m ^*、i_t ^*を代用してもよい。

また電力の内積値E_dp ^{^}である（数式２３）と電力の内積モデル値E_dp ^*である(数式２４)にも電流検出値i_mc、i_tcを用いたが、電流指令値i_m ^*、i_t ^*を代用してもよい。

さらに、実施例１から実施例５の実施例においては、電流指令値i_m ^*、i_t ^*と電流検出値i_mc、i_tcから電圧補正値Δv_mc、Δv_tcを作成し、この電圧修正値とベクトル制御の電圧基準値を加算する（数式９）に示す演算を行ったが、電流指令値i_m ^*、i_t ^*と電流検出値i_mc、i_tcから（数式２６）に示すように、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値v_mc ^***、v_mt ^***とする演算を行ってもよい。

ここに、K_{p_m1}：ｍ軸の電流制御の比例ゲイン、K_{i_m1}：m軸の電流制御の積分ゲイン、K_{p_t1}：ｔ軸の電流制御の比例ゲイン、K_{i_t1}：ｔ軸の電流制御の積分ゲイン

あるいは電流指令値i_m ^*、i_t ^*と電流検出値i_mc、i_tcからベクトル制御演算に使用する（数式２７）に示す中間的な電流指令値i_m ^**、i_t ^**を作成し、速度推定値ω_r ^{^}、一次周波数指令値ω₁ ^*および誘導モータ１の回路パラメータを用いて（数式２８）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここに、K_{p_m2}：ｍ軸の電流制御の比例ゲイン、K_{im_2}：m軸の電流制御の積分ゲイン、K_{p_t2}：ｔ軸の電流制御の比例ゲイン、K_{it_2}：ｔ軸の電流制御の積分ゲイン

ここに、T_m：m軸の電気時定数(L_σ/R^*)、T_t：ｔ軸の電気時定数(L_σ/ R^*)、R^*：＝R₁ ^*+ R₂ ^’*

あるいは電流指令値i_m ^*、i_t ^*と電流検出値i_mc、i_tcから、ベクトル制御演算に使用するm軸の比例演算成分の電圧補正値Δv_{m_p} ^*、ｍ軸の積分演算成分の電圧補正値Δv_{m_i} ^*、ｔ軸の比例演算成分の電圧修正値Δv_{t_p} ^*、ｔ軸の積分演算成分の電圧修正値Δv_{t_i} ^* を（数式２９）により作成し、速度推定値ω_r ^{^^}、一次周波数指令値ω₁ ^*および誘導モータ１の回路パラメータを用いた（数式３０）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。 ここに、K_{p_m3}：ｍ軸の電流制御の比例ゲイン、K_{im_3}：m軸の電流制御の積分ゲイン、K_{p_t3}：ｔ軸の電流制御の比例ゲイン、K_{it_3}：ｔ軸の電流制御の積分ゲイン

なお実施例１から実施例５の実施例において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Si（シリコン）半導体素子であっても、SiC（シリコンカーバイト）やGaN（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。

１…誘導モータ、２…電力変換器、３…直流電源、４…電流検出器、５…座標変換部、６…座標変換部、７ａ、７ｂ、７ｃ…速度・周波数・位相演算部、８…基準位相演算部、９…励磁電流・磁束設定部、１０…速度制御演算部、１１…座標変換部、１２…座標変換部、１３…ｍｔ軸ベクトル制御演算部、１４…座標変換部、１５…座標変換部、２０…電力変換装置、２０ａ…電力変換装置のソフトウェア、２０ｂ…電力変換装置のデジタル・オペレータ、２１…電圧検出器、２２…電流検出器、２３…エンコーダ、２４…ｍｔ軸成分の電圧・電流・磁束の計算部、２５…電力の外積の計算部、２６…所定の低速域/中高速域の切替周波数、２７…速度推定演算の制御応答、２８…パーソナル・コンピュータ、２９…タブレット、３０…スマートフォン、i_d ^*…ｄ軸の電流指令値、i_q ^*…ｑ軸の電流指令値、i_dc…ｄ軸の電流検出値、i_qc…ｑ軸の電流検出値、v_dc ^**…ｄ軸の電圧指令値、v_qc ^**…ｑ軸の電圧指令値、φ_2d ^*…ｄ軸の二次磁束指令値、φ_2q ^*…ｑ軸の二次磁束指令値、i_m ^*…m軸の電流指令値、i_t ^*…ｔ軸の電流指令値、i_mc…ｍ軸の電流検出値、i_tc…ｔ軸の電流検出値、v_mc ^**、v_mc ^***、v_mc ^****、v_mc ^****…ｍ軸の電圧指令値、v_tc ^**、v_tc ^***、v_tc ^****、v_mc ^****…ｔ軸の電圧指令値、φ_m ^*…ｍ軸の磁束指令値、φ_t ^*…ｔ軸の磁束指令値、ω_r ^*…速度指令値、ω_r…誘導モータ１の回転速度、ω_r ^{^}、ω_r ^{^^}、ω_r ^{^^^}、ω_r ^{^^^^}…速度推定値、ω_s ^*…すべり周波数指令値、ω₁ ^*…一次周波数指令値、θ_mt…ｄ軸とｍ軸との位相角、θ_dc…位相推定値、E_cp^…電力の外積値、E_cp*…電力の外積モデル値、E_dp^…電力の内積値、E_dp*…電力の内積モデル値、v_u、v_v、v_v…三相の交流電圧指令値、i_u、i_v、i_v…三相の交流電流、i_uc、i_vc、i_vc…三相の交流電流の検出値

Claims (12)

1. 誘導モータの出力周波数、出力電圧及び出力電流を可変にする信号を前記誘導モータに出力する電力変換器と、
   前記電力変換器を制御する制御部とを有し、
   前記制御部は、
   一次電流の方向とそれに直交する方向を回転座標系とした制御軸における前記出力電圧と前記出力電流から電力を演算し、
   前記制御軸における前記出力電流、回路パラメータから電力モデルを演算し、
   前記電力と前記電力モデルとから速度推定値を演算する電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記速度推定値と速度指令値の偏差を演算し、
   前記速度推定値からベクトル制御演算をする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記電力は、電力の外積であり、
   前記電力モデルは、電力の外積モデルである電力変換装置。
4. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記電力は、電力の内積であり、
   前記電力モデルは、電力の内積モデルである電力変換装置。
5. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記制御軸における電圧指令値と電流検出値から電力を演算し、
   前記制御軸であるｍ軸およびｔ軸の電流指令値に、ｍ軸およびｔ軸の電流検出値が追従するようにフィードバック電圧成分を演算し、
   前記フィードバック電圧成分から前記電圧指令値を演算する電力変換装置。
6. 請求項５に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   ｍ軸およびｔ軸の電流指令値あるいは電流検出値と、前記速度推定値あるいは速度指令値、一次周波数指令値と、誘導モータの回路パラメータである抵抗値とインダクタンス値、ｍ軸およびｔ軸の磁束指令値からフィードフォワード電圧成分を演算し、
   フィードフォワード電圧成分と前記フィードバック電圧成分からｍ軸およびｔ軸の電圧指令値の演算をする電力変換装置。
7. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   ｔ軸の電流検出値あるいは電流指令値を２乗した値とｍ軸の電流検出値あるいは電流指令値を２乗した値の加算値に一次周波数指令と誘導モータの漏れインダクタンス値を乗じた第１の電圧降下モデルと、
   ｔ軸の電流検出値あるいは電流指令値にｔ軸の磁束指令値を乗じた値とｍ軸の電流検出値あるいは電流指令値にｍ軸の磁束指令値を乗じた値を加算し、その加算値に速度推定値と相互インダクタンス値と二次インダクタンス値の比率を乗じた第２の電圧降下モデルと、
   ｔ軸の電流検出値あるいは電流指令値にｍ軸の磁束指令値を乗じた値からｍ軸の電流検出値あるいは電流指令値にｔ軸の磁束指令値を乗じた値を減算し、その減算値に一次側に換算した二次抵抗値と相互インダクタンス値の比率を乗じた第３の電圧降下モデルを演算し、
   前記第１の電圧降下モデル、前記第２の電圧降下モデル、前記第３の電圧降下モデルの加算値に―１を乗算して電力の前記外積モデルを演算する電力変換装置。
8. 請求項４に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   ｔ軸の電流検出値あるいは電流指令値を２乗した値とｍ軸の電流検出値あるいは電流指令値を２乗した値の加算値に回路パラメータとを乗じた第４の電圧降下モデルと、
   ｔ軸の電流検出値あるいは電流指令値にｍ軸の磁束指令値を乗じた値からｍ軸の電流検出値あるいは電流指令値にｔ軸の磁束指令値を乗じた値を減算し、その減算値に速度推定値と相互インダクタンス値と二次インダクタンス値の比率を乗じた第５の電圧降下モデルと、
   ｔ軸の電流検出値あるいは電流指令値にｔ軸の磁束指令値を乗じた値にｍ軸の電流検出値あるいは電流指令値にｍ軸の磁束指令値を加算し、その加算値に一次側に換算した二次抵抗値と相互インダクタンス値の比率を乗じた第６の電圧降下モデルとを演算し、
   前記第４の電圧降下モデル、前記第５の電圧降下モデル、前記第６の電圧降下モデルを加算して電力の前記内積モデルを演算する電力変換装置。
9. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記制御軸であるｍ軸の電圧指令値にｔ軸の電流検出値あるいは電流指令値を乗じた値から、ｔ軸の電圧指令値にｍ軸の電流検出値あるいは電流指令値を乗じた値を減算した電力の外積と、電力の外積モデルの偏差を、比例制御と積分制御の演算するか、あるいは、
   ｍ軸の電圧指令値にｍ軸の電流検出値あるいは電流指令値を乗じた値と、ｔ軸の電圧指令値にｔ軸の電流検出値あるいは電流指令値を乗じた値を加算した電力の内積と、電力の内積モデルの偏差を、比例制御と積分制御の演算し、速度推定値を演算する電力変換装置。
10. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記制御部は、
    前記誘導モータが低速域であれば電力の外積と外積モデルの偏差を演算し、
    前記誘導モータが中高域であれば電力の内積と内積モデルの偏差を演算し、
    前記偏差の一方を比例制御と積分制御し、前記速度推定値を演算する電力変換装置。
11. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記出力電圧および前記出力電流と、前記速度推定値を、上位装置にフィードバックして解析し、前記誘導モータの回路パラメータを修正する電力変換装置。
12. 請求項１０に記載の電力変換装置において、
    前記制御部は、
    低速域と中高速域の制御を切替える切替周波数、または、前記比例制御あるいは前記積分制御の制御応答を設定し、
    外部装置から前記切替周波数、もしくは制御応答を変更できる電力変換装置。

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