JP2017077079A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電動機の動作を停止させる際に十分磁束を減衰させ、次回起動時に過大な電流やトルクを発生することを防止し、電力変換装置の停止前、磁束を減衰させるときに過大な電流やトルクを発生させず、また、磁気センサを必要とせず、電動機の温度変動や定数変化が起きても十分磁束を減衰させる。
【解決手段】電力変換装置の制御装置として、電流指令に基づいて誘導電動機を駆動する電圧指令を生成する電圧演算部と、前記電圧指令に基づいて電力変換回路のゲートパルス信号を出力するＰＷＭ演算部を有し、この制御装置は、励磁電流指令およびトルク電流指令の立ち下げからゼロに至るまでの遮断時に、励磁電流指令の時間変化量に応じて算出した励磁電流指令補正量を励磁電流指令に加算して求めた遮断時励磁電流指令、励磁電流指令にゲインを乗じた遮断時磁束指令およびトルク電流指令を、電圧演算部に対する電流指令とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、誘導電動機を駆動する電力変換装置に関する。

鉄道車両の分野では、車両を駆動する電動機として一般的に誘導電動機が用いられている。鉄道車両では、編成内に複数の電動機を搭載しており、車両全体が同じ速度で走行していても、車輪回転半径の差によってこれらの電動機の回転速度は必ずしも同一とはならない。同期電動機を用いる場合、回転子の回転周波数と電力変換装置の駆動周波数を同期させる必要があるため、電動機毎にそれぞれ電力変換装置が必要となる。一方、誘導電動機を用いる場合、駆動周波数と回転子の回転速度の差に応じてトルクが発生するため、トルク誤差の許容範囲内で電動機の回転速度差を許容することができる。このため、鉄道車両の分野では、１台の電力変換装置で複数台の誘導電動機を駆動する方式が一般的に採用されており、システムを低コストで構築することができる。

一般産業用途で用いられている電動機は、一定の回転速度で連続運転するものが多いが、鉄道車両では、停車状態から電力変換装置を起動して加速した後、電力変換装置の動作を停止して惰性で走る状態に移行し、その後、電力変換装置を再起動して減速あるいは再加速するなど、頻繁に車両の加減速および電力変換装置の起動・停止を繰り返す。誘導電動機を用いる場合、電力変換装置を停止して一次電流を遮断しても、誘導電動機内部には暫く電流が流れ続ける。この電流は電動機内部の抵抗によって消費され、次第に減衰していくが、消滅するまでの間、内部に流れる電流によって磁束が発生し続ける。その際に、残留した磁束が大きい、すなわちモータ内部に残留している磁気エネルギーが大きいまま電力変換装置を再起動すると、過大な電流が流れてしまうことがある。このとき、電力変換装置を破壊に至らせる場合や、過大なトルクが発生して乗り心地を悪化させる場合がある。

この残留磁束による再起動時の問題は従来から知られているところ、この問題の対策として特許文献１および２に記載の技術が知られている。特許文献１に記載の技術は、電力変換装置を停止させる前に出力電圧ゼロとすることで、誘導電動機の一次側を短絡させ、電動機内部の残留磁気エネルギーを一次側に引き抜くというものである。特許文献２に記載の技術は、電力変換装置を停止させる前に電動機内部の磁束を減衰させるように励磁電流を制御することにより、電動機内部の残留磁気エネルギーを十分低減させるというものである。

特開２０１３−２０７９５４号公報 特開２００８−１１３５０１号公報

特許文献１に記載の技術は、電力変換装置の停止前に出力電圧ゼロの状態で動作させることにより、誘導電動機の一次側を短絡させて電動機内部の残留磁気エネルギーを一次側に引き抜くものであるところ、残留磁気エネルギーが大きいと一次側に流れる電流も大きくなって過大なトルクを発生する場合がある。
特許文献２に記載の技術は、電力変換装置の停止前に電動機内部の磁束を減衰させるために励磁電流を制御することにより、電動機内部の残留磁気エネルギーを十分低減させるものである。その際に、磁束センサを設けずセンサレスであるが、電動機定数などから推定した値を用いるため、電動機の温度変動によって定数が変化した場合には、推定誤差が多くなり磁束を十分に減衰できないことがある。
以上のことから、本発明の課題は以下の３点である。
（１）次回起動時に過大な電流やトルクを発生させないこと
（２）電力変換装置の停止前に十分磁束を減衰させるときに、過大な電流やトルクを発生させないこと
（３）磁気センサを必要とせず、電動機の温度変動や定数変化が起きても十分磁束を減衰できること

上記の課題を解決するために、本発明に係る電力変換装置の制御装置は、電流指令に基づいて誘導電動機を駆動する電圧指令を生成する電圧演算部と、前記電圧指令に基づいて電力変換回路のゲートパルス信号を出力するＰＷＭ演算部を有し、この制御装置は、励磁電流指令およびトルク電流指令の立ち下げからゼロに至るまでの遮断時に、励磁電流指令の時間変化量に応じて算出した励磁電流指令補正量を励磁電流指令に加算して求めた遮断時励磁電流指令、励磁電流指令にゲインを乗じた遮断時磁束指令およびトルク電流指令を、電圧演算部に対する電流指令とすることを特徴とする。

本発明によれば、電動機の動作を停止させる際に十分磁束を減衰させることができ、次回起動時に過大な電流やトルクを発生することを防止できる。また、電力変換装置の停止前、磁束を減衰させるときに過大な電流やトルクを発生させない。更に、磁気センサを必要とせず、電動機の温度変動や定数変化が発生しても十分磁束を減衰させることができる。

図１は、本発明に係る電力変換装置の実施例の構成を示す図である。 図２は、制御装置内の電圧演算部の詳細を示す図である。 図３は、本発明に係る電力変換装置の各指令の動作波形を示す図である。 図４は、電力変換器（一相分）のオンオフ動作の詳細を示す図である。 図５は、従来技術における一相分（Ｕ相）の電圧／電流指令の動作波形を示す図である。 図６は、制御装置内の電圧演算部における一相分（Ｕ相）の電圧／電流指令の動作波形を示す図である。 図７は、従来技術における指令および状態量の動作波形を示す図である。 図８は、本発明に係る電力変換装置の指令および状態量の動作波形を示す図である。 図９は、従来技術と本発明における残留磁束の大きさと速度との関係を比較した図である。 図１０は、従来技術と本発明における残留磁束の大きさと温度との関係を比較した図である。

以下、本発明の実施形態として、図面を参照しながら特に鉄道車両の分野に好適な電力変換装置の実施例を説明する。勿論、本発明に係る電力変換装置は、鉄道車両の用途に限定されるものではなく、一般産業用途にも適用できることは云うに及ばない。

図１は、本発明に係る電力変換装置の実施例の構成を示す図である。
本発明に係る電力変換装置は、外部の直流電源から供給される直流電圧を平滑化する平滑化コンデンサ１、平滑化コンデンサ１の直流電圧Ｅｃｆを検出する直流電圧センサ２、平滑化コンデンサ１と並列に接続され平滑化コンデンサ１の直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器３、電力変換器３が供給する交流電圧によって駆動させる誘導電動機７、電力変換器３が出力する交流電流ｉｕ、ｉｖおよびｉｗを検出する交流電流センサ６、直流電圧センサ２の出力および交流電流センサ６の出力を入力信号とし、電力変換器３を駆動するゲートパルスＧｐｕ１および２、Ｇｐｖ１および２並びにＧｐｗ１および２を出力する制御装置１４、から構成される。

制御装置１４は、外部から与えられたｄ軸電流指令Ｉｄ＊の時間微分値を求める微分器１５、微分器１５の出力に定数Ｋを乗じる第一ゲイン１６、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊と第一ゲイン１６の出力を加算する加算器１７、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊に定数（ここでは、励磁インダクタンスＬｍ）を乗じる第二ゲイン１８、第二ゲイン１８の出力に一次遅れ処理を施すローパスフィルタ１９、定常時にはｄ軸電流指令Ｉｄ＊を選択し遮断時には加算器１７の出力を選択する第一選択スイッチ２０、定常時にはローパスフィルタ１９の出力を選択し遮断時には第二ゲイン１８の出力を選択する第二選択スイッチ２１、交流電流センサ６が検出した交流電流ｉｕ、ｉｖおよびｉｗを入力信号としてｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する回転座標変換部２２、回転座標変換部２２の出力ＩｄおよびＩｑを入力信号として誘導電動機７のロータ回転周波数（すなわち、回転速度）を推定する速度推定部２３、第一選択スイッチ２０の出力Ｉｄ＊＊（補正後のｄ軸電流指令）と第二選択スイッチ２１の出力Ｐｈｉｄ＊（ｄ軸磁束指令）と外部から与えられたｑ軸電流指令Ｉｑ＊および速度推定部２３の出力Ｆｒ（ロータ周波数推定値）を入力信号として交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊を出力する電圧演算部２４、並びに、電圧演算部２４の出力Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊および直流電圧センサ２が検出した直流電圧Ｅｃｆを入力信号として電力変換器３を駆動するゲートパルスＧｐｕ１および２、Ｇｐｖ１および２並びにＧｐｗ１および２を出力するＰＷＭ演算部２５、から構成される。なお、定常時および遮断時については、後述する。

図２は、図１の制御装置１４が備える電圧演算部２４の詳細を示す図である。
電圧演算部２４は、補正後のｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊とｄ軸磁束指令Ｐｈｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊およびロータ周波数推定値Ｆｒを入力信号としてｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を出力する電圧ベクトル演算部２６、電圧ベクトル演算部２６の出力Ｖｄ＊およびＶｑ＊を入力信号として三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊を出力する第一静止座標変換部２７、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を入力信号として三相交流電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊およびＩｗ＊を出力する第二静止座標変換部２８、第二静止座標変換部２８の出力Ｉｕ＊、Ｉｖ＊およびＩｗ＊を入力信号として三相交流電圧補正量ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗを出力する電圧補正部２９、並びに、第一静止座標変換部２７の出力Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊と電圧補正部２９の出力ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗの和を求める加算器３０、３１および３２、から構成される。電圧演算部２４の出力に相当する加算器３０、３１および３２の出力を、順に補正後の交流電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊とする。

図３は、本発明に係る電力変換装置の各指令の動作波形を示す図である。
定常時とは、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊の立ち上げ時（起動時）から一定値になった定常状態までのことを指す。定常時の指令については、図１の制御装置１４で第一選択スイッチ２０および第二選択スイッチ２１が、共に「（定常時）」の場合となる。補正後のｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊と同じ値となる。ｄ軸磁束指令Ｐｈｉｄ＊は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊に対して励磁インダクタンスＬｍを乗じ、二次時定数Ｔ２の一次遅れ処理を施したものである。

遮断時とは、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊の立ち下げ時からゼロに至るまでのことを指す。遮断時に発生するトルクショックを抑制するためには、電流の時間変化を小さくすればよい。つまり、できるだけ長い時間をかけて電流指令を減衰させるために、同じ時間をかけてｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊をゼロまで下げるようにしている。

遮断時の指令については、図１の制御装置１４で第一選択スイッチ２０および第二選択スイッチ２１が、共に「（遮断時）」の場合となる。ｄ軸磁束指令Ｐｈｉｄ＊は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊に単に励磁インダクタンスＬｍを乗じた値となる。補正後のｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の時間変化量（ｄ／ｄｔ）に誘導電動機の二次時定数Ｋを乗じたものをｄ軸電流指令Ｉｄ＊に加算した値となる。これにより、遮断時にはｄ軸電流指令Ｉｄ＊を一様に低減させることになり、すなわち、時間変化量は負の値で一定となるので、補正後のｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を負側に平行移動させた形になる。

次に、従来技術における遮断時の問題点について説明する。
図７は、従来技術の一つ、特許文献１に記載の技術における、指令および状態量の動作波形を示す図である。
図７において、遮断時には、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を一様に低減させ、ｄ軸磁束指令Ｐｈｉｄ＊もほぼ同様に低減させている。特許文献１に記載の技術では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊に対してｄ軸磁束指令Ｐｈｉｄ＊は、誘導電動機の一次時定数による一次遅れ処理を施しているが、誘導電動機の一次時定数は二次時定数の数十分の一程度の大きさであり、図７の時間スケールで見ると無視できるほど小さい。

特許文献１に記載の技術の場合、速度が高い領域では、ｄ軸電流Ｉｄは、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を負側に平行移動させた形となり、実際のｄ軸磁束Ｐｈｉｄは、ｄ軸磁束指令Ｐｈｉｄ＊に従って一様に減衰させることができる（図７のＰｈｉｄの点線部分）。ところが、速度が低い領域では、ｄ軸電流Ｉｄは遮断の途中でゼロに張り付いてしまい（ゼロに落ちて流れない）、その後は負側にも流れなくなってしまう。この結果、ｄ軸磁束Ｐｈｉｄを十分に減衰させることができない（図７のＰｈｉｄの太線部分）。

ここにおいて、特許文献１に記載の技術が、速度が低い領域において残留磁束を十分に低減できない理由を、図面を用いて説明する。
図４は、電力変換器３の一相分のオンオフ動作の詳細を示す図で、一般的なスイッチング素子を用いた２レベル三相インバータの一相分である。２つのスイッチング素子を直列に並べて、上アームを構成するスイッチング素子（以下、「上アーム素子」という）は、電源電圧の正極電位と負荷側を接続している。下アームを構成するスイッチング素子（以下、「下アーム素子」という）は、電源電圧の負極電位と負荷側を接続している。図４では、ＩＧＢＴとそれに逆並列に接続したダイオードを組み合わせて一つのスイッチング素子とみなしている。

上・下両アーム素子が同時にオンになると、スイッチング素子の内部インピーダンスは極めて小さいため、上・下両アーム素子を膨大な電流が流れて素子破壊（「アーム短絡故障」と呼ばれている）を起こす。したがって、上・下両アーム素子が同時にオンにならないように、スイッチングのタイミングを管理する必要がある。このため、回路の導通状態としては、以下の３通りがある。
（１）上アーム素子：オン、下アーム素子：オフ
（２）上アーム素子：オフ、下アーム素子：オン
（３）上・下両アーム素子：オフ
これと電流極性が正／負の２通りあることから、これらの組み合わせで、図４に示すとおり、３×２＝６通りの状態が存在することになる。ここで、電流極性は、電力変換器から負荷に流れる方向を正とする。

（１）上アーム素子：オン、下アーム素子：オフのとき
上アーム素子：オン、下アーム素子：オフおよび電流極性が正のとき、電流は直流電源の正極側から上アーム素子のＩＧＢＴ側を通過して負荷側に流れる。電力変換器の負荷側端子の電位Ｖは、直流電源の正極電位Ｅとなる。
上アーム素子：オン、下アーム素子：オフおよび電流極性が負のとき、電流は負荷側から上アーム素子のダイオード側を通過して直流電源の正極側に流れる。電力変換器の負荷側端子の電位Ｖは、直流電源の正極電位Ｅとなる。

（２）上アーム素子：オフ、下アーム素子：オンのとき
上アーム素子：オフ、下アーム素子：オンおよび電流極性が正のとき、電流は直流電源の負極側から下アーム素子のダイオード側を通過して負荷側に流れる。電力変換器の負荷側端子の電位Ｖは、直流電源の負極電位０となる。
上アーム素子：オフ、下アーム素子：オンおよび電流極性が負のとき、電流は負荷側から下アーム素子のＩＧＢＴ側を通過して直流電源の負極側に流れる。電力変換器の負荷側端子の電位Ｖは、直流電源の負極電位０となる。

（３）上・下両アーム素子：オフのとき
上アーム素子：オフ、下アーム素子：オフおよび電流極性が正のとき、電流は直流電源の負極側から下アーム素子のダイオード側を通過して負荷側に流れる。電力変換器の負荷側端子の電位Ｖは、直流電源の負極電位０となる。
上アーム素子：オフ、下アーム素子：オフおよび電流極性が負のとき、電流は負荷側から上アーム素子のダイオード側を通過して直流電源の正極側に流れる。電力変換器の負荷側端子の電位Ｖは、直流電源の正極電位Ｅとなる。

ここで、上・下アーム素子のいずれか一方がオンの場合、電流極性に依らず電力変換器の負荷側端子の電位Ｖが求まる。ところが、上・下アーム素子が両方ともオフの場合、電力変換器の負荷側端子の電位Ｖは電流の極性に依存する。すなわち、電流極性が正のとき、負荷側端子の電位は直流電源の負極電位０となるので電流は減少し、電流極性が負のとき、負荷側端子の電位は直流電源の正極電位Ｅとなるので電流は増加する（後述する図５のＩｕを示す実線波形、参照）。これにより、上・下アーム素子が両方ともオフの期間の分だけ実質的に出力電圧が減少し、電流の振幅も減少することになる。

図５は、従来技術における一相分（Ｕ相）の電圧／電流指令の動作波形を示す図である。
Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊として理想的な正弦波電圧を与えていたとしても、実際に流れるＵ相電流Ｉｕは、その指令値Ｉｕ＊よりも振幅が小さくなってしまう。この現象は、スイッチング周期が一定かつ上・下アーム素子が両方ともオフの期間が一定ならば、出力電圧の小さい低速域において顕在化する。この結果、先にも述べたように、図７において、ｄ軸電流Ｉｄは、遮断の途中で電流振幅が減少してゼロに張り付いてしまい、その後は負側にも流れなくなってしまう。

本発明は、上述した現象を回避し電動機が動作を停止する際に磁束を十分に減衰させるための手段を設けたものである。
すなわち、図２に示すように、本発明の電圧演算部２４は、誘導電動機のｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊、ｄ軸磁束指令Ｐｈｉｄ＊およびロータ周波数推定値Ｆｒを入力信号とし、これらと電動機定数を組み合わせて三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊を求める。
また、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を座標変換して三相交流電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊およびＩｗ＊を求める。そして、三相交流電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊およびＩｗ＊の極性に応じて三相交流電圧補正量ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗを算出し、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊に対してこれら三相交流電圧補正量ΔＶｕ、ΔＶｖおよびΔＶｗを加算する。

一例として、Ｕ相における電圧補正量ΔＶｕの算出式を示す。
Ｉｕ＊＞０のとき、ΔＶｕ＝ Ｅｃｆ×Δｔ／Ｔｃ
Ｉｕ＊＜０のとき、ΔＶｕ＝−Ｅｃｆ×Δｔ／Ｔｃ
ここで、Ｅｃｆは直流電源電圧、Δｔは上・下アーム素子が両方ともオフの期間、Ｔｃはスイッチング周期である。

上記のように、電圧補正量ΔＶｕを交流電圧指令Ｖｕ＊に加算することにより、上述した現象（実際に流れるＵ相電流Ｉｕがその指令値Ｉｕ＊よりも振幅が小さくなってしまう）を解消することができる（残るＶ相およびＷ相についても同様である）。
図６は、制御装置１４内の電圧演算部２４における一相分（Ｕ相）の電圧／電流指令の動作波形を示す図である。
Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊＊（図６の実線）は、元の電圧指令Ｖｕ＊（図６の点線）に対して、Ｉｕ＊＞０の領域ではΔＶｕだけ正側に平行移動し、Ｉｕ＊＜０の領域ではΔＶｕだけ負側に平行移動した形となる。この結果、実際のＵ相電流Ｉｕは、指令値Ｉｕ＊の通りに流れることになる。

さらに、本発明は、もう一つの課題（電動機の温度変動による定数変化）についても解決を図るものである。一般的に、誘導電動機の抵抗値は温度によって変動し、特に鉄道車両の分野では、最低温度で零下２０℃くらいから最高温度で絶縁体の絶縁温度１８０℃くらいまで変動しうる環境下にある。金属導体の抵抗値は絶対温度に概略比例するとみなせるので、最低温度での抵抗値は最高温度における抵抗値に対して約６０％まで減少する。誘導電動機の残留磁気エネルギーは誘導電動機自体の抵抗で消費されるため、抵抗値が小さくなる低温時の方が残留磁束は大きくなる。誘導電動機の内部状態を正確に把握するため、温度センサや磁気センサを追加する手段も考えられるが、このようなセンサの追加はコストアップに繋がるだけでなく高い耐電圧を必要とし、また、振動や衝撃の加わるような分野においては信頼性確保の面からもそれらを使用することは難しい。

このような課題を解決するための対策として、本発明では以下の手段を用いる。
図１の第一ゲイン１６の定数Ｋとして、誘導電動機の二次時定数を与える。ところが、先に述べたように、二次時定数は誘導電動機の温度によって変動するため、どの温度の時の値を採用するのか問題となる。それに対して、誘導電動機の動作範囲内における最低温度時の値を採用すればよい。実際に、誘導電動機の温度が最低温度の場合は、第一ゲイン１６の定数Ｋが二次時定数と一致していることになるから問題ない。一方、誘導電動機の温度が最低温度より高い場合でも問題はないことを、図８を用いて説明する。

図８は、本発明に係る電力変換装置の指令および状態量の動作波形を示す図である。
図８において、誘導電動機の温度は定格温度だが、第一ゲイン１６の定数Ｋとして与える二次時定数は誘導電動機の最低温度時の値を適用している。この結果、第一ゲイン１６の定数Ｋはオーバーゲインとなり、必要以上にｄ軸電流Ｉｄを負側に流すことになる（図８のＩｄの太線部分）。また、ｄ軸磁束Ｐｈｉｄもゼロを通り過ぎて負側に振れてしまい（図８のＰｈｉｄの太線部分）、残留磁束を完全にゼロにすることはできない。ところが、誘導電動機の温度が高いと抵抗値が大きいため、残留磁束が残っていても素早く自然減衰していく効果が期待できる。

図９は、従来技術と本発明における残留磁束の大きさと速度との関係を比較した図である。従来技術の場合、ある速度以上では残留磁束はほぼゼロまで低減できるが、ある速度以下になると急激に残留磁束が増加してしまう。これは先に述べたように、低速度領域では出力電圧が小さいためである。一方、本発明の場合、ある速度以下になると残留磁束が増加してしまう現象自体は避けられないが、従来技術に比べて残留磁束の大きさを大幅に低減させることができる。

図１０は、従来技術と本発明における残留磁束の大きさと温度との関係を比較した図である。従来技術の場合、誘導電動機の温度が下がるにつれて残留磁束の大きさが急激に増加してしまう。一方、本発明の場合、温度が下がるにつれて残留磁束の大きさが増加してしまう現象自体は避けられないが、従来技術に比べると残留磁束の大きさを大幅に低減させることができる。また、温度が高い領域においては、従来技術よりも僅かに残留磁束が増える場合もあるが、その増加量は僅かであり影響が出るような問題はない。

１ 平滑化コンデンサ、２ 直流電圧センサ、３ 電力変換器、６ 交流電流センサ、
７ 誘導電動機、１４ 制御装置、１５ 微分器、１６ 第一ゲイン、１７ 加算器、
１８ 第二ゲイン、１９ ローパスフィルタ、２０ 第一選択スイッチ、２１ 第二選択スイッチ、２２ 回転座標変換部、２３ 速度推定部、２４ 電圧演算部、２５ ＰＷＭ演算部、２６ 電圧ベクトル演算部、２７ 第一静止座標変換部、２８ 第二静止座標変換部、２９ 電圧補正部、３０、３１、３２ 加算器
Ｅｃｆ 平滑化コンデンサ電圧、Ｇｐｕ１ Ｕ相上アームゲートパルス指令、Ｇｐｕ２ Ｕ相下アームゲートパルス指令、Ｇｐｖ１ Ｖ相上アームゲートパルス指令、Ｇｐｖ２ Ｖ相下アームゲートパルス指令、Ｇｐｗ１ Ｗ相上アームゲートパルス指令、Ｇｐｗ２ Ｗ相下アームゲートパルス指令、Ｉｄ＊ ｄ軸電流指令、Ｉｄ＊＊ ｄ軸電流指令（補正後）、Ｉｑ＊ ｑ軸電流指令、ｉｕ Ｕ相電流検出値、ｉｖ Ｖ相電流検出値、ｉｗ Ｗ相電流検出値、Ｌｍ 励磁インダクタンス、Ｔ２ 二次時定数、Ｐｈｉｄ＊ ｄ軸磁束指令、Ｐｈｉｄ ｄ軸磁束、Ｆｒ ロータ周波数推定値、Ｖｄ＊ ｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊ ｑ軸電圧指令、Ｖｕ＊ Ｕ相電圧指令、ΔＶｕ Ｕ相電圧補正量、Ｖｕ＊＊Ｕ相電圧指令（補正後）、Ｖｖ＊ Ｖ相電圧指令、ΔＶｖ Ｖ相電圧補正量、Ｖｖ＊＊ Ｖ相電圧指令（補正後）、Ｖｗ＊ Ｗ相電圧指令、ΔＶｗ Ｗ相電圧補正量、Ｖｗ＊＊ Ｗ相電圧指令（補正後）

Claims (5)

1. 直流電力を交流電力に変換して誘導電動機を駆動する電力変換回路と、
   前記電力変換回路を駆動するゲートパルス信号を出力する制御装置を
   備える電力変換装置であって、
   前記制御装置は、電流指令に基づいて前記誘導電動機を駆動する電圧指令を生成する電圧演算部と、前記電圧指令に基づいて前記ゲートパルス信号を出力するＰＷＭ演算部を有し、
   前記制御装置は、励磁電流指令およびトルク電流指令の立ち下げからゼロに至るまでの遮断時に、前記励磁電流指令の時間変化量に応じて算出した励磁電流指令補正量を前記励磁電流指令に加算して求めた遮断時励磁電流指令、前記励磁電流指令にゲインを乗じた遮断時磁束指令および前記トルク電流指令を、前記電圧演算部に対する前記電流指令とする
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記制御装置は、前記励磁電流指令および前記トルク電流指令の立ち上げから一定値になった定常状態までの定常時に、前記励磁電流指令、前記励磁電流指令に一次遅れ処理を施して算出した磁束指令および前記トルク電流指令を、前記電圧演算部に対する前記電流指令とする
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記電圧演算部は、
   前記遮断時励磁電流指令、前記遮断時磁束指令および前記トルク電流指令から交流電圧指令を生成すると共に、前記遮断時励磁電流指令および前記トルク電流指令から交流電流指令を生成し、
   前記交流電流指令が正の時には前記交流電圧指令を正側に一定量平行移動させ、前記交流電流指令が負の時には前記交流電圧指令を負側に一定量平行移動させることにより、前記電圧指令を生成する
   ことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１または３に記載の電力変換装置であって、
   前記励磁電流指令補正量は、前記励磁電流指令の時間変化量に前記誘導電動機の二次時定数を乗じて算出され、当該二次時定数としては前記誘導電動機の使用温度範囲内における最低温度時の値が用いられる
   ことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
   前記誘導電動機に流れる電流を検出する電流検出回路を更に備え、
   前記制御装置は、前記電流検出回路からの検出電流に基づいて前記誘導電動機の回転速度を推定する速度推定部を更に有し、
   前記電圧演算部は、前記電圧指令を生成する際に前記回転速度を用いる
   ことを特徴とする電力変換装置。

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