JP7217833B1 - モータ駆動装置、電気定数測定方法および冷凍機器 - Google Patents

Abstract

【課題】 測定結果の誤差を抑制し、モータの電気定数を高精度に検出できるモータ駆動装置、方法および冷凍機器を提供すること。【解決手段】 モータ駆動装置は、モータ４１へ出力する電力を変換するインバータ４５と、インバータ４５からモータ４１に出力される電流を検出する電流検出手段と、インバータ４５の動作を制御する制御部４６とを含む。制御部４６は、モータ４１の回転座標におけるｑ軸の電流平均値を所定範囲内とし、回転座標におけるｄ軸の電流として直流電流と正弦波状の交流電流とを出力し、直流電流が交流電流の振幅より大きくなるように制御し、電流検出手段が検出した電流を用いて、モータ４１の電気定数を演算する。【選択図】 図２

Description

本発明は、モータ駆動装置、電気定数測定方法およびモータ駆動装置を備えた冷凍機器に関する。

モータは、家庭用電気機器や産業機器等に広く使用されている。モータ駆動装置は、モータを駆動し、制御する装置であり、モータの電気定数を使用して制御を行う。モータの電気定数としては、巻線抵抗、誘起電圧定数、巻線インダクタンス、慣性モーメント（イナーシャ）等がある。

モータの電気定数は、予め手動で測定し、測定結果を設定しておくことで、モータの制御に使用することができる。しかしながら、モータが製品に組み込まれた状態、例えばモータが圧縮機内部に内蔵された状態で、手動で測定するには、製品の解体等を必要とし、作業時間とコストがかかる。また、手動で測定すると、製品によって測定結果にバラツキが生じる。

そこで、モータ駆動装置が備えるインバータと制御器を用いて、モータの電気定数を自動で測定する技術が提案されている（例えば、特許文献１および２参照）。

特許第４４７５５２８号公報 特許第５１３０９８０号公報

しかしながら、上記の特許文献１に記載された技術では、インバータの出力電圧に、電流がゼロ付近の出力誤差が発生するため、測定結果に誤差が発生してしまうという問題があった。

また、上記の特許文献２に記載された技術では、インバータの出力電圧をステップ状に変化させ、電流変化を検出することで、モータ巻線のインダクタンスを推定するが、電流変化が速いことから、電流変化を高精度に検出することが困難であるという問題があった。

本発明は、上記課題に鑑み、モータへ出力する電力を変換する電力変換手段と、
電力変換手段からモータへ出力される電流を検出する電流検出手段と、
電力変換手段の動作を制御する制御手段と
を含み、
制御手段が、モータの回転座標におけるｑ軸の電流平均値を所定範囲内とし、該回転座標におけるｄ軸の電流として直流電流と正弦波状の交流電流とを出力し、該直流電流が該交流電流の振幅より大きくなるように制御し、電流検出手段により検出された電流を用いて、モータの電気定数を演算する、モータ駆動装置が提供される。

本発明によれば、測定結果の誤差を抑制し、モータの電気定数を高精度に検出することが可能となる。

冷凍機器の構成例を示した図。 モータ駆動装置の構成例を示した図。 制御部の機能構成の一例を示したブロック図。 モータ定数測定部の構成例を示したブロック図。 モータ電流制御部の構成例を示したブロック図。 ＰＩＳ制御部の構成例を示したブロック図。 モータ定数演算部の構成例を示したブロック図。 一般的なインバータ回路の一例を示した図。 インバータ回路のデッドタイム、ターンオン・オフ、電圧ドロップの影響について説明する図。 モータの電流波形を例示した図。 Ｌｄ測定モードとＬｑ測定モードに対応する３相電流の電流波形を例示した図。 電気定数としてモータ定数の測定の流れを示したフローチャート。 Ｌｄ測定モードとＬｑ測定モードに対応する３相電流の電流波形の別の例を示した図。 制御部の別の構成例を示したブロック図。 ｄ軸電流に直流成分を導入した場合と導入しない場合のモータ軸の位相と３相電流波形を示した図。 モータ軸に０．１Ｎｍ負荷を印加した場合の電流波形とＬｄ、Ｌｑ測定結果を示した図。

図１は、冷凍機器の構成例を示した図である。冷凍機器１０は、温度を調和する装置であり、例えば空気調和装置、冷凍機、冷蔵庫等である。冷凍機器１０は、例えば、第１の筐体１１内に、第１の熱交換器１２と、第１のファン１３と、第１のファンモータ１４とを備え、第２の筐体２０内に、第２の熱交換器２１と、第２のファン２２と、第２のファンモータ２３と、圧縮機２４と、減圧機構２５と、モータ駆動装置２６とを備える。

第１の筐体１１内の第１の熱交換器１２は、配管３０、３１により、第２の筐体２０内の圧縮機２４と減圧機構２５とに接続される。第２の筐体２０内の第２の熱交換器２１は、配管３２、３３により、第２の筐体内の圧縮機２４と減圧機構２５とに接続される。

圧縮機２４は、配管３０内の冷媒を吸引し、昇圧し、配管３２を介して第２の熱交換器２１へ向けて吐出する。第２の熱交換器２１は、第２のファン２２により冷媒と対象空間外の空気との間で熱交換を行い、冷媒を空冷して凝縮させる。

冷媒は、ハイドロフルオロカーボン（ＨＦＣ）やハイドロフルオロオレフィン（ＨＦＯ）等を使用することができる。ＨＦＣの種類としては、Ｒ－４１０Ａ、Ｒ－３２、Ｒ－１３４ａ等を挙げることができ、ＨＦＯの種類としては、Ｒ－１２３４ｙｆ等を挙げることができる。これらの冷媒は、塩素原子を有しないため、オゾン層破壊について一定の抑止効果を有している。

凝縮した冷媒は、配管３３を介して減圧機構２５へ送られる。減圧機構２５では、凝縮した冷媒を減圧する。減圧された冷媒は、配管３１を介して第１の熱交換器１２へ送られる。

第１の熱交換器１２では、第１のファン１３により取り込まれた、対象空間内の空気と、減圧された冷媒との間で熱交換を行い、冷媒が蒸発して空気を冷却する。冷却された空気は、対象空間内へ戻される。

第１のファン１３には、第１のファンモータ１４が接続され、第２のファン２２には、第２のファンモータ２３が接続される。第１のファンモータ１４、第２のファンモータ２３および圧縮機２４に内蔵されたモータは、モータ駆動装置２６により駆動され、制御される。

モータ駆動装置２６は、商用交流電源から供給された交流電力を各周波数の交流電力に変換し、第１のファンモータ１４、第２のファンモータ２３および圧縮機２４に内蔵されたモータへ出力する。第１のファンモータ１４、第２のファンモータ２３および圧縮機２４に内蔵されたモータは、モータ駆動装置２６により駆動制御され、それぞれ所定の回転数で回転するように第１のファン１３、第２のファン２２および圧縮機２４を動作させる。

図１に示した例では、冷凍機器１０は、第１の筐体１１内の第１の熱交換器１２を蒸発器として使用し、第１の筐体１１が設置される空間内の空気を冷却する機能のみを有する機器とされている。しかしながら、冷凍機器１０は、四方弁を設け、冷媒が流れる方向を変えることにより、第１の熱交換器１２を凝縮器として使用し、第１の筐体１１が設置される空間内の空気を暖める機能も有していてもよい。

図２は、モータ駆動装置２６の構成例を示した図である。モータ駆動装置２６は、商用交流電源４０から交流電力が供給され、特定の周波数の交流電力に変換し、モータ４１に出力する。モータ４１は、交流電力の入力を受けて、ファン等の交流電力を消費する負荷４２を駆動する。負荷４２がファンである場合、所定の回転数で回転する。

モータ駆動装置２６は、整流回路４３と、平滑コンデンサ４４と、電力を変換する変換手段として機能するインバータ４５と、インバータ４５を制御する制御手段として機能する制御部４６とを備える。モータ駆動装置２６は、さらに、シャント抵抗４７と、増幅器４８と、電圧検出手段４９とを備える。

整流回路４３は、半導体スイッチング素子を用いて、電流を一方向にだけ流し、交流電力を直流電力へ変換する。平滑コンデンサ４４は、変換した直流電力に発生した微小な電圧変動成分である電圧リップルを除去する。

インバータ４５は、直流電力を所定の周波数の交流電力に変換する。インバータ４５は、半導体スイッチング素子（IGBTやMOSFET等）とダイオードが逆並列に接続される２つのアーム回路を含む。２つのアーム回路は、上アームと下アームが直列に接続される直列接続回路であり、平滑コンデンサ４４の一対の正負端子間に接続される。

インバータ４５は、直流電力を３相交流電力に変換する３相インバータであり、直列接続回路を交流の相数分である３つ備える。３つの直列接続回路のそれぞれの上アームと下アームは、平滑コンデンサ４４の高電位側および低電位側に接続される。上アームと下アームとを接続する接続点（直列接続点）５０は、交流端子に接続され、交流端子には３相モータであるモータ４１が接続される。

インバータ４５の低電位側の母線は、電流検出用のシャント抵抗４７を介して平滑コンデンサ４４の負端子に接続される。シャント抵抗４７により検出される電流検出信号(母線電流信号)は、増幅器４８を介して制御部４６に入力される。ここでは、シャント抵抗４７を使用して電流を検出しているが、シャント抵抗４７に代えて、電流センサ等の他の電流検出手段を用いてもよい。電圧検出手段４９により検出された電圧検出信号（直流電圧信号）は、母線電流信号と同様、制御部４６に入力される。増幅器４８および電圧検出手段４９の出力信号（母線電流信号および直流電圧信号）は、制御部４６において行われるデジタル演算のために、サンプリングおよびホールド回路とＡ／Ｄ変換器等により、デジタル信号へ変換される。

制御部４６は、マイクロコンピュータやデジタルシグナルプロセッサ（DSP）等の半導体演算装置を用い、モータ駆動装置２６全体の制御および上記のデジタル演算を行う。

図３は、図２に示した制御部４６の機能構成の一例を示したブロック図である。制御部４６は、上記のマイクロコンピュータ等が所定のプログラムを実行することにより、各ブロックが示す機能を実現する。なお、各ブロックが示す機能は、所定のプログラムにより実現してもよいが、その一部もしくは全部を、特定の回路等のハードウェアを用いて実現してもよい。

制御部４６は、回転子がモータ軸を中心として回転するモータ４１の回転座標系におけるｄｑ軸座標でのベクトル制御により、モータ４１に印加する電圧指令信号を演算し、インバータ４５へ入力するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号を生成する。ＰＷＭ信号は、方形波の周波数を固定し、電圧がＨｉｇｈの時間の割合を変えることで負荷４２に入力する電力を制御する信号である。

制御部４６は、各機能を実現するための機能部として、電圧制御部６０と、２軸／３相変換部６１と、３相／２軸変換部６２と、電流再現演算部６３と、ＰＷＭ制御部６４と、モータ定数測定部６５とを備える。制御部４６は、モータ４１の電気定数としてモータ定数を測定するモータ定数測定モードと、モータ４１の通常運転を行うモータ通常運転モードの２つのモードを備え、切替部６６～６８によりモードを切り替える。モータ通常運転モードにする場合、切替部６６～６８のスイッチをａ側の端子に接続することにより切替部６６～６８をａ側に設定し、モータ定数測定モードにする場合、切替部６６～６８をｂ側に設定する。

電流再現演算部６３は、増幅器４８から出力された母線電流信号ｉ_ｓｈと、２軸／３相変換部６１から出力された３相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊とを用いて、インバータ４５からの３相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを再現する。母線電流信号ｉ_ｓｈから３相電流を再現する方法は公知であるため、ここではその詳細な説明は省略する。また、ここでは、シャント抵抗４７により検出される母線電流信号ｉ_ｓｈから３相電流を再現する方式を採用しているが、これに限られるものではない。したがって、シャント抵抗４７に代えて、電流センサ等の電流検出手段を用いて、インバータ４５の出力である交流電流（３相電流）を検出してもよい。この場合、電流検出手段が検出した３相電流を３相／２軸変換部６２に入力すればよい。

３相／２軸変換部６２は、電流再現演算部６３により再現された３相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗと、モータ４１の位相θ_ｄｃとに基づき、モータ等の回転体の電流成分であるｄ軸電流ｉ_ｄｃとｑ軸電流ｉ_ｑｃとを、下記式１、式２により演算する。下記式１は、３相／２軸変換を表し、下記式２は、回転座標系への変換を表す。なお、式中では、「Ｉ_ｕ」等と大文字で示しているが、小文字の「ｉ_ｕ」等と同じ意味である。

電圧制御部６０は、外部からの速度指令ω^＊と、上記式１、式２により演算されたｄ軸電流ｉ_ｄｃ、ｑ軸電流ｉ_ｑｃとに基づき、電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊、ならびにモータ位相θ_ｄｃを演算する。なお、モータ４１を駆動するための電圧指令とモータ位相の演算方法は公知であるため、ここでは詳細な説明を省略する。

２軸／３相変換部６１は、ｄｑ軸の電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊と、モータ位相θ_ｄｃとを用いて、下記式３、式４により、３相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を算出する。下記式３は、回転座標系から固定座標系への変換を表し、下記式４は、２軸／３相変換を表す。

モータ通常運転モードである場合、切替部６６～６８をａ側に設定するため、ＰＷＭ制御部６４の出力によりモータ制御が行われる。一方、モータ定数測定モードである場合、切替部６６～６８をｂ側に設定するため、モータ定数測定部６５の出力によりモータ制御が行われる。

図４は、図３に示したモータ定数測定部６５の構成例を示した図である。モータ定数測定部６５は、信号生成部７０と、乗算部７１～７４と、周期積分部７５～７８と、モータ電流制御部７９と、モータ定数演算部８０と、切替部８１、８２とを含む。

信号生成部７０は、所定周波数ω_ａｔの正弦波信号ｓｉｎ（ω_ａｔｔ）と余弦波信号ｃｏｓ（ω_ａｔｔ）を生成する。周波数ω_ａｔは、例えば設定された任意の周波数（Hz）であり、ｔは時間（s）である。信号生成部７０は、生成した正弦波信号をモータ電流制御部７９と乗算部７１、７３へ入力し、生成した余弦波信号を乗算部７２、７４へ入力する。切替部８１、８２は、ｄ軸インダクタンス（Ld）測定モードとｑ軸インダクタンス（Lq）測定モードの切り替えを行う。切替部８１、８２をＡ側に設定することで、Ｌｄ測定モードに切り替え、切替部８１、８２をＢ側に設定することで、Ｌｑ測定モードに切り替えることができる。

乗算部７１は、モータ電流制御部７９から出力された電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊と正弦波信号とを乗算する。乗算部７２は、モータ電流制御部７９から出力された電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊と余弦波信号とを乗算する。乗算部７３は、ｄ軸電流ｉ_ｄｃ、ｑ軸電流ｉ_ｑｃと正弦波信号とを乗算する。乗算部７４は、ｄ軸電流ｉ_ｄｃ、ｑ軸電流ｉ_ｑｃと余弦波信号とを乗算する。

周期積分部７５～７８は、乗算部７１～７４の乗算結果の直流成分を取り出す。モータ電流制御部７９は、ｄ軸電流ｉ_ｄｃ、ｑ軸電流ｉ_ｑｃと、信号生成部７０により生成された正弦波信号とを用いて、ｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊を生成する。モータ定数演算部８０は、周期積分部７５～７８の出力に基づき、モータ定数として、モータ巻線抵抗Ｒ１、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑを演算する。

モータ定数測定部６５は、信号生成部７０で正弦波信号と余弦波信号とを生成し、これらの信号を用いて、モータ電流制御部７９から出力された電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊に対して、簡易的なフーリエ変換処理を実行する。具体的には、Ｌｄを測定する場合、切替部８１をＡ側に設定し、Ｌｄ測定モードに切り替える。乗算部７１、７２を使用して、ｄ軸の電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊を、正弦波信号および余弦波信号と乗算する。そして、周期積分部７５、７６を使用して、乗算部７１、７２の乗算結果の直流成分を取り出し、モータ定数演算部８０に入力する。

同様にして、Ｌｑを測定する場合、切替部８１をＢ側に設定し、Ｌｑ測定モードに切り替える。乗算部７１、７２を使用して、ｑ軸の電圧指令ｖ_ｑｃ ^＊を、正弦波信号および余弦波信号と乗算する。そして、周期積分部７５、７６を使用して、乗算部７１、７２の乗算結果の直流成分を取り出し、モータ定数演算部８０に入力する。

モータ定数測定部６５は、交流電流の振幅を算出するため、ｄ軸電流ｉ_ｄｃ、ｑ軸電流ｉ_ｑｃに対して、簡易的なフーリエ変換処理を実行する。具体的には、Ｌｄを測定する場合、切替部８２をＡ側に設定し、Ｌｄ測定モードに切り替える。乗算部７３、７４を使用して、ｄ軸電流ｉ_ｄｃを、信号生成部７０により生成された正弦波信号および余弦波信号と乗算する。そして、周期積分部７７、７８を使用して、乗算部７３、７４の乗算結果の直流成分を取り出し、モータ定数演算部８０に入力する。

同様にして、Ｌｑを測定する場合、切替部８２をＢ側に設定し、Ｌｑ測定モードに切り替える。乗算部７３、７４を使用して、ｑ軸電流ｉ_ｑｃを、信号生成部７０により生成された正弦波信号および余弦波信号と乗算する。そして、周期積分部７７、７８を使用して、乗算部７３、７４の乗算結果の直流成分を取り出し、モータ定数演算部８０に入力する。

モータ定数演算部８０は、Ｌｄ測定モードにおいて、周期積分部７５、７７の出力に基づき、Ｒ１とＬｄとを演算する。また、モータ定数演算部８０は、Ｌｑ測定モードにおいて、周期積分部７６、７８の出力に基づき、Ｒ１とＬｑとを演算する。

周期積分部７５～７８で行われる直流成分を取り出す積分処理における積分時間は、所定周波数ω_ａｔに対応する周期の整数倍の時間に設定される。積分時間は、長くすると、直流成分の算出精度が高くなるが、測定時間が長くなる。このため、積分時間を所定の時間に設定することができ、一般には、所定周波数ω_ａｔに対応する周期の１０倍の時間に設定すれば、実用的な精度を確保することができる。なお、積分時間は、所定周波数ω_ａｔに対応する周期の１０倍の時間に限定されるものではない。

図５は、図４に示したモータ電流制御部７９の構成例を示した図である。モータ電流制御部７９は、乗算部９０、９１と、加算部９２と、減算部９３、９４と、切替部９５、９６と、ＰＩＳ制御部９７、９８とを含む。

乗算部９０、９１は、入力された正弦波信号を、ｄ軸、ｑ軸の電流指令の交流成分の振幅値Ｉ_{ｄ_ａｔ_ａｍｐ}、Ｉ_{ｑ_ａｔ_ａｍｐ}と乗算する。加算部９２は、乗算部９０の乗算結果と、ｄ軸の電流指令の直流成分の大きさＩ_{ｄ_ａｔ_ｄｃ_Ｌｄ}とを加算する。切替部９５、９６は、Ａ側に設定してＬｄ測定モードに切り替え、Ｂ側に設定してＬｑ測定モードに切り替えることにより、ｄｑ軸電流指令を切り替えることができる。減算部９３は、切替部９５の出力（i_{d_at} ^＊）からｄ軸電流ｉ_ｄｃを減算する。減算部９４は、切替部９６の出力（i_{q_at} ^＊）からｑ軸電流ｉ_ｑｃを減算する。

ＰＩＳ制御部９７は、減算部９３の減算結果を用いて、ｄ軸の電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊を算出する。ＰＩＳ制御部９８は、減算部９４の減算結果を用いて、ｑ軸の電圧指令ｖ_ｑｃ ^＊を算出する。

Ｌｄ測定モード時のｄｑ軸電流指令（i_{d_at} ^＊、i_{q_at} ^＊）は、下記式５により算出される。

Ｌｑ測定モード時のｄｑ軸電流指令（i_{d_at} ^＊、i_{q_at} ^＊）は、下記式６により算出される。

ＰＩＳ制御部９７、９８は、ｄ軸電流ｉ_ｄｃ、ｑ軸電流ｉ_ｑｃが、上記式５、式６で算出されたｄｑ軸電流指令に追従するように、それぞれの電流差分を算出し、算出した電流差分に基づき、ｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊を演算する。

図６は、図５に示したＰＩＳ制御部９７、９８の構成例を示した図である。ＰＩＳ制御部９７、９８は、いずれも同じ構成であるため、ここでは、ＰＩＳ制御部９７についてのみ説明する。ＰＩＳ制御部９７は、ＰＩ制御部１００と、Ｓ制御部１０１とを含む。ＰＩ制御部１００は、比例積分（PI）制御を行い、入力された電流差分を小さくするように制御を行う。Ｓ制御部１０１は、正弦波伝達関数（S）を使用した制御を行う。

Ｓ制御部１０１で使用される伝達関数Ｇ（ｓ）は、制御ゲインＫ_ｐ、Ｋ_Ｉ、Ｋ_Ｓ、Ｋ_Ｔと、ラプラス演算子ｓとを用いて、下記式７を使用して算出することができる。

上記式７中、右辺の第３項には、周波数ω_ａｔの信号成分のみに対して大きな増幅ゲインがあるため、ｄ軸電流ｉ_ｄｃ、ｑ軸電流ｉ_ｑｃの周波数ω_ａｔの交流成分を精度良く制御することができる。

図７は、図４に示したモータ定数演算部８０の構成例を示した図である。モータ定数演算部８０は、振幅演算部１１０と、定数演算部１１１とを含む。振幅演算部１１０は、周期積分部７７、７８の出力に基づき、ｄ軸電流、ｑ軸電流の交流成分の振幅を演算する。定数演算部１１１は、周期積分部７５、７６の出力、振幅演算部１１０の演算結果に基づき、モータ定数を演算する。モータ定数は、例えばモータ巻線抵抗Ｒ１、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑである。

Ｌｄ測定モード時、振幅演算部１１０および定数演算部１１１は、下記式８～式１０を用いて、Ｒ１、Ｌｄを算出することができる。なお、下記式８～式１０中、Ｓ１～Ｓ４は、周期積分部７５～７８の出力である。

ＰＩＳ制御部９７により算出されたｄ軸電流と、上記式５により算出されたｄ軸電流指令の差分が十分に小さい場合、上記式８の演算結果に代えて、上記式５で使用するＩ_{ｄ_ａｔ_ａｍｐ}を、上記式９および式１０中のＩ_{ｄ_ａｍｐ}として使用してもよい。差分が十分に小さいとは、例えば、差分が所定の閾値より小さい場合である。

同様にして、Ｌｑ測定モード時、振幅演算部１１０および定数演算部１１１は、下記式１１～式１３を用いて、Ｒ１、Ｌｑを算出することができる。なお、下記式１１～式１３中、Ｓ１～Ｓ４は、周期積分部７５～７８の出力である。

ＰＩＳ制御部９８により算出されたｑ軸電流と、上記式６により算出されたｑ軸電流指令の差分が十分に小さい場合、上記式１１の演算結果に代えて、上記式６で使用するＩ_{ｑ_ａｔ_ａｍｐ}を、上記式１２および式１３中のＩ_{ｑ_ａｍｐ}として使用してもよい。

なお、モータ巻線抵抗Ｒ１は、上記式９と上記式１２により２つ得られることになる。演算結果は、いずれか一方のみを使用してもよいが、演算結果の精度を向上させるために、２つの結果を平均してもよい。

ところで、モータ４１が、第１の筐体１１内や第２の筐体２０内に組み込まれた場合、モータ４１から突出するモータ軸にファン等が取り付けられており、外部に露出していないため、分解することなくモータ軸を機械装置等で固定することはできない。また、モータ４１の負荷条件、例えば圧縮機２４内部に圧力差がある場合、モータ軸が所定の位相に止まらないことがある。

モータ４１の回転子は、ｑ軸電流により発生するトルクによって回転し、ｄ軸電流に直流電流を流すことで、モータ４１の回転子の位置を決めることができる。ｄ軸電流の直流電流の位置決め効果を利用すれば、機械装置等でモータ軸を固定しなくても、また、圧縮機２４の内部に圧力差がある場合でも、モータ軸を所定の位相に固定することができる。そこで、測定中、ｄ軸電流に直流成分を流し、モータ４１の回転子を固定する。

図８は、一般的なインバータ回路の一例を示した図である。インバータ回路は、図８（ａ）に示すように、スイッチング素子として上アームと下アームにトランジスタ１２０、１２１を有し、トランジスタ１２０、１２１に並列にダイオード１２２、１２３が接続されている。インバータ回路は、トランジスタ１２０がＯＦＦで、トランジスタ１２１がＯＮのとき、図８（ａ）の破線で示すように、電流ｉ_ＸＳが、ダイオード１２３を介して図示しない負荷へ向けて流れる。

トランジスタ１２０をＯＦＦからＯＮに、トランジスタ１２１をＯＮからＯＦＦに同時に切り替えると、トランジスタ１２０、１２１が瞬間的に同時にＯＮ状態になり、電源からトランジスタ１２０、１２１の両方を通して電流が流れる短絡が発生し、インバータ回路が故障するおそれがある。このため、トランジスタ１２０、１２１が同時にＯＮ状態になることを回避するために、トランジスタ１２０、１２１の両方がＯＦＦになる時間としてデッドタイムが設けられる。

トランジスタ１２０、１２１には、スイッチング特性として、切り替えが発生し、電圧が立ち上がり始めるまで、もしくは立ち下がり始めるまでの遅延時間、所定の電圧に立ち上がるまで、もしくは立ち下がるまでのターンオン・オフ時間がある。また、トランジスタ１２０、１２１は、それ自体が電気抵抗となり、電圧ドロップが発生する。

図９は、インバータ回路のデッドタイム、ターンオン・オフ、電圧ドロップの影響について説明する図である。図９は、電流と電圧との関係を示した図である。破線がインバータ回路の理想的な出力特性を示す線で、実線がインバータ回路の実際の出力特性を示す線である。実際の出力特性では、デッドタイム等の影響で、ゼロ付近の電流において電圧が負から正（もしくは正から負）に非線形に変化し、それがインバータ回路の出力電圧に誤差を発生させる要因となっている。

また、図９を参照すると、電流軸に電圧指令の波形が示され、電圧軸に電流波形が示され、それらの波形は正負対称となっている。これは、周期的に電流が流れる方向が変わることを意味している。

このように、電流、電圧の波形が正負対称で、電流がゼロ付近において電圧が非線形に変化することで誤差が発生する。このため、電流、電圧の波形が測定時に常に正もしくは負で、非線形に変化しないようにすることができれば、誤差を抑制することができる。

電流、電圧の波形を正もしくは負にするには、３相電流の流れ方向を一定に保持すること（電流方向を固定すること）が必要である。電流方向は、図９に示すように、ｄｑ軸の正弦波の交流成分の振幅値より大きい直流成分を導入し、嵩上げすることにより一定の流れ方向に固定することができる。

図１０は、モータ４１の電流波形を例示した図である。モータ４１が停止状態から、最初に、モータ４１のｄ軸電流に直流電流を徐々に増加するように流す。これにより、モータ４１の回転子を所定の位置に移動させる。このときのモードが、位置決めモードである。次に、Ｌｄ測定モードにおいて、ｄ軸電流の直流成分の量を一定に保持した状態で、ｄ軸に所定量の交流電流を流す。このとき、検出される交流電流の電流値と、交流の電圧指令値とを用いて、Ｌｄインダクタンスを算出する。その後、Ｌｑ測定モードにおいて、ｄ軸電流を一定値にし、ｑ軸電流に所定量の交流電流を流す。このとき、検出される交流電流の電流値と、交流の電圧指令値とを用いて、Ｌｑインダクタンスを算出する。

モータ定数測定モードのモータ位相θ_ｄｃは、固定値θ_{ｄｃ_ａｔ}に設定する。θ_{ｄｃ_ａｔ}は、３相電流の流れ方向を一定にしやすくするため、０°あるいは６０°の整数倍にする。θ_{ｄｃ_ａｔ}が０°の場合、３相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗと、ｑ軸電流ｉ_ｑｃとの関係は、下記式１４で表すことができる。

上記式１４から、Ｌｄ測定時にはｑ軸電流ｉ_ｑｃ＝０であるため、ｉ_ｖ＝ｉ_ｗ＝－ｉ_ｕ／２＝－ｉ_ｄｃ／２となる。また、上記式１４から、Ｌｑ測定時にはｄ軸電流ｉ_ｄｃが直流電流であり、ｑ軸電流ｉ_ｑｃが交流電流であるため、ｉ_ｕが直流電流、ｉ_ｖ、ｉ_ｗが同じ直流量の偏移をもつ同じ振幅の交流電流である。

モータ定数の演算には、ｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊を使用する。このため、電圧指令値と実際の出力電圧とがほぼ同じであれば、高い精度で電圧指令値からモータ定数を演算することができる。

ところが、実際の出力電圧には、デッドタイム、パワー素子のターンオン・ターンオフ時間および電圧ドロップの影響があり、特に電流のゼロクロス（交流電圧のゼロ地点）付近で、電圧指令値との間に誤差が発生する。これでは、高い精度でモータ定数を演算することができない。

しかしながら、本方法では、モータ定数測定中に、ｄ軸電流の直流成分の量を調整し、３相電流の流れ方向を一定に保持することができるため、電流ゼロクロス付近のインバータ４５の出力電圧の誤差を抑制することができる。

具体的には、Ｌｄ測定モードとＬｑ測定モードのｄ軸電流の直流成分の量Ｉ_{ｄ_ａｔ_ｄｃ_Ｌｄ}、Ｉ_{ｑ_ａｔ_ｑｃ_Ｌｑ}を、下記式１５で示す範囲に設定することで、３相電流の流れ方向を一定にすることができる。

図１０を参照すると、最初にモータ４１が停止状態（時間軸の約０．１秒まで）から約０．５３秒まで、ｄ軸電流指令ｉ_{ｄ_ａｔ} ^＊を徐々に増加し、モータ４１の回転子の位置をｄ軸に移動させる。その後、制御モードが位置決めモードからＬｄ測定モードとＬｑ測定モードに順番に遷移し、切替部６６～６８、８１、８２、９６、９７は、それぞれのモードに従って切り替える。ここでは、先にＬｄ測定モードでモータ定数を測定し、その後にＬｑ測定モードでモータ定数を測定しているが、この順番に限定されるものではなく、先にＬｑ測定モードで測定し、その後にＬｄ測定モードで測定を行ってもよい。

モータ定数を測定した後は、測定結果を電圧制御部６０へ出力し、モードをモータ定数測定モードから通常運転モードへ変更する。

図１１は、Ｌｄ測定モードとＬｑ測定モードに対応する３相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの電流波形を例示した図である。図１１の上から順に、電流ｉ_ｕの波形、電流ｉ_ｖの波形、電流ｉ_ｗの波形を示す。図１１の波形を参照すると、モータ定数測定中に、上記の直流成分を導入することにより、ｕ相電流Ｉ_ｕが常に正値、ｖ相電流Ｉ_ｖとｗ相電流Ｉ_ｗが常に負値であり、各相の電流流れ方向が一定であることが分かる。

これまでに説明してきたように、モータ４１が起動前に、モータ４１を駆動するインバータ４５から、直流成分と交流成分とを含むｄ軸電流を流して、モータ巻線抵抗Ｒ１とｄ軸インダクタンスＬｄを測定し、直流成分のｄ軸電流と交流成分のｑ軸電流を流して、モータ巻線抵抗Ｒ１とｑ軸インダクタンスＬｑを測定することができる。

また、ｄ軸電流の直流成分の大きさを調整することにより、３相電流の流れ方向を一定にすることで、デッドタイムやパワー素子特性に起因するインバータ４５の出力電圧の誤差を抑制し、高精度にモータ定数を自動測定することができる。

図１２は、電気定数としてモータ定数の測定の流れを示したフローチャートである。この処理は、例えば冷凍機器１０の主電源をＯＮにしたとき、ステップ１００から開始する。なお、これは一例であるので、毎回主電源をＯＮにしたときに実施することに限定されるものではなく、何回かに1回実施する、半年に１回実施する等であってもよい。

ステップ１０１では、ｑ軸電流の電流平均値を所定範囲内、すなわちほぼゼロとし、ｄ軸に直流電流を流し、直流成分を導入する。所定範囲は、これに限られるものではないが、例えば、定格電流の５％や１０％の範囲内とすることができる。これにより、モータ４１の回転子を固定する。

ステップ１０２で、ｄ軸に正弦波状の交流成分を導入し、直流成分と交流成分の合計値を設定する。ここでは、ｄ軸の電流指令の直流成分を交流成分の振幅より大きく設定し、３相電流の流れ方向を一定にする。ステップ１０３で、Ｌｄ測定として、ｄ軸の交流成分の電圧指令と検出電流とに基づき、モータ巻線抵抗Ｒ１とｄ軸インダクタンスＬｄを演算する。

次に、ステップ１０４で、ｄ軸電流を一定の直流電流とし、ｑ軸電流を正弦波状の交流成分のみに設定する。ここでは、ｄ軸の電流指令の直流成分をｑ軸の交流成分の振幅の２倍より大きく設定し、３相電流の流れ方向を一定にする。ステップ１０５で、Ｌｑ測定として、ｑ軸の交流成分の電圧指令と検出電流とに基づき、モータ巻線抵抗Ｒ１とｑ軸インダクタンスＬｑを演算する。

ｄ軸電流を一定の直流電流とした場合、ｕ相電流が正の電流となり、ｖ相電流とｗ相電流がほぼ同じ波形となり、これらが重なり合うと２倍の振幅になる。すると、ｄ軸の電流指令の直流成分は、ｑ軸の交流成分の振幅の２倍より大きくなければ、３相電流の流れ方向が一定にならない。このため、ステップ１０４では、ｄ軸の電流指令の直流成分をｑ軸の交流成分の振幅の２倍より大きく設定することとしている。

これらの演算が終了したところで、ステップ１０６へ進み、モータ定数の測定を終了する。なお、先にｄ軸に対するモータ定数を測定し、その後にｑ軸に対するモータ定数を測定することに限らず、先にｑ軸に対するモータ定数を測定し、その後にｄ軸に対するモータ定数を測定してもよい。

図１０および図１１に示した電流制御は、図６に示したＰＩＳ制御部９７により実施され、図１３に示すように、ｄ軸に直流電流を流し、モータ４１の回転子の位置決めを実施するとともに、電流指令値と検出電流から、モータ巻線抵抗Ｒ１を算出することができる。そして、交流成分を導入して、Ｌｄを測定するが、交流成分の振幅の大きさを調整して、それぞれの振幅に対応する複数回のｄ軸インダクタンスを演算して測定し、磁気飽和の影響を磁気飽和特性として測定することができる。

モータ４１に使用されるコイル（インダクタ）は、磁気飽和許容電流の最大値を超えると磁気飽和を起こし、インダクタンスが減少する。すると、インピーダンスが小さくなり、コイルに流れる電流が急激に増加し、効率低下や異常動作が発生するおそれがある。磁気飽和特性は、このような磁気飽和を起こしていないかどうかを確認する指標であり、直流成分と交流成分の合計量と、演算したｄ軸インダクタンスとの関係から測定することができる。

その後、ｄ軸電流を一定の直流電流とし、ｑ軸電流を正弦波状の交流成分のみに設定してＬｑ測定を実施するが、交流成分の振幅の大きさを調整して、それぞれの振幅に対応する複数回のｑ軸インダクタンスを演算して測定し、磁気飽和の影響を磁気飽和特性として測定することができる。

図１３に示す例では、Ｌｄ測定およびＬｑ測定において、交流成分の振幅を３段階に分けて測定しているが、３段階に限定されるものではなく、４段階以上に分けて測定してもよい。なお、２段階以下では電流飽和特性を測定することが困難であるため、３段階以上に分けることが望ましい。

図１４は、制御部４６の第２の構成例を示したブロック図である。制御部４６は、図３に示した第１の構成例と同様、電圧制御部６０と、２軸／３相変換部６１と、３相／２軸変換部６２と、電流再現演算部６３と、ＰＷＭ制御部６４と、モータ定数測定部６５とを備える。これらの機能部については、既に説明したので、ここではその説明を省略する。

制御部４６は、これらの機能部に加えて、記憶部１３０と、モータ４１の状態を推定する推定部１３１とを備える。記憶部１３０は、例えば非揮発性メモリを使用して実現され、製品としての冷凍機器の製造時あるいは出荷時において、モータ定数を測定した結果（初期測定結果）を記憶する。推定部１３１は、製品の使用時に、モータ定数の新しい測定結果を、記憶部１３０に記憶された初期測定結果と比較し、その比較結果に基づき、モータ４１の状態を推定する。

推定部１３１は、例えば測定したモータ巻線抵抗Ｒ１やインダクタンスＬｄ、Ｌｑが、初期測定結果より２０％以上小さい場合、モータ巻線に線間短絡が発生したと推定し、初期測定結果より２０％以上大きい場合、モータ配線の接触不良が発生したと推定することができる。ここでは、２０％を閾値として用いているが、閾値は２０％に限定されるものではない。

このようなモータ定数の変化量を測定することにより、製品の故障判断や不具合原因の究明に活用することができる。

図１５は、ｄ軸電流に直流成分を導入した場合と導入しない場合のモータ軸の位相と３相電流波形を示した図である。これらの位相と電流波形は、モータ軸に０．１Ｎｍ負荷を印加した場合の位相（機械角度）と電流の測定結果を示したものである。図１６（ａ）は、直流成分を導入しない場合の位相と電流波形を示し、図１６（ｂ）は、直流成分を導入した場合の位相と電流波形を示す。

図１５（ａ）に示すように、直流成分を導入しない場合、モータ軸が約－７０°までずれている。一方、図１５（ｂ）に示すように、直流成分を導入した場合、機械角度が約１°以内に固定することができていることが分かる。

また、図１５（ａ）に示すように、直流成分を導入しない場合、電流波形は、モータ軸のずれにより、３相電流が正と負の両方の流れを生じているのが分かる。一方、図１５（ｂ）に示すように、直流成分を導入した場合、モータ軸が固定されているため、３相電流が正もしくは負のいずれかとなり、３相電流の流れ方向を一定に保持することができていることが分かる。

図１６は、モータ軸に０．１Ｎｍ負荷を印加した場合の電流波形を示した図である。図１６（ａ）は、ｄ軸電流に直流成分を導入せず、３相電流に正負がある場合の結果を示し、図１６（ｂ）は、ｄ軸電流に直流成分を導入し、３相電流の流れ方向を固定した場合の結果を示す。

図１６（ａ）、（ｂ）中、ｉ_ｕは、ｉ_ｕ電流を示し、ｉ_ｖは、ｉ_ｖ電流を示し、ｉ_ｗは、ｉ_ｗ電流を示す。これらの電流を基に、Ｌｄ、Ｌｑを演算することができる。初期設定結果として設定されている値と、この演算により得られた値との差が、Ｌｄ、Ｌｑ測定誤差となる。

図１６（ａ）に示す３相電流に正負がある場合、Ｌｄ測定誤差は＋２１．７％で、Ｌｑ測定誤差は＋２５．１％であった。一方、図１６（ｂ）に示す３相電流の流れ方向を固定した場合、Ｌｄ測定誤差は－０．４％で、Ｌｑ測定誤差は＋０．８％であった。これらの結果から、３相電流の流れ方向を固定することで、Ｌｄ、Ｌｑ測定誤差を十分に抑制できることが分かる。

以上のことから、ｄ軸電流の直流成分の位置決め効果により、モータ４１の回転子を固定することができ、モータ４１が圧縮機等に内蔵された状態でも、モータ定数を測定することが可能となる。また、インバータ出力誤差の影響を抑制して、電流ひずみを低減し、モータ定数の測定精度を向上させることができる。

また、モータ定数の測定結果を、冷凍機器等に実装される制御パラメータとして設定することで、モータ駆動することができ、制御パラメータの事前調整や設定作業が不要になる。

これまで本発明のモータ駆動装置、電気定数測定方法およびそのモータ駆動装置を備えた冷凍機器について上述した実施形態をもって詳細に説明してきたが、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、他の実施形態や、追加、変更、削除など、当業者が想到することができる範囲内で変更することができ、いずれの態様においても本発明の作用・効果を奏する限り、本発明の範囲に含まれるものである。

したがって、本発明のモータ駆動装置を備えた冷凍機器以外の機器も提供することができる。本発明のモータ駆動装置が適用可能な冷凍機器以外の機器としては、例えば、洗濯機、掃除機、送風機、圧縮機、ポンプ等が挙げられる。また、モータ駆動装置が備える電流検出手段３９は、シャント抵抗に代えて、電流トランス（CT）によって検出してもよい。この場合、電流検出箇所をインバータ４５の出力部としてもよい。また、モータ４１は、永久磁石同期モータに限定されるものではなく、埋込磁石型のモータであってもよいし、表面磁石型のモータであってもよい。

１０…冷凍機器
１１…第１の筐体
１２…第１の熱交換器
１３…第１のファン
１４…第１のファンモータ
２０…第２の筐体
２１…第２の熱交換器
２２…第２のファン
２３…第２のファンモータ
２４…圧縮機
２５…減圧機構
２６…モータ駆動装置
３０～３３…配管
４０…商用交流電源
４１…モータ
４２…負荷
４３…整流回路
４４…平滑コンデンサ
４５…インバータ
４６…制御部
４７…シャント抵抗
４８…増幅器
４９…電圧検出手段
５０…直列接続点
６０…電圧制御部
６１…２軸／３相変換部
６２…３相／２軸変換部
６３…電流再現演算部
６４…ＰＷＭ制御部
６５…モータ定数測定部
６６～６８…切替部
７０…信号生成部
７１～７４…乗算部
７５～７８…周期積分部
７９…モータ電流制御部
８０…モータ定数演算部
８１、８２…切替部
９０、９１…乗算部
９２…加算部
９３、９４…減算部
９５、９６…切替部
９７、９８…ＰＩＳ制御部
１００…ＰＩ制御部
１０１…Ｓ制御部
１１０…振幅演算部
１１１…定数演算部
１２０、１２１…トランジスタ
１２２、１２３…ダイオード
１３０…記憶部
１３１…推定部

Claims (8)

1. モータへ出力する電力を変換する電力変換手段と、
   前記電力変換手段から前記モータに出力される電流を検出する電流検出手段と、
   前記電力変換手段の動作を制御する制御手段と
   を含み、
   前記制御手段が、前記モータの回転座標におけるｑ軸の電流平均値を所定範囲内とし、前記回転座標におけるｄ軸の電流として直流電流と正弦波状の交流電流とを出力し、前記直流電流が前記交流電流の振幅より大きくなるように制御し、前記電流検出手段が検出した前記電流を用いて、前記モータの電気定数を演算する、モータ駆動装置。
2. モータへ出力する電力を変換する電力変換手段と、
   前記電力変換手段から前記モータに出力される電流を検出する電流検出手段と、
   前記電力変換手段の動作を制御する制御手段と
   を含み、
   前記制御手段が、前記モータの回転座標におけるｄ軸の電流として直流電流を出力し、前記回転座標におけるｑ軸の電流として正弦波状の交流電流を出力し、前記直流電流が前記交流電流の振幅の２倍より大きくなるように制御し、前記電流検出手段が検出した前記電流を用いて、前記モータの電気定数を演算する、モータ駆動装置。
3. 前記制御手段が、前記ｄ軸の電流と前記ｑ軸の電流の電流指令値と、前記電流検出手段により検出された前記ｄ軸の電流と前記ｑ軸の電流の検出結果との差分を算出し、算出した前記差分に基づき、前記電力変換手段から出力される出力電圧を調整する、請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記制御手段が、前記モータの電気定数を記憶する記憶手段と、前記演算手段により演算された電気定数と、前記記憶手段に記憶された電気定数とに基づき、前記モータの状態を推定する推定手段とを含む、請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
5. 熱交換器と、
   冷媒を圧縮するとともに、前記熱交換器を介して前記冷媒を循環する圧縮機と、
   前記圧縮機を駆動する第１のモータと、
   前記熱交換器に送風するファンと、
   前記ファンを駆動する第２のモータと、
   前記第１のモータと前記第２のモータとを駆動するモータ駆動装置と
   を含み、
   前記モータ駆動装置が、
   前記第１のモータと前記第２のモータに出力する電力を変換する電力変換手段と、
   前記電力変換手段から前記第１のモータと前記第２のモータに出力される電流を検出する電流検出手段と、
   前記電力変換手段の動作を制御する制御手段と
   を含み、
   前記制御手段が、前記第１のモータと前記第２のモータの回転座標におけるｑ軸の電流平均値を所定範囲内とし、前記回転座標におけるｄ軸の電流として直流電流と正弦波状の交流電流とを出力し、前記直流電流が前記交流電流の振幅より大きくなるように制御し、前記電流検出手段が検出した前記電流を用いて、前記第１のモータと前記第２のモータの電気定数を演算する、冷凍機器。
6. 熱交換器と、
   冷媒を圧縮するとともに、前記熱交換器を介して前記冷媒を循環する圧縮機と、
   前記圧縮機を駆動する第１のモータと、
   前記熱交換器に送風するファンと、
   前記ファンを駆動する第２のモータと、
   前記第１のモータと前記第２のモータとを駆動するモータ駆動装置と
   を含み、
   前記モータ駆動装置が、
   前記第１のモータと前記第２のモータに出力する電力を変換する電力変換手段と、
   前記電力変換手段から前記第１のモータと前記第２のモータに出力される電流を検出する電流検出手段と、
   前記電力変換手段の動作を制御する制御手段と
   を含み、
   前記制御手段が、前記第１のモータと前記第２のモータの回転座標におけるｄ軸の電流として直流電流を出力し、前記回転座標におけるｑ軸の電流として正弦波状の交流電流を出力し、前記直流電流が前記交流電流の振幅の２倍より大きくなるように制御し、前記電流検出手段が検出した前記電流を用いて、前記第１のモータと前記第２のモータの電気定数を演算する、冷凍機器。
7. モータへ出力する電力を変換する電力変換手段と、電流検出手段と、制御手段とを含むモータ駆動装置により、前記モータの電気定数を測定する方法であって、
   前記制御手段が、前記モータの回転座標におけるｑ軸の電流平均値を所定範囲内とし、前記回転座標におけるｄ軸の電流として直流電流と正弦波状の交流電流とを出力し、前記直流電流が前記交流電流の振幅より大きくなるように制御するステップと、
   前記電流検出手段が、前記電力変換手段から前記モータに出力される電流を検出するステップと、
   前記制御手段が、検出された前記電流を用いて、前記モータの電気定数を演算するステップと
   を含む、電気定数測定方法。
8. モータへ出力する電力を変換する電力変換手段と、電流検出手段と、制御手段とを含むモータ駆動装置により、前記モータの電気定数を測定する方法であって、
   前記制御手段が、前記モータの回転座標におけるｄ軸の電流として直流電流を出力し、前記回転座標におけるｑ軸の電流として正弦波状の交流電流を出力し、前記直流電流が前記交流電流の振幅の２倍より大きくなるように制御するステップと、
   前記電流検出手段が、前記電力変換手段から前記モータに出力される電流を検出するステップと、
   前記制御手段が、検出された前記電流を用いて、前記モータの電気定数を演算するステップと
   を含む、電気定数測定方法。

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