JP2022098727A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回生時や弱め界磁時の運転において、モータの実測値とモータ制御の設定値との間に誤差があっても、誘導モータを高精度に運転する電力変換装置を提供することにある。【解決手段】出力周波数を可変にする電圧を誘導モータに出力する電力変換器と、電力変換器に電圧指令を出力する制御部とを有する電力変換装置であって、制御部は、磁束軸であるｄ軸の電流制御出力を算出し、ｄ軸の前記電流制御出力を演算し、演算の出力が零に追従するように、ｑ軸の電圧指令を出力する電力変換装置。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

誘導モータの回生運転時における技術としては、特許文献１のように、ｄ軸電流制御の出力よりｑ軸二次磁束を推定し、該二次磁束推定値を零に追従するようにすべり周波数指令を自動調整することで、磁束減少によるトルク不足を抑制する技術がある。

特開２０１６－１６３５０１号公報

特許文献１では、ＰＩ(比例・積分)制御で構成されるd軸電流制御の出力であるd軸電圧補正値ΔV_d ^*__piと速度推定値ω_r ^{^}および磁石モータの電気回路パラメータ（相互インダクタンスM、二次インダクタンスL_２）を用いて（数式１）に基づきｑ軸二次磁束φ_2qを推定する。

さらにq軸二次磁束の指令値φ_2q*である「０」とｑ軸二次磁束の推定値φ_2q ^{^}の偏差であるΔφ_2qを抑制するようにすべり周波数指令値ω_s ^*の補正値Δωを（数式２）に基づき演算する。ｓはラプラス演算子（以下同じ）である。

ｄ軸電流制御はＰＩ制御であり、低速域において一次抵抗R_１に関係する電圧降下の誤差である(R_１－R_１ ^*)i_d、中高速域においては漏れインダクタンスL_σに関係する電圧降下の誤差であるω_１(L_σ－L_σ ^*)i_qが、d軸電圧補正値ΔV_d ^*__piに含まれることになる。ここに、R_１ ^*とL_σ ^*はベクトル制御の演算に用いる誘導モータ１の電気回路パラメータである。

（数式２）にそれら電圧降下の誤差が含まれるため、補正値Δωで修正されたすべり周波数指令値ω_s ^**の絶対値|ω_s ^**|と実際のすべり周波数値|ω_s|が（数式３）の関係になると、ｄ軸二次磁束φ_2dは減少し易くなり、場合によってはトルク不足に陥る場合があった。

本発明の目的は、回生時や弱め界磁時の運転において、モータの実測値とモータ制御の設定値との間に誤差があっても、誘導モータを高精度に運転する電力変換装置を提供することにある。

本発明の好ましい一例としては、出力周波数を可変にする電圧を誘導モータに出力する電力変換器と、前記電力変換器に電圧指令を出力する制御部とを有する電力変換装置であって、
前記制御部は、磁束軸であるｄ軸の電流制御出力を算出し、ｄ軸の前記電流制御出力を演算し、演算の出力が零に追従するように、ｑ軸の前記電圧指令を出力する電力変換装置である。

本発明によれば、モータの実測値とモータ制御の設定値との間に誤差があっても、誘導モータを高精度に運転する電力変換装置を実現することができる。

実施例に係る電力変換装置の構成図。 実施例に係る電圧補正演算部の構成図。 実施例に係る電圧補正演算部におけるＰＩ制御演算部の構成図。 従来技術を用いた場合の0.7p.u速度における制御特性。 本発明を用いた場合の0.7p.u速度における制御特性。 本発明を用いた場合の１.7p.u速度における制御特性。 実施例に係る電圧補正演算部における他のＰＩ制御演算部の構成図。 実施例に係る他の電力変換装置の構成図。 実施例に係る他の電圧補正演算部の構成図。 実施例に係る顕現性を確認するための構成図。 実施例に係る他の電力変換装置の構成図。 実施例に係る他の電力変換装置の構成図。

以下、図面を用いて本実施例を詳細に説明する。なお、各図における共通の構成については同一の参照番号を付してある。また、以下に説明する各実施例は図示例に限定されるものではない。

図１は、実施例１における電力変換装置と誘導モータの構成図を示す。誘導モータ１は、磁束軸（ｄ軸）成分の電流により発生する磁束と、磁束軸に直交するトルク軸（ｑ軸）成分の電流によりトルクを発生する。

本実施例は、誘導モータを速度センサレス制御で駆動する電力変換装置の制御に関し、特に回生時や弱め界磁時の運転において、誘導モータを高精度に運転する電力変換装置に関する。

電力変換器２は、スイッチング素子としての半導体素子を備える。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を入力し、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*に比例した電圧値を出力する。電力変換器２の出力に基づいて、誘導モータ１は駆動され、誘導モータ１の出力電圧値と出力周波数値は可変される。スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使うようにしてもよい。

直流電源３は、電力変換器２に直流電圧および直流電流を供給する。

電流検出器４は、誘導モータ１の３相の交流電流i_u、i_v、i_wの検出値であるi_uc、i_vc、i_wcを出力する。また電流検出器４は、誘導モータ１の３相の内の２相、例えば、u相とw相の交流電流を検出し、v相の交流電流は交流条件（i_uc＋i_vc＋i_wc＝0）から、i_vc=－(i_uc＋i_wc)として求めてもよい。本実施例では、電流検出器４は、電力変換装置内に設けた例を示したが、電力変換装置の外部に設けてもよい。

制御部は、以下に説明する座標変換部５、速度制御演算部６、ｄ軸電流磁束設定部７、ベクトル制御演算部８、電圧補正演算部９、周波数・位相推定演算部１０、座標変換部１１を備える。制御部は、そして、制御部は、電力変換器２を制御する。

制御部は、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成される。制御部は、いずれかまたは全部をＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などのハードウェアで構成することができる。制御部のＣＰＵ（Central Processing Unit）が、メモリなどの記録装置に保持するプログラムを読み出して、上記した座標変換部５などの各部の処理を実行する。

次に、制御部の各構成要素について、説明する。

座標変換部５は、３相の交流電流i_u、i_v、i_wの交流電流検出値i_uc、i_vc、i_wcと位相指令値θ_dcからｄ軸の電流検出値i_dc、およびｑ軸の電流検出値、i_qcを出力する。

速度制御演算部６は、周波数指令値ω_r ^*と周波数推定値ω_r ^{^}に基づいて演算したｑ軸電流指令値i_q ^*を出力する。

ｄ軸電流磁束設定部７は、ｄ軸電流指令値i_d ^*とｄ軸二次磁束指令値φ_2d ^*を出力する。

ベクトル制御演算部８は、ｄ軸二次磁束指令値φ_2d ^*、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値i_dc、i_qcと、出力周波数指令値ω_１ ^*に基づいて、演算したｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**とd軸電流制御出力Δv_d ^*を出力する。

電圧補正演算部９は、ｑ軸の電流指令値i_q ^*、ｄ軸電流制御出力Δv_d ^*に基づいて演算した電圧補正値Δv_dq ^*をｑ軸電圧指令値v_qc ^**に加算する。

周波数・位相推定演算部１０は、ｑ軸電圧指令値v_qc ^***、ｑ軸電流指令値i_q ^*およびｑ軸電流検出値i_qcとｄ軸二次磁束指令値φ_2d ^*に基づいて演算した周波数推定値ω_r ^{^}、出力周波数指令値ω_１ ^*と位相指令値θ_dcを出力する。

座標変換部１１は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^***と、位相指令値θ_dcから３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を出力する。

最初に、本実施例の特徴である電圧補正演算部９を用いたときの速度センサレスベクトル制御の基本動作について説明する。

速度制御演算部６は、周波数指令値ω_r ^*に周波数推定値ω_r ^{^}が追従するように、比例制御と積分制御により（数式４）に従いトルク電流指令であるｑ軸電流指令値i_q ^*を演算する。

ここに、
K_sp：速度制御の比例ゲイン、K_si：速度制御の積分ゲイン

第１に、ベクトル制御演算部８は、ｄ軸二次磁束指令値φ_2d ^*、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*と出力周波数指令値ω_１ ^*を用いて（数式５）に従いｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^*、v_qc ^*を演算する。

ここに、
T_acr：電流制御遅れ相当の時定数
R_１：一次抵抗値、L_σ：漏れインダクタンス値、Ｍ：相互インダクタンス値、L₂：二次側インダクタンス値

第２に、ベクトル制御演算部８は、ｄ軸電流指令値i_d ^*にｄ軸電流検出値i_dcが追従するように比例制御、ｑ軸電流指令値i_q ^*にｑ軸電流検出値i_qcが追従するように比例制御と積分制御により、（数式６）に従い、ｄ軸およびｑ軸の電圧補正値Δv_d ^*、Δv_q ^*を演算する。

d軸電圧補正値（ｄ軸電流制御出力）Δv_d ^*は、ｄ軸電流指令値i_d ^*にｄ軸電流検出値i_dcが従うようにｄ軸の電圧指令値v_dc ^*を補正する電圧補正値である。また、ｑ軸の電圧補正値Δv_q ^*は、ｑ軸電流指令値i_q ^*にｑ軸電流検出値i_qcが従うようにｑ軸の電圧指令値v_ｑc ^*を補正する電圧補正値である。

ここに、
K_pd１：ｄ軸電流制御の比例ゲイン
K_pq１：ｑ軸電流制御の比例ゲイン、K_iq１：ｑ軸電流制御の積分ゲイン

さらに、ベクトル制御演算部８は、（数式７）に従い、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_ｑc ^**を演算する。

次に本発明の特徴である電圧補正演算部９について説明する。図２は、本実施例の特徴である電圧補正演算部９のブロックを示す。

極性判定部９aにq軸電流指令値i_q ^*が入力され、i_q ^*≧0のときは「+１」を、i_q ^*＜0のときは「－１」を出力する。これは力行／回生の両方の運転モードに対応するためであり、力行のみであれば９aは省略してもよい。

「0」である起電力指令値９ｂとｄ軸電流制御出力Δv_d ^*は、減算部９ｃに入力され、その偏差（0－Δv_d ^*）と極性判定部９aの出力信号（+１あるいは－１）が乗算部９ｄに入力される。

図３は、本実施例の特徴である電圧補正演算部９ｅのブロックを示す。ＰＩ制御演算部９ｅは、乗算の演算部９ｄの出力値Δv_d ^**が0（ゼロ）となるように比例ゲインK_pdqを持つ比例制御演算部９ｅ１と積分ゲインK_idqを持つ積分制御演算部９ｅ２を加算部９ｅ３に入力し、（数式８）に従い電圧補正値Δv_dq ^*を演算する。

また、加算部が、該電圧補正値Δv_dq ^*とq軸電圧指令値V_qc ^**を用いて（数式９）に従い新たなｑ軸電圧指令値V_qc ^***を演算する。そして、ｑ軸電圧指令値V_ｑc ^***が座標変換部１１に入力される。

周波数・位相推定演算部１０は、q軸電圧指令値v_qc ^***、ｄ軸の電流指令値i_d ^*、q軸電流指令値i_q ^*およびq軸電流検出値i_qcとｄ軸二次磁束指令値φ_2d ^*、誘導モータ１の電気回路パラメータに基づいて演算をする。周波数・位相推定演算部１０は、（数式１０）に従い周波数推定値ω_r ^{^}を演算する。また、（数式１１）に従いすべり周波数指令値ω_s ^*を演算する。また、（数式１２）に従い出力周波数指令値ω_１ ^*を演算する。また、（数式１３）に従い位相指令値θ_dcを演算する。

ここに、R2´ ： 二次抵抗値の一次側換算値、T_obs： 外乱オブザーバに設定する速度推定遅れ時定数、 T_ACR： 電流制御遅れ時定数

ここに、T2： 二次時定数

上記したように、制御部は、磁束軸であるｄ軸の電流制御出力を算出し、ｄ軸の電流制御出力を演算し、演算の出力が零に追従するように、ｑ軸の電圧指令を出力する。

つぎに本発明がトルク不足を抑制できる原理について説明する。図４は、本発明である電圧補正演算部９を用いない（V_dq ^*=0）場合の制御特性を示す。

特許文献１の技術を用いて、（数式５）に示すｄ軸およびｑ軸の電圧指令値V_dc ^*、V_qc ^*の演算式や（数式１０）に示す速度推定値ω_r ^{^}の演算式に含まれる漏れインダクタンスの設定値L_σ ^*に－１０％の誤差がある場合のシミュレーション結果が図４に示される。速度指令値の設定は基底周波数の0.7p.uであり、上段は負荷トルクτ_L(点線)とトルクτ_M（実線）、中段は周波数ω_r、下段はd軸二次磁束φ_2dとｑ軸二次磁束φ_2qを表示している。

ランプ状の負荷トルクτ_Lを図中のA点から与え始め、図中のC点で定格トルク（１00%）トルクの２倍の大きさとなるが、τ_Lが－１.9p.u近傍B点でトルク抜け（トルクが不足）しており、中段のB点以降に実周波数ω_rは増速、下段のD点以降にd軸二次磁束φ_2dは急激に減少していることがわかる。

これはd軸電流制御がＰＩ制御であるため、漏れインダクタンスL_σに関係する電圧降下の誤差であるω_１(L_σ－L_σ ^*)i_qにより、誘導モータ１内部でｑ軸二次磁束φ_2qが発生し、d軸二次磁束φ_2dが減少する結果、トルク抜けする現象である。

そこで本実施例では、ｄ軸電流制御をＰ制御に変更し、ｑ軸二次磁束φ_2qが含まれるｄ軸電流制御出力Δv_d ^*を用いて補正電圧値Δv_dq ^*を演算し、q軸電圧指令値をv_qc ^**を修正することで制御特性を改善する。

本実施例における制御特性を図５に示す。図４の制御特性と同様に、漏れインダクタンスの設定値L_σ ^*に－１０％の誤差を与え、電圧補正演算部９を動作させて、同様に速度指令（0.7p.u）や負荷トルクを(A点からC点までランプ状に印加)与えている。下段のｑ軸二次磁束φ_2qはほぼ零であり、ｄ軸二次磁束φ_2dも一定で減少していない。本実施例の効果が明白であることがわかる。

また更なる高速域（速度指令値が１.7p.u）での本実施例における制御特性を図６に示す。制御特性の図５と同様に、漏れインダクタンスの設定値L_σ ^*に－１０％の誤差を与え、電圧補正演算部９を動作させて、負荷トルクを(A点からC点までランプ状に印加)与えている。下段のｄ軸二次磁束φ_2dが図５に比べて約１/２であることがわかる。これは誘導モータ１の磁束を意図的に減少させる弱め界磁領域であり、ｄ軸電流指令を１/２に低減しているためである。弱め界磁領域でも本発明の効果が明白であることがわかる。

上記の実施例では、図１の電圧補正演算部９において、比例制御と積分制御のゲイン（K_p、K_i）は固定値としているが、図７に示すように周波数推定値ω_r ^{^}に応じて変化させてもよい。図７のＰＩ制御演算部９ｅ’は図２および図３のＰＩ制御演算部９ｅに相当するものである。図７の加算部９ｅ’３は図３の加算部９ｅ３と同一である。

図７のＰＩ制御演算部９ｅ’のＰＩ制御において、周波数推定値ω_r ^{^}に略比例して比例制御と積分制御のゲイン（K_p、K_i）を変化させることで、低速域から高速域においてオーバーシュートなしの高精度かつ高安定な制御特性を実現することができる。

図８は、実施例２における電力変換装置と誘導モータの構成図である。
実施例１では、電圧補正演算部９への入力はｑ軸の電流指令値i_q ^*、d軸電流制御出力Δv_d ^*としたが、本実施例では、電圧補正演算部９への入力はｑ軸の電流指令値i_q ^*、ｄ軸電流制御出力Δv_d ^*と速度推定値ω_r^としている。実施例１と同じ内容については説明を省略する。

図８の電圧補正演算部９１は、図１の電圧補正演算部９に相当するものである。図９に電圧補正演算部９１の構成を示す。

図９の極性判定部９１ａ、起電力指令値９１ｂ、減算部９１ｃ、乗算部９１ｄ、ＰＩ制御演算部９１ｅは、図２の極性判定部９ａ、起電力指令値９ｂ、減算部９ｃ、乗算部９ｄ、ＰＩ制御演算部９ｅと同一である。q軸二次磁束演算部９１ｆは、d軸電流制御出力Δv_d ^*と速度推定値ω_r ^{^}を用いて（数式１４）よりｑ軸二次磁束φ_2qの推定値φ_2q ^{^}を演算する。

本実施例では、制御部が、ｄ軸の電流制御出力からｑ軸の二次磁束推定値を算出し、ｑ軸の二次磁束推定値が零に追従するように電圧補正値を算出する。

本実施例では、ｑ軸二次磁束φ_2q相当を演算してフィードバックすることで、低速域から高速域において高応答な制御特性を実現することができる。

ここで、図１０を用いて本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。誘導モータ１を駆動する電力変換装置２０に、電圧検出器２１、電流検出器２２を取り付け、誘導モータ１のシャフトにはエンコーダ２３を取り付ける。

ベクトル成分の電圧・電流の計算部２４には、電圧検出器２１の出力である三相交流の電圧検出値（v_uc、v_vc、v_wc）、三相交流の電流検出値（i_uc、i_vc、i_wc）とエンコーダ出力である位置θが入力され、ベクトル電圧成分のv_dc、v_qc、ベクトル電流成分のi_dc、i_qcと、位置θを微分した検出値ω_rcを演算する。

各部波形の観測部２５では、（数式１５）を用いて出力周波数値ω_１を、（数式１６）を用いてｄ軸電流制御出力Δv_d ^*の推定値Δv_d ^* _{_est}を演算する。

（数式１６）に示す推定値Δv_d ^* _{_est}が定常的にゼロであれば、本発明を採用していることが明白となる。

図１１は、実施例３における電力変換装置２０、誘導モータ１、およびパーソナル・コンピュータ２８、タブレット２９、スマートフォン３０などの端末を有する誘導モータの駆動システムの構成図である。本実施例は、誘導モータ駆動システムに、上記した本実施例を適用した実施例である。

図１１において、構成要素の誘導モータ１、座標変換部５、速度制御演算部６、ｄ軸電流磁束設定部、ベクトル制御演算部８、電圧補正演算部９、周波数・位相推定演算部１０、座標変換部１１は、図１と同一である。図１の構成要素である誘導モータ１は、電力変換装置２０により駆動される。

電力変換装置２０では、図１の座標変換部５、速度制御演算部６、ｄ軸電流磁束設定部、ベクトル制御演算部８、電圧補正演算部９、周波数・位相推定演算部１０、座標変換部１１がソフトウェア２０ａとして、つまりプログラムとして実装されている。
また、図１の電力変換器２、直流電源３、電流検出器４および図示していないが制御部を構成するＣＰＵがハードウェアとして実装されている。ＣＰＵは上記のプログラムを実行する。

またデジタル・オペレータ２０ｂ、パーソナル・コンピュータ２８、タブレット２９、スマートフォン３０などの上位装置からの指示を受け、制御部（ソフトウェア２０ａ）の電圧補正演算部９は、比例ゲイン２６、積分ゲイン２７を設定もしくは変更することができる。

本実施例を誘導モータ駆動システムに適用すれば、速度センサレスベクトル制御において高精度かつ高安定な制御特性を実現することができる。また比例ゲイン２６、積分ゲイン２７は、ＰＬＣ（Programmable Logic Controller）、コンピュータと接続するＬＡＮ（Local Area Network）、ＩｏＴ（Internet of Things）コントローラなどのフィールドバス上で設定してもよい。

さらに本実施例では、電力変換装置２０の構成を実施例１を用いて開示してあるが、実施例２の構成であっても良い。

図１２は、実施例４における電力変換装置２０、誘導モータ１、端末、およびＰＬＣ（Programmable Logic Controller）やＩｏＴ（Internet of Things）コントローラなどの上位装置を有する誘導モータの駆動システムの構成図である。本実施例は誘導モータ駆動システムに上記した実施例を適用した実施例である。

図１２において、構成要素の誘導モータ１、座標変換部５、速度制御演算部６、ｄ軸電流磁束設定部、ベクトル制御演算部８、電圧補正演算部９、周波数・位相推定演算部１０、座標変換部１１、電力変換装置２０、ソフトウェア２０ａ、デジタル・オペレータ２０ｂ、比例ゲイン２６、積分ゲイン２７、パーソナル・コンピュータ２８、タブレット２９、スマートフォン３０は図１１に示したものと同一である。

図１２において、１２は上位装置であるＰＬＣやＩｏＴコントローラであり、電力変換装置２０と上位装置１２とはネットワークなどで接続している。電力変換装置２０が運転中にトルク抜けをする場合は、ソフトウェア２０ａ内の漏れインダクタンスの設定値L_σ ^*を修正して誘導モータ１を安定駆動できるようにしてもよい。これを実行するには、電力変換装置２０の制御部内のメモリ情報を用いて、制御部は、誘導モータの運転状態をＰＬＣやＩｏＴコントローラにフィードバックし、ＰＬＣやＩｏＴコントローラが誘導モータの運転状況を把握するようにする。そしてＰＬＣやＩｏＴコントローラが漏れインダクタンスの設定値L_σ ^*を数％単位で変更するように、電力変換装置２０の制御部に指示し、制御部が、漏れインダクタンスの設定値L_σ ^*を変更するよう制御するようにしてもよい。

さらに本実施例では、電力変換装置は実施例１を用いて開示してあるが、実施例２であっても良い。

ここまでの実施例１と実施例２においては、電流指令値i_d ^*、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcから電圧修正値Δv_dc、Δv_qcを作成し、この電流制御出力値とベクトル制御の電圧基準値を加算する（数式５）に示す演算であった。

代わりに、電流指令値i_d ^*、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcからベクトル制御演算に使用する（数式１７）に示す中間的な電流指令値i_d ^**、i_q ^**を作成し、出力周波数指令値ω_１ ^*および誘導モータ１の電気回路パラメータを用いて（数式１８）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここに、
K_pd2：d軸電流制御の比例ゲイン
K_pq2：q軸電流制御の比例ゲイン、K_iq2：q軸電流制御の積分ゲイン
T_d：d軸電気時定数(L_σ/R_１)、T_q：q軸電気時定数(L_σ/R_１)

あるいは電流指令値i_d ^*、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcから、ベクトル制御演算に使用するｄ軸比例制御出力Δv_{d_p} ^*、ｑ軸比例制御出力Δv_{q_p} ^*、ｑ軸積分制御出力Δv_{q_i} ^* を（数式１９）により作成し、出力周波数指令値ω_１ ^*および誘導モータ１の電気回路パラメータを用いた（数式２０）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここに、
K_pd3：d軸電流制御の比例ゲイン
K_pq3：q軸電流制御の比例ゲイン、K_iq3：q軸電流制御の積分ゲイン

またｄ軸電流指令値i_d ^*およびｑ軸電流検出値i_qcの一次遅れ信号i_qctd、（数式２１）に示す出力周波数指令値ω_１ ^**と、誘導モータ１の電気回路パラメータを用いて、（数式２２）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

またｑ軸電流制御出力を周波数推定値ω_r ^{^^}とする（数式２３）に示す速度推定演算を行ってもよい。

ここに、
K_pq4：q軸電流制御の比例ゲイン、K_iq4：q軸電流制御の積分ゲイン

なお、実施例１から実施例４において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Si（シリコン）半導体素子であっても、SiC（シリコンカーバイト）やGaN（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。

１…誘導モータ、２…電力変換器、３…直流電源、４…電流検出器、５…座標変換部、６…速度制御演算部、７…ｄ軸電流磁束設定部、８…ベクトル制御演算部、９…電圧補正演算部、１０…周波数・位相推定演算部、１１…座標変換部、１２…上位装置、２０…電力変換装置、２０ａ…電力変換装置のソフトウェア、２０ｂ…電力変換装置のデジタル・オペレータ、２１…電圧検出器、２２…電流検出器、２３…エンコーダ、２４…ベクトル成分の電圧・電流の計算部、２５…各部波形の観測部、２６…電圧補正演算の比例ゲイン、２７…電圧補正演算の積分ゲイン、２８…パーソナル・コンピュータ、２９…タブレット、３０…スマートフォン、３１…ＩＯＴコントローラ
i_d ^*…ｄ軸電流指令値、i_q ^*…ｑ軸電流指令値、
i_dc…ｄ軸電流検出値、i_qc…ｑ軸電流検出値、
ΔV_d ^*…ｄ軸電流制御出力値、ΔV_q ^*…q軸電流制御出力値、
ΔV_dq ^*…q軸電圧指令補正値、
ω_s ^*…すべり周波数指令値、ω_s…誘導モータのすべり周波数、
ω_r ^{^}、ω_r ^{^^}…周波数推定値、ω_r…誘導モータの周波数、
v_dc ^*、 v_dc ^**、v_dc ^***、v_dc ^****、v_dc ^*****…ｄ軸の電圧指令値、
v_qc ^*、 v_qc ^**、v_qc ^***、v_qc ^****、v_qc ^****…ｑ軸の電圧指令値

Claims (10)

1. 出力周波数を可変にする電圧を誘導モータに出力する電力変換器と、
   前記電力変換器に電圧指令を出力する制御部とを有する電力変換装置であって、
   前記制御部は、
   磁束軸であるｄ軸の電流制御出力を算出し、
   ｄ軸の前記電流制御出力を演算し、演算の出力が零に追従するように、ｑ軸の前記電圧指令を出力する電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   ｄ軸の前記電流制御出力と零の指令値との偏差を算出し、前記偏差に基づいてＰＩ制御をし、電圧補正値を算出する電力変換装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記偏差が零になるように比例ゲインと積分ゲインを有し、
   前記電圧補正値とｑ軸電圧指令値とを演算し、新たなｑ軸電圧指令値を算出する電力変換装置。
4. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   周波数推定値に基づいて前記比例ゲインと前記積分ゲインを変化させる電力変換装置。
5. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   ｄ軸の前記電流制御出力からｑ軸の二次磁束推定値を算出し、ｑ軸の前記二次磁束推定値が零に追従するように電圧補正値を算出する電力変換装置。
6. 請求項５に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   ｄ軸の前記電流制御出力と速度推定値からｑ軸の前記二次磁束推定値を算出し、ｑ軸の前記二次磁束推定値が零になるようにＰＩ制御をする電力変換装置。
7. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   デジタル・オペレータやパーソナル・コンピュータあるいはタブレット、スマートフォン機器からの指示により、前記制御部は、前記比例ゲインもしくは前記積分ゲインを設定もしくは変更するように制御する電力変換装置。
8. 請求項１に記載の電力変換装置は、
   上位コントローラもしくはＩｏＴコントローラと接続しており、
   前記制御部は、
   前記誘導モータの運転状態を前記上位コントローラや前記ＩｏＴコントローラにフィードバックして、前記誘導モータが運転中にトルク抜けをするときは漏れインダクタンスの設定値を修正するように制御する電力変換装置。
9. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   ｄ軸の前記電流制御出力は、
   ｄ軸の電流検出値がｄ軸の電流指令値になるようにｄ軸の電圧指令値を補正するｄ軸の電圧補正値である電力変換装置。
10. 請求項２に記載の電力変換装置において、
    前記制御部は、
    前記偏差と、力行、回生に従った極性判定の値とを演算する電力変換装置。

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