JP2000134999A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 鉄心の磁気飽和の影響や電動機の製造上の寸
法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動および電
動機の温度変化等による二次抵抗r2および一次抵抗r1の
変動の影響を受けず、また、誘導電動機取付け時に発生
する一次抵抗r1および漏れインダクタンスの変動の影響
を受けず、常に精度良く所望の出力トルクを得る。 【解決手段】 トルク指令値Ｔ*が所定値Ｔrf以下の場
合に（２２）、トルク電流指令i1q*とトルク電流i1qと
に基づき算出されるトルク同相電圧指令Ｇq・Δi1qに基
づき、励磁インダクタンスＭを補正する（２４）。また
Ｇ・Δi1qとトルク電流指令に基づき一次抵抗r1を補正
し、励磁電流指令id*と励磁電流idとに基づき算出され
る励磁電流同相電圧指令Ｇ・Δi1dとトルク電流指令に基
づき漏れインダクタンスＬσを補正する。さらにＧ・Δi
1qとトルク電流指令に基づき二次抵抗r2を補正する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は工作機械の主軸駆動
などに利用される誘導電動機の出力トルクを任意に制御
する誘導電動機の制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】工作機械の主軸駆動などの用途には、す
べり周波数型ベクトル制御によって駆動される誘導電動
機が多く用いられている。このすべり周波数型ベクトル
制御において、出力トルクを任意に制御するためには、
電動機の二次抵抗r2、励磁インダクタンスＭおよびトル
ク電流i1qに応じて正確なすべり周波数を電動機に与え
る必要がある。しかしながら、二次抵抗r2は、電動機の
温度変化等によって２倍程度に大きく変動する。それに
も拘わらず制御装置内においては、二次抵抗r2の値は変
動が考慮されていない。その結果、電動機に与えられる
すべり周波数が不正確となり、出力トルクを正確に制御
することができない。この問題を解決するべく、本出願
人等は既に特願平７−９２１６５号において、誘導電動
機の励磁インダクタンスＭおよび二次抵抗r2の値が正確
に把握できない場合や、これらの値が変動する場合にお
いても常に出力トルクを精度良く制御できる誘導電動機
の制御装置を提案している。

【０００３】図５に特願平７−９２１６５号に開示され
た誘導電動機の制御装置のシステム構成の一例を示す。
この制御装置に対して外部からの入力指令として、トル
ク指令Ｔ*および磁束密度指令φ*が入力される。変換器
１は、磁束密度指令φ*に応じて必要な励磁電流指令値i
1d*を算出し出力する励磁電流指令発生手段であり、磁
束密度と励磁電流の関係は後述するように励磁インダク
タンスＭを意味している。この変換器１では、Ｍの逆数
を磁束密度指令Φ*に乗算することによって励磁電流指
令値i1d*が出力される。除算器２はトルク電流指令発生
手段を構成し、入力されたトルク指令Ｔ*を入力された
磁束密度指令φ*で除算するものであり、誘導電動機の
出力トルクは磁束密度とトルク電流値との積に比例する
ことから、除算器２の出力がトルク電流指令値i1q*とし
て出力される。

【０００４】この特願平７−９２１６５号による誘導電
動機の制御装置の動作を図８の誘導電動機の等価回路を
もとに説明する。電動機の一次電流Ｉ1,励磁電流Ｉo,一
次電圧Ｅ1は磁束の回転角周波数ωに同期して回転する
ｄｑ軸座標上の一次電流i1d,i1q,励磁電流iod,ioq、一
次電圧ｅ1d,ｅ1qを用いて次のように表される。

【０００５】

【数１】 Ｉ1＝i1d・sinωｔ＋i1q・cosωｔ ・・・（１）

【数２】 Ｉo＝iod・sinωｔ＋ioq・cosωｔ ・・・（２）

【数３】 Ｅ1＝ｅ1d・sinωｔ＋ｅ1q・cosωｔ ・・・（３） このとき誘導電動機の一次回路について電圧方程式は次
のように表される。

【０００６】

【数４】 ｅ1d＝(r1＋ｐＬσ)i1d−ωＬσ・i1q ＋ｐＭ・iod−ωＭ・ioq ・・・（４）

【数５】 ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋(r1＋ｐＬσ)i1q ＋ωＭ・iod＋ｐＭ・ioq ・・・（５） ここでｐは微分演算子d／dt、r1は一次巻線抵抗（一次
抵抗）、Ｌσは漏れインダクタンス、Ｍは励磁インダク
タンスである。

【０００７】次に二次回路についても同様に電圧方程式
は次のように表される。

【０００８】

【数６】 −r2・i1d＋(r2＋ｐＭ)iod−ωs・Ｍ・ioq＝０ ・・・（６）

【数７】 −r2・i1q＋ωs・Ｍ・iod＋(r2＋ｐＭ)ioq＝０ ・・・（７） ここでr2は二次巻線抵抗、ωsはすべり角周波数であ
る。このωsは電動機の回転角周波数ωmを用いて次のよ
うに表される。

【０００９】

【数８】 ωs＝ω−ωm ・・・（８） 磁束方向がｄ軸に一致していると仮定すると、電動機内
部の励磁電流ioは次のように表される。

【００１０】

【数９】 io＝φ／Ｍ＝iod，ioq＝０ ・・・（９） （９）式と（６）式よりioとi1dとの関係を求めると次
式を得る。

【００１１】

【数１０】 io／i1d＝１／(１＋ｐＭ／r2） ・・・（１０） すなわち、励磁電流ioはi1dに対して一次遅れで応答
し、その時定数はＭ／r2である。この時定数は一般的な
誘導電動機において数100msであり、ioの変化は十分に
緩慢であると近似できる。

【００１２】一方、（９）式と（７）式より、次式を得
る。

【００１３】

【数１１】 ωs＝r2・i1q／（Ｍ・io） ・・・（１１） これがいわゆるベクトル制御条件と呼ばれるもので、こ
の式を満たすすべり角周波数ωsを電動機に与えると
き、磁束方向がｄ軸に一致する。このときi1qが磁束に
直交することから電動機の発生トルクＴは、以下のよう
になる。

【００１４】

【数１２】 Ｔ＝φ・i1q＝Ｍ・io・i1q ・・・（１２） 従って、i1qを制御することによって任意にトルクを制
御することができる。

【００１５】前記のようにioの変化は十分に緩慢である
と近似するとき、（４），（５）式は次のように書き直
すことができる。

【００１６】

【数１３】 ｅ1d＝(r1＋ｐＬσ)i1d−ωＬσ・i1q ・・・（１３）

【数１４】 ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋(r1＋ｐＬσ)i1q＋ωＭ・io ・・・（１４） これらの式より、i1d,i1qを任意に制御しようとすると
き、電動機に印加する電圧（励磁電流同相電圧指令及び
トルク電流同相電圧指令）をそれぞれ次のように制御す
ればよい。

【００１７】

【数１５】ｅ1d*＝Ｇd・Δi1d−ωＬσ・i1q*＋r1・i1d* r1・i1d*は他の項と比較し十分小さいので下記のように
近似できる。

【００１８】 ｅ1d*＝Ｇd・Δi1d−ωＬσ・i1q* ・・・（１５）

【数１６】 ｅ1q*＝ωＬσ・i1d*＋Ｇq・Δi1q＋r1・iq*＋ωＭc・io* ・・・（１６） ここで添え字*は指令値であることを意味しており、ま
たΔi1d,Δi1qは次式で表される電流誤差である。

【００１９】

【数１７】 Δi1d＝i1d*−i1d，Δi1q＝i1q*−i1q ・・・（１７） Ｍcはコントローラ内で想定した励磁インダクタンスで
あり、実際の励磁インダクタンスＭとは異なるものであ
る。また、Ｇd,Ｇqは十分に大きなゲインであり、ｐi演
算増幅器などを用いて実現する。この（１５），（１
６）式は図５のｄｑ軸電圧指令算出部４で演算されｄ軸
電圧指令算出手段及びｑ軸電圧指令算出手段が構成され
ている。また、（１１）式を満たすようにすべり角周波
数算出手段を構成する除算器７、乗算器８によってすべ
り角周波数ωsが出力される。

【００２０】（１２）式で表される出力トルクＴを正確
に制御しようとするとき、実際の励磁インダクタンスＭ
がコントローラ内のＭcと等しいこと、および（１１）
式のベクトル制御条件が成立し、磁束位置がｄ軸に一致
していることが必要である。しかしながら先に述べたよ
うに、励磁インダクタンスおよび（１１）式中の二次抵
抗r2を正確に把握することは困難であり、その結果、出
力トルク精度が悪化する。そこで特願平７−９２１６５
号においては、まず励磁インダクタンスについて同定を
行っており、同定部６１における励磁インダクタンス同
定部の構成を図６に示す。また、励磁インダクタンスの
同定は、次式に基づいて行なっている。

【００２１】

【数１８】 Ｇq・Δi1q＝ω(Ｍ−Ｍc)io＝ ω・ΔＭ・io ・・・（１８） ここでΔＭはコントローラ側で想定した励磁インダクタ
ンスＭcと実際の電動機内部の真値Ｍとの間の設定誤差
である。なお、（１８）式は次のように導出されてい
る。電動機が無負荷でi1q＝i1q*＝０であるとすると、
（１４），（１６）式は次のように変形できる。

【００２２】

【数１９】 ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋ωＭ・io ・・・（１９）

【数２０】 ｅ1q*＝ωＬσ・i1d*＋Ｇq・Δi1q＋ωＭc・io* ・・・（２０） 電流制御系の働きにより、i1d*＝i1d，io*＝io，ｅ1q＝
ｅ1q*として（１９），（２０）式の差より、（１８）
式が導出される。上記のように、i1q＝i1q*＝０の状態
において励磁インダクタンスの同定がおこなわれる。す
なわち、i1q＝i1q*＝０の状態のとき図６のコンパレー
タ２２によってトルク電流指令i1q*が小さいことが検出
され、無負荷状態のときのみ、スイッチ２３が閉となり
増幅器２１によってＧq・Δi1q（＝Δｅq）が増幅されて
同定が行なわれる。（図６においてＧq・Δi1qをΔｅqで
示してある。）前記増幅器２１の出力は、磁束密度指令
φ*の値をアドレスとするデータテーブル２４に各磁束
密度ごとに積分して保持される。この積分値は励磁イン
ダクタンスＭの設定誤差ΔＭであり励磁インダクタンス
補正値を示し、トルク指令が０でない場合においても、
磁束密度指令φ*に応じて保持されている設定誤差ΔＭ
を取り出して、変換器１の係数１／Ｍを補償しているの
で、常に補正された励磁インダクタンスＭの真値を用い
て制御することが可能である。

【００２３】次に二次抵抗r2は、次式に基づいて同定が
行なわれる。同定部６１における二次抵抗同定部の構成
を図７に示す。

【００２４】

【数２１】 Ｇq・Δi1q＝Δr2(ω／ωs)i1q ・・・（２１） ここでΔr2はコントローラ側で想定した値r2cと実際の
値r2との間の設定誤差である。この（２１）式は以下の
ように導出される。まず（１１）式を変形して（２２）
式を得る。

【００２５】

【数２２】 ωＭ・io＝(ω／ωs)r2・i1q ・・・（２２） この（２２）式を（１４）式に代入することによって、
実際に電動機に発生するｑ軸電圧は次のように表すこと
ができる。

【００２６】

【数２３】 ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋(r1＋ｐＬσ)i1q＋(ω／ωs)r2・i1q ・・・（２３） 一方、コントローラの出力する電圧ｅ1q*は、（２
２），（１６）式から次のように表すことができる。

【００２７】

【数２４】 ｅ1q*＝Ｇq・Δi1q＋ωＬσ・i1d*＋(ω／ωs)r2c・i1q*＋r1・i1q* ・・・（２４） 電流制御系の働きにより、i1d*＝i1d，i1q*＝i1q，ｅ1q
＝ｅ1q*として（２３），（２４）式の差を求めると、
次式を得る。

【００２８】

【数２５】 ｅ1q−ｅ1q*＝ｐＬσ・i1q−Ｇq・Δi1q ＋(ω／ωs)・(r2−r2c)・i1q＝０・・・（２５） 第１項は他の項に比べて比較的小さいので無視すると
（２１）式が、導き出される。

【００２９】すなわち（２１）式よりＧq・Δi1qは二次
抵抗r2の設定誤差Δr2を表しており、この誤差はＧq・Δ
i1qを用いて補正することが可能である。図５および図
７において、Ｇq・Δi1qをΔｅqと表しており、図７にお
いてΔｅqに増幅器２５で同定ゲインＧr2を乗算し、そ
の出力に応じて変換器８の係数r2を補償している。

【００３０】以上のように、特願平７−９２１６５号の
発明では、制御に用いられるパラメータの励磁インダク
タンスＭ、二次抵抗r2について、実際の電動機における
真値を同定し、自動的に制御パラメータを適性に追従さ
せているので、鉄心の磁気飽和の影響や電動機の製造上
の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動およ
び電動機の温度変化等による二次抵抗r2の変動の影響を
受けず、精度良く所望の出力トルクを得ることができ
る。

【００３１】特願平７−９２１６５号の発明における他
の構成要素の動作を以下に簡単に説明する。ｄｑ軸電圧
指令算出部４は（１５），（１６）式の演算を行なって
いる。図中の減算器１１が励磁電流指令値i1d*から励磁
電流検出値i1dを減算して励磁電流誤差Δi1dが出力さ
れ、増幅器１２はΔi1dを増幅してＧd・Δi1dが出力され
る。変換器１３、乗算器１４ではトルク電流指令値i1q*
と回転周波数ω、漏れインダクタンスＬσから（１５）
式の第２項が算出され、これが減算器３１によってＧd・
Δi1dから減算されて、ｄ軸電圧指令ｅ1d*が出力され
る。同様に減算器１５はトルク電流指令値i1q*からトル
ク電流検出値i1qを減算して、トルク電流誤差Δi1qが求
められ、これが増幅器１６で増幅されて（１６）式の第
２項Ｇq・Δi1qが得られている。変換器２０はトルク電
流指令iq*に一次抵抗r1を乗算し（１６）式の第３項を
算出している。変換器１８は励磁電流指令i1d*に漏れイ
ンダクタンスＬσを乗算し、さらに乗算器１９で回転角
周波数ωが乗算されることによって（１６）式の第１項
ωＬσ・i1d*が得られている。（１６）式の第４項ωＭc
・io*は、図５の図中においてはｅm*／ω＝Ｍc・io*と置
き換えて乗算器１９によって出力されており、前記の第
１項、第４項と加算器３３、３４によって加算され、さ
らに前記の第２項と第３項と加算器３３、３４によって
加算されて（１６）式のトルク電流同相電圧指令ｅ1d*
が出力される。なお、ｅm*／ωは図５の変換器１７によ
って磁束密度指令φ*に誘起電圧係数Ｋemを掛けること
によって求められている。励磁電流同相電圧指令ｅ1d
*、トルク電流同相電圧指令ｅ1q*は、三相電圧指令発生
手段を構成する図５の二相三相変換器３によって三相の
交流電圧指令ｅu*、ｅv*、ｅw*に変換され、インバータ
２６に入力される。インバータ２６は直流電源２７をエ
ネルギー源として、この三相の交流電圧指令ｅu*、ｅv
*、ｅw*に応じた電圧を電動機２８に印加することによ
って三相交流電流ｉu、ｉv、ｉwが流れる。この三相交
流電流ｉu、ｉv、ｉwは電流検出器６ａ、６ｂ、６ｃに
よって検出され、三相二相変換器９によって励磁電流検
出器i1dおよびトルク電流検出値i1qに変換される。な
お、二相三相変換器３と三相二相変換器９とが座標変換
に使用する信号sinωｔ、cosωｔは、角周波数指令ωを
基に二相正弦波発生器１０によって出力される。この角
周波数指令ωは、位置検出器２９によって検出された電
動機２８の回転位置を微分器３０で微分することによっ
て得た回転速度ωmに、すべり角周波数ωsを加算する角
周波数指令算出手段によって得られている。

【００３２】

【発明が解決しようとする課題】インバータと電動機間
の配線が長い場合や、ビルトインモータ等でコイルエン
ド部近辺に電動機以外の金属部品が取付けられた場合
に、予め測定されていた電動機の一次抵抗および漏れイ
ンダクタンス（コントローラが想定していた一次抵抗お
よび漏れインダクタンス）と実際の一次抵抗および漏れ
インダクタンスに誤差が大きく発生していた。このよう
な場合、前記（２１）式により同定した二次抵抗に誤差
が発生していた。前記の様に一次抵抗および漏れインダ
クタンスに誤差がある場合（２４）式は次式のようにな
る。

【００３３】

【数２６】 ｅ1q*＝Ｇq・Δi1q＋ωＬσc・i1d*＋(ω／ωs)r2c・i1q*＋r1c・i1q* ・・・（２６） ここでＬσc、r1cはそれぞれコントローラで想定してい
る漏れインダクタンス、一次抵抗である。

【００３４】一次抵抗誤差、漏れインダクタンス誤差を
それぞれΔr1、ΔＬσとすると一次抵抗誤差、漏れイン
ダクタンス誤差は次式の様になる。

【００３５】

【数２７】 Δr1＝r1cーr1， ΔＬσ＝Ｌσｃ−Ｌσ ・・・（２７） 次に、（２５）式を求めたときと同様に（２３）式、
（２６）式の差を求めると、次式を得る。

【００３６】

【数２８】 ｅ1q−ｅ1q*＝ｐＬσ・i1q−Ｇq・Δi1q＋(ω／ωs)・(r2−r2c)・i1q ＋Δr1・i1q＋ωΔＬσ・i1d＝０・・・（２８） ここで（２１）式を求めたときと同様に第１項は他の項
に比べて比較的小さいので無視すると次式の様になる。

【００３７】

【数２９】 Ｇq・Δi1q≒Δr2(ω／ωs)i1q＋Δr1・i1q＋ωΔＬσ・i1d＝０・・・（２９） 以上の様に、予め設定されている（コントローラが想定
していた）一次抵抗および漏れインダクタンスに大きな
誤差がある場合、二次抵抗同定精度が悪化することがわ
かる。

【００３８】特に、一次抵抗に大きな誤差がある場合、
トルク電流指令が正のときとトルク電流指令が負のとき
で二次抵抗同定値の値が異なり、出力トルクが悪化し電
動機の加速時間と減速時間に大きな差が発生した。ま
た、一次抵抗は二次抵抗同様に温度にも影響されるため
温度により二次抵抗同定精度が悪化し、トルクの出力精
度が悪化した。

【００３９】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために本発明にかかる誘導電動機の制御装置は、直流電
流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導
電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令
からなる二相指令を前記電動機の１次電流を制御するた
めの三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機三相の１次
電流を検出しトルク電流検出値と励磁電流検出値からな
る二相の検出値に変換し、フィードバック制御を行う誘
導電動機の制御装置において、前記磁束密度指令と、励
磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁イン
ダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電
流指令発生手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指令
に基づきトルク電流指令を出力するトルク電流指令発生
手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づ
き励磁電流誤差を算出する手段と、前記トルク電流指令
と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出
する手段と、前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令
に基づき電動機の漏れインダクタンスの補正値を算出す
る手段と、前記トルク電流指令と、前記電動機の漏れイ
ンダクタンスの補正値により補正された漏れインダクタ
ンスと、角周波数指令と、前記励磁電流誤差に基づき、
励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸
電圧指令算出手段と、前記トルク電流誤差と、前記トル
ク電流指令に基づき電動機の一次抵抗の補正値を算出す
る手段と、前記トルク電流指令と、前記一次抵抗補正値
により補正された一次抵抗と、前記励磁電流指令と、前
記漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記ト
ルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流
同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、前記
トルク電流指令又は前記トルク電流検出値と前記トルク
電流同相電圧指令に基づき電動機の二次抵抗の補正値を
算出する手段と、前記トルク電流指令および前記磁束密
度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次
抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周
波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際の電動機の
回転角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数
指令算出手段と、前記励磁電流同相電圧指令および前記
トルク電流同相電圧指令と、前記角周波数指令とに基づ
き電動機に印加する三相電圧指令を算出する三相電圧指
令発生手段とを有することを特徴とする。

【００４０】また、本発明に係る誘導電動機の制御装置
の二次抵抗補正値算出手段は、前記トルク電流指令又は
前記トルク電流検出値と、前記トルク電流誤差に基づ
き、前記トルク電流指令が予め定められた符号の異なる
２つの所定値のうち符号が正である所定値以上のときに
算出した電動機の二次抵抗の補正値１と、前記トルク指
令が予め定められた符号の異なる２つの所定値のうち符
号が負である所定値以下のときに算出した電動機の二次
抵抗の補正値２を算出し、前記二次抵抗の補正値１と二
次抵抗の補正値２の平均値を二次抵抗補正値とすること
を特徴とする。

【００４１】また、本発明に係わる一次抵抗補正値算出
手段は、前記トルク電流指令又は、前記トルク電流検出
値と、前記トルク電流指令が予め定められた符号の異な
る２つの所定値のうち符号が正である所定値以上のとき
のトルク電流誤差１と、前記トルク指令が予め定められ
た符号の異なる２つの所定値のうち符号が負である所定
値以下のときのトルク電流誤差２に基づき、一次抵抗補
正値を算出することを特徴とし、本発明に係わる漏れイ
ンダクタンス補正値算出手段は、前記トルク電流指令又
は、前記トルク電流検出値と、前記トルク電流指令が予
め定められた符号の異なる２つの所定値のうち符号が正
である所定値以上のときの励磁電流誤差１と、前記トル
ク電流指令が予め定められた符号の異なる２つの所定値
のうち符号が負である所定値以下のときの励磁電流誤差
２に基づき、漏れインダクタンス補正値を算出すること
を特徴とする。

【００４２】本発明による誘導電動機の制御装置によれ
ば、誘導電動機の三相の１次電流検出値をトルク電流検
出値と励磁電流検出値の二相の検出値に変換する三相二
相変換手段によって、電動機電流の３つの瞬時値（例え
ばiu、iv、iw）から電動機内部の励磁電流（例えばi1
d）およびトルク電流（例えばi1q）を直流量として検出
し、これらを磁束密度指令から変換した励磁電流指令
（例えばi1d*）およびトルク指令を変換したトルク電流
指令（例えばi1q*）のそれぞれに対して独立にフィード
バック制御を行い、更に、トルク指令が小さな無負荷状
態においては、磁束密度指令に対する励磁インダクタン
ス（Ｍ）をトルク電流の誤差アンプ出力（Ｇq・Δi1q）
を用いて同定する。また、漏れインダクタンスＬσを励
磁電流の誤差アンプの出力（Ｇd・Δi1d）とトルク電流
指令を用いて同定し、さらに一次抵抗、および二次抵抗
r2についてもトルク電流の誤差アンプ出力（Ｇq・Δi1
q）とトルク電流指令を用いて同定しており、漏れイン
ダクタンスと一次抵抗については、同定感度が高い領域
（トルク電流指令が任意の設定値以上の領域）で同定し
同定感度が低い領域では同定感度が高い領域で同定した
同定値を保持して用いる。二次抵抗r2の同定について
は、二次抵抗の同定値をトルク電流指令の符号により同
定仕分け、トルク電流指令の符号より同定仕分けした２
つの同定値の平均値を二次抵抗の同定値とすることによ
り他の電動機の電気定数（一次抵抗または漏れインダク
タンス）の影響を少なくすることが可能となる。

【００４３】

【発明の実施の形態】図１は本発明に係る誘導電動機の
制御装置の一実施形態のブロック図である。図５に示す
従来の誘導電動機の制御装置と同じ構成要素は同一符号
で示してあり、その説明は重複するので省略する。

【００４４】図１中の二次抵抗８および一次抵抗２０
は、パラメータ同定部６１により同定された二次抵抗同
定値および一次抵抗同定値であり、前記二次抵抗同定値
を用いすべり角周波数を求める。また、図１中に示す漏
れインダクタンスσは、パラメータ同定部６０により同
定された漏れインダクタンス同定値である。前記一次抵
抗同定値および前記漏れインダクタンス同定値を用いｄ
ｑ軸電圧指令算出部４においてｄ軸電圧指令ｅ1d*及び
ｑ軸電圧指令ｅ1q*を算出する。パラメータ同定部６０
は、漏れインダンクタンス補正手段により構成され、パ
ラメータ同定部６１は、二次抵抗補正手段および一次抵
抗補正手段により構成される。

【００４５】図２は、本発明に係わる二次抵抗補正手段
および一次抵抗補正手段の一実施形態のブロック図であ
る。二次抵抗補正手段は、トルク電流指令i1q*とトルク
電流iqの誤差アンプ出力Δｅq（＝Ｇq・Δi1q）を入力と
し、トルク電流指令i1q*を予め設定されている２つの符
号の異なる基準値iqref1、iqref2とコンパレータ３７、
３８で比較する。例えば、符号が正の基準値をiqref1と
し、符号が負の基準値をiqref2とする。トルク電流誤差
アンプ出力Δｅqを演算器２５で演算し二次抵抗補正値
を出力する。トルク電流指令i1q*がiqref1以上のときコ
ンパレータ３７の出力がHighになりスイッチ３９がＯＮ
し、演算器２５の出力をフィルター４１でフィルタリン
グする。トルク電流指令i1q*がiqref1以下になるとコン
パレータ３７の出力がLowになりスイッチ３９がＯＦＦ
しフィルター４１の出力が保持される。トルク電流指令
i1q*がiqref2以下のときコンパレータ３８の出力がHigh
になりスイッチ４０がＯＮし、演算器２５の出力をフィ
ルター４２でフィルタリングする。トルク電流指令i1q*
がiqref2以上になるとコンパレータ３８の出力がLowに
なりスイッチ４０がＯＦＦしフィルター４２の出力が保
持される。フィルター４１、４２の出力を平均化手段４
５で平均し、二次抵抗同定値として出力する。トルク電
流指令i1q*がiqref1以上のときフィルター４１でフィル
タリングされた二次抵抗の補正値と、トルク電流指令i1
q*がiqref2以下のときフィルター４２でフィルタリング
された二次抵抗の補正値の差を減算器４３により演算す
る。減算器４３の出力から演算器４４により一次抵抗補
正値Δr１を演算し、コントローラ側で想定した一次抵
抗初期値r1cと加算器４６により加算し、一次抵抗r１を
同定して出力する。演算器４４には、ｐi演算増幅器な
どを用いる。

【００４６】図３は、本発明に係わる一次抵抗同定手段
の他の実施形態である。図２と同じ構成要素は同一符号
で示してあり、その説明は重複するので省略する。トル
ク電流指令とトルク電流の誤差アンプ出力Δｅqを入力
とし、トルク電流指令i1q*を予め設定されている２つの
符号の異なる基準値iqref1、iqref2とコンパレータ３
７、３８で比較する。除算器４８でトルク電流誤差アン
プ出力Δｅqをトルク電流指令の絶対値|i1q*|で除算
し、除算器４８の出力をフィルター４１、４２の入力と
する。

【００４７】図４は、本発明に係わる漏れインダクタン
ス補正手段の一実施形態である。トルク電流指令i1q*と
励磁電流誤差アンプ出力Δｅd（＝Ｇd・Δi1d）、角周波
数指令ωを入力とする。トルク電流指令i1q*を予め設定
されている２つの符号の異なる基準値iqref3、iqref4と
コンパレータ４９、５０で比較する。例えば、符号が正
の基準値をiqref3とし、符号が負の基準値をiqref4とす
る。変換器５９で角周波数の符号により誤差アンプ出力
Δｅdの符号を変換し、除算器５１で変換器５９の出力
をトルク電流指令の絶対値|i1q*|で除算する。トルク電
流指令i1q*がiqref3以上のときコンパレータ４９の出力
がHighになりスイッチ５２がＯＮし、除算器５１の出力
をフィルター５４でフィルタリングする。トルク電流指
令i1q*がiqref3以下になるとコンパレータ４９の出力が
Lowになりスイッチ５２がＯＦＦしフィルター５４の出
力が保持される。トルク電流指令i1q*がiqref4以下のと
きコンパレータ５０の出力がHighになりスイッチ５３が
ＯＮし、除算器５１の出力をフィルター５５でフィルタ
リングする。トルク電流指令i1q*がiqref4以上になると
コンパレータ５０の出力がLowになりスイッチ５３がＯ
ＦＦしフィルター５５の出力が保持される。減算器５６
でフィルタ５４、５５の出力を減算し、減算器５６の出
力を演算器５７で演算し、コントローラ側で想定した漏
れインダクタンス初期値Ｌσｃと加算器５８により加算
し、漏れインダクタンスを同定して出力する。演算器５
７には、ｐi演算増幅器などを用いる。

【００４８】この結果、コントローラで想定した一次抵
抗および漏れインダクタンスに誤差があった場合でも、
一次抵抗補償値および漏れインダクタンス補償値を演算
し、正確な一次抵抗および漏れインダクタンスを同定す
ることができる。また、前記一次抵抗および漏れインダ
クタンスの同定値をｄｑ軸圧指令算出部４に用いること
により二次抵抗の同定に悪影響を及ぼさないため正確な
二次抵抗の同定が可能となった。

【００４９】

【発明の効果】以上、説明したように本発明において誘
導電動機内部の励磁電流およびトルク電流は、それぞれ
独立にフィードバック制御されており、その制御に用い
られるパラメータの励磁インダクタンスＭ、二次抵抗r
2、および一次抵抗r1、漏れインダクタンスＬσは正確
な値を制御に用いることができる。特に二次抵抗値r2
は、一次抵抗および漏れインダクタンスの初期値に誤差
がある場合でも正確な同定値を制御に用いることができ
る。

【００５０】その結果、鉄心の磁気飽和の影響や電動機
の製造上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの
変動および電動機の温度変化等による二次抵抗r2および
一次抵抗の変動の影響を受けず、また、誘導電動機取付
け時に発生する一次抵抗r1および漏れインダクタンスＬ
σの変動の影響を受けず常に精度良く所望の出力トルク
を得ることができる。このため、従来は適用する電動機
にあわせて制御パラメータの測定および調整が必要であ
ったが、この調整を不要とすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明による誘導電動機の制御装置の一実施
形態のブロック図である。

【図２】 本発明による二次抵抗同定手段の一実施形態
のブロック図である。

【図３】 本発明による一次抵抗同定手段の一実施形態
のブロック図である。

【図４】 本発明による漏れインダクタンス同定手段の
一実施形態のブロック図である。

【図５】 従来の誘導電動機の制御装置のブロック図で
ある。

【図６】 励磁インダクタンス同定手段のブロック図で
ある。

【図７】 従来の二次抵抗同定手段のブロック図であ
る。

【図８】 誘導電動機の等価回路図である。

【符号の説明】

３ 二相三相変換器、４ ｄｑ軸電圧指令算出部、６
電流検出器、９ 三相二相変換器、１０ 二相正弦波発
生器、２４ データテーブル、２６ インバータ、２７
直流電源、２８ 誘導電動機、２９ 位置検出器、３
０ 微分器、４５ 平均化手段、１４，１９ 乗算器、
２，７，４８，５１ 除算器、４１，４２，５４，５５
フィルター、１１，１５，３１，４３，５６ 減算
器、２３，３９，４０，５２，５３ スイッチ、１２，
１６，２１，２５，４４，５７ 増幅器、２２，３２，
３７，３８，４９，５０ コンパレータ、１，８，１
３，１７，１８，２０，５９ 変換器、３３，３４，３
５，３６，４６，４７，５８加算器。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源から変換された三相交流電流によ
   って駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク
   指令と磁束密度指令からなる二相指令を前記誘導電動機
   の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換する手
   段と、前記誘導電動機の三相の１次電流を検出しトルク
   電流検出値と励磁電流検出値からなる二相の検出値に変
   換すると共に、この二相の検出値を前記二相指令を三相
   電圧指令に変換する手段にフィードバックする手段とを
   備えた誘導電動機の制御装置において、 前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによ
   って補正された励磁インダクタンスに基づき励磁電流指
   令値を算出する励磁電流指令発生手段と、 前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流
   指令を出力するトルク電流指令発生手段と、 前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電
   流誤差を算出する手段と、 前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきト
   ルク電流誤差を算出する手段と、 前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動
   機の漏れインダクタンスの補正値を算出する手段と、 前記トルク電流指令と、前記電動機の漏れインダクタン
   スの補正値によって補正された漏れインダクタンスと、
   角周波数指令と、前記励磁電流誤差に基づき、励磁電流
   と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸電圧指令
   算出手段と、 前記トルク電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電
   動機の一次抵抗の補正値を算出する手段と、 前記トルク電流指令と、前記一次抵抗補正値により補正
   された一次抵抗と、前記励磁電流指令と、前記補正され
   た漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記ト
   ルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流
   同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、 前記トルク電流指令又は前記トルク電流検出値と前記ト
   ルク電流誤差に基づき電動機の二次抵抗の補正値を算出
   する手段と、 前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二
   次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づき
   すべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、 前記すべり角周波数と実際の電動機の回転角周波数に基
   づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、 前記励磁電流同相電圧指令および前記トルク電流同相電
   圧指令と、前記角周波数指令とに基づき電動機に印加す
   る三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、 を有することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
2. 【請求項２】請求項１に記載の誘導電動機の制御装置で
   あって、前記二次抵抗補正値算出手段は、前記トルク電
   流指令又は前記トルク電流検出値と、前記トルク電流誤
   差に基づき、前記トルク電流指令が予め定められた２つ
   の所定値のうち一方の所定値以上のときに算出した電動
   機の二次抵抗の補正値１と、前記トルク指令が予め定め
   られた２つの所定値のうち他方の所定値以下のときに算
   出した電動機の二次抵抗の補正値２を算出し、前記二次
   抵抗の補正値１と二次抵抗の補正値２の平均値を二次抵
   抗補正値とすることを特徴とする誘導電動機の制御装
   置。
3. 【請求項３】請求項１に記載の誘導電動機の制御装置で
   あって、前記一次抵抗補正値算出手段は、前記トルク電
   流指令又は、前記トルク電流検出値と、前記トルク電流
   指令が予め定められた２つの所定値のうち一方の所定値
   以上のときのトルク電流誤差１と、前記トルク指令が予
   め定められた２つの所定値のうち他方の所定値以下のと
   きのトルク電流誤差２の差に基づき、一次抵抗補正値を
   算出することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
4. 【請求項４】請求項１に記載の誘導電動機の制御装置で
   あって、前記漏れインダクタンス補正値算出手段は、前
   記トルク電流指令又は、前記トルク電流検出値と、前記
   トルク電流指令が予め定められた２つの所定値のうち一
   方の所定値以上のときの励磁電流誤差１と、前記トルク
   指令が予め定められた２つの所定値のうち他方の所定値
   以下のときの励磁電流誤差２の差に基づき、漏れインダ
   クタンス補正値を算出することを特徴とする誘導電動機
   の制御装置。