WO2016139998A1 - 電力変換装置およびその制御法 - Google Patents

電力変換装置およびその制御法 Download PDF

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axis
magnetic flux
power converter
frequency
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戸張　和明
岩路　善尚
敏 井堀
敦彦 中村
浩之 富田
雄作 小沼
俊文 坂井
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株式会社 日立産機システム
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
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    • H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/01—Asynchronous machines

Definitions

  • the present invention relates to drive control of a power converter that drives an induction motor, and more particularly to a power converter that operates an induction motor with high accuracy during regenerative operation.
  • the magnetic flux change is corrected by correcting the frequency or voltage so that the q-axis secondary magnetic flux becomes a negative value during the regenerative operation.
  • an object of the present invention is to provide a power converter that can stably and accurately realize speed control characteristics even during regenerative operation.
  • the present invention provides a step of outputting an estimated speed value or a detected value of the induction motor, a step of outputting a slip frequency command value of the induction motor, and a secondary magnetic flux calculated from the correction voltage value of the current control.
  • a frequency correction value calculating step for calculating a frequency correction value so that the estimated value matches or approaches the secondary magnetic flux command value, the speed estimated value or the speed detection value, the frequency command value, and the frequency correction value. Based on this, control is performed to control the output frequency value of the power converter.
  • the block diagram of the power converter device which concerns on an Example. Load operation characteristics when using conventional technology.
  • the load operation characteristic which concerns on an Example.
  • amendment calculating part which concerns on an Example.
  • amendment calculating part which concerns on an Example.
  • amendment calculating part which concerns on an Example.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device according to an embodiment.
  • the induction motor 1 generates torque by the magnetic flux generated by the current of the magnetic flux axis (d-axis) component and the current of the torque axis (q-axis) component orthogonal to the magnetic flux axis.
  • the power converter 2 outputs voltage values proportional to the three-phase AC voltage command values V u * , V v * , and V w * , and varies the output voltage value and the rotation frequency value of the induction motor 1.
  • the DC power source 2a supplies a DC voltage to the power converter 2.
  • the current detector 3 outputs detected values I uc , I vc , I wc of the three-phase AC currents I u , I v , I w of the induction motor 1.
  • the coordinate converter 4 detects the detected current values I dc , I of the d-axis and q-axis from the detected values I uc , I vc , I wc of the three-phase alternating currents I u , I v , I w and the phase estimated value ⁇ dc. qc is output.
  • the speed estimation calculation unit 5 calculates the d-axis current command value I d * , the q-axis voltage command value V qc ** , the q-axis current detection value I qc , the output frequency value ⁇ 1 **, and the electric motor 1 Based on the constants (R 1 , R 2 ′, M, L 2 , ⁇ 2d * ), the estimated speed value ⁇ r ⁇ of the induction motor 1 is output.
  • the slip frequency calculation unit 6 calculates the slip frequency command value ⁇ s * of the induction motor 1 based on the current command values I d * and I q * of the d axis and the q axis and the secondary time constant T 2 of the induction motor 1. Output.
  • the adding unit 7 outputs an output frequency value ⁇ 1 * that is an added value of the estimated speed value ⁇ r ⁇ and the slip frequency command value ⁇ s * .
  • the frequency correction calculation unit 8 outputs a correction value ⁇ of the output frequency value ⁇ 1 * based on the d-axis voltage correction value ⁇ V d * and the speed estimation value ⁇ r ⁇ .
  • the subtraction unit 9 outputs a new output frequency command value ⁇ 1 ** that is a subtraction value between the output frequency value ⁇ 1 * and the output frequency value correction value ⁇ .
  • the phase estimation calculation unit 10 integrates a new output frequency value ⁇ 1 ** and outputs a phase estimation value ⁇ dc .
  • the d-axis current command setting unit 11 outputs a d-axis current command value I d * of “positive polarity”.
  • the d-axis current command value I d * is set or controlled to a constant value.
  • I d * is variably set or controlled with respect to the torque and the rotational speed.
  • the speed control calculation unit 12 outputs the q-axis current command value I q * from the deviation ( ⁇ r * ⁇ r ⁇ ) between the speed command value ⁇ r * and the estimated speed value ⁇ r ⁇ .
  • the vector control calculation unit 13 calculates the d axis based on the electric constants (R 1 , L ⁇ , M, L 2 ) of the induction motor 1, the current command values I d * , I q *, and the output frequency value ⁇ 1 **. And q-axis voltage reference values V dc * and V qc * are output.
  • the d-axis current control calculation unit 14 outputs a d-axis voltage correction value ⁇ V d * from the deviation (I d * ⁇ I dc ) between the d-axis current command value I d * and the detected current value I dc .
  • the q-axis current control calculation unit 15 outputs the q-axis voltage correction value ⁇ V q * from the deviation (I q * ⁇ I qc ) between the q-axis current command value I q * and the detected current value I qc .
  • the adder 16 outputs a voltage command value V dc ** that is an addition value of the d-axis voltage reference value V dc * and the d-axis voltage correction value ⁇ V d * .
  • the adder 17 outputs a voltage command value V qc ** that is an addition value of the q-axis voltage reference value V qc * and the q-axis voltage correction value ⁇ V q * .
  • the coordinate conversion unit 18 outputs three-phase AC voltage command values V u * , V v * , V w * from the voltage command values V dc ** , V qc ** and the phase estimation value ⁇ dc .
  • the d-axis current command setting unit 11 outputs a current command value I d * necessary for generating the d-axis secondary magnetic flux value ⁇ 2d of the induction motor 1. Further, the speed control calculation unit 12 calculates the q-axis current command value I q * from the calculation shown in (Equation 1) so that the estimated speed value ⁇ r ⁇ matches or approaches the speed command value ⁇ r * .
  • Kp ASR Proportional gain of speed control
  • Ki ASR Integral gain of speed control
  • the current command values I d * and I q * of the d-axis and q-axis and the electric constant of the induction motor 1 (R 1 , L ⁇ , M, L 2 ) and d-axis secondary magnetic flux command value ⁇ 2d * and output frequency value ⁇ 1 ** , the voltage reference values V dc * and V qc * shown in ( Equation 2) are Calculate.
  • T ACR Current control delay time constant
  • R 1 Primary resistance value
  • L ⁇ Leakage inductance value
  • M Mutual inductance value
  • L 2 Secondary inductance value
  • the d-axis current control calculation unit 14 has a d-axis current command.
  • the value I d * and the current detection value I dc are input, and the q-axis current control calculation unit 15 receives the q-axis current command value I q * and the current detection value I qc .
  • the current command values I d * and I q * are calculated (proportional + integral) so that the detected current values I dc and I qc of each component follow, and the d-axis and q
  • the shaft voltage correction values ⁇ V d * and ⁇ V q * are output.
  • K pdACR d-axis current control proportional gain
  • K idACR d-axis current control integral gain
  • K pqACR q-axis current control proportional gain
  • K iqACR q-axis current control integral gain
  • the speed estimation calculation unit 5 estimates the speed of the induction motor 1 from (Equation 5).
  • an induced voltage value on the q axis is estimated by a disturbance observer, and ⁇ r ⁇ is calculated by dividing by the magnetic flux coefficient.
  • R2 ′ Primary converted value of the secondary resistance value T obs : Speed estimation delay time constant set in the disturbance observer
  • T obs Speed estimation delay time constant set in the disturbance observer
  • T 2 Secondary time constant value
  • the adder 7 calculates the output frequency value ⁇ 1 * shown in (Expression 7) using the estimated speed value ⁇ r ⁇ and the slip frequency command value ⁇ s * .
  • the phase estimation calculation unit 8 estimates the phase ⁇ d of the magnetic flux axis of the induction motor 1 according to (Equation 8).
  • the sensorless control calculation is executed using the estimated phase value ⁇ dc , which is an estimated value of the phase ⁇ d of the magnetic flux axis, as a control reference.
  • the above is the basic operation.
  • Fig. 2 shows the simulation results of the load operation characteristics when using Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-317698, which is the prior art.
  • the speed control characteristic can be improved by using the frequency correction calculation unit 8 which is a feature of the present embodiment. This will be described below.
  • FIG. 3 shows a block diagram of the frequency correction calculation unit 8 according to the embodiment.
  • d-axis voltage correction value [Delta] V d * and the speed estimated value omega r ⁇ is input, calculates q-axis secondary magnetic flux estimated value phi 2q ⁇ from equation (9) .
  • the q-axis secondary flux command setting unit 8b outputs a q-axis secondary flux command value ⁇ 2q * .
  • the subtraction unit 8c outputs ⁇ 2q ⁇ that is a deviation between the q-axis secondary magnetic flux estimated value ⁇ 2q ⁇ and the q-axis secondary magnetic flux command value ⁇ 2q * .
  • the correction calculation unit 8d calculates and outputs a correction value ⁇ of the output frequency value so as to suppress ⁇ 2q ⁇ .
  • the configuration of the correction calculation unit 8d will be described.
  • FIG. 4 shows a case where the correction calculation unit is configured by (proportional + integral).
  • ⁇ 2q ⁇ which is the deviation between the q-axis secondary flux estimate ⁇ 2q ⁇ and the q-axis secondary flux command value ⁇ 2q *, is the proportional operation unit 8d1 with a constant of K p and the constant of Ki 1 And the output signal thereof is input to the adder 8d3.
  • a feedback loop related to the occurrence of ⁇ 2q is added by calculating the secondary magnetic flux value ⁇ 2q of the q axis from the voltage correction value ⁇ V d * of the d axis and correcting the output frequency value ⁇ 1 *.
  • the correction calculation unit 8d in the frequency correction calculation unit 8 has a calculation configuration of (proportional + integral). However, as shown in FIG. Furthermore, it is good also as a structure which integrates. 8d1, 8d2, and 8d3 in the figure are the same as those in FIG. In the configuration of FIG. 6, it is added to the addition unit 8d5 and the integration unit 8d4 having a constant of K i2. The output signal of the integration calculation unit 8d4 is added to the output signal of the addition unit 8d3 that was the output of FIG.
  • the proportional calculation and integral calculation gains (K p , K i1 , K i2 ) are fixed values, but speed estimation is performed as shown in FIGS. It may be changed according to the value ⁇ r ⁇ .
  • FIGS. 7 and 8 corresponds to 8d in FIGS. 4 and 6, respectively.
  • ⁇ 2q ⁇ which is the deviation between the q-axis secondary flux estimate ⁇ 2q ⁇ and the q-axis secondary flux command value ⁇ 2q * , changes according to the speed estimate ⁇ r ⁇
  • the proportional calculation unit 8d′1 having K p ′ and the integral calculation unit 8d′2 having K i′1 are input to the proportional calculation unit 8d′3 to become the correction value ⁇ of the output frequency value .
  • 8d′1, 8d′2, and 8d′3 in FIG. 8 are the same as those in FIG. In the configuration of FIG. 8, an integral calculation unit 8d′4 and an addition unit 8d′5 having K i′2 that changes according to the magnitude of the estimated speed value ⁇ r ⁇ are added.
  • the output signal of the integration operation unit 8d′4 is added to the output signal of the addition unit 8d′3 which is the output of FIG.
  • a Si (silicon) semiconductor element is a wide band gap semiconductor element such as SiC (silicon carbide) or GaN (gallium nitride). There may be.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of the power conversion device according to the embodiment.
  • the q-axis secondary magnetic flux command value in the frequency correction calculation unit 8 is a fixed value, but this embodiment is a method of changing the q-axis secondary magnetic flux command value.
  • 1 to 7, 9 to 18 and 2a are the same as those in FIG.
  • the frequency correction calculation unit 8 ′ outputs the correction value ⁇ of the output frequency value ⁇ 1 * based on the d-axis voltage correction value ⁇ V d * , the estimated speed value ⁇ r ⁇ , and the q-axis current command value I q *. To do.
  • Fig. 10 shows the configuration of the frequency correction calculation unit 8 '. 8a, 8c, and 8d are the same as the frequency correction calculation unit 8 in the first embodiment.
  • 8e is a power running / regenerative operation mode determination unit. If the q-axis current command value I q * and the speed estimated value ⁇ r ⁇ have the same sign, the power running operation is determined and “0” is set as I q * . If ⁇ r ⁇ has a different sign, it is determined that the operation is regenerative and “1” is output. 8b 'is the q-axis secondary magnetic flux command setting unit. In 8b', when the output of 8e is "0": ⁇ 2q * is zero, when the output of 8e is "1”: ⁇ 2q * is zero Alternatively, a value that has the same polarity as the q-axis current command value I q * is set. That is, during regenerative operation, ⁇ 2q * is set or controlled to a constant value having the same sign as I q * , thereby realizing high-accuracy and highly robust speed control.
  • ⁇ 2q * is a constant value with the same sign as I q * , but the magnitude of ⁇ 2q * is the primary motor resistance setting error ⁇ R 1 and the power converter This is related to the error voltage value when the dead time compensation of the switching element is performed.
  • ⁇ 2q * 0 is sufficient, but considering the setting error in advance, for example, ⁇ 2q * setting is approximately inversely proportional to the size of the estimated speed value. Then, it is possible to realize a more stable operation.
  • the value of ⁇ 2q * is an example and is not limited to this value.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of a power converter according to an embodiment.
  • the output frequency value ⁇ 1 * is corrected from the output value of the frequency correction calculation unit 8, but this embodiment is a method for correcting the estimated speed value ⁇ r ⁇ .
  • 1 to 8, 10 to 18 and 2a are the same as those in FIG.
  • Subtraction unit 9 outputs a new estimated speed omega r ⁇ minus the frequency offset ⁇ from the calculated estimated speed omega r ⁇ .
  • the speed control calculation unit 12 calculates the q-axis current command value I q * so that the estimated speed value ⁇ r ⁇ matches or approaches the speed command value ⁇ r * .
  • FIG. 12 is a configuration diagram of a power converter according to an embodiment.
  • one q-axis secondary magnetic flux command value ⁇ 2q * to be set in the correction calculation section 8d of the frequency correction calculation section 8 is set.
  • Two secondary magnetic flux command values are set.
  • 1 to 7, 9 to 18, and 2a are the same as those in FIG.
  • the 19 sets two secondary magnetic flux command set values ( ⁇ 2q1 * , ⁇ 2q2 * ) for the q axis.
  • the first q-axis secondary magnetic flux command set value ⁇ 2q1 * is zero
  • the second q-axis secondary magnetic flux command set value ⁇ 2q2 * has the same polarity as the q-axis current command value I q *.
  • the q-axis secondary magnetic flux command value is set to the first q-axis secondary magnetic flux command value ( ⁇ 2q1 * ) and actual operation is performed. If an overcurrent trip occurs, the q-axis secondary magnetic flux command value is automatically changed to the second q-axis secondary magnetic flux command value ( ⁇ 2q2 * ) at the next calculation timing. With this configuration, an optimal q-axis secondary magnetic flux command value can be set.
  • the method of controlling using the two setting values that are the first setting value and the second setting value as the q-axis secondary magnetic flux command value has been described, but three or more setting values are used. You may control using. In this way, by providing several q-axis secondary magnetic flux command values, stable and highly accurate speed control can be realized in any load torque state (torque magnitude or inclination).
  • FIG. 13 is a configuration diagram of the power converter according to the embodiment.
  • the present embodiment is applied to an induction motor drive system.
  • components 1 to 18 and 2a are the same as those in FIG.
  • the induction motor 1, which is a component of FIG. 1 to 18 and 2a in FIG. 1 are mounted as software and hardware on the power conversion device 20.
  • the first embodiment is used for disclosure, but the second to fourth embodiments may be used.
  • the voltage correction values ⁇ V d * and ⁇ V q * are created from the current command values I d * and I q * and the current detection values I dc and I qc .
  • the calculation shown in ( Formula 2) is performed to add the voltage correction value and the vector control voltage reference value, but the current command values I d * and I q * are converted into the current detection values I dc and I qc and the vector control calculation is performed.
  • K pdACR1 d-axis current control proportional gain
  • K idACR1 d-axis current control integral gain
  • K pqACR1 q-axis current control proportional gain
  • K iqACR1 q-axis current control integral gain
  • T d d-axis electrical time constant (L d / R)
  • T q q-axis electrical time constant (L q / R)
  • the voltage correction value ⁇ V d_p * for the d-axis proportional calculation component used for vector control calculation, and the voltage correction for the d-axis integral calculation component is calculated by the voltage correction value of the integral calculation component in the q-axis [Delta] V q_i * (number 14)
  • the present invention can also be applied to a control method for calculating the output frequency command value ⁇ 1 *** and the voltage command values V dc ***** and V qc ***** shown in ( Equation 17).
  • the speed estimation calculation unit 5 calculates the speed estimation value according to (Equation 5), but in q-axis current control, current control and speed estimation are used together. The method may be used.
  • the speed estimation calculation unit 5 calculates the speed estimation value according to ( Equation 5).
  • the speed detection value may be calculated from the encoder signal by attaching the speed detection encoder 26 to the induction motor 1.
  • FIG. 15 is a configuration diagram of the power converter according to the embodiment. The same effect can be obtained even if the configuration is composed of 8 ′ or 8 ′′ as an alternative of 8 in FIG. 15 and 9 ′ as an alternative of 9. The difference is that not the speed command value ⁇ r * but the output frequency ⁇ 1r * is given as the command value. The slip frequency command value ⁇ s * is subtracted by the subtraction unit 24 from the output frequency command value ⁇ 1r *, and outputs the speed command value ⁇ r *.
  • FIG. 16 is a configuration diagram of the power converter according to the embodiment. The same effect can be obtained even if the configuration is composed of 8 ′ or 8 ′′ as an alternative to 8 in FIG. 16 and 9 ′ as an alternative to 9. The difference gives a speed command value omega r * instead output frequency omega 1r * as a command value, subtracts the output frequency value omega 1 * subtraction unit 25 from the output frequency command value omega 1r *, the speed control calculation section of the This is an input signal.

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Abstract

　回生運転時においても、安定した高精度な速度制御特性を実現可能な電力変換装置を提供すること。　誘導モータの速度推定値あるいは速度検出値と、すべり周波数指令値と、電流制御の補正電圧値から算出した二次磁束推定値が二次磁束指令値に一致あるいは近づくように演算した周波数補正値と、に基づいて、電力変換装置の出力周波数値を制御する。

Description

電力変換装置およびその制御法
　本発明は、誘導モータを駆動する電力変換装置のドライブ制御に係わり、特に回生運転時において、誘導モータを高精度に運転する電力変換装置に関するものである。
　誘導モータの回生運転時における制御方法としては、特開平8-317698号記載のように、回生運転時にはq軸二次磁束が負の値となるように周波数あるいは電圧を補正することで、磁束変化によるトルク減少を防止し、トルク不足を抑制する技術の記載がある。
特開平8-317698号
　特開平8-317698号記載の方法は、回生運転時において、q軸二次磁束を負の値にするため、ロバスト性は確保される。しかし、ベクトル制御の理想状態(q軸二次磁束＝0）から外れることになるので、回生運転時において、速度指令値に対する制御特性が劣化する問題があった。 
　そこで、本発明の目的は、回生運転時においても、安定して高精度な速度制御特性を実現できる電力変換器を提供することにある。
　本発明は、その一例として、誘導モータの速度推定値あるいは速度検出値を出力するステップと、前記誘導モータのすべり周波数指令値を出力するステップと、電流制御の補正電圧値から算出した二次磁束推定値が二次磁束指令値に一致あるいは近づくように周波数補正値を演算する周波数補正値演算ステップと、前記速度推定値あるいは前記速度検出値と、前記周波数指令値と、前記周波数補正値とに基づいて、電力変換装置の出力周波数値を制御する制御する。
　本発明によれば、回生運転時においても、安定して高精度な速度制御特性を提供することができる。
実施例に係る電力変換装置の構成図。 従来技術を用いた場合の負荷運転特性。 実施例に係る周波数補正演算部の構成図。 実施例に係る補正演算部の構成図。 実施例に係る負荷運転特性。 実施例に係る補正演算部の構成図。 実施例に係る補正演算部の構成図。 実施例に係る補正演算部の構成図。 実施例に係る電力変換器の構成図。 実施例に係る周波数補正演算部の構成図。 実施例に係る電力変換器の構成図。 実施例に係る電力変換器の構成図。 実施例に係る電力変換器の構成図。 実施例に係る電力変換器の構成図。 実施例に係る電力変換器の構成図。 実施例に係る電力変換器の構成図。
　以下、図面を用いて本実施例を詳細に説明する。なお、各図における共通の構成については同一の参照番号を付してある。また、以下に説明する各実施例は図示例に限定されるものではない。
　<第1の実施例> 
　図1は、実施例に係る電力変換装置の構成図を示す。誘導モータ1は、磁束軸（d軸）成分の電流により発生する磁束と、磁束軸に直行するトルク軸（q軸） 成分の電流によりトルクを発生する。電力変換器2は、3相交流の電圧指令値Vu *、Vv *、Vw *に比例した電圧値を出力し、誘導モータ1の出力電圧値と回転周波数値を可変する。直流電源2aは、電力変換器2に直流電圧を供給する。
　電流検出器3は、誘導モータ1の3相の交流電流Iu、Iv、Iwの検出値Iuc、Ivc、Iwcを出力する。電流検出器3は、誘導モータ1の3相の内の2相、例えば、U相とW相の線電流を検出し、V相の線電流は、交流条件（Iu＋Iv＋Iw＝0）から、Iv=－(Iu＋Iw)として求めてもよい。座標変換部4は、3相の交流電流Iu、Iv、Iwの検出値Iuc、Ivc、Iwcと位相推定値θdcからd軸およびq軸の電流検出値Idc、Iqcを出力する。
　速度推定演算部5は、d軸の電流指令値Id *とq軸の電圧指令値Vqc **とq軸の電流検出値Iqcと出力周波数値ω1 **および誘導モータ1の電気定数（R1、R2´、M、L2、φ2d *）に基づいて、誘導モータ1の速度推定値ωr ^を出力する。すべり周波数演算部6は、d軸およびq軸の電流指令値Id *、Iq *と誘導モータ1の二次時定数T2に基づいて、誘導モータ１のすべり周波数指令値ωs *を出力する。
　加算部7は、速度推定値ωr ^とすべり周波数指令値ωs *の加算値である出力周波数値ω1 *を出力する。周波数補正演算部8は、d軸の電圧補正値ΔVd *と速度推定値ωr ^に基づいて、出力周波数値ω1 *の補正値Δωを出力する。
　減算部9は、出力周波数値ω1 *と出力周波数値の補正値Δωとの減算値である新たな出力周波数指令値ω1 **を出力する。位相推定演算部10は、新たな出力周波数値ω1 **を積分演算して位相推定値θdcを出力する。
　d軸の電流指令設定部11は、「正極性」であるd軸の電流指令値Id *を出力する。定トルク領域では、d軸の電流指令値Id *は一定値に設定あるいは制御される。定出力領域では、Id *はトルクと回転数に対し可変に設定あるいは制御される。速度制御演算部１2は、速度指令値ωr *と速度推定値ωr ^の偏差(ωr *－ωr ^)からq軸の電流指令値Iq *を出力する。
　ベクトル制御演算部13は、誘導モータ1の電気定数(R1、Lσ、M、L2)と電流指令値Id *、Iq *および出力周波数値ω1 **に基づいて、d軸およびq軸の電圧基準値Vdc *、Vqc *を出力する。d軸の電流制御演算部14は、d軸の電流指令値Id *と電流検出値Idcとの偏差(Id *－Idc)からd軸の電圧補正値ΔVd *を出力する。
　q軸の電流制御演算部15は、q軸の電流指令値Iq *と電流検出値Iqcとの偏差(Iq *－Iqc)からq軸の電圧補正値ΔVq *を出力する。加算部16は、d軸の電圧基準値Vdc *とd軸の電圧補正値ΔVd *との加算値である電圧指令値Vdc **を出力する。
　加算部17は、q軸の電圧基準値Vqc *とq軸の電圧補正値ΔVq *との加算値である電圧指令値Vqc **を出力する。座標変換部18は、電圧指令値Vdc **、Vqc **と位相推定値θdcから3相交流の電圧指令値Vu *、Vv *、Vw *を出力する。
　最初に、本実施例の特徴である周波数補正演算部8を用いない場合の速度センサレス制御方式の基本動作について説明する。
　d軸の電流指令設定部11では、誘導モータ1のd軸の二次磁束値φ2dを発生させるために必要な電流指令値Id *を出力する。また、速度制御演算部12において、速度指令値ωr *に速度推定値ωr ^が一致あるいは近づくように、(数1)に示す演算よりq軸の電流指令値Iq *を演算する。
　(数1)において、速度制御演算部が比例制御構成(KpASR≠0、KiASR＝0)の場合、速度指令値ωr *に速度推定値ωr ^が近づく(定常偏差：ωr *－ωr ^≠0)ように追従し、比例積分制御構成(KpASR≠0 、KiASR≠0)の場合、積分動作により速度指令値ωr *に速度推定値ωr ^が一致する(定常偏差：ωr *－ωr ^＝0)ように追従する。速度制御演算部を比例制御構成にするか比例積分制御構成にするかは、適用システムやシステムの安定性により決められるものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここに、
　KpASR：速度制御の比例ゲイン、KiASR：速度制御の積分ゲイン
　ベクトル制御演算部13では、d軸およびq軸の電流指令値Id *、Iq *と誘導モータ1の電気定数(R1、Lσ、M、L2)とd軸の二次磁束指令値φ2d *および出力周波数値ω1 **を用いて、(数2)に示す電圧基準値Vdc *、Vqc *を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここに、
　　TACR：電流制御遅れ時定数
　　R1：一次抵抗値、Lσ：漏れインダクタンス値、Ｍ：相互インダクタンス値
　　L2：二次インダクタンス値
　d軸の電流制御演算部14には、d軸の電流指令値Id *と電流検出値Idcが入力され、q軸の電流制御演算部15には、q軸の電流指令値Iq *と電流検出値Iqcが入力される。ここでは、(数3)に従い、電流指令値Id *、Iq *に、各成分の電流検出値Idc、Iqcが追従するように（比例＋積分）演算を行い、d軸およびq軸の電圧補正値ΔVd *、ΔVq *を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここに、
　KpdACR：d軸の電流制御の比例ゲイン、KidACR：d軸の電流制御の積分ゲイン
　KpqACR：q軸の電流制御の比例ゲイン、KiqACR：q軸の電流制御の積分ゲイン
　さらに、加算部16、17において、(数4)に示す電圧指令値Vdc **、Vqc **を演算し、電力変換器2の出力を制御する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　また、速度推定演算部5では、(数5)により誘導モータ1の速度を推定する。この速度推定演算は、外乱オブザーバにより、q軸の誘起電圧値を推定し、磁束係数で除算することによりωr ^を算出している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　　ここに、
　　　R2´：二次抵抗値の一次側換算値
　　   Tobs：外乱オブザーバに設定する速度推定遅れ時定数
　また、すべり周波数演算部6では、(数6)に従い、誘導モータ1のすべり周波数指令値ωs *を演算している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　　ここに、
　　 T2：二次時定数値
　更に加算部7では、速度推定値ωr ^とすべり周波数指令値ωs *を用いて、(数7)に示す出力周波数値ω1 *を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　位相推定演算部8では、(数8)に従い、誘導モータ1の磁束軸の位相θdを推定している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　磁束軸の位相θdの推定値である位相推定値θdcを制御の基準に、センサレス制御演算を実行している。以上が基本動作である。
　ここからは、本実施例の特徴である周波数補正演算部8を用いた場合の制御特性について述べる。
　図2に、従来技術である特開平8-317698を用いた場合の負荷運転特性のシミュレーション結果を示す。
　誘導モータ1を定格速度の10%で速度制御を行った状態で、A点からB点までランプ状の回生トルクτLを-200%まで与えている。誘導モータ1内部のq軸の二次磁束φ2qは「負」で発生し、d軸の二次磁束φ2dは「正」で増加しているが、実速度値ωrは速度指令値ωr *よりも低下し、図中に示すB点以降では定常的な速度偏差Δωrが発生していることがわかる。
　つまり、回生運転では、速度制御特性が劣化する問題があった。ここで、本実施例の特徴である周波数補正演算部8を用いれば、この速度制御特性を改善することができる。以下、これについて説明を行う。
　図3に実施例に係る周波数補正演算部8のブロック示す。
　q軸の二次磁束演算部8aでは、d軸の電圧補正値ΔVd *と速度推定値ωr ^が入力され、(数9)よりq軸の二次磁束推定値φ2q ^を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　q軸の二次磁束指令設定部8bは、q軸の二次磁束指令値φ2q *を出力する。
　減算部8cでは、q軸の二次磁束推定値φ2q ^とq軸の二次磁束指令値φ2q *との偏差であるΔφ2q ^ を出力する。
　補正演算部8dでは、Δφ2q ^ を抑制するように出力周波数値の補正値Δωを演算し出力する。ここで、補正演算部8dの構成について説明する。
　図４は、補正演算部を(比例＋積分)で構成した場合である。q軸の二次磁束推定値φ2q ^とq軸の二次磁束指令値φ2q *との偏差であるΔφ2q ^は、Kpの定数を持つ比例演算部8d1と、Ki1の定数を持つ積分演算部8d2とに入力され、それらの出力信号は加算部8d3に入力される。
　つまり、(数10)に示す演算より出力周波数値の補正値Δωを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　本実施例に係る負荷運転特性のシミュレーション結果を図5に示す(図2に用いた負荷条件を設定している)。図2と図5に開示した負荷特性の結果を比較すれば、本実施例の特徴である周波数補正演算部8を用いた制御の場合、図中の誘導モータ内部のd軸およびq軸の二次磁束値φ2d、φ2qのいずれについても精度が顕著に向上しており、誘導モータの実速度値ωrの定常的な速度偏差Δωr＝0 (速度指令値ωr *＝実速度値ωr)であることがわかる。本実施例の周波数補正演算部8の効果は明白である。
　すなわち、d軸の電圧補正値ΔVd *からq軸の二次磁束値φ2qを演算し、出力周波数値ω1 *を補正することで、φ2qの発生に係わるフィードバック・ループを追加することが本実施例の特徴であり、従来の特性である図2に比べて、より高精度な速度制御を実現することができる。
　また、上記の実施例では、周波数補正演算部8内の補正演算部8dにおいて、演算構成を(比例＋積分)にしているが、図6に示すように、比例と積分で構成した出力値を更に積分する構成としてもよい。図中における8d1、8d2、8d3は図４のものと同一である。図6の構成では、Ki2の定数を持つ積分演算部8d4と加算部8d5を追加している。図4の出力であった加算部8d3の出力信号に積分演算部8d4の出力信号を加算している。
　つまり、(数11)により出力周波数値の補正値Δωを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　このような構成にすることで、q軸の二次磁束推定値φ2q ^を前記q軸の二次磁束指令値φ2q *に近づける作用が大きくなる。つまり、q軸の二次磁束値φ2qの抑制に係わるフィードバック・ループの安定性を向上することができ、トルク変動が少ない安定な運転を実現することができる。
　さらに、周波数補正演算部8内の補正演算部8dにおいて、比例演算と積分演算のゲイン(Kp、Ki1、Ki2)は固定値としているが、図7、図8に示すように速度推定値ωr ^に応じて、変化させてもよい。
　図7、図8における8d'は、それぞれ図４、図６における8dに相当するものである。図7では、q軸の二次磁束推定値φ2q ^とq軸の二次磁束指令値φ2q *との偏差であるΔφ2q ^は、速度推定値ωr ^の大きさに応じて変化するKp´を持つ比例演算部8d´1とKi'1を持つ積分演算部8d'2とに入力され、それらが加算部8d'3で加算され、出力周波数値の補正値Δωとなる。
　また、図8中における8d'1、8d'2、8d'3は、図７のものと同一である。図8の構成では、速度推定値ωr ^の大きさに応じて変化するKi'2を持つ積分演算部8d'4と加算部8d'5を追加している。図7の出力であった加算部8d'3の出力信号に積分演算部8d'4の出力信号を加算している。
　図7、図8において、速度推定値ωr ^の大きさに略比例して、Kp'、Ki'1、Ki'2を変化させることで、q軸の二次磁束推定値φ2q ^をq軸の二次磁束指令値φ2q *に近づける作用が速度に応じて変化する。つまり、誘導モータの低速域から高速域において、q軸の二次磁束値φ2qの発生に係わるフィードバック・ループの安定性を向上することができ、トルク変動がより少ない運転を実現することができる。
　また、本実施例の電力変換器2を構成するスイッチング素子としては、Si(シリコン)半導体素子であってもSiC(シリコンカーバイト)やGaN(ガリュームナイトライド)などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。
　<第2の実施例>
　図9は、実施例に係る電力変換装置の構成図である。第1の実施例では、周波数補正演算部8内部のq軸の二次磁束指令値を固定値としたが、本実施例はq軸の二次磁束指令値を変化させる方式である。図において、1～7、9～18、2aは、図1のものと同一である。
　周波数補正演算部8'は、d軸の電圧補正値ΔVd *と速度推定値ωr ^およびq軸の電流指令値Iq *に基づいて、出力周波数値ω1 *の補正値Δωを出力する。
　図10に、周波数補正演算部8'の構成を示す。8a、8c、8dは第1の実施例における周波数補正演算部8と同一物である。
　8eは力行／回生の運転モード判定部であり、q軸の電流指令値Iq *と速度推定値ωr ^が同符号であれば、力行運転と判断し「0」を、Iq *とωr ^が異符号であれば、回生運転と判断し「1」を出力する。8b'はq軸の二次磁束指令設定部であり、8b'では、8eの出力が「0」の場合：φ2q *はゼロ、8eの出力が「1」の場合：φ2q *をゼロあるいはq軸の電流指令値Iq *と同極性となる値を設定する。つまり、回生運転時には、φ2q *をIq *と同符号の一定値に設定あるいは制御することで、高精度かつロバスト性の高い速度制御を実現することができる。
　ここで、回生運転時には、φ2q *をIq *と同符号の一定値としたが、φ2q *の大きさは、誘導モータ1の一次抵抗値の設定誤差ΔR1や電力変換器を構成するスイッチング素子のデッドタイム補償を行う際の誤差電圧値に関係してくる。
　それら設定値と実際値が一致していれば、φ2q *=0で十分であるが、予めその設定誤差を考慮して、例えば、速度推定値の大きさに略反比例してφ2q *設定すると、より安定な運転を実現することが可能である。上記φ2q *の値は、一例でありこの数値に限定したものではない。
　<第3の実施例>
　図11は、実施例に係る電力変換器の構成図である。第1の実施例では、周波数補正演算部8の出力値より出力周波数値ω1 *を補正したが、本実施例は速度推定値ωr ^を補正する方式である。図において、1～8、10～18、2aは、図1のものと同一である。
　減算部9'は、演算された速度推定値ωr ^から周波数補正値Δωを差し引いた新たな速度推定値ωr ^^を出力する。速度制御演算部12において、速度指令値ωr *に速度推定値ωr ^^が一致あるいは近づくように、q軸の電流指令値Iq *を演算する。
　つまり、出力周波数値の代わりに、速度推定値を補正することでも、第1実施例と同様に高精度な速度制御を実現することができ、同様の効果が得られる。
　<第4の実施例>
　図12は、実施例に係る電力変換器の構成図である。第1から第3の実施例では、周波数補正演算部8の補正演算部8dに設定するq軸の二次磁束指令値φ2q *を1つ設定していたが、本実施例では、q軸の二次磁束指令値を2つ設定する。図において、1～7、9～18、2aは図1のものと同一である。
　19は、q軸の二次磁束指令設定値を2つ(φ2q1 *、φ2q2 *)設定する。例えば、第一のq軸二次磁束指令設定値φ2q1 *にはゼロを、第二のq軸二次磁束指令設定値φ2q2 *にはq軸の電流指令値Iq *と同極性とするd軸の二次磁束指令φ2d *以下の値を設定する。
　周波数演算部8''では、最初に、q軸の二次磁束指令値を第一のq軸二次磁束指令値(φ2q1 *)に設定して実運転を行い、その結果、トルク不足状態や過電流トリップに陥った場合は、次の演算タイミングで、自動的にq軸の二次磁束指令値を第二のq軸二次磁束指令値(φ2q2 *)に設定変更する。このように構成にすることで、最適なq軸の二次磁束指令値を設定することができる。
　また、本実施例ではq軸の二次磁束指令値として、第一の設定値および第二の設定値である2つの設定値を用いて制御する方式について説明したが、3つ以上の設定値を用いて制御しても良い。このようにすれば、q軸の二次磁束指令値を数個設けることにより、どのような負荷トルク状態(トルクの大きさや傾き)でも安定で高精度な速度制御を実現することができる。
　<第5の実施例> 
　図13は、実施例に係る電力変換器の構成図である。本実施例は、誘導モータ駆動システムに、本実施例を適用したものである。図において、構成要素の1～18、2aは、図1のものと同一である。
　図1の構成要素である誘導モータ1は、電力変換装置20により駆動される。電力変換装置20には、図１の1～18、2aがソフトウエァー、ハードウエァーとして実装されている。
　電力変換装置20のデジタル・オペレータ20bやパーソナル・コンピュータ21、タブレット22、スマートフォン23などの上位装置により、q軸の二次磁束指令値(φ2q *、φ2q1 *、φ2q2 *)の値を設定できるようにしても良い。
　本実施例を誘導モータ駆動システムに適用すれば、高精度な速度制御特性を実現することができる。
　また本実施例では、第1の実施例を用いて開示してあるが、第2から第4の実施例であっても良い。
　ここまでの第1から第5の実施例においては、電流指令値Id *、Iq *と電流検出値Idc、Iqcから、電圧補正値ΔVd *、ΔVq *を作成し、この電圧補正値とベクトル制御の電圧基準値を加算する(数2)に示す演算を行ったが、電流指令値Id *、Iq *に電流検出値Idc、Iqcから、ベクトル制御演算に使用する(数12)に示す中間的な電流指令値Id **、Iq **を作成し、この電流指令値と、出力周波数値ω1 **および誘導モータ1の電気定数を用いて、(数13)に従い電圧指令値Vdc ***、Vqc ***を演算するベクトル制御方式や、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　　ここに、KpdACR1：d軸の電流制御の比例ゲイン、
　　　　　　KidACR1：d軸の電流制御の積分ゲイン、
　　　　　　KpqACR1：q軸の電流制御の比例ゲイン、
　　　　　　KiqACR1：q軸の電流制御の積分ゲイン、
　　　　　　　　Td：d軸の電気時定数(Ld/R)、Tq：q軸の電気時定数(Lq/R)
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　電流指令値Id *、Iq *に電流検出値Idc、Iqcから、ベクトル制御演算に使用するd軸の比例演算成分の電圧補正値ΔVd_p *、d軸の積分演算成分の電圧補正値ΔVd_i *、q軸の比例演算成分の電圧補正値ΔVq_p *、q軸の積分演算成分の電圧補正値ΔVq_i * を(数14)により演算する
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　これらの電圧補正値と、出力周波数値ω1 **および誘導モータ1の電気定数を用いて、(数15)に従い電圧指令値Vdc ****、Vqc ****を演算するベクトル制御方式や、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　また、d軸の電流指令値Id *およびq軸の電流検出値Iqcの一次遅れ信号Iqctdおよび速度指令値ωr *および誘導モータ1の電気定数を用いて、(数16)に示す出力周波数指令値ω1 ***と(数17)に示す電圧指令値Vdc *****、Vqc *****を演算する制御方式にも適用することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　ここまでの第1から第6の実施例においては、速度推定演算部5では、(数5)に従い速度推定値を演算していたが、q軸電流制御で、電流制御と速度推定を併用する方式でも良い。
　(数18)に示すように、速度推定値ωr ^^^を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　　ここに、
　　　　　　KpqACR2：電流制御の比例ゲイン、KiqACR2：電流制御の積分ゲイン
　さらに、ここまでの第1から第5の実施例においては、速度推定演算部5において、(数5)に従い速度推定値を演算したが、図14に開示したように、誘導モータ1に速度検出用エンコーダ26を取りつけ、エンコーダ信号から速度検出値を演算する方式でも良い。
　この場合には、誘導モータ1に速度検出用のエンコーダを取りつけ、実施例1から実施例5に開示した速度推定演算部5の代わりに速度検出演算部5'を設けることにより、誘導モータ1の実速度値(速度検出値)ωrdを正確に検出することが可能である。
<第6の実施例> 
　図15は、実施例に係る電力変換器の構成図である。図15における構成要素の8の代替として8'または8''、9の代替として9'の要素で構成しても同様の効果が得られる。異なるのは、速度指令値ωr *ではなく出力周波数ω1r *が指令値として与えられている点である。
出力周波数指令値ω1r *からすべり周波数指令値ωs *を減算部24で減算し、速度指令値ωr *を出力する。
　図14に開示したように、速度推定演算部5の代わりに速度検出演算部5'を設けることにより、誘導モータ1の速度推定値ωr ^の代替として速度検出値ωrdを演算する方式でも良い。
<第7の実施例> 
　図16は、実施例に係る電力変換器の構成図である。図16における構成要素の8の代替として8'または8''、9の代替として9'の要素で構成しても同様の効果が得られる。異なるのは、速度指令値ωr *ではなく出力周波数ω1r *を指令値として与え、出力周波数指令値ω1r *から出力周波数値ω1 *を減算部25で減算し、速度制御演算部の入力信号としている点である。図14に開示したように、速度推定演算部5の代わりに速度検出演算部5'を設けることにより、誘導モータ1の速度推定値ωr ^の代替として速度検出値ωrを演算する方式でも良い。
1…誘導モータ、2…電力変換器、2a…直流電源、3…電流検出器、4…座標変換部、5…速度推定演算部、6…すべり周波数演算部、7…加算部、8、8´、8´´…周波数補正演算部、9、24…減算部、10…位相推定演算部、11…d軸電流指令設定部、12…速度制御演算部、13…ベクトル制御演算部、14…d軸電流制御演算部、15…q軸電流制御演算部、16、17、25…加算部、18…座標変換部、20…電力変換装置、20a…電力変換装置の中身、22…パーソナル・コンピュータ、23…タブレット、24…減算部、25…減算部、26…速度検出用エンコーダ、Id *…d軸電流指令値、Iq *…q軸電流指令値、ωr…誘導モータ1の速度、ωr ^…速度推定値、ωr ^^…新しい速度推定値、ωrd…速度検出値、ωs…誘導モータ1のすべり、ωs *…すべり周波数指令値、ω1r *…出力周波数指令値、ω1r…出力周波数値、ω1 *…誘導モータ1の出力周波数値、ω1 **…新しい出力周波数値、Δω…出力周波数値の補正量、θdc…位相推定値、ωr *…速度指令値、Vdc *…d軸の電圧指令の基準値、Vqc *…q軸の電圧指令の基準値、Vdc **、Vdc ***、Vdc ****、Vdc *****…d軸の電圧指令値、Vqc **、Vqc ***、Vqc ****、Vqc *****…q軸の電圧指令値

Claims (13)

  1. 　誘導モータの速度推定値あるいは速度検出値を出力するステップと、
    　前記誘導モータのすべり周波数指令値を出力するステップと、
    　電流制御の補正電圧値から算出した二次磁束推定値が二次磁束指令値に一致あるいは近づくように周波数補正値を演算する周波数補正値演算ステップと、
    　前記速度推定値あるいは前記速度検出値と、前記周波数指令値と、前記周波数補正値と、に基づいて、電力変換装置の出力周波数値を制御する制御ステップと、を備えることを特徴とする電力変換装置の制御法。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置の制御法であって、
    　前記周波数補正値演算ステップでは、d軸電流制御の補正電圧値から算出したq軸の二次磁束推定値がq軸の二次磁束指令値に一致あるいは近づくように周波数補正値を演算することを特徴とする電力変換装置の制御法。
  3. 　請求項２に記載の電力変換装置の制御法であって、
    　前記誘導モータのd軸（磁束成分）およびq軸(トルク成分)の電流検出値と、
    　前記電力変換装置の出力周波数値と、
    　前記誘導モータの電気定数とd軸およびq軸の電流指令値に基づいた電圧基準値と、
    　前記d軸およびq軸の電流指令値に従い前記d軸およびq軸の電流検出値を制御する電流制御の補正電圧値と、
    　前記電圧基準値と前記電流制御の補正電圧値から演算したd軸およびq軸の電圧指令値と、
    　電力変換装置の出力周波数値を積分演算した位相推定値と、
    　前記d軸およびq軸の電圧指令値から演算した3相交流の電圧指令値と、
    　3相交流の電圧指令値と、
    　に従い制御されるスイッチング素子から構成される電力変換器を備えることを特徴とする電力変換装置の制御法。
  4. 　請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置の制御法であって、
    　前記制御ステップでは、前記周波数補正値により、前記すべり周波数指令値あるいは前記速度推定値のどちらか一方の補正を実行することを特徴とする電力変換装置の制御法。
  5. 　請求項１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置の制御法であって、
    　前記q軸の二次磁束推定値が、前記q軸の二次磁束指令値に一致あるいは近づくように演算した周波数補正値は、比例演算値と積分演算値で構成したことを特徴とする電力変換装置の制御法。
  6. 　請求項１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置の制御法であって、
    　前記q軸の二次磁束推定値が、前記q軸の二次磁束指令値に一致あるいは近づくように演算した周波数補正値は、比例演算と積分演算で構成した出力値を更に積分演算することで構成したことを特徴とする電力変換装置の制御法。
  7. 　請求項５または６に記載の電力変換装置の制御法であって、
    　前記制御ステップでは、前記誘導モータの速度推定値あるいは速度検出値または速度指令値に基づいて、比例演算と積分演算で構成した制御ゲインを自動修正することを特徴とする電力変換装置の制御法。
  8. 　請求項１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置の制御法であって、
    　前記q軸の二次磁束指令値は、
    　力行モード時の場合は、ゼロ、
    　回生モード時の場合は、ゼロあるいはトルク指令値あるいはq軸の電流指令値と同極性に設定あるいは制御することを特徴とする電力変換装置の制御法。
  9. 　請求項７あるいは８に記載の電力変換装置の制御法であって、
    　前記制御ゲインあるいは前記q軸の二次磁束指令値は、電力変換器を含む電力変換装置内に搭載されているマイクロ・コンピュータ内部メモリなどに設定し、デジタル・オペレータやパーソナル・コンピュータあるいはタブレット、スマートフォン機器を接続して、前記値を自由に設定・変更できることを特徴とする電力変換装置の制御法。
  10. 　請求項９に記載の電力変換装置の制御方法であって、
    　前記q軸の二次磁束指令値は、少なくとも2つ以上が設定可能で、1つ目に設定した値で正しく運転ができなかった場合は、次の2つ目以降を自動的に設定することを特徴とする電力変換装置の制御法。
  11. 　誘導モータの速度推定値あるいは速度検出値を出力する速度検出演算部と、
    　前記誘導モータのすべり周波数指令値を出力するすべり周波数演算部と、
    　電流制御の補正電圧値から算出した二次磁束推定値が二次磁束指令値に一致あるいは近づくように周波数補正値を演算する周波数補正演算部と、
    　前記速度推定値あるいは前記速度検出値と、前記周波数指令値と、前記周波数補正値と、に基づいて、電力変換装置の出力周波数値を制御する制御部と、
    　を備えることを特徴とする電力変換装置。
  12. 　請求項１１に記載の電力変換装置であって、
    　前記周波数補正演算部は、d軸電流制御の補正電圧値から算出したq軸の二次磁束推定値がq軸の二次磁束指令値に一致あるいは近づくように周波数補正値を演算することを特徴とする電力変換装置の制御法。
  13. 　請求項１２に記載の電力変換装置であって、
    　前記誘導モータのd軸（磁束成分）およびq軸(トルク成分)の電流検出値と、
    　前記電力変換装置の出力周波数値と、
    　前記誘導モータの電気定数とd軸およびq軸の電流指令値に基づいた電圧基準値と、
    　前記d軸およびq軸の電流指令値に従い前記d軸およびq軸の電流検出値を制御する電流制御の補正電圧値と、
    　前記電圧基準値と前記電流制御の補正電圧値から演算したd軸およびq軸の電圧指令値と、
    　電力変換装置の出力周波数値を積分演算した位相推定値と、
    　前記d軸およびq軸の電圧指令値から演算した3相交流の電圧指令値と、
    　3相交流の電圧指令値と、
    　に従い制御されるスイッチング素子から構成される電力変換器を備えることを特徴とする電力変換装置。
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