JPH08289600A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

誘導電動機の制御装置

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JPH08289600A
JPH08289600A JP7092165A JP9216595A JPH08289600A JP H08289600 A JPH08289600 A JP H08289600A JP 7092165 A JP7092165 A JP 7092165A JP 9216595 A JP9216595 A JP 9216595A JP H08289600 A JPH08289600 A JP H08289600A
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motor
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JP7092165A
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Motosumi Yura
元澄 由良
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Okuma Corp
Original Assignee
Okuma Machinery Works Ltd
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors

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  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 鉄心の磁気飽和の影響やモータの製造上の寸
法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動およびモ
ータの温度変化等による２次抵抗ｒ2 の変動の影響を受
けず、常に精度良く所望の出力トルクを得る。 【構成】 トルク指令値Ｔ* が所定値Ｔrf以下の場合
に、トルク電流指令ｉ1q*とトルク電流ｉ1qとに基づき
算出されるトルク同相電圧指令Ｇq ・Δｉ1qに基づき、
励磁インダクタンスＭを補正する。一方、前記トルク同
相電圧指令Ｇ・Δｉ1qに基づき、２次抵抗値ｒ2 を補正
する。この２次抵抗値ｒ2 と磁束密度指令φ* とトルク
電流指令ｉ1q* とに基づきすべり角周波数ωs を算出
し、さらに角周波数指令ωを算出する。そして、補正さ
れた励磁インダクタンスＭおよび角周波数指令ωなどに
基づき、磁束密度指令φ* 、トルク指令Ｔ* をモータに
印加する励磁電圧指令ｅd*およびトルク電圧指令ｅq*に
変換する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は工作機械の主軸駆動など
に利用され、誘導電動機の出力トルクを任意に制御する
誘導電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、速度制御やトルク制御を必要とす
る電動機としては制御が容易な直流電動機が広く用いら
れてきた。しかしながら、直流電動機は回転子に巻線を
持つために構造上複雑であり高価であること、ブラシが
摩耗するため定期的に保守が必要であることなどの問題
があった。近年、誘導電動機の制御方式としてベクトル
制御と呼ばれる制御方式が考案され、この制御方式を採
用する誘導電動機は出力トルクを任意に制御できるの
で、特に工作機械の主軸駆動などの用途に直流電動機に
代わって構造が簡単かつ堅牢でブラシ交換の不要な誘導
電動機が多く用いられる傾向にある。図４にベクトル制
御を用いた従来の誘導電動機の制御装置のシステム構成
の一例を示す。この制御装置に対して外部からの入力指
令としてはトルク指令Ｔ* および磁束密度指令φ* が入
力される。前記磁束密度指令φ* は一般的にはモータの
設計上、予め設定された固定値である場合がほとんどで
ある。しかし高速の回転数領域においてモータの端子電
圧をある程度以下に抑えたい場合や、あえてモータの磁
束密度を低減して使用したい場合などには適宜可変され
た指令値として磁束密度指令φ* が入力される。変換器
１は磁束密度指令φ* に応じて必要な励磁電流指令値ｉ
1d* を発生する励磁電流指令発生器である。磁束密度と
励磁電流の関係は後述するように励磁インダクタンスＭ
を意味しており、この変換器１ではＭの逆数を乗算する
ことによって励磁電流指令値ｉ1d* が出力される。な
お、図中においてｉ1d* はｉd*と略記されている。除算
器２はトルク指令Ｔ* を磁束密度指令φ* で除算するも
のであり、誘導電動機の出力トルクは磁束密度とトルク
電流値との積に比例することから、除算器２の出力がト
ルク電流指令値ｉ1q*として出力される。なお、図中に
おいてｉ1q* はｉq*と略記されている。
【０００３】この従来のベクトル制御による誘導電動機
の制御装置の動作を以下に簡単に説明する。上記励磁電
流指令値ｉ1d* およびトルク電流指令値ｉ1q* からモー
タの１次電流指令値ｉu*、ｉv*、ｉw*はモータ電流の角
周波数ωを用いて次のように表され、この演算処理は図
中の２相３相変換器３によって行われる。
【数１】 ｉu*＝ｉ1d* ・sin ωｔ＋ｉ1q* ・cos ωｔ ・・・（１）
【数２】 ｉv*＝ｉ1d* ・sin(ωｔ−120 °) ＋ｉ1q* ・cos(ωｔ−120 °) ＝( −ｉ1d* ／２＋√３／２・ｉ1q*)sin ωｔ ＋（−√３／２・ｉ1d* −ｉ1q* ／２)cosωｔ ・・・（２）
【数３】 ｉw*＝ｉ1d* ・sin(ωｔ＋120 °) ＋ｉ1q* ・cos(ωｔ＋120 °) ＝( −ｉ1d* ／２−√３／２・ｉ1q*)sin ωｔ ＋( √３／２・ｉ1d* −ｉ1q* ／２)cosωｔ ・・・（３） 図４において電流誤差アンプ４ａ、４ｂ、４ｃ、減算器
５ａ、５ｂ、５ｃおよび電流検出器６ａ、６ｂ、６ｃの
働きによってモータの電流がフィードバック制御される
ことによってこの１次電流指令値ｉu*、ｉv*、ｉw*に等
しい１次電流がモータに通電される。このときモータの
１次電流の合成ベクトルＩ1 は、実際のモータ内部の励
磁電流ｉ1dおよびトルク電流ｉ1qの位相が上記励磁電流
指令値ｉ1d* およびトルク電流指令値ｉ1q* の位相と等
しいという仮定のもとではｉ1d、ｉ1qを用いて次のよう
に表される。
【数４】 Ｉ1 ＝ｉ1d・sin ωｔ＋ｉ1q・cos ωｔ ・・・（４）
【数５】 Ｉ1 ＝( ｉ1d2 ＋ｉ1q2 ) 1/2 ・sin(ωｔ＋θ2) ・・・（５）
【数６】θ2 ＝ tan-1( ｉ1q／ｉ1d) ・・・（６）
【０００４】このような１次電流Ｉ1 がモータに流れる
ことによって、モータに発生する電圧について考える。
ここで一般的な誘導電動機の等価回路を図２に示す。１
次漏れインダクタンスL σおよび１次抵抗ｒ1 の両端に
は電圧降下が発生し、その結果、モータの端子電圧には
次のような電圧が発生する。なお、ｐは微分演算子d／d
tである。
【数７】 Ｅ1 ＝Ｅm ＋( ｐ・L σ＋ｒ1)Ｉ1 ・・・（７） （７）式の第２項は第１項Ｅm に比較して小さいので無
視すると次式を得る。
【数８】 Ｅ1 ＝Ｅm ・・・（８） このＥm は一般に速度誘起電圧と呼ばれるものであり、
モータ内部の励磁電流ｉ1dとの間に次のような関係があ
る。
【数９】 Ｅm ＝ω・Ｍ・ｉ1d・cos ωｔ ・・・（９）
【０００５】また、図２の誘導電動機の等価回路から明
らかなようにＥm とトルク電流ｉ1qについて次のような
関係がある。
【数１０】 Ｅm ＝ｒ2 ・ｉ1q／ｓ( ただしｓ＝ωs ／ω) ・・・（１０） なお、ωs はすべり周波数と呼ばれ、モータの回転角周
波数をωm として
【数１１】 ωs ＝ω−ωm ・・・（１１） と表される。この結果から実際のモータ内部のトルク電
流ｉ1qを所望の値に制御するためには（１０）、（１
１）式の関係をみたすすべり周波数ωs をモータに与え
る必要があることがわかり、図４においては除算器７お
よび変換器８によってトルク電流指令ｉ1q* に応じたす
べり周波数ωs が出力されている。
【０００６】以上の従来のベクトル制御による誘導電動
機の制御装置の動作について簡単にまとめると、以下の
ようになる。すなわち、まず（１）、（２）、（３）式
に基づいてモータの１次電流がフィードバック制御さ
れ、（４）式に表される１次電流Ｉ1 が所望の値に制御
される。このときに同時に（１０）式によって表される
すべりがモータに与えられることによってモータ内部の
実際のトルク電流ｉ1qが所望の値、すなわちｉ1q* に等
しく制御される。その結果（４）式に表されるように１
次電流Ｉ1 とトルク電流ｉ1qとのベクトル差である励磁
電流ｉ1dを任意の値に制御することができる。
【０００７】ここでモータの出力するトルクについて考
える。モータの軸出力Ｐは図２の誘導電動機の等価回路
から明らかなようにモータの２次回路に投入された電力
から２次抵抗ｒ2 の損失分を差し引くことによって求め
ることができる。ある１相分の電力Ｐu は
【数１２】 Ｐu ＝Ｅm ・ｉ1q・cos ωｔ−ｒ2 ／ｓ・ｉ1q2 ・・・（１２） と表される。近似的に２次抵抗ｒ2 の損失分を無視し、
（９）式を代入すると
【数１３】 Ｐu ＝ω・Ｍ・ｉ1d・ｉ1q(cosωｔ) 2 ・・・（１３） が得られる。ここで３相の電動機を考慮して他の２相の
電力Ｐv 、Ｐw についても考えると
【数１４】 Ｐv ＝ω・Ｍ・ｉ1d・ｉ1q｛cos(ωｔ−120 °) ｝2 ・・・（１４）
【数１５】 Ｐw ＝ω・Ｍ・ｉ1d・ｉ1q｛cos(ωｔ＋120 °) ｝2 ・・・（１５） であり、これらの３相分の電力を合計すると最終的な軸
出力Ｐが得られる。
【数１６】 Ｐ＝Ｐu ＋Ｐv ＋Ｐw ＝ω・Ｍ・ｉ1d・ｉ1q｛(cosωｔ) 2 ＋｛cos(ω−120 °) ｝2 ＋｛cos(ωｔ＋120 °) ｝2 ｝ ・・・（１６） さらに、この式を変形すると次式が得られる。
【数１７】 Ｐ＝３／２・ω・Ｍ・ｉ1d・ｉ1q ・・・（１７） ωはモータ回転角周波数ωm にほぼ等しいと近似すると
モータの出力トルクＴは
【数１８】 Ｔ＝Ｐ／ωm ＝３／２・Ｍ・ｉ1d・ｉ1q ・・・（１８） と表され、以上の結果より励磁電流ｉ1dとトルク電流ｉ
1qを任意の値に制御できればモータの出力トルクＴを任
意に制御できることがわかる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来のベクトル制御に
よる誘導電動機の制御装置においては、以下に示すよう
に２つの問題を有している。その第１は（９）式に示し
た速度誘起電圧Ｅm と励磁電流ｉ1dの関係において、モ
ータの励磁インダクタンスＭがパラメータとして存在し
ているが、その値は鉄心の磁気飽和の影響やモータの製
造上の寸法精度によって大きく変動し、実際のモータに
適合した値を制御に用いることは非常に困難である。そ
の結果、発生する速度誘起電圧Ｅm が所望の値にはなら
ず、出力トルクを正確に制御することができない。また
第２は（１０）式においてトルク電流ｉ1qは２次抵抗ｒ
2 の値に影響を受けているが、このｒ2 はモータの温度
変化等によって２倍程度に大きく変動する。その結果、
モータに与えられるすべりｓは（１０）式の関係を満た
すことが困難となり、出力トルクを正確に制御すること
ができない。本発明は上記課題を解決するためになされ
たものであり、本発明は誘導電動機の励磁インダクタン
スＭおよび２次抵抗ｒ2 の値が正確に把握できない場合
やこれらの値が変動する場合においても常に出力トルク
を精度良く制御できる誘導電動機の制御装置の提供を目
的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために本発明にかかる誘導電動機の制御装置は、トルク
指令と磁束密度指令を入力とし、モータ電流角周波数ω
を入力としてsin ωｔ信号およびcos ωｔ信号を出力す
る２相正弦波発生手段と、前記sin ωｔ信号とcos ωｔ
信号およびモータ電流の瞬時値ｉu 、ｉv 、ｉw を入力
として励磁電流検出値およびトルク電流検出値を出力す
る３相２相変換手段と、励磁電流同相電圧指令とトルク
電流同相電圧指令および前記sin ωｔ信号とcos ωｔ信
号を入力としてモータに印加する各相電圧指令ｅu 、ｅ
v 、ｅw を出力する２相３相変換手段と、前記磁束密度
指令を励磁インダクタンスＭに相当する係数で除算し、
励磁電流指令に変換して出力する励磁電流指令発生手段
と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値を減算して
励磁電流誤差を出力する第１の減算器と、前記励磁電流
誤差を入力としてモータに印加する前記励磁電流同相電
圧指令を出力する第１の増幅手段と、前記トルク指令を
前記磁束密度指令に除算することによって得たトルク電
流指令と前記トルク電流検出値を減算してトルク電流誤
差を出力する第２の減算器と、前記トルク電流誤差を入
力としてモータに印加する前記トルク電流同相電圧指令
を出力する第２の増幅手段と、前記トルク電流指令また
は前記トルク指令を入力とし、モータの２次抵抗値ｒ2
に相当する係数を乗じることによってすべり角周波数を
出力する第３の増幅手段と、前記第２の増幅手段の出力
値を入力とし、前記２次抵抗値ｒ2 に相当する係数の補
正値を出力する第４の増幅手段と、前記第２の増幅手段
の出力値を入力とし、前記トルク指令値が所定値以下の
場合のみ励磁インダクタンスＭの補正値を出力する第５
の増幅手段と、前記トルク指令値が所定値を越えた場合
は前記第５の増幅手段の出力値を保持する保持手段とを
有し、前記第３の増幅手段は、前記第４の増幅手段の出
力値を入力とし、前記２次抵抗値ｒ2 に相当する係数の
補正値を修正し、前記第１の増幅手段は、前記第５の増
幅手段の出力値を入力とし、前記励磁インダクタンスＭ
に相当する係数の補正値を修正することを特徴とする誘
導電動機の制御装置。さらに、前記保持手段は前記第５
の増幅手段の出力を積分し、当該積分値を入力された前
記磁束密度指令の値をアドレスとする複数個のデータと
して格納する補正データテーブルとすることもできる。
また、本発明にかかる誘導電動機の他の態様は、直流電
流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導
電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令
の二相指令を前記電動機の１次電流を制御するための三
相指令に変換し、前記電動機の実際の三相の１次電流を
トルク電流検出値と励磁電流検出値の二相の検出値に変
換し、フィードバック制御を行う誘導電動機の制御装置
において、前記磁束密度指令と前記インダクタンスに基
づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段
と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励
磁電流誤差を算出する励磁電流誤差算出手段と、前記励
磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電圧指令を
算出する励磁電圧指令算出手段と、前記トルク指令と前
記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を算出するトル
ク電流指令発生手段と、前記トルク電流指令と前記トル
ク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出するトルク
電流誤差算出手段と、前記トルク電流誤差に基づき、ト
ルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するト
ルク電圧指令算出手段と、前記トルク電流同相電圧指令
に基づきモータの２次抵抗値の補正値を算出する２次抵
抗補正値算出手段と、前記トルク電流指令および磁束密
度指令と、前記モータ２次抵抗補正値によって補正され
た２次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべ
り角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際のモ
ータの角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波
数指令算出手段と、前記トルク電流指令と１次漏れイン
ダクタンスと角周波数指令に基づき前記励磁電圧指令を
補正して、補正励磁電圧指令を算出する補正励磁電圧指
令算出手段と、前記励磁電流指令と１次漏れインダクタ
ンスと角周波数指令に基づき前記トルク電圧指令を補正
し、さらに前記トルク電流指令と１次抵抗に基づき補正
を行い補正トルク電圧指令を算出する補正トルク電圧指
令算出手段と、前記トルク電圧指令に基づき励磁インダ
クタンスの補正値を算出し、当該補正値に基づき前記励
磁電流指令算出手段において用いられる励磁インダクタ
ンスの補正指示する励磁インダクタンス補正指示算出手
段と、前記補正励磁電圧指令および前記補正トルク電圧
指令と、前記角周波数指令とに基づきモータに印加する
三相電圧指令を算出する三相電圧指令算出手段と、を有
している。さらに、前記励磁インダクタンス補正指示手
段は、前記トルク指令が、予め定められたしきい値以下
である場合のみ前記励磁インダクタンス補正値を算出
し、補正指示を行うものとすることもできる。
【００１０】
【作用】本発明による誘導電動機の制御装置において
は、３相２相変換手段によってモータ電流の瞬時値ｉu
、ｉv 、ｉw からモータ内部の励磁電流ｉ1dおよびト
ルク電流ｉ1qを直流量として検出しており、これらを磁
束密度指令から変換した励磁電流指令ｉ1d* およびトル
ク指令を変換したトルク電流指令ｉ1q* のそれぞれに対
して独立にフィードバック制御している。そしてトルク
電流指令ｉ1q* とトルク電流ｉ1qとの誤差を増幅して得
られるトルク電流同相電圧指令はトルク指令が微小の際
には速度誘起電圧に相当することからこのトルク電流同
相電圧指令を用いて励磁インダクタンスＭの実際の値を
同定することができる。また、励磁インダクタンスＭに
ついて同定ができているという前提のもとでは、トルク
電流指令に対するトルク電流同相電圧指令の変化は与え
られているすべり周波数が適性かどうかを意味している
ことから２次抵抗ｒ2 の変動を同定することができる。
その結果、これらの励磁インダクタンスＭや２次抵抗ｒ
2 について制御装置が制御に用いるパラメータと、実際
のモータ内部の値とを常に精度良く一致させることが可
能となる。
【００１１】
【実施例】図１は本発明に係る誘導電動機の制御装置の
一実施例のブロック図である。図１に示す従来の誘導電
動機の制御装置と同じ構成要素は同一符号で示してあ
り、その説明は重複するので省略する。図中の３相２相
変換器９はモータ電流の瞬時値ｉu 、ｉv 、ｉw と２相
正弦波発生器１０の出力したsin ωｔ信号およびcos ω
ｔ信号とから以下の演算によって励磁電流検出値ｉ1dお
よびトルク電流検出値ｉ1qを演算している。
【数１９】 ｉ1d＝ｉu ・sin ωｔ＋ｉv ・sin(ωｔ−120 °) ＋ｉw ・sin(ωｔ＋120 °) ・・・（１９）
【数２０】 ｉ1q＝ｉu ・cos ωｔ＋ｉv ・cos(ωｔ−120 °) ＋ｉw ・cos(ωｔ＋120 °) ・・・（２０） これら（１９）、（２０）式の意味について説明する。
sin ωｔ信号およびcosωｔ信号は後述する２相３相変
換器３がモータ端子電圧指令の演算に使用するものと同
じであって、sin ωｔ信号の位相を位相基準信号として
３相のモータ電流を直交する２軸座標に投影するもので
ある。なお、この変換処理は一般的にｄｑ軸変換とよば
れる。このようにして得られたｉ1d、ｉ1qを用いて誘導
電動機の電圧、電流の関係を以下に説明する。誘導電動
機の等価回路を図２に示す。図中のＥ1 、Ｉ1 、Ｉ2 は
それぞれ、１次端子電圧、１次巻線電流、２次巻線電流
を表したものであり、交流量である。これらの各電流、
電圧は（１９）、（２０）式によって得られたｉ1d、ｉ
1qを用いて以下のように表記できる。
【数２１】 Ｉ1 ＝ｉ1d・sin ωｔ＋ｉ1q・cos ωｔ ・・・（２１）
【数２２】 Ｉ2 ＝ｉ2d・sin ωｔ＋ｉ2q・cos ωｔ ・・・（２２）
【数２３】 Ｅ1 ＝ｅ1d・sin ωｔ＋ｅ1q・cos ωｔ ・・・（２３）
【００１２】ここでωは電源電圧の角周波数であるか
ら、ｉ1d、ｉ1q、ｉ2d、ｉ2q、ｅ1d、ｅ1qの各値は直流
量すなわちスカラ量である。なお、この直交する座標軸
をそれぞれｄ軸、ｑ軸と称する。上記ｉ1d〜ｅ1qを用い
て図２の等価回路の電圧、電流を表すと次式を得る。た
だしｐは微分演算子(d/dt)である。
【数２４】 ｅ1d＝ｒ1 ・ｉ1d＋ｐ(Lσ＋Ｍ) ｉ1d−ω(Lσ＋Ｍ) ｉ1q −ｐ・Ｍ・ｉ2d＋ω・Ｍ・ｉ2q ・・・（２４）
【数２５】 ｅ1q＝ω(Lσ＋Ｍ) ｉ1d＋ｒ1 ・ｉ1q＋ｐ(Lσ＋Ｍ) ｉ1q −ω・Ｍ・ｉ2d−ｐ・Ｍ・ｉ2q ・・・（２５） これらはモ−タの１次電圧と１次電流すなわちステ−タ
側電流、および２次電流すなわちロ−タ側電流との関係
を表す式であるが、このままでは１次電圧ｅ1d、ｅ1qは
１次側、２次側のどちらの電流にも影響を受けているこ
とから、誘導電動機の１次電流、２次電流は共に１次電
圧のみを操作量とするだけでは制御できないことを示し
ている。
【００１３】次に２次回路について考える。図２の等価
回路は２次回路の電圧、電流を考えるにあたって不適当
であり、代わりに図３のような等価回路を考える。この
図から、誘導電動機はロ−タが１次電圧の角周波数ωに
対してωs ＝ｓ・ωというすべり周波数を持って回転す
ることによって速度起電力のみ１：ｓの比率で伝達する
変圧器として考えることができる。このように考えて２
次回路の電圧方程式は次のように表すことができる。
【数２６】 ｒ2 ・ｉ2d＋ｐ・Ｍ・ｉ2d＋ｓ・ω・Ｍ( ｉ1q−ｉ2q) −ｐ・Ｍ・ｉ1d ＝０ ・・・（２６）
【数２７】 ｒ2 ・ｉ2q＋ｐ・Ｍ・ｉ2q−ｓ・ω・Ｍ( ｉ1d−ｉ2d) −ｐ・Ｍ・ｉ1q ＝０ ・・・（２７） ここで、この座標軸の回転位置について誘導電動機内部
の磁束ベクトルΦの位置とｄ軸の位置が一致していると
仮定すると磁束ベクトルΦは次のように表される。
【数２８】 Φ＝φ・sin ωｔ ( ただしφはスカラ量) ・・・（２８）
【数２９】 φ＝Ｍ・ｉ1d−Ｍ・ｉ2d ・・・（２９） すなわち図２の等価回路において励磁インダクタンスＭ
に流れる励磁電流ｉm は（３０）式のように表され、ま
た、ｑ軸成分の電流が励磁電流ｉm には関与しないこと
から、ｑ軸成分について（３１）式を得る。
【数３０】ｉm ＝ｉ1d−ｉ2d ・・・（３０）
【数３１】ｉ1q＝ｉ2q ・・・（３１） これらの（３０）、（３１）式を（２６）式に代入する
と次式を得る。
【数３２】 ｒ2 ・ｉ1d＝( ｒ2 ＋ｐ・Ｍ) ｉm ・・・（３２）
【００１４】ここで（３２）式からｉ1dに対するｉm の
応答を考えると
【数３３】 ｉm ／ｉ1d＝ｒ2 ／( ｒ2 ＋ｐ・Ｍ) ＝１／( １＋ｐ・Ｍ／ｒ2) ・・・（３３） であり、ｉ1dに対してｉm は１次遅れで応答し、その時
定数はＭ／ｒ2 である。なお、一般的な誘導電動機にお
いて、この時定数Ｍ／ｒ2 は数１００msであり、以降に
ｉ1dおよびｉ1q( ＝ｉ2q) の制御を考える上において
は、これらが十分に速い時定数で変化することからｉm
が一定であると仮定しても差しつかえないことがわか
る。またｉ1d＝一定という条件のもとではｉm はｉ1dに
等しいことがわかる。次に（３０）、（３１）式を（２
７）式に代入することによって（３４）式を得られ、さ
らにこれを変形して（３５）式を得る。
【数３４】 ｒ2 ・ｉ1q＝ｓ・ω・Ｍ・ｉm ・・・（３４）
【数３５】 ωs ＝ｒ2 ・ｉ1q／( Ｍ・ｉm) ・・・（３５） 上記のようにｉ1qの変化に対してｉm を一定として仮定
すると、（３５）式を満たすようにωs を誘導電動機に
与えることによってｉ1qすなわちｉ2qを自在に制御でき
ることがわかる。
【００１５】以上の２次回路に基づく結果を踏まえて再
び１次回路について考える。（２４）式に（３０）、
（３１）式を代入すると（３６）式を得る。
【数３６】 ｅ1d＝( ｒ1 ＋ｐ・L σ) ｉ1d−ω・L σ・ｉ1q＋ｐ・Ｍ・ｉm ・・・（３６） この式のうち第３項は（３３）式で示したようにｉm の
変化が十分に緩やかであることから無視できる。よって
次の（３７）式を得る。
【数３７】 ｅ1d＝( ｒ1 ＋ｐ・L σ) ｉ1d−ω・L σｉ1q ・・・（３７） 今、ｉ1dを所望の指令値ｉ1d* に等しくするという制御
系を考えたとき、ｉ1d* とｉ1dとの誤差Δｉ1d( ＝ｉ1d
* −ｉ1d) をもとに次の（３８）式のようにｄ軸電圧指
令ｅ1d* を出力する制御系を考えることができる。
【数３８】 ｅ1d* ＝Ｇd ・Δｉ1d−ω・L σ・ｉ1q* ・・・（３８） なお、Ｇd は比例積分アンプなどを用いた増幅率であり
十分に大きな値である。また第２項は後述するようにｉ
1qをｉ1dとは独立して制御することから、ｑ軸からの干
渉項としてフィ−ドフォワ−ド的に加算される。図１の
本発明の実施例においてはこの（３８）式に基づいて減
算器１１にてΔｉ1d( ＝ｉ1d* −ｉ1d) を求め、増幅器
１２のよって増幅率Ｇd の増幅を行い、（３８）式の第
１項を得ている。また変換器１３によってｉ1q* にL σ
を乗算し、さらに乗算器１４によってωを乗算すること
によって第２項を得ている。
【００１６】同様に（２５）式に（３０）、（３１）式
を代入すると（３９）式を得る。
【数３９】 ｅ1q＝ω・L σ・ｉ1d＋( ｒ1 ＋ｐ・L σ) ｉ1q＋ω・Ｍ・ｉm ・・・（３９） 上記と同様にｉ1qを指令値ｉ1q* に等しく制御するとい
う系を考えるとき、（３９）式より次の（４０）式のよ
うな制御系を考えることができる。なおＧq はＧd と同
様に十分に大きな値であり、また上述したようにｉ1d*
＝一定という仮定のもとでｉm をｉ1d* に置き換えてい
る。
【数４０】 ｅ1q* ＝Ｇq ・Δｉ1q＋ω(Lσ＋Ｍ）ｉ1d* ＋ｒ1 ・ｉ1q* ・・・（４０） 図１の本発明の実施例においては減算器１５にてΔｉ1q
( ＝ｉ1q* −ｉ1q) を求め、増幅器１６によって増幅率
Ｇq の増幅を行い、（４０）式の第１項を得ている。ま
た第２項のうちω・Ｍ・ｉ1d* は速度誘起電圧Ｅm を意
味しており、Ｍ・ｉd*が磁束密度指令φ* であることか
ら変換器１７によって磁束密度指令φ* に誘起電圧定数
Ｋemを乗算し、その結果に変換器１８によってｉ1d* に
L σを乗算したものを加算し、さらに乗算器１９におい
てωを乗じることによって第２項を得ている。また第３
項は変換器２０においてｉ1q* にｒ1 を乗算することに
よって得ている。以上の（３８）、（４０）式によって
誘導電動機の１次電流ｉ1d、ｉ1qはそれぞれ独立して任
意に制御することが可能となる。
【００１７】上記は（３８）、（４０）式は１次電流ｉ
1d、ｉ1qを１次電圧を操作することによって任意に制御
できることを示すものであるが、そのためには前提条件
として（３０）、（３１）式に示した２次回路側の条件
を満たしていることが必要であり、さらにそのためには
（３５）式に示したωs の条件が満たされている必要が
ある。しかしながら（３５）式のうち、ｒ2(２次抵抗)
はロ−タの温度変化等によって、またＭ( 励磁インダク
タンス) は鉄心の磁気飽和等によって一定値とはならな
い。その結果、所望のｉ1dに対して（３５）式を満たす
ωｓをモータに与えることが困難となり、モ−タ内部に
おける実際のｉ1d、ｉ1qを制御することは不可能とな
る。そこで、これらの定数Ｍおよびｒ2 を実際のモ−タ
の状況にあった真値に同定する方法について考える。
【００１８】まず、（３９）、（４０）式から励磁イン
ダクタンスの値についてコントロ−ラ側で想定したノミ
ナル値Ｍn と実際のモ−タ内部の真値Ｍとの間に設定誤
差ΔＭ( ＝Ｍn −Ｍ) がある場合を仮定する。このとき
実際にモ−タに発生するｑ軸電圧は（３９）式の通りで
あるが、コントロ−ラの出力する電圧は次のように表さ
れる。
【数４１】 ｅ1q* ＝Ｇq ・Δｉ1q＋ω・L σ・ｉ1d* ＋ｒ1 ・ｉ1q* ＋ω・Ｍn ・ｉm* ・・・（４１） 今、モ−タが無負荷で、ｉ1q≒ｉ1q* ≒０と近似できる
とすると（３９）、（４１）式は次のように変形でき
る。
【数４２】 ｅ1q＝ω・L σ・ｉ1d＋ω・Ｍ・ｉm ・・・（４２）
【数４３】 ｅ1q* ＝Ｇq ・Δｉ1q＋ω・L σ・ｉ1d* ＋ω・Ｍn ・ｉm* ・・・（４３） これらの式中でｉ1d* 、ｉ1dは（３８）式によって正確
に制御されることから、また（３３）式で示したように
ｉm の変化が十分に緩やかであることから
【数４４】ｉ1d* ＝ｉ1d ・・・（４４）
【数４５】ｉm*＝ｉm ・・・（４５） と考えることができる。これら（４４）、（４５）式の
条件のもとで（４２）式と（４３）式との差を考えると
次の（４６）式となり、変形して（４７）式を得る。
【数４６】 ｅ1q−ｅ1q* ＝ω( Ｍ−Ｍn)ｉm −Ｇq ・Δｉ1q＝０ ・・・（４６）
【数４７】 Ｇq ・Δｉ1q＝ω( Ｍ−Ｍn)ｉm ＝ ω・ΔＭ・ｉm ・・・（４７） （４７）式よりｉ1q* ≒０のときにＧq ・Δｉ1qは励磁
インダクタンスＭの設定誤差ΔＭを表しており、よって
Ｇq ・Δｉ1qを用いてコントロ−ラ側で想定したＭn を
真値に補正することが可能である。そこで図１の実施例
においては増幅器１６の出力すなわちＧq ・Δｉ1qを増
幅器２１において増幅し、その出力をコンパレータ２２
およびスイッチ２３によってトルク指令Ｔ* が予め設定
されたＴrfより少ない場合のみデータテーブル２４に入
力する。このデータテーブル２４では磁束密度指令φ*
の値をアドレスとして各磁束密度ごとに増幅器２１の出
力を積分して保持する。この積分値は励磁インダクタン
スＭの設定誤差ΔＭであり、トルク指令が０でない場合
においても磁束密度指令φ* に応じて保持されている設
定誤差ΔＭを取り出して変換器１の係数１／Ｍを補償し
ているので常に励磁インダクタンスＭを真値に校正する
こと可能である。なお増幅器２１の増幅率Ｇmは同定ゲ
インであり、この値が高いほど励磁インダクタンスＭの
同定時間が短くなる。
【００１９】次に２次抵抗ｒ2 についてもコントロ−ラ
側で想定したノミナル値ｒ2nと実際の値ｒ2 との間に設
定誤差Δｒ2 がある場合を仮定する。まず（３５）式を
変形して（４８）式を得る。
【数４８】 ω・Ｍ・ｉm ＝( ω／ωs)ｒ2 ・ｉ1q ・・・（４８） この（４８）式に（３９）式を代入することによって、
実際にモ−タに発生するｑ軸電圧は次のように表すこと
ができる。
【数４９】 ｅ1q＝ω・L σ・ｉ1d＋( ｒ1 ＋ｐ・L σ) ｉ1q ＋( ω／ωs)ｒ2 ・ｉ1q ・・・（４９） 一方、コントローラの出力する電圧ｅ1q* は（４０）、
（４８）式から次のように表すことができる。
【数５０】 ｅ1q* ＝Ｇq ・Δｉ1q＋ω・L σ・ｉ1d* ＋ｒ1 ・ｉ1q* ＋( ω／ωs)ｒ2n・ｉ1q* ・・・（５０） ここでｉ1d、ｉ1d* は（４４）式の通り、またｉ1q、ｉ
1q* についても（４０）式に基づいて次のように等しい
と考える。
【数５１】ｉ1q＝ｉ1q* ・・・（５１） この仮定のもとで（４９）と（５０）式との差を考える
と（５２）式を得る。
【数５２】 ｅ1q−ｅ1q* ＝ｐ・L σ・ｉ1q−Ｇq ・Δｉ1q ＋( ω／ωs)・( ｒ2 −ｒ2n) ・ｉ1q＝０ ・・・（５２） 第１項は他の項に比べて比較的小さいので無視すると次
の（５３）式を得る。
【数５３】 Ｇq ・Δｉ1q＝Δｒ2(ω／ωs)ｉ1q ・・・（５３） すなわち（５３）式よりＧq ・Δｉ1qは２次抵抗ｒ2 の
設定誤差Δｒ2 を表しており、この誤差はＧq ・Δｉ1q
を用いて補正することが可能である。そこで図１の実施
例においては増幅器２５において増幅器１６の出力すな
わちＧq ・Δｉ1qに同定ゲインＧr を乗算し、その出力
に応じて変換器８の係数ｒ2 を補償している。
【００２０】このように（３８）、（４０）式に基づい
て構成した制御系は励磁インダクタンスＭと２次抵抗ｒ
2 をそれぞれ、（４７）、（５３）式に示すように真値
に同定することが可能であり、同定された真値に基づい
て（３５）式を満たすωs をモ−タに与えることが可能
となる。その結果、モ−タ内部における実際のｉ1d、ｉ
1qを所望の指令値ｉ1d* 、ｉ1q* のとおりに制御するこ
とが可能となる。
【００２１】
【発明の効果】以上、説明したように本発明においてモ
ータ内部の励磁電流ｉd およびトルク電流ｉq を励磁電
流指令ｉd*およびトルク電流指令ｉq*に対してそれぞれ
独立にフィードバック制御しており、その制御に用いら
れるパラメータの励磁インダクタンスＭ、２次抵抗ｒ2
について実際のモータにおける真値を同定し、自動的に
制御パラメータを適性に追従させている。その結果、鉄
心の磁気飽和の影響やモータの製造上の寸法精度などに
よる励磁インダクタンスＭの変動およびモータの温度変
化等による２次抵抗ｒ2 の変動の影響を受けず、常に精
度良く所望の出力トルクを得ることができるので従来は
適用するモータにあわせて制御パラメータの調整が必要
であったが、この調整を不要とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による誘導電動機の制御装置の一実施例
のブロック図である。
【図２】誘導電動機の等価回路である。
【図３】誘導電動機の等価回路である。
【図４】従来の誘導電動機の制御装置のブロック図の一
例である。
【符号の説明】
１ 変換器、 ２ 除算器、３ ２相３相変換器、４
電流誤差アンプ、５減算器、６ 電流検出器、７ 除算
器、８ 変換器、９ ３相２相変換器、１０２相正弦波
発生器、１１ 減算器、１２ 増幅器、１３ 変換器、
１４ 乗算器、１５ 減算器、１６ 増幅器、１７ 変
換器、１８ 変換器、１９ 乗算器、２０ 変換器、２
１ 増幅器、２２ コンパレータ、２３ スイッチ、２
４データテーブル、２５ 増幅器、２６ インバータ、
２７ 直流電源、２８ モータ、２９ 位置検出器、３
０ 微分器。

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 トルク指令と磁束密度指令を入力とする
    誘導電動機の制御装置において、 モータ電流角周波数ωを入力としてsin ωｔ信号および
    cos ωｔ信号を出力する２相正弦波発生手段と、 前記sin ωｔ信号とcos ωｔ信号およびモータ電流の瞬
    時値ｉu 、ｉv 、ｉwを入力として励磁電流検出値およ
    びトルク電流検出値を出力する３相２相変換手段と、 励磁電流同相電圧指令とトルク電流同相電圧指令および
    前記sin ωｔ信号とcos ωｔ信号を入力としてモータに
    印加する各相電圧指令ｅu 、ｅv 、ｅw を出力する２相
    ３相変換手段と、 前記磁束密度指令を励磁インダクタンスＭに相当する係
    数で除算し、励磁電流指令に変換して出力する励磁電流
    指令発生手段と、 前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値を減算して励磁
    電流誤差を出力する第１の減算器と、 前記励磁電流誤差を入力としてモータに印加する前記励
    磁電流同相電圧指令を出力する第１の増幅手段と、 前記トルク指令を前記磁束密度指令に除算することによ
    って得たトルク電流指令と前記トルク電流検出値を減算
    してトルク電流誤差を出力する第２の減算器と、 前記トルク電流誤差を入力としてモータに印加する前記
    トルク電流同相電圧指令を出力する第２の増幅手段と、 前記トルク電流指令または前記トルク指令を入力とし、
    モータの２次抵抗値ｒ2 に相当する係数を乗じることに
    よってすべり角周波数を出力する第３の増幅手段と、 前記第２の増幅手段の出力値を入力とし、前記２次抵抗
    値ｒ2 に相当する係数の補正値を出力する第４の増幅手
    段と、 前記第２の増幅手段の出力値を入力とし、前記トルク指
    令値が所定値以下の場合のみ励磁インダクタンスＭの補
    正値を出力する第５の増幅手段と、前記トルク指令値が
    所定値を越えた場合は前記第５の増幅手段の出力値を保
    持する保持手段とを有し、 前記第３の増幅手段は、前記第４の増幅手段の出力値を
    入力とし、前記２次抵抗値ｒ2 に相当する係数の補正値
    を修正し、 前記第１の増幅手段は、前記第５の増幅手段の出力値を
    入力とし、前記励磁インダクタンスＭに相当する係数の
    補正値を修正する、 ことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の誘導電動機の制御装置
    において、 前記保持手段は前記第５の増幅手段の出力を積分し、当
    該積分値を入力された前記磁束密度指令の値をアドレス
    とする複数個のデータとして格納する補正データテーブ
    ルであることを特徴とする誘導電動機の制御装置。
  3. 【請求項３】 直流電流から変換された三相交流電流に
    よって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トル
    ク指令と磁束密度指令の二相指令を前記電動機の１次電
    流を制御するための三相指令に変換し、前記電動機の実
    際の三相の１次電流をトルク電流検出値と励磁電流検出
    値の二相の検出値に変換し、フィードバック制御を行う
    誘導電動機の制御装置において、 前記磁束密度指令と励磁インダクタンスに基づき励磁電
    流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、 前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電
    流誤差を算出する励磁電流誤差算出手段と、 前記励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電圧
    指令を算出する励磁電圧指令算出手段と、 前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流
    指令を算出するトルク電流指令発生手段と、 前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきト
    ルク電流誤差を算出するトルク電流誤差算出手段と、 前記トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトル
    ク電流同相電圧指令を算出するトルク電圧指令算出手段
    と、 前記トルク電流同相電圧指令に基づきモータの２次抵抗
    の補正値を算出する２次抵抗補正値算出手段と、 前記トルク電流指令および磁束密度指令と、前記モータ
    ２次抵抗補正値によって補正された２次抵抗値とに基づ
    きすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段
    と、 前記すべり角周波数と実際のモータの角周波数に基づき
    角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、 前記トルク電流指令と１次漏れインダクタンスと前記角
    周波数指令に基づき前記励磁電圧指令を補正して、補正
    励磁電圧指令を算出する補正励磁電圧指令算出手段と、 前記励磁電流指令と１次漏れインダクタンスと前記角周
    波数指令に基づき前記トルク電圧指令を補正し、さらに
    前記トルク電流指令と１次抵抗に基づき補正を行い補正
    トルク電圧指令を算出する補正トルク電圧指令算出手段
    と、 前記トルク電圧指令に基づき励磁インダクタンスの補正
    値を算出し、当該補正値に基づき前記励磁電流指令算出
    手段において用いられる励磁インダクタンスの補正指示
    する励磁インダクタンス補正指示算出手段と、 前記補正励磁電圧指令および前記補正トルク電圧指令
    と、前記角周波数指令とに基づきモータに印加する三相
    電圧指令を算出する三相電圧指令算出手段と、を有する
    ことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
  4. 【請求項４】 請求項３に記載の誘導電動機の制御装置
    であって、前記励磁インダクタンス補正指示手段は、前
    記トルク指令が、予め定められたしきい値以下である場
    合のみ前記励磁インダクタンス補正値を算出し、補正指
    示を行うことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
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