JP5271543B2

JP5271543B2 - 誘導電動機の制御装置

Info

Publication number: JP5271543B2
Application number: JP2008003802A
Authority: JP
Inventors: 弘毅山本; 俊昭奥山; 浩之富田; 善尚岩路; 浩一郎永田
Original assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Current assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Priority date: 2007-01-15
Filing date: 2008-01-11
Publication date: 2013-08-21
Anticipated expiration: 2028-01-11
Also published as: KR20080067275A; EP1944862A3; EP1944862A2; TW200830689A; JP2008199881A; KR100925822B1; CN101227166A; US20080169783A1; US7671558B2; CN101227166B; EP1944862B1; TWI358888B

Description

電動機定数に基づいて制御する誘導電動機の制御装置に関する。

誘導電動機は、固定子巻線が発生する回転磁界と回転子巻線に流れる誘導電流との相互作用により回転トルクを発生する。固定子巻線と回転子巻線とは、電動機等価回路で表現され、１次側抵抗，２次側抵抗及び漏れインダクタンスの各電動機定数が、誘導電動機の電圧電流特性を決定する。

特許文献１〜３に記載の電動機の制御方法は、制御装置に設定された電動機定数を用いて、回転速度指令ωｒ^*に実速度が追従するように、インバータ出力電流，電圧を制御している。このような制御方式では、電動機等価回路の１次抵抗等の実際値と、制御に用いられる電動機定数とが一致していれば、良好な制御特性を得ることができる。特許文献４の技術には、この電動機定数を同定し、この同定結果に基づいて制御演算定数を制御装置に設定している技術が開示されている。この定数同定方法によれば、ｄ軸電流の指令値とｄ軸電流の偏差に応じて１次抵抗と漏れインダクタンスを同定している。この方法では、１次抵抗は周波数指令値及びｑ軸電流の少なくとも一方が所定値以下の場合の特定運転条件で同定され、漏れインダクタンスは周波数指令値、及びｑ軸電流が共に所定値以上の場合の特定運転条件で同定される。

特開平６−１０５５８０号公報特開平６−２８４７７１号公報特開平８−３１７６９８号公報特開平９−１９１６９９号公報

しかしながら、実際の電動機定数は電動機の温度により変動する。この電動機定数の変動により、制御装置に設定された電動機定数と実際の電動機定数に誤差が生じると、制御性能が劣化したり、不安定になったりすることがある。また、特許文献４に記載の方法は、すべての電動機定数が順次同定できて初めて個々の電動機定数の同定が完了するため、同定に時間がかかるという問題点がある。また、電動機定数を測定するための運転条件が欠落すると各電動機定数を同定できず、この結果、運転条件によっては精度が不足することになる。なお、制御装置はｄ軸電流の基本波成分の変動に基づいて同定を行っているため、インバータのデッドタイムや素子のオン電圧降下による誤差が混入した場合に、定数変動分との分離ができないため同定精度が劣化する。

そこで、本発明はこのような問題のない、電動機定数実際値の変動による制御性能の劣化を防止することができる誘導電動機の制御装置を提供することを課題とする。

前記課題を解決するため、本発明の誘導電動機の制御装置は、ｄ軸電流基準指令値と周期的に変化する周期信号の値に基づいてｄ軸電流基準信号を生成する回路と、制御対象の誘導電動機に流れるｄ軸電動機電流と、前記ｄ軸電流基準信号とが一致するように、前記ｄ軸電動機電流を制御するｄ軸電流制御器と、前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に基づいて、前記誘導電動機の電動機定数を同定演算し、前記誘導電動機に印加される電圧を、前記同定演算された電動機定数に基づいて演算される補償電圧を用いて制御する定数同定手段と、を備え、前記同定演算された電動機同定定数に基づいて、前記誘導電動機を制御する制御定数を設定することを特徴とする。

本発明によれば、電動機定数実際値の変動による制御性能の劣化を防止することができる。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態である誘導電動機の制御装置について図１，図２及び図３を用いて説明する。

図１の構成図において、誘導電動機の制御装置３００には、三相の誘導電動機３０が接続されており、電流検出器１４が誘導電動機３０の電流Ｉを検出している。この電流検出器１４は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の内、何れか２相の電流を検出している。なお、三相電流の和はゼロであるから他の一相の電流は一意に定められる。

誘導電動機の制御装置３００は、励磁電流指令発生器１７が生成するｄ軸電流指令値Ｉｄ^*と、速度指令発生器１８が生成する速度指令値ωｒ^*を目標に、インバータ（ＩＮＶ）１０を用いて誘導電動機３０を駆動するものである。なお、インバータ１０の機能は、パワースイッチング素子によって実現されるが、以下で述べる各機能は、ＣＰＵ（Central Proccesing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）等で構成されたコンピュータと、ＲＯＭ，ＲＡＭ等に格納されたプログラムとによって実現される。

また、誘導電動機３０は、固定子巻線に発生した回転磁界と、回転子にすべりが生じたときに回転子巻線に流れる誘導電流との相互作用により回転トルクが発生する。また、誘導電動機３０は、励磁軸（磁束軸）であるｄ軸のｄ軸電圧指令Ｖｄ^*と、ｄ軸に電気的に直交する方向のｑ軸電圧指令Ｖｑ^*に応じて座標変換器１２が３相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を生成し、ＰＷＭ（Pulse Width Moduration）変換器１１がＰＷＭ制御によりインバータ１０の出力電圧を３相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に従い制御する。

ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ^*は、速度制御器１９において回転速度推定値ωｒ＾及び速度指令値ωｒ^*に基づいて演算されたｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*と、ｄ軸電流制御器２０の出力である電圧変動分ΔＶｄと、ｑ軸電流制御器２１の出力である電圧変動分ΔＶｑとを含めた複数の信号に基づいて生成される。ここで、電圧変動分ΔＶｄは、周期的に変化する信号である周期信号ΔＩｄ^**とＩｄ^*とが加算されたｄ軸電流基準信号と、ｄ軸電動機電流Ｉｄとの偏差に基づいて生成され、電圧変動分ΔＶｑはＩｑ^*とｑ軸電動機電流Ｉｑとの偏差に基づいて生成される。これにより、Ｉｄ＝Ｉｄ^*，Ｉｑ＝Ｉｑ^*となるように制御される。

また、座標変換器１５は、電動機電流Ｉに基づきｄ軸電動機電流Ｉｄとｑ軸電動機電流Ｉｑを演算し、速度推定器２２は、ｑ軸電圧変動分ΔＶｑ，角周波数指令値ω１^*，Ｉｑ^*及びＩｑとに基づいて、誘導電動機３０の角速度を推定し、角速度推定値ωｒ＾を出力する。すべり速度推定器２３は、Ｉｄ^*とＩｑ^*とに基づいて、電動機のすべり速度推定値ωｓ＾を演算し、周波数演算器２４は、ωｒ＾とすべり速度推定値ωｓ＾とを入力し、ω１^*＝ωｒ＾＋ωｓ＾を演算し、角周波数指令値ω１^*を出力する。なお、このω１^*は、積分器１６によって角度指令値θ^*に変換され、座標変換器１２，１５に入力される。

本実施形態の特徴構成である定数同定器１は、周期信号ΔＩｄ^**を生成し、この周期信号ΔＩｄ^**と、出力信号ΔＶｄとに基づいて、誘導電動機３０の電動機定数の変化分を同定する。この電動機定数は、誘導電動機３０を等価回路で表現したときの１次抵抗値ｒ１と、１次換算２次抵抗値ｒ２′、及び漏れインダクタンスＬσを含んでいる。さらに、定数同定器１は、同定した電動機同定定数に基づいて電圧補償値ΔＶｄ^**を出力する。また、定数同定器１によって同定された、電動機定数の変化分Δ（ｒ１+ｒ２′），Δｒ１，Δｒ２′、及びΔＬσは電圧指令演算器１３，速度推定器２２、及び、すべり速度推定器２３に適宜入力され、電動機定数が再設定（補正）される。

次に、各機能について詳細に説明する。
電圧指令演算器１３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*，ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*及び電圧変動分ΔＶｄ，ΔＶｑが入力され、出力電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を（１）式，（２）式にしたがって演算する。

Ｖｄ^*＝ｒ１^*・Ｉｄ^*−ω１^*・Ｌσ^*・Ｉｑ^*＋ΔＶｄ（１）
Ｖｑ^*＝ｒ１^*・Ｉｑ^*＋ω１^*・Ｌσ^*・Ｉｄ^*＋ω１^*・（Ｍ^*／Ｌ２^*）
・φ２ｄ^*＋ΔＶｑ（２）
ここで、ｒ１^*，Ｌσ^*，Ｍ^*，Ｌ２^*、φ２ｄ^*は、それぞれ誘導電動機３０の１次抵抗設定値，漏れインダクタンス設定値，相互インダクタンス設定値，２次インダクタンス設定値，ｄ軸２次磁束指令値である。

一方、誘導電動機３０に関して一般的に、（３），（４），（５），（６）式の関係が成立する。アスタリスク（＊）がないものは電動機定数の実際値である。ｒ２は２次抵抗であり、（７）式のｒ２′は１次換算２次抵抗であり、φ２ｑはｑ軸２次磁束であり、ωｓはすべり速度であり、（８）式のＴ２は電動機２次時定数であり、ｓは微分演算子である。また、Ｌ２は２次インダクタンスであり、Ｍは相互インダクタンスであり、Ｌσは漏れインダクタンスである。

Ｖｄ＝（ｒ１＋Ｌσ・ｓ）・Ｉｄ−ω１・Ｌσ・Ｉｑ
＋ｓ・（Ｍ／Ｌ２）・φ２ｄ−ω１・（Ｍ／Ｌ２）・φ２ｑ（３）
Ｖｑ＝ω１・Ｌσ・Ｉｄ＋（ｒ１＋Ｌσ・ｓ）・Ｉｑ
＋ω１・（Ｍ／Ｌ２）・φ２ｄ＋ｓ・（Ｍ／Ｌ２）・φ２ｑ（４）
φ２ｄ＝（Ｍ・Iｄ＋ωｓ・Ｔ２・φ２ｑ）／（１＋Ｔ２・ｓ）（５）
φ２ｑ＝（Ｍ・Iｑ−ωｓ・Ｔ２・φ２ｄ）／（１＋Ｔ２・ｓ）（６）
ｒ２′＝（Ｍ／Ｌ２）²・ｒ２（７）
Ｔ２＝Ｌ２／ｒ２（８）

さらに、２次磁束の方向がｄ軸と平行となるように、ｑ軸２次磁束φ２ｑを
φ２ｑ＝０（９）
とすると、（５）式から定常状態（ｓ＝０）では、ｄ軸２次磁束φ２ｄは（１０）式となる。

φ２ｄ＝Ｍ・Ｉｄ（１０）

また、（６），（１０）式からすべり速度の推定値ωｓ＾は（１１）式で表される。
ωｓ＾＝Ｍ・Ｉｑ／（Ｔ２・φ２ｄ）＝Ｉｑ^*／（Ｔ２・Iｄ^*）（１１）
すべり速度推定器２３は、（１１）式に基づいて、誘導電動機３０のすべり速度推定値ωｓ＾を出力する。

速度推定器２２は、Ｉｑ，Ｉｑ^*及びｑ軸電圧変動ΔＶｑに基づいて、誘導電動機３０の角速度推定値ωｒ＾を（１２）式に従い演算する。

ωｒ＾＝１／（１＋Ｔ１・ｓ）・（Ｌ２*／Ｍ*）（１／φ２ｄ*）（ｒ１*・Ｉｑ*
＋ω１*・（Ｍ*／Ｌ２*）・φ２ｄ*＋ΔＶｑ−（ｒ１*＋ｒ２′*
＋Ｌσ*・ｓ）・Ｉｑ）（１２）
ただし、Ｔ１は推定応答を決める制御定数である。

誘導電動機３０のｄ軸電動機電圧Ｖｄ及びｑ軸電動機電圧Ｖｑは、（３），（４），（５）及び（６）式より、（１３），（１４）式で表すことができる。

Ｖｄ＝（ｒ１＋ｒ２′＋Ｌσ・ｓ）・Ｉｄ−ω１・Ｌσ・Ｉｑ
−（ｒ２′／Ｍ）・φ２ｄ−ωｒ・（Ｍ／Ｌ２）・φ２ｑ（１３）
Ｖｑ＝ω１・Ｌσ・Ｉｄ＋（ｒ１＋ｒ２′＋Ｌσ・ｓ）・Ｉｑ
＋ωｒ・（Ｍ／Ｌ２）・φ２ｄ−（ｒ２′／Ｍ）・φ２ｑ（１４）

Ｉｄ^*＝Ｉｄ，Ｉｑ^*＝Ｉｑとすれば、（基準の）電圧指令値を示す（１），（２）式は、電動機電圧を示す（１３），（１４）式に一致することになり、電動機定数の変動によるｄ軸電圧変動分ΔＶｄ及びｑ軸電圧変動分ΔＶｑは、ｄ軸電流制御器２０及びｑ軸電流制御器２１により、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*とｄ軸電流Ｉｄの偏差及びｑ軸電流指令Ｉｑ^*とｑ軸電流Ｉｑの偏差に応じて補償される。以上が電流制御器付き速度センサレスベクトル制御の基本動作である。

次に、定数同定器１の動作原理を説明する。
電動機定数同定時は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*に周期電流変化分指令Ｉｄｈ^*を加算するので、ｄ軸電流制御器２０の出力である電圧変動分ΔＶｄは基本波電圧変動分ΔＶｄｂと周期電圧変動分ΔＶｄｈ（＝ΔＶｄ^**）の和となる。後述するようにΔＶｄを積算すれば前記ΔＶｄｂは電動機定数同定に無関係となる。それゆえ、定数同定に関係する部分だけを考慮すると、電圧指令演算器１３の出力Ｖｄ^*は（１５）式で示される。

Ｖｄ^*＝ΔＶｄｈ＋ｒ１^*・Ｉｄｈ^*＋ｒ２′^*・Ｉｄｈ^*＋Ｌσ^*・ｓ・Ｉｄｈ^*
（１５）
一方、ｄ軸電動機電圧ＶｄのＩｄｈに関係する成分は（１３）式より、（１６）式で表すことができる。

Ｖｄ＝（ｒ１＋ｒ２′＋Ｌσ・ｓ）・Ｉｄｈ（１６）

Ｉｄｈ^*＝Ｉｄｈとすれば、（１５），（１６）式から、ｄ軸電流制御器２０の出力の周期電圧変動分ΔＶｄｈは（１７）式で表される。

ΔＶｄｈ＝Δ（ｒ１＋ｒ２′）・Ｉｄｈ＋ΔＬσ・ｓ・Ｉｄｈ（１７）
ただし、
Δ（ｒ１＋ｒ２′）＝（ｒ１＋ｒ２′）−（ｒ１^*＋ｒ２′^*）（１８）
ΔＬσ＝Ｌσ−Ｌσ^* （１９）
すなわち、（ｒ１＋ｒ２′）及びＬσの基準値からの変動Δ（ｒ１＋ｒ２′），ΔＬσがあると、ｄ軸電流制御器２０には、基準値からの変動に応じて変動分ΔＶｄｈが発生する。（１７）式より、ΔＶｄｈにはΔ（ｒ１＋ｒ２′）とΔＬσが含まれる。本実施形態は、ΔＶｄからΔ（ｒ１＋ｒ２′）とΔＬσとをそれぞれ独立に同定するものである。

（１７）式から解るように、ΔＶｄｈには、Ｉｄｈ≠０のときにΔ（ｒ１＋ｒ２′）に関係する成分が含まれる。また、Ｉｄｈが変化するときにΔＬσに関係する成分が含まれ、Ｉｄｈが一定のときにはΔＬσに関係する成分は０になる。したがって、ｄ軸電流指令に周期的に変化する電流成分として方形波状信号を重畳する場合には、ΔＶｄｈに含まれる成分は、Iｄｈが略一定期間においてΔ（ｒ１＋ｒ２′）に関係する成分が支配的であり、一方、Iｄｈの変化期間、すなわち、立ち上がり期間、あるいは立ち下がり期間においてはΔＬσに関係する成分が支配的である。

そこで、方形波状信号の極性が正の期間はそのままΔＶｄｈを、この方形波状信号の極性が負の期間は−１を乗算した−ΔＶｄｈを、方形波状信号が略一定期間においてのみ積分すればΔ（ｒ１＋ｒ２′）に関係する成分が積算でき、一方、同様にしてΔＶｄｈと−ΔＶｄｈを、方形波状信号の変化期間においてのみ積分すればΔＬσに関係する成分が積算できる。

また、電動機定数はΔＶｄを積分することにより同定されるため、基本波電圧変動分ΔＶｄｂ（直流成分）は消去されるので、インバータ１０のデッドタイムや素子のオン電圧降下による誤差が混入しない。よって、前述した精度劣化の問題が解消する。

次に、定数同定器１から出力される電圧補償値ΔＶｄ^**の演算を、（ｒ１^*＋ｒ２′^*）設定値とΔ（ｒ１＋ｒ２′）に関係する積分値の和、及びＬσ^*設定値とΔＬσに関係する積分値の和に基づいて行い、電圧指令演算器１３においてΔＶｄ^**を加算すると、ΔＶｄｈはやがて０に収束するので、Δ（ｒ１＋ｒ２′）に関係する積分値、及びΔＬσに関係する積分値が一定値に収束することになり、結果として抵抗変動分Δ（ｒ１＋ｒ２′）、及び、漏れインダクタンス変動分ΔＬσがそれぞれ独立に同定される。ΔＶｄｈ＝０への収束は、定数変動に伴う電流偏差（Δｉｄ≠Δｉｄ^**）がΔＶｄ^**により補償されてΔｉｄ＝Δｉｄ^**となる結果によるものである。詳細を以下に説明する。

本実施形態の特徴部分である定数同定器１の詳細構成を図２に示す。図２は、ｄ軸電流制御器２０，誘導電動機３０のｄ軸回路，電圧指令演算器１３のｄ軸主要演算、及び定数同定器１の演算内容を説明する図である。

ｄ軸回路にのみ着目して表すと、誘導電動機３０は、入力がｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*であり、出力がｄ軸電動機電流Ｉｄである１次遅れ要素で表現されており、この一時遅れ要素は１次抵抗値ｒ１，１次換算２次抵抗値ｒ２′、及び漏れインダクタンスＬσを含んでいる。Ｉｄは、ｄ軸電流制御器２０の入力に帰還されており、電流指令値Ｉｄ^*と周期信号ΔＩｄ^**とを加算した電流基準信号を目標値として制御される。

（ｒ１^*）２５は、１次抵抗設定値であり、（ｒ１^*＋ｒ２′^*）２６は１次抵抗値＋１次換算２次抵抗設定値であり、（Ｌσ^*）２７は漏れインダクタンス設定値である。定数同定器１は、同定信号発生器１００と、抵抗同定部１１０と、漏れインダクタンス同定部１２０と、（ｒ１＋ｒ２′）同期信号発生器１０３と、Ｌσ同期信号発生器１０４とを備えている。

同定信号発生器１００には、方形波発生器１０１と１次遅れ回路１０２とが含まれ、方形波発生器１０１は方形波信号（矩形波信号）を出力し、その方形波信号が１次遅れ回路１０２に入力される。１次遅れ回路１０２は、所定のゲインＫｈ等を乗算して、周期信号である方形波状同定信号ΔＩｄ^**を発生する。この同定信号ΔＩｄ^**をｄ軸電流指令値Ｉｄ^*に加算して電流基準信号を生成する。さらに、定数同定器１は、抵抗同定部１１０及び漏れインダクタンス同定部１２０を用いて、誘導電動機３０の抵抗変動分Δ（ｒ１＋ｒ２′）及び漏れインダクタンス変動分ΔＬσをそれぞれ独立に同定する。

図３（ａ）に方形波状同定信号ΔＩｄ^**を示し、図３（ｂ）にΔＶｄの波形を示し、図３（ｃ）に（ｒ１＋ｒ２′）同期信号を示し、図３（ｄ）にＬσ同期信号の波形を示す。図３（ａ）の方形波状同定信号ΔＩｄ^**は、１次遅れ回路１０２（図２）により、立ち上がり及び立ち下がりに遅れが生じている。図３（ｂ）のΔＶｄ信号は過渡変化期間（遅れ時間）ＴＬと、反転時刻までの残りの所定期間Ｔｒからなる。図３（ｃ）に示す（ｒ１＋ｒ２′）同期信号発生器１０３（図２）からの同期信号は、図３（ａ）の方形波状同定信号と同期しており、ΔＶｄの過渡変化期間ＴＬにおいて０となり、他の期間Ｔｒにおいて方形波状同定信号が正のとき＋１、負のとき−１となる信号である。

再び図２に戻り、抵抗同定部１１０は、ｄ軸電流制御器２０の出力である電圧変動分ΔＶｄと（ｒ１＋ｒ２′）同期信号発生器１０３の出力とを乗算し、積分器１０５がこの乗算された信号を積分し、これにより、抵抗変動分Δ（ｒ１＋ｒ２′）が同定される。

合成抵抗分離器１０６は、抵抗変動分Δ（ｒ１＋ｒ２′）の同定値に基づいて、Δｒ１とΔｒ２′とに分離する。具体的には、誘導電動機定数の１次抵抗値ｒ１と２次抵抗値ｒ２との変動割合が同じであると仮定することにより、（２０）と（２１）式、または（２１）と（２２）式を用いて分離することができる。

Δｒ１＝（ｒ１^*／ｒ２^*）・Δｒ２′ （２０）
Δｒ２′＝Δ（ｒ１＋ｒ２′）/（ｒ１^*／ｒ２^*＋１）（２１）
Δｒ１＝Δ（ｒ１＋ｒ２′）/（ｒ２^*／ｒ１^*＋１）（２２）
Δｒ２′＝（ｒ２^*／ｒ１^*）・Δｒ１（２３）
ここで、ｒ１^*，ｒ２^*は１次抵抗基準値、２次抵抗基準値である。

一方、漏れインダクタンス同定部１２０は、漏れインダクタンス変動分ΔＬσの同定を行うものであり、ΔＶｄとＬσ同期信号発生器１０４の出力信号とを乗算し、乗算値を積分器１０７において積分して漏れインダクタンス変動分ΔＬσを同定する。図３（ｄ）に示すＬσ同期信号発生器１０４（図２）からの出力信号は、図３（ａ）に示す方形波発生器１０１（図２）が生成する方形波同定信号と同期しており、ΔＶｄの過渡変化期間ＴＬにおいて方形波信号が正のとき＋１、負のとき−１、ΔＶｄの過渡変化期間を含まない他の期間Ｔｒにおいて０となる信号である。

再び図２に戻り、電圧補償値ΔＶｄ^**の演算は、電動機定数のうち、（ｒ１＋ｒ２′）に対しては、（ｒ１^*＋ｒ２′^*）設定値２６と同定された抵抗変動分Δ（ｒ１＋ｒ２′）を加算した値に、同定信号ΔＩｄ^**を乗算することにより行う。一方、漏れインダクタンスＬσに対しては、Ｌσ^*設定値２７と同定された漏れインダクタンス変動分ΔＬσを加算した値に、ΔＩｄ^**の微分値に相当する、微分器１０８からの出力を乗算することにより行う。

次に、電圧補償値ΔＶｄ^**の演算を、（ｒ１^*＋ｒ２′^*）設定値とΔ（ｒ１＋ｒ２′）に関係する積分値（積分器１０５の出力）の和、及びＬσ^*設定値とΔＬσに関係する積分値（積分器１０７の出力）の和に基づいて行い、電圧指令演算器１３において加算すると、結果としてΔＶｄｈは０に収束するので、Δ（ｒ１＋ｒ２′）に関係する積分値、及びΔＬσに関係する積分値が一定値に収束することになり、抵抗変動分Δ（ｒ１＋ｒ２′）、及び、漏れインダクタンス変動分ΔＬσがそれぞれ独立に同定される。また、合成抵抗分離器１０６によって分離されたΔｒ１，Δｒ２′、及び、積分器１０７の出力である漏れインダクタンス変動分ΔＬσが電動機同定定数として算出され、これらの値が設定値ｒ１^*，２′^*，Ｌσ^*に加算され、制御装置３００の制御定数として設定される。言い換えれば、電動機同定定数に基づいて、制御装置３００の制御定数が設定される。

以上説明したように本実施形態によれば、同定された電動機同定定数である抵抗変動分Δｒ１，Δｒ２′、及び漏れインダクタンス変動分ΔＬσと基準値とが加算されて、制御装置３００の制御定数が設定されるので、電動機定数の設定誤差や運転中における変動による、速度及びトルクの制御性能の劣化を防止することができる。

（第２実施形態）
前記した第１実施形態では方形波発生器１０１を用いてｄ軸電流指令値に方形波状信号（矩形波状信号）を加算したが、正弦波信号を加算することもできる。

第２実施形態の定数同定器について図４及び図５を用いて説明する。図４において、同定信号発生器２００は、正弦波発生器２０１により構成されており、また（ｒ１＋ｒ２′）同期信号発生器２０３、Ｌσ同期信号発生器２０４が図２の第１実施形態と異なり、他は図２と同一であるので同一の番号を付し説明を省略する。先ず動作原理を説明する。

（１７）式のIｄｈを振幅がIｄｓ、角周波数ωの正弦波Ｉｄｓ・sinωｔとすると、（１７）式は（２４）式に変形される。

ΔＶｄｓ＝Δ（ｒ１＋ｒ２′）・Ｉｄｓ・sinωｔ
＋ΔＬσ・ω・Ｉｄｓ・cosωｔ（２４）
この（２４）式をｔについて０からπ／ωまで積分すると（２５）式となる。

一方、（２４）式をｔについてπ／（２ω）から３π／（２ω）まで積分すると（２６）式となる。

したがって、ｄ軸電流指令値に周期的に変化する電流成分として正弦波を重畳する場合には、ｎを整数とすると、ｔ＝ｎπ／ωからｔ＝（ｎ＋１）π／ωの期間の積分によりΔ（ｒ１＋ｒ２′）に関係する成分が演算でき、ｔ＝（ｎ＋１/２）π／ωからｔ＝（ｎ＋３/２）π/ωまでの期間の積分によりΔＬσに関係する値が演算できる。次に、電圧補償値ΔＶｄ^**の演算を、（ｒ１^*＋ｒ２′^*）設定値２６と前記Δ（ｒ１＋ｒ２′）に関係する積分値の和、及びＬσ^*設定値２７とΔＬσに関係する積分値の和に基づいて行い、電圧指令演算器１３において加算すると、ΔＶｄｓは０に収束するので、Δ（ｒ１＋ｒ２′）に関係する積分値及びΔＬσに関係する積分値が一定値に収束することになり、この結果、抵抗変動分Δ（ｒ１＋ｒ２′）及び漏れインダクタンス変動分ΔＬσがそれぞれ独立に同定できる。以上が動作原理である。次に、図４，図５を用いて実施例を説明する。

図４の定数同定器１において、同定信号発生器２００は正弦波発生器２０１から構成され、正弦波信号を所定の振幅で出力して同定信号ΔＩｄ^**を発生させる。該同定信号ΔＩｄ^**をｄ軸電流指令値Ｉｄ^*に加算して、電流基準信号とする。この電流基準信号に対するｄ軸電流の偏差に基づき、ｄ軸電流制御器２０の出力である電圧変動分ΔＶｄを、定数同定器１に入力することで誘導電動機３０の抵抗変動分Δ（ｒ１＋ｒ２′）、及び漏れインダクタンス変動分ΔＬσをそれぞれ独立に同定する。

図５（ａ）に正弦波同定信号を示し、図５（ｂ）にΔＶｄの波形を示し、図５（ｃ）に（ｒ１＋ｒ２′）同期信号を示し、図５（ｄ）にＬσ同期信号を示す。抵抗変動分Δ（ｒ１＋ｒ２′）の同定は、抵抗同定部１１０（図４）において、ｄ軸電流制御器２０の出力である電圧変動分ΔＶｄと（ｒ１＋ｒ２′）同期信号発生器２０３（図４）の出力とを乗算し、積分器１０５でこの乗算された信号を積分して同定することができる。図５（ｃ）に示すように、（ｒ１＋ｒ２′）同期信号発生器２０３（図４）の出力信号は、正弦波信号と同期しており、ｔ＝ｎπ／ωからｔ＝（ｎ＋１）π／ωまでの期間において正弦波信号が正のとき＋１、負のとき−１となる信号である。

一方、漏れインダクタンス変動分ΔＬσの同定は、漏れインダクタンス同定部１２０において、ΔＶｄとＬσ同期信号発生器２０４の出力を乗算し、乗算値を積分器１０７において積分して同定することができる。図５（ｄ）に示すように、Ｌσ同期信号発生器２０４の出力信号は、正弦波信号に対してπ／２だけ位相が進んでおり、ｔ＝（ｎ＋１／２）π／ωからｔ＝（ｎ＋３／２）π／ωまでの期間において正弦波信号の傾きが正のとき＋１、負のとき−１となる信号である。

（変形例）
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような変形が可能である。

（１）第１実施形態では、方形波状信号を重畳し、第２実施形態では正弦波信号を重畳したが、三角波も、周期信号であるので、この三角波を重畳することができる。なお、図６に三角波同定信号、ΔＶｄ，（ｒ１＋ｒ２′）同期信号とＬσ同期信号の動作波形の一例を示す。

（２）前記各実施形態においては、速度指令値ωｒ^*を目標とする速度制御を行ったが、トルク制御を行う形態も本発明に含まれる。

（３）前記各実施形態では、１次抵抗値と１次換算２次抵抗値との和の変動分Δ（ｒ１＋ｒ２′）を同定したが、このことは１次抵抗値の変動分Δｒ１と１次換算２次抵抗値の変動分Δｒ２′との和（Δｒ１＋Δｒ２′）を同定することに同じである。

（４）前記各実施形態では、１次抵抗値と１次換算２次抵抗値との和の変動分Δ（ｒ１＋ｒ２′）と漏れインダクタンスの変動分ΔＬσを同定したが、（ｒ１^*＋ｒ２′^*）設定値２６とＬσ^*設定値２７を０に設定したした場合、あるいは、設定値２６，２７を削除した場合は、（ｒ１＋ｒ２′）とＬσの値を同定することができる。

（第３実施形態）
前記した第１実施形態では抵抗変動分Δ（ｒ１＋ｒ２′）、及び、漏れインダクタンス変動分ΔＬσを同定したが、それに追加して、相互インダクタンス変動分ΔＭ′を同定することもできる。

第３実施形態の誘導電動機の制御装置について図２，図７，図８及び図９を用いて説明する。図７において、定数同定器４０１，速度推定器４０２，電圧指令演算器４０３はΔＭ′を追加したことのみが図１の第１実施形態と異なり、他は図１と同一であるので同一の番号を付し説明を省略する。先ず制御装置を説明する。

定数同定器４０１は、周期信号ΔＩｄ^**を生成し、この周期信号ΔＩｄ^**と、出力信号ΔＶｄとに基づいて、誘導電動機３０の電動機定数の変化分を同定する。この電動機定数は、誘導電動機３０を等価回路で表現したときの１次抵抗値ｒ１と、１次換算２次抵抗値ｒ２′または相互インダクタンスＭ、及び漏れインダクタンスＬσを含んでいる。さらに、定数同定器４０１は、同定した電動機同定定数に基づいて電圧補償値ΔＶｄ^**を出力する。また、定数同定器４０１によって同定された、電動機定数の変化分Δ（ｒ１+ｒ２′），Δｒ１，Δｒ２′，ΔＬσ、及びΔＭは電圧指令演算器４０３，速度推定器４０２、及び、すべり速度推定器２３に適宜入力され、電動機定数が再設定（補正）される。

また、誘導電動機３０のｄ軸電動機電圧Ｖｄは、（３），（５）式より、（２７）式で表すことができ、かつ（２７）と（１３）式は等価である。

Ｖｄ＝（ｒ１＋Ｍ′／（１＋Ｔ２・ｓ）・ｓ＋Ｌσ・ｓ）・Ｉｄ
−ω１・Ｌσ・Ｉｑ−ω１・（Ｍ／Ｌ２）・φ２ｑ（２７）
ただし、
Ｍ′＝（Ｍ／Ｌ２）・Ｍ（２８）
すなわち、図８の第３実施形態の誘導電動機３０のｄ軸回路は、Ｍ′を含む項で記述することができ、かつｒ２′を含む項で記述される図２の第１実施形態の誘導電動機３０のｄ軸回路とは等価であることが解る。

したがって、第１実施形態の定数同定器１に相互インダクタンス変動分ΔＭ′の同定を追加して、第３実施形態とすることが可能である。

定数同定器４０１の動作原理を説明する。相互インダクタンス変動分ΔＭ′の同定を第１実施形態に追加したこと以外は、第１実施形態と同一であるので同一部分の説明を省略する。

電動機定数同定時は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*に周期電流変化分指令Ｉｄｈ^*を加算するが、定数同定に関係する部分だけを考慮すると、電圧指令演算器４０３の出力Ｖｄ^*は（２９）式で示される。

Ｖｄ^*＝ΔＶｄｈ＋ｒ１^*・Ｉｄｈ^*＋Ｍ′^*／（１＋Ｔ２・ｓ）・ｓ・Ｉｄｈ^*
＋Ｌσ^*・ｓ・Ｉｄｈ^* （２９）
一方、ｄ軸電動機電圧ＶｄのＩｄｈに関係する成分は（２７）式より、（３０）式で表すことができる。

Ｖｄ＝（ｒ１＋Ｍ′／（１＋Ｔ２・ｓ）・ｓ＋Ｌσ・ｓ）・Ｉｄｈ（３０）
Ｉｄｈ^*＝Ｉｄｈとすれば、（２９），（３０）式から、ｄ軸電流制御器２０の出力の周期電圧変動分ΔＶｄｈは（３１）式で表される。

ΔＶｄｈ＝Δｒ１・Ｉｄｈ＋ΔＭ′／（１＋Ｔ２・ｓ）・ｓ・Ｉｄｈ
＋ΔＬσ・ｓ・Ｉｄｈ（３１）
ただし、
Δｒ１＝ｒ１−ｒ１^* （３２）
ΔＬσ＝Ｌσ−Ｌσ^* （３３）
ΔＭ′＝Ｍ′−Ｍ′^* （３４）
さらに、先に第１実施形態の通りΔ（ｒ１+ｒ２′）、Δｒ１，Δｒ２′、及びΔＬσが同定されており、電動機定数が再設定（補正）されているとすると、Δｒ１とΔＬσは
Δｒ１＝０（３５）
ΔＬσ＝０（３６）
となり、（３１）式は（３７）式となる。

ΔＶｄｈ＝ΔＭ′／（１＋Ｔ２・ｓ）・ｓ・Ｉｄｈ（３７）
すなわち、Ｍ′の基準値からの変動ΔＭ′、があると、ｄ軸電流制御器２０には、基準値からの変動に応じて変動分ΔＶｄｈが発生する。（３７）式より、ΔＶｄｈにはΔＭ′が含まれる。本実施形態は、先にΔ（ｒ１+ｒ２′），Δｒ１，Δｒ２′、及びΔＬσが同定し、電動機定数が再設定（補正）した後に、ΔＶｄｈからΔＭ′を同定するものである。

（３７）式から解るように、ΔＶｄｈには、Ｉｄｈが変化するときにΔＭ′に関係する成分が含まれ、Ｉｄｈが一定のときにはΔＭ′に関係する成分は０になる。したがって、ｄ軸電流指令に周期的に変化する電流成分として方形波状信号を重畳する場合には、ΔＶｄｈに含まれる成分は、Iｄｈの変化期間、すなわち、立ち上がり期間、あるいは立ち下がり期間においてはΔＭ′に関係する成分が支配的である。

そこで、方形波状信号の極性が正の期間はそのままΔＶｄｈを、この方形波状信号の極性が負の期間は−１を乗算した−ΔＶｄｈを、方形波状信号の変化期間においてのみ積分すればΔＭ′に関係する成分が積算できる。

次に、定数同定器４０１から出力される電圧補償値ΔＶｄ^**の演算を、Ｍ′^*設定値とΔＭ′に関係する積分値の和に基づいて行い、電圧指令演算器１３においてΔＶｄ^**を加算すると、ΔＶｄｈはやがて０に収束するので、ΔＭ′に関係する積分値が一定値に収束することになり、結果として相互インダクタンス変動分ΔＭ′が同定される。ΔＶｄｈ＝０への収束は、定数変動に伴う電流偏差（Δｉｄ≠Δｉｄ^**）がΔＶｄ^**により補償されてΔｉｄ＝Δｉｄ^**となる結果によるものである。詳細を以下に説明する。

第３実施形態の定数同定器４０１の詳細構成を図８に示す。図８は、ｄ軸電流制御器２０，誘導電動機３０のｄ軸回路，電圧指令演算４０３のｄ軸主要演算、及び定数同定器４０１の演算内容を説明する図である。

ｄ軸回路にのみ着目して表すと、誘導電動機３０は、入力がｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*であり、出力がｄ軸電動機電流Ｉｄである１次遅れ要素で表現されており、この一時遅れ要素は１次抵抗値ｒ１，相互インダクタンスＭ′、及び漏れインダクタンスＬσを含んでいる。Ｉｄは、ｄ軸電流制御器２０の入力に帰還されており、電流指令値Ｉｄ^*と周期信号ΔＩｄ^**とを加算した電流基準信号を目標値として制御される。

（Ｍ′^*）４０６は相互インダクタンス設定値である。定数同定器４０１は、同定信号発生器１００と、抵抗同定部１１０と、漏れインダクタンス同定部１２０と、相互インダクタンス同定部４０７と、（ｒ１＋ｒ２′）同期信号発生器１０３と、Ｌσ同期信号発生器１０４と、Ｍ同期信号発生器４０４とを備えている。

まず先に、定数同定器４０１で同定された電動機同定定数である抵抗変動分Δｒ１，Δｒ２′、及び漏れインダクタンス変動分ΔＬσと基準値とが加算されて、制御装置３００の制御定数が設定される。

その後に、定数同定器４０１は、相互インダクタンス同定部４０７を用いて、誘導電動機３０の相互インダクタンス変動分ΔＭ′を同定する。

図９（ｂ）にΔＶｄの波形を示し、図９（ｅ）にＭ同期信号の波形を示す。図９（ｂ）のΔＶｄ信号は過渡変化期間（遅れ時間）ＴＭと、反転時刻までの残りの所定期間Ｔｒからなる。図９（ｅ）に示すＭ同期信号発生器４０４（図８）からの出力信号は、図９（ａ）に示す方形波発生器１０１（図８）が生成する方形波同定信号と同期しており、ΔＶｄの過渡変化期間ＴＭにおいて方形波信号が正のとき＋１、負のとき−１、ΔＶｄの過渡変化期間を含まない他の期間Ｔｒにおいて０となる信号である。

再び図８に戻り、電圧補償値ΔＶｄ^**の演算は、相互インダクタンスＭ′に対しては、Ｍ′^*設定値４０６と同定された相互インダクタンス変動分ΔＭ′を加算した値に、ΔＩｄ^**の微分値に相当する、微分器１０８からの出力を乗算することにより行う。

次に、電圧補償値ΔＶｄ^**の演算を、Ｍ′^*設定値とΔＭ′に関係する積分値（積分器４０５の出力）の和に基づいて行い、電圧指令演算器４０３において加算すると、結果としてΔＶｄｈは０に収束するので、ΔＭ′に関係する積分値が一定値に収束することになり、相互インダクタンス変動分ΔＭ′が同定される。また、積分器４０５の出力である相互インダクタンス変動分ΔＭ′が電動機同定定数として算出され、これらの値が設定値Ｍ^*に加算され、制御装置３００の制御定数として設定される。言い換えれば、電動機同定定数に基づいて、制御装置３００の制御定数が設定される。

以上説明したように本実施形態によれば、同定された電動機同定定数である抵抗変動分Δｒ１，Δｒ２′、漏れインダクタンス変動分ΔＬσ、及び相互インダクタンス変動分ΔＭ′と基準値とが加算されて、制御装置３００の制御定数が設定されるので、電動機定数の設定誤差や運転中における変動による、速度及びトルクの制御性能の劣化を防止することができる。

（第４実施形態）
前記した第３実施形態では方形波発生器１０１を用いてｄ軸電流指令値に方形波状信号（矩形波状信号）を加算したが、正弦波信号を加算することもできる。

第４実施形態の定数同定器について図１０及び図１１を用いて説明する。図１０において、同定信号発生器２００は、正弦波発生器２０１により構成されており、また（ｒ１＋ｒ２′）同期信号発生器２０３，Ｌσ同期信号発生器２０４が図８の第３実施形態と異なり、他は図８と同一であるので同一の番号を付し説明を省略する。先ず動作原理を説明する。

（３７）式のIｄｈを振幅がIｄｓ、角周波数ωの正弦波Ｉｄｓ・sinωｔとすると、（３７）式は（３８）式に変形される。

ΔＶｄｓ＝ΔＭ′／（１＋Ｔ２・ｓ）・ω・Ｉｄｓ・cosωｔ（３８）
この（３８）式をｔについてπ／（２ω）から３π／（２ω）まで積分すると（３９）式となる。

したがって、ｄ軸電流指令値に周期的に変化する電流成分として正弦波を重畳する場合には、ｎを整数とすると、ｔ＝（ｎ＋１/２）π／ωからｔ＝（ｎ＋３/２）π/ωまでの期間の積分によりΔＭ′に関係する値が演算できる。次に、電圧補償値ΔＶｄ^**の演算を、Ｍ′^*設定値４０６とΔＭ′に関係する積分値の和に基づいて行い、電圧指令演算器４０３において加算すると、ΔＶｄｓは０に収束するので、ΔＭ′に関係する積分値が一定値に収束することになり、この結果、相互インダクタンス変動分ΔＭ′が同定できる。以上が動作原理である。次に、図１０，図１１を用いて実施例を説明する。

図１０の定数同定器４０１において、同定信号発生器２００は正弦波発生器２０１から構成され、正弦波信号を所定の振幅で出力して同定信号ΔＩｄ^**を発生させる。該同定信号ΔＩｄ^**をｄ軸電流指令値Ｉｄ^*に加算して、電流基準信号とする。この電流基準信号に対するｄ軸電流の偏差に基づき、ｄ軸電流制御器２０の出力である電圧変動分ΔＶｄを、定数同定器４０１に入力することで誘導電動機３０の相互インダクタンス変動分ΔＭ′を同定する。

図１１（ａ）に正弦波同定信号を示し、図１１（ｂ）にΔＶｄの波形を示し、図１１（ｅ）にＭ同期信号を示す。相互インダクタンス変動分ΔＭ′の同定は、相互インダクタンス同定部４０７において、ΔＶｄとＭ同期信号発生器４０８の出力を乗算し、乗算値を積分器４０５において積分して同定することができる。図１１（ｅ）に示すように、Ｍ同期信号発生器４０８の出力信号は、正弦波信号に対してπ／２だけ位相が進んでおり、ｔ＝（ｎ＋１／２）π／ωからｔ＝（ｎ＋３／２）π／ωまでの期間において正弦波信号の傾きが正のとき＋１、負のとき−１となる信号である。

（変形例２）
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような変形が可能である。

（１）第３実施形態では、方形波状信号を重畳し、第４実施形態では正弦波信号を重畳したが、三角波も、周期信号であるので、この三角波を重畳することができる。なお、図１２に三角波同定信号，ΔＶｄ，Ｍ同期信号の動作波形の一例を示す。

（３）前記各実施形態では、相互インダクタンスの変動分ΔＭ′を同定したが、Ｍ′^*設定値４０６を０に設定したした場合、あるいは、設定値４０６を削除した場合は、Ｍ′の値を同定することができる。

本発明の第１実施形態による誘導電動機の制御装置の構成図である。本発明の第１の実施形態の定数同定器の構成図である。本発明の第１実施形態における方形波同定信号，同期信号の波形を示す図である。本発明の第２実施形態の定数同定器の構成図である。本発明の第２実施形態における正弦波同定信号，同期信号の波形を示す図である。本発明の変形例における三角波同定信号，同期信号の波形を示す図である。本発明の第３実施形態による誘導電動機の制御装置の構成図である。本発明の第３の実施形態の定数同定器の構成図である。本発明の第３実施形態における方形波同定信号，同期信号の波形を示す図である。本発明の第４実施形態の定数同定器の構成図である。本発明の第４実施形態における正弦波同定信号，同期信号の波形を示す図である。本発明の変形例２における三角波同定信号，同期信号の波形を示す図である。

符号の説明

１定数同定器
１０インバータ
１１ＰＷＭ発生器
１２座標変換器
１３電圧指令演算器
１４電流検出器
１５座標変換器
１６，１０５，１０７，４０５積分器
１７励磁電流指令発生器
１８速度指令発生器
１９速度制御器
２０ｄ軸電流制御器
２１ｑ軸電流制御器
２２，４０２速度推定器
２３すべり速度推定器
２４周波数演算器
２５１次抵抗設定値
２６１次抵抗＋１次換算２次抵抗設定値
２７漏れインダクタンス設定値
３０誘導電動機
１００，２００同定信号発生器
１０１方形波発生器
１０２１次遅れ回路
１０３，２０３ｒ１＋ｒ２′同期信号発生器
１０４，２０４Ｌσ同期信号発生器
１０６合成抵抗分離器
１０８微分器
１１０抵抗同定部
１２０漏れインダクタンス同定部
２０１正弦波発生器
３００制御装置
４０１定数同定器
４０３電圧指令演算器
４０４，４０８Ｍ同期信号発生器
４０６相互インダクタンス設定値
４０７相互インダクタンス同定部

Claims

ｄ軸電流基準指令値と周期的に変化する周期信号の値に基づいてｄ軸電流基準信号を生成する回路と、
制御対象の誘導電動機に流れるｄ軸電動機電流と、前記ｄ軸電流基準信号とが一致するように、前記ｄ軸電動機電流を制御するｄ軸電流制御器と、
前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に基づいて、前記誘導電動機の電動機定数を同定演算し、前記誘導電動機に印加される電圧を、前記同定演算された電動機定数に基づいて演算される補償電圧を用いて制御する定数同定手段と、を備え、
前記周期信号は、方形波状信号であり、
前記誘導電動機の１次抵抗値をｒ１とし、１次換算２次抵抗値をｒ２′としたとき、
前記定数同定手段は、
前記方形波状信号の略一定振幅期間において、前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電流制御器の出力であるｄ軸電圧変動分を積分することにより、前記電動機定数に含まれる前記１次抵抗値ｒ１及び前記１次換算２次抵抗値ｒ２′の合成値の変動分Δ（ｒ１＋ｒ２′）を前記電動機定数として同定演算することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
ｄ軸電流基準指令値と周期的に変化する周期信号の値に基づいてｄ軸電流基準信号を生成する回路と、
制御対象の誘導電動機に流れるｄ軸電動機電流と、前記ｄ軸電流基準信号とが一致するように、前記ｄ軸電動機電流を制御するｄ軸電流制御器と、
前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に基づいて、前記誘導電動機の電動機定数を同定演算し、前記誘導電動機に印加される電圧を、前記同定演算された電動機定数に基づいて演算される補償電圧を用いて制御する定数同定手段と、を備え、
前記周期信号は、方形波状信号であり、
前記定数同定手段は、前記方形波状信号の過渡変化期間において、前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電流制御器の出力であるｄ軸電圧変動分を積分することにより、前記誘導電動機の漏れインダクタンスの変動分を前記電動機定数として同定演算することを特徴とする誘導電動機の制御
装置。
ｄ軸電流基準指令値と周期的に変化する周期信号の値に基づいてｄ軸電流基準信号を生成する回路と、
制御対象の誘導電動機に流れるｄ軸電動機電流と、前記ｄ軸電流基準信号とが一致するように、前記ｄ軸電動機電流を制御するｄ軸電流制御器と、
前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に基づいて、前記誘導電動機の電動機定数を同定演算し、前記誘導電動機に印加される電圧を、前記同定演算された電動機定数に基づいて演算される補償電圧を用いて制御する定数同定手段と、を備え、
前記周期信号は、角周波数ωの正弦波信号、あるいは三角波信号であり、
前記定数同定手段は、ｎを整数としたとき、前記正弦波信号、あるいは前記三角波信号をｎπ／ωから（ｎ＋１）π／ωまでの期間において、前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電流制御器の出力であるｄ軸電圧変動分を、前記周期信号が正のとき同符号、負のとき異符号にして積分することにより、前記誘導電動機の１次抵抗と１次換算２次抵抗との合成抵抗の変動分を同定演算し、または（ｎ＋１／２）π／ωから（ｎ＋３／２）π／ωまでの期間において、前記偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電圧変動分を、前記周期信号が正のとき同符号、負のとき異符号にして積分することにより、前記誘導電動機の漏れインダクタンスの変動分を前記電動機定数として同定演算することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
前記誘導電動機の１次抵抗値をｒ１とし、１次換算２次抵抗値をｒ２′とし、変動前の１次抵抗基準値をｒ１^*とし、２次抵抗基準値をｒ２^*としたとき、
１次抵抗変動分Δｒ１及び１次換算２次抵抗変動分Δｒ２′は、
前記合成値の変動分Δ（ｒ１＋ｒ２′）から前記基準値ｒ１^*，ｒ２^*を用いて分離演算されることを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機の制御装置。
変動前の基準値である１次抵抗設定値ｒ１^*に前記１次抵抗変動分Δｒ１を加算し、または変動前の基準値である１次換算２次抵抗設定値ｒ２′^*に前記１次換算２次抵抗変動分Δｒ２′を加算して前記電動機定数を求めることを特徴とする請求項４に記載の誘導電動機の制御装置。
ｄ軸電流基準指令値と周期的に変化する周期信号の値に基づいてｄ軸電流基準信号を生成する回路と、
制御対象の誘導電動機に流れるｄ軸電動機電流と、前記ｄ軸電流基準信号とが一致するように、前記ｄ軸電動機電流を制御するｄ軸電流制御器と、
前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に基づいて、前記誘導電動機の電動機定数を同定演算し、前記誘導電動機に印加される電圧を、前記同定演算された電動機定数に基づいて演算される補償電圧を用いて制御する定数同定手段と、を備え、
前記周期信号は、方形波状信号であり、
前記誘導電動機の１次抵抗値をｒ１とし、１次換算２次抵抗値をｒ２′としたとき、
前記定数同定手段は、
前記方形波状信号の略一定振幅期間において、前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電流制御器の出力であるｄ軸電圧変動分を積分することにより、前記電動機定数に含まれる前記１次抵抗値ｒ１及び前記１次換算２次抵抗値ｒ２′の合成値（ｒ１＋ｒ２′）を前記電動機定数として同定演算することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
ｄ軸電流基準指令値と周期的に変化する周期信号の値に基づいてｄ軸電流基準信号を生成する回路と、
制御対象の誘導電動機に流れるｄ軸電動機電流と、前記ｄ軸電流基準信号とが一致するように、前記ｄ軸電動機電流を制御するｄ軸電流制御器と、
前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に基づいて、前記誘導電動機の電動機定数を同定演算し、前記誘導電動機に印加される電圧を、前記同定演算された電動機定数に基づいて演算される補償電圧を用いて制御する定数同定手段と、を備え、
前記周期信号は、方形波状信号であり、
前記定数同定手段は、
前記方形波状信号の過渡変化期間において、前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電流制御器の出力であるｄ軸電圧変動分を積分することにより、前記誘導電動機の漏れインダクタンスを前記電動機定数として同定演算することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
ｄ軸電流基準指令値と周期的に変化する周期信号の値に基づいてｄ軸電流基準信号を生成する回路と、
制御対象の誘導電動機に流れるｄ軸電動機電流と、前記ｄ軸電流基準信号とが一致するように、前記ｄ軸電動機電流を制御するｄ軸電流制御器と、
前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に基づいて、前記誘導電動機の電動機定数を同定演算し、前記誘導電動機に印加される電圧を、前記同定演算された電動機定数に基づいて演算される補償電圧を用いて制御する定数同定手段と、を備え、
前記周期信号は、角周波数ωの正弦波信号、あるいは三角波信号であり、
前記定数同定手段は、ｎを整数としたとき、前記正弦波信号、あるいは前記三角波信号をｎπ／ωから（ｎ＋１）π／ωまでの期間において、前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電流制御器の出力であるｄ軸電圧変動分を、前記周期信号が正のとき同符号、負のとき異符号にして積分することにより、前記誘導電動機の１次抵抗と１次換算２次抵抗との合成抵抗を同定演算し、または（ｎ＋１／２）π／ωから（ｎ＋３／２）π／ωまでの期間において、前記偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電圧変動分を、前記周期信号が正のとき同符号、負のとき異符号にして積分することにより、前記誘導電動機の漏れインダクタンスを前記電動機定数として同定演算することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
前記誘導電動機の１次抵抗値をｒ１とし、１次換算２次抵抗値をｒ２′とし、変動前の１次抵抗基準値をｒ１^*とし、２次抵抗基準値をｒ２^*としたとき、
１次抵抗ｒ１及び１次換算２次抵抗ｒ２′は、
前記合成値（ｒ１＋ｒ２′）から前記基準値ｒ１^*，ｒ２^*を用いて分離演算されることを特徴とする請求項６に記載の誘導電動機の制御装置。
ｄ軸電流基準指令値と周期的に変化する周期信号の値に基づいてｄ軸電流基準信号を生成する回路と、
制御対象の誘導電動機に流れるｄ軸電動機電流と、前記ｄ軸電流基準信号とが一致するように、前記ｄ軸電動機電流を制御するｄ軸電流制御器と、
前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に基づいて、前記誘導電動機の電動機定数を同定演算し、前記誘導電動機に印加される電圧を、前記同定演算された電動機定数に基づいて演算される補償電圧を用いて制御する定数同定手段と、を備え、
前記周期信号は、方形波状信号であり、
前記定数同定手段は、前記方形波状信号の過渡変化期間において、前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電流制御器の出力であるｄ軸電圧変動分を積分することにより、前記誘導電動機の漏れインダクタンスの変動分を前記電動機定数として同定演算し、
前記同定演算された電動機同定定数に基づいて、前記誘導電動機を制御するための制御定数を設定した後に、
前記定数同定手段は、前記方形波状信号の過渡変化期間において、前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電流制御器の出力であるｄ軸電圧変動分を積分することにより、前記誘導電動機の相互インダクタンスの変動分を前記電動機定数として同定演算することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
ｄ軸電流基準指令値と周期的に変化する周期信号の値に基づいてｄ軸電流基準信号を生成する回路と、
制御対象の誘導電動機に流れるｄ軸電動機電流と、前記ｄ軸電流基準信号とが一致するように、前記ｄ軸電動機電流を制御するｄ軸電流制御器と、
前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に基づいて、前記誘導電動機の電動機定数を同定演算し、前記誘導電動機に印加される電圧を、前記同定演算された電動機定数に基づいて演算される補償電圧を用いて制御する定数同定手段と、を備え、
前記周期信号は、角周波数ωの正弦波信号、あるいは三角波信号であり、
前記定数同定手段は、ｎを整数としたとき、前記正弦波信号、あるいは前記三角波信号を（ｎ＋１／２）π／ωから（ｎ＋３／２）π／ωまでの期間において、前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電流制御器の出力であるｄ軸電圧変動分を、前記周期信号が正のとき同符号、負のとき異符号にして積分することにより、前記誘導電動機の漏れインダクタンスの変動分を同定演算し、
前記同定演算された電動機同定定数に基づいて、前記誘導電動機を制御するための制御定数を設定した後に、
前記定数同定手段は、ｎを整数としたとき、前記正弦波信号、あるいは前記三角波信号を（ｎ＋１／２）π／ωから（ｎ＋３／２）π／ωまでの期間において、前記偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電圧変動分を、前記周期信号が正のとき同符号、負のとき異符号にして積分することにより、前記誘導電動機の相互インダクタンスの変動分を前記電動機定数として同定演算することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
ｄ軸電流基準指令値と周期的に変化する周期信号の値に基づいてｄ軸電流基準信号を生成する回路と、
制御対象の誘導電動機に流れるｄ軸電動機電流と、前記ｄ軸電流基準信号とが一致するように、前記ｄ軸電動機電流を制御するｄ軸電流制御器と、
前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に基づいて、前記誘導電動機の電動機定数を同定演算し、前記誘導電動機に印加される電圧を、前記同定演算された電動機定数に基づいて演算される補償電圧を用いて制御する定数同定手段と、を備え、
前記周期信号は、方形波状信号であり、
前記定数同定手段は、前記方形波状信号の過渡変化期間において、前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電流制御器の出力であるｄ軸電圧変動分を積分することにより、前記誘導電動機の漏れインダクタンスを前記電動機定数として同定演算し、
前記同定演算された電動機同定定数に基づいて、前記誘導電動機を制御するための制御定数を設定した後に、
前記定数同定手段は、前記方形波状信号の過渡変化期間において、前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電流制御器の出力であるｄ軸電圧変動分を積分することにより、前記誘導電動機の相互インダクタンスを前記電動機定数として同定演算することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
ｄ軸電流基準指令値と周期的に変化する周期信号の値に基づいてｄ軸電流基準信号を生成する回路と、
制御対象の誘導電動機に流れるｄ軸電動機電流と、前記ｄ軸電流基準信号とが一致するように、前記ｄ軸電動機電流を制御するｄ軸電流制御器と、
前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に基づいて、前記誘導電動機の電動機定数を同定演算し、前記誘導電動機に印加される電圧を、前記同定演算された電動機定数に基づいて演算される補償電圧を用いて制御する定数同定手段と、を備え、
前記周期信号は、角周波数ωの正弦波信号、あるいは三角波信号であり、
前記定数同定手段は、ｎを整数としたとき、前記正弦波信号、あるいは前記三角波信号を（ｎ＋１／２）π／ωから（ｎ＋３／２）π／ωまでの期間において、前記ｄ軸電動機電流と前記ｄ軸電流基準信号との偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電流制御器の出力であるｄ軸電圧変動分を、前記周期信号が正のとき同符号、負のとき異符号にして積分することにより、前記誘導電動機の漏れインダクタンスを同定演算し、
前記同定演算された電動機同定定数に基づいて、前記誘導電動機を制御するための制御定数を設定した後に、
前記定数同定手段は、ｎを整数としたとき、前記正弦波信号、あるいは前記三角波信号を（ｎ＋１／２）π／ωから（ｎ＋３／２）π／ωまでの期間において、前記偏差に応じた値、あるいは前記ｄ軸電圧変動分を、前記周期信号が正のとき同符号、負のとき異符号にして積分することにより、前記誘導電動機の相互インダクタンスを前記電動機定数として同定演算することを特徴とする誘導電動機の制御装置。