JP6477397B2 - 電力制御方法、及び、電力制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力制御方法、及び、電力制御装置に関する。

直流電力を交流電力に変換して三相交流モータに印加する電力制御方法の一つとして、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）電力制御方法が知られている。

一般的なＰＷＭ電力制御方法においては、モータに供給される電流が順次測定され、その測定電流、及び、モータの要求トルクに応じて、デューティ指令値が求められる。そして、デューティ指令値とキャリア波との大きさが比較され、比較結果に基づいてＰＷＭ信号が生成される。ＰＷＭ信号を用いてインバータのスイッチング素子のオン／オフを操作することにより、モータへの印加電圧のパルス幅が制御され、モータに所望の電力が供給される。

ここで、測定電流に含まれるノイズが最小となるように、スイッチング素子のオン区間とオフ区間の中間点となる、キャリア波の大きさが最大又は最小となるタイミングにおいて、モータに供給される電流が測定される。電流が測定されてからデューティ指令値が算出されるまでの間にキャリア波が変化するため、算出されたデューティ指令値の大きさによっては、デューティ指令値の算出が完了した時点において、すでにデューティ指令値とキャリア波との大きさが等しくなるタイミングを過ぎていることがある。このような場合には、スイッチング素子を操作するタイミングが本来のタイミングから遅れてしまう。

この対策として、特許文献１においては、算出されたデューティ指令値が、デューティ指令値の算出が完了した時点でのキャリア波の大きさを上回る場合に、スイッチング素子がオンになるタイミング及びオフになるタイミングを共に遅らせる技術が開示されている。

特開２００９−１００５９９号公報

特許文献１に開示されている技術においては、スイッチング素子がオン及びオフとなるタイミングが共に遅らされることにより、モータへの印加電圧のパルス幅が確保される。しかしながら、電流の測定タイミングは、キャリア波が最大又は最小となるタイミングからずれてしまい、スイッチング素子のオン区間又はオフ区間の中間点に相当しなくなる。そのため、測定された電流に含まれるノイズの影響を十分に抑制することができなくなるので、モータの回転制御の精度が低下してしまうという課題があった。

本発明は、このような課題に着目してなされたものであり、モータの回転制御の精度を高めることができる電力制御装置、及び、電力制御装置を提供することを目的とする。

本発明の電力制御装置の制御方法の一態様は、デューティ指令値とキャリア波との大きさを比較し、該比較した結果に応じてＰＷＭ信号を求め、該ＰＷＭ信号を用いてモータへの印加電圧のベクトル又は位相を制御する電力制御方法であって、モータへの印加電圧の振幅及び位相成分を有するベクトルを制御するベクトル制御デューティ指令値を算出するベクトル制御指令値算出ステップと、モータへの印加電圧の位相を制御する位相制御デューティ指令値を算出する位相制御指令値算出ステップと、ベクトル制御指令値算出ステップにてベクトル制御デューティ指令値が算出される時点において、該ベクトル制御デューティ指令値が前記キャリア波を超えるか否かを判定する判定ステップと、判定ステップの判定結果に応じて、キャリア波と比較されるデューティ指令値を、ベクトル制御デューティ指令値から、位相制御デューティ指令値に切り替える、切り替えステップと、を有する。

本発明の一態様によれば、切り替えステップにおいて、判定ステップでの判定結果に応じて、モータへの印加電圧の制御をベクトル制御から位相制御に切り替える。ここで、印加電圧のベクトルの大きさはデューティ指令値の算出が完了した時点でのキャリア波の大きさに応じた上限値を超えることができないため、ベクトル制御ではモータの発生トルクが制限されてしまう。位相制御を行う場合には、印加電圧のベクトルが上限値のままであっても位相を制御することで、モータの発生トルクを増加させることができる。そのため、デューティ指令値に基づくＰＷＭ信号によるスイッチング素子の操作タイミングと、キャリア波に基づく電流の測定タイミングとの間隔においてズレの発生を抑制することができる。

このようにスイッチング素子の操作タイミングと電流の測定タイミングとの間隔のズレの発生が抑制されることで、スイッチング素子のオン区間又はオフ区間の中間点付近でモータへの供給電流が測定されることになる。そのため、モータの制御に用いられる測定電流の高調波ノイズが抑制されるので、モータの回転制御の精度を高めることができる。

図１は、第１実施形態の電源システムの概略構成図である。 図２は、印加電圧及び発生する磁束を示す図である。 図３は、ＰＷＭ信号生成部にて比較されるデューティ指令値とキャリア波との一例を示す図である。 図４は、ＰＷＭ信号生成部にて比較されるデューティ指令値とキャリア波との他の一例を示す図である。 図５は、モータコントローラの構成を示すブロック図である。 図６は、第２実施形態においてフィルタ処理、及び、レートリミット処理を説明するための図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。

図１は、本発明の実施形態における電源システムの概略構成図である。

図１に示される電源システム１００は、電動車両に載置されているものとする。このシステムによれば、バッテリ１０１から、リレー１０２、及び、インバータ１０３を介して、モータ１０４に電力が供給される。

バッテリ１０１は、二次電池であり、直流電力を出力する。

リレー１０２は、電源システム１００全体の駆動又は停止を制御する。

インバータ１０３は、複数のスイッチング素子（絶縁ゲートバイポーラトランジスタＩＧＢＴ）Ｔｒ１〜Ｔｒ６と、整流素子（ダイオード）Ｄ１〜Ｄ６とを備えている。整流素子Ｄ１〜Ｄ６は、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のそれぞれと並列に設けられるとともに、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の整流方向とは逆方向に電流が流れるように設けられている。また、スイッチング素子は２つずつ直列に接続されており、直列接続された２つのスイッチング素子の間と、モータ１０４の三相（ＵＶＷ）の入力部のうちのいずれかとがそれぞれ接続されている。

具体的には、スイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２、スイッチング素子Ｔｒ３及びＴｒ４、スイッチング素子Ｔｒ５及びＴｒ６が、それぞれ、直列に接続されている。そして、スイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２の接続点とモータ１０４のＵ相の入力部とが接続され、スイッチング素子Ｔｒ３及びＴｒ４の接続点とモータ１０４のＶ相の入力部とが接続され、スイッチング素子Ｔｒ５及びＴｒ６の接続点とモータ１０４のＷ相の入力部とが接続されている。このように設けられたスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６がモータコントローラ１１１から出力されるＰＷＭ信号に応じて操作されることにより、バッテリ１０１からモータ１０４に印加される電圧のパルス幅が制御される。一般に、このような制御が、ＰＷＭ電流制御と称されている。

なお、インバータ１０３にバッテリ１０１の電圧が印加されていない場合のモータ１０４の各相の入力部における電位はゼロであるものとする。また、コンデンサ１０５の電位差がＶｃａｐである。そのため、モータ１０４の各相の入力部に印加される電圧の電位は、「−Ｖｃａｐ／２」から「＋Ｖｃａｐ／２」までの範囲の値であるものとする。

モータ１０４は、回転子に永久磁石を備える永久磁石型の三相交流モータであり、三相（ＵＶＷ相）のそれぞれについて入力部を有している。モータ１０４は電動車両の駆動輪を駆動する駆動源であって、モータ１０４の回転に伴って電動車両の駆動輪が回転する。

コンデンサ１０５は、リレー１０２とインバータ１０３との間に配置され、インバータ１０３と並列に接続されている。コンデンサ１０５は、バッテリ１０１からインバータ１０３に入力される直流電力を平滑化する。

電流センサ１０６は、インバータ１０３からモータ１０４の各相の入力部へと流れる電流のそれぞれの大きさを測定する。本実施形態では、電流センサ１０６を構成する電流センサ１０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗの３つの電流センサが、モータ１０４の各相の入力部への電源線に設けられている。電流センサ１０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗは、それぞれ、測定した各相の三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをモータコントローラ１１１にフィードバック出力する。

回転子位置センサ１０７は、例えばレゾルバやエンコーダなどである。回転子位置センサ１０７は、モータ１０４の回転子の近傍に設けられており、モータ１０４の回転子の位相θを測定する。そして、回転子位置センサ１０７は、測定した回転子の位相θを示す回転子位置センサ信号を、モータコントローラ１１１に出力する。

電圧センサ１０８は、コンデンサ１０５と並列に設けられている。電圧センサ１０８は、コンデンサ１０５の両端の電位差であるコンデンサ電圧Ｖｃａｐを測定すると、コンデンサ電圧Ｖｃａｐをゲート駆動回路１０９に出力する。

ゲート駆動回路１０９は、モータコントローラ１１１から入力されるＰＷＭ信号に応じて、インバータ１０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を操作する。また、ゲート駆動回路１０９は、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６について、温度を測定するとともに正常に動作しているか否かを検出する。ゲート駆動回路１０９は、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６について測定した温度や検出した状態などを示すＩＧＢＴ信号を、モータコントローラ１１１へ出力する。ゲート駆動回路１０９は、電圧センサ１０８によって測定されたコンデンサ電圧Ｖｃａｐを示すコンデンサ電圧信号をモータコントローラ１１１に出力する。

車両コントローラ１１０は、モータ１０４に要求するトルクである要求トルクを示すトルク指令値Ｔ^*を算出すると、算出したトルク指令値Ｔ^*を、モータコントローラ１１１に出力する。

モータコントローラ１１１は、モータ１０４への印加電圧のパルス幅を制御するために、インバータ１０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のそれぞれに対してパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する。具体的には、モータコントローラ１１１は、電流センサ１０６から出力される三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、回転子位置センサ１０７から出力される回転子の位相θと、車両コントローラ１１０から出力されるトルク指令値Ｔ^*とに基づいて、電圧指令値を算出する。次に、モータコントローラ１１１は、電圧指令値と、電圧センサ１０８から出力されるコンデンサ電圧Ｖｃａｐとを用いて、デューティ指令値を算出する。次に、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値とキャリア波とを比較し、比較結果に応じてＰＷＭ信号を生成する。次に、モータコントローラ１１１は、生成したＰＷＭ信号をゲート駆動回路１０９へ出力する。ゲート駆動回路１０９は、入力された各ＰＷＭ信号に基づいてインバータ１０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６をそれぞれ操作する。このようにすることで、モータ１０４への印加電圧のパルス幅が制御され、モータ１０４においてはトルク指令値Ｔ^*のトルクを発生することができる。

なお、電源システム１００においては、バッテリ１０１及びモータ１０４以外の構成、すなわち、インバータ１０３、電流センサ１０６、及び、モータコントローラ１１１などによって、電力制御装置が構成されるものとする。

ここで、本実施形態におけるモータコントローラ１１１がモータ１０４への印加電圧を制御する方法について、図２を用いて説明する。なお、モータ１０４は、ロータとステータとによって構成されており、ロータは永久磁石を備え、ステータはコイルを備えている。そして、ステータのコイルにインバータ１０３から電圧が印加されると、コイルにて磁束が発生する。

図２は、モータ１０４における印加電圧及び発生する磁束を示す図である。

図２（ａ）にはモータ１０４への印加電圧が示されており、図２（ｂ）には印加電圧に応じてステータにて発生する磁束が示されている。

図２（ａ）及び（ｂ）においては、印加電圧及び磁束それぞれの振幅及び位相が、ｄｑ平面にて示されている。図２（ａ）においては、印加電圧が示されるとともに、その振幅の上限が円で示されている。また、図２（ｂ）においては、ロータの永久磁石の磁束をｄ軸に基準として設定した場合の、電圧が印加されたステータの磁束が示されている。なお、磁束Ｂ２と同じ大きさの磁束が点線の円で示されている。

図２（ａ）においては、モータ１０４のトルクを大きくするために、印加電圧は、Ｖ１から、Ｖ２を経て、Ｖ３へと変化するものとする。図２（ｂ）においては、印加電圧Ｖ１、Ｖ２、及び、Ｖ３のそれぞれと対応して、モータ１０４のステータにて発生する磁束Ｂ１、Ｂ２、及び、Ｂ３が示されている。

図２（ａ）、（ｂ）を参照すると、モータ１０４への印加電圧がＶ１である場合には、印加電圧Ｖ１に応じた電流がモータ１０４のステータに流れ、その電流に応じてモータ１０４のステータにて磁束Ｂ１が発生する。

なお、印加電圧Ｖ１とステータに流れる電流との間には、モータ１０４のリアクタンスに応じた位相差が生じる。そのため、図２（ａ）の印加電圧Ｖ１と、図２（ｂ）の磁束Ｂ１との間に位相差が生じる。なお、ステータにて発生する磁束Ｂ１は、ロータの磁束（ｄ軸）に対して所定の位相差がある。これは、印加電圧に対するモータ１０４のトルクの発生効率を高くするために、モータ１０４の構造に応じてステータとロータとの磁束に位相差が設けられているためである。

次に、印加電圧がＶ２である場合について説明する。図２（ａ）を参照すると、印加電圧Ｖ２は、印加電圧Ｖ１と比較すると、位相が等しく、振幅が大きい。したがって、図２（ｂ）を参照すると、印加電圧Ｖ２に応じて発生する磁束Ｂ２は、磁束Ｂ１と比較すると、位相が等しく、振幅が大きい。なお、ＰＷＭ信号制御においては、適切なパルス幅のＰＷＭ信号を生成可能なデューティ指令値の上限があるため、印加電圧の振幅にも上限がある。

次に、印加電圧がＶ３である場合について説明する。図２（ａ）を参照すると、印加電圧Ｖ２に対して位相をずらした印加電圧Ｖ３を用いることにより、発生トルクをさらに大きくすることができる。なお、図２（ｂ）を参照すると、印加電圧Ｖ３に応じて発生する磁束Ｂ３は、モータ１０４の特性に応じた位相及び振幅となっており、その振幅は磁束Ｂ１よりも大きくなる。

このように、印加電圧の振幅が印加可能な範囲の最大の大きさである場合であっても、印加電圧の位相をずらすことにより、さらにモータ１０４のトルクを大きくすることができる。

なお、印加電圧をＶ１からＶ２に変化させるように、印加電圧の振幅を制御することを、ベクトル制御と称する。なお、ベクトル制御においては、印加電圧の位相が制御されることもありうる。また、印加電圧をＶ２からＶ３に変化させるように、印加電圧の位相のみを制御することを、位相制御と称する。すなわち、一般に、ベクトル制御においては印加電圧の振幅を大きくすることでモータ１０４のトルクを大きくすることが行われる。そして、印加電圧の振幅が上限値に達すると（Ｖ２）、ベクトル制御から位相制御に切り替えることで、さらにモータ１０４の発生トルクを大きくすることができる。

次に、図３、及び、図４を参照して、印加電圧の振幅が上限値に達したか否かを判定する処理について説明する。デューティ指令値の振幅の大きさには上限があり、その上限を超えると適切なパルス幅のＰＷＭ信号を生成できなくなる。そこで、デューティ指令値がこの範囲を超えてしまうか否かを判定することにより、印加電圧の振幅が上限値に達したか否かを判断することができる。

図３は、デューティ指令値とキャリア波との関係の一例を示す図である。なお、この図においては、モータ１０４のｕ相への入力の制御に用いるデューティ指令値Ｄｕ^*についてのみ説明し、モータ１０４のｖ相、ｗ相への入力の制御に用いるデューティ指令値Ｄｖ^*、Ｄｗ^*については説明を省略する。

この図においては、横軸に時間が、縦軸にデューティ比が示されている。また、最大値が１（１００％）となり、最小値が０（０％）となるように規格化されたキャリア波が示されている。また、モータコントローラ１１１により算出されたデューティ指令値Ｄｕ^*が太線で示されている。なお、デューティ指令値Ｄｕ^*は、キャリア波の大きさと同様に、０から１までの範囲内の値が設定される。

また、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値Ｄｕ^*とキャリア波との大きさを比較して、デューティ指令値Ｄｕ^*がキャリア波の大きさ以上である場合には、スイッチング素子ＴｒがＯＦＦとなるようなＰＷＭ信号を生成する。一方、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値Ｄｕ^*がキャリア波よりも小さい場合には、スイッチング素子ＴｒがＯＮとなるようなＰＷＭ信号を生成する。このようにすることにより、キャリア波の１周期に占めるスイッチング素子ＴｒがＯＮとなる区間の割合は、デューティ指令値Ｄｕ^*と等しくなる。

電流センサ１０６は、キャリア波が最大となるタイミング（時刻Ｔａ）でモータ１０４への供給電流を測定する。例えば、電流センサ１０６が時刻Ｔａにおいてモータ１０４に流れる電流を測定すると、モータコントローラ１１１は、時刻Ｔａからの算出時間Δｔだけ経過した時点である時刻Ｔｂで、デューティ指令値Ｄｕ^*の算出を完了する。

算出されたデューティ指令値Ｄｕ^*は、デューティ指令値Ｄｕ^*の算出が完了した時点（時刻Ｔｂ）でのキャリア波の大きさよりも小さい。このような場合には、測定タイミング（時刻Ｔａ）から算出時間Δｔだけ経過した時点（時刻Ｔｂ）よりも後の時刻Ｔｏｎにおいて、デューティ指令値Ｄｕ^*とキャリア波との大きさが等しくなり、ＰＷＭ信号によりスイッチング素子ＴｒはＯＮに操作される。したがって、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値Ｄｕ^*の算出が完了した時点（時刻Ｔｂ）においては、算出されたデューティ指令値Ｄｕ^*がキャリア波よりも小さいため、デューティ指令値Ｄｕ^*とキャリア波とを適切に比較することができる。

ここで、電流センサ１０６が、キャリア波が最大となるタイミング（時刻Ｔａ）で三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを測定するのは、以下の理由による。

キャリア波がデューティ指令値Ｄｕ^*を下回るタイミングであるＴｏｎにおいてスイッチング素子ＴｒがＯＮとなり、キャリア波がデューティ指令値Ｄｕ^*を上回るタイミングであるＴｏｆｆにおいてスイッチング素子ＴｒがＯＦＦとなる。このようなスイッチング素子Ｔｒの操作に起因して、バッテリ１０１からモータ１０４へと流れる電流に高調波のノイズが含まれてしまうことがある。

ＰＷＭ電力制御方法においては、スイッチング素子Ｔｒの操作は極めて短い間隔で行われる。そのため、スイッチング素子Ｔｒの操作タイミングは、平均化されると、キャリア波が最大となるタイミングと最小となるタイミングとの中間点であるとみなすことができる。そのため、キャリア波が最大となるタイミング（時刻Ｔａ）は、スイッチング素子Ｔｒの操作タイミング(時刻Ｔｏｎ及びＴｏｆｆ)から最も時間的な隔たりがあることになる。したがって、キャリア波が最大となるタイミングにおいて電流センサ１０６が三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを測定することにより、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに含まれる高調波のノイズを低減することができる。これにより、モータ１０４の回転制御の精度を高めることができる。

なお、図３においては、電流センサ１０６による電流の測定タイミングが、キャリア波が最大となるタイミングである場合について説明したが、これに限らない。電流センサ１０６が、キャリア波が最大及び最小となるタイミングで電流を測定したとしても、同様に三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのノイズを低減することができる。スイッチング素子Ｔｒの操作タイミングは、平均化すれば、キャリア波が最大となるタイミングと最小となるタイミングとの中間点であるとみなすことができる。したがって、キャリア波が最大及び最小となるタイミングは、平均化されたスイッチング素子Ｔｒの操作タイミングから最も時間的な隔たりがあることになる。そのため、キャリア波が最大及び最小となるタイミングにおいて電流センサ１０６が電流を測定することにより、測定電流に含まれるスイッチング素子Ｔｒの操作に起因するノイズを抑制することができる。

図４は、バッテリ１０１からモータ１０４へと流れる電流に高調波のノイズが含まれてしまう場合のデューティ指令値とキャリア波との他の一例を示す図である。

この図を用いて、電流センサ１０６が、キャリア波が最大又は最小となる時刻Ｔａ１及びＴａ２において電流を測定する場合について説明する。また、電流の測定タイミングである時刻Ｔａ１及びＴａ２から、算出時刻Δｔだけ経過した時刻Ｔｂ１及びＴｂ２までの前におけるキャリア波が点線で示されている。

まず、キャリア波が最大となるタイミング（時刻Ｔａ１）で電流が測定される場合について検討する。

モータコントローラ１１１は、算出時間Δｔ経過後の時刻Ｔｂ１以降において、デューティ指令値Ｄｕ１^*とキャリア波とを比較することが可能となる。この例では、算出されたデューティ指令値Ｄｕ１^*がキャリア波よりも大きいため、モータコントローラ１１１は、時刻Ｔｂ１において、スイッチング素子ＴｒがＯＮとなるＰＷＭ信号を生成してしまう。しかしながら、本来、デューティ指令値Ｄｕ１^*によってスイッチング素子ＴｒがＯＮとなるタイミングは、デューティ指令値Ｄｕ１^*とキャリア波とが同じ大きさとなる時刻Ｔｃ１となるべきである。

このように、デューティ指令値Ｄｕ１^*が時刻Ｔｂ１でのキャリア波よりも大きい場合には、本来のタイミングである時刻Ｔｃ１とは異なる時刻Ｔｂ１において、スイッチング素子Ｔｒが操作されてしまうため、モータ１０４への印加電力の制御の精度が低下してしまう。

次に、キャリア波が最小となるタイミング（時刻Ｔａ２）で電流が測定される場合について検討する。

このような場合には、モータコントローラ１１１は、時刻Ｔａ２から算出時間Δｔ経過後の時刻Ｔｂ２以降において、デューティ指令値Ｄｕ２^*とキャリア波とを比較することができる。デューティ指令値Ｄｕ２^*が時刻Ｔｂ２でのキャリア波よりも小さい場合には、本来のタイミングとは異なるタイミングでスイッチング素子Ｔｒが操作されてしまうため、モータ１０４への印加電力の制御の精度が低下してしまう。

ここで、時刻Ｔｂ１におけるキャリア波の中央値（１／２（５０％））からの乖離量ΔＤｃは、時刻Ｔｂ２におけるキャリア波の中央値（１／２（５０％））からの乖離量Δｔと等しい。そこで、このような乖離量ΔＤｃは、算出時間Δｔと、キャリア波の周波数ｆとを用いて、次の式のように示すことができる。

したがって、デューティ指令値Ｄｕ１^*が「０．５＋ΔＤｃ」よりも小さい場合には、モータコントローラ１１１にて求められるＰＷＭ信号によるスイッチング素子Ｔｒの制御タイミングと、本来、デューティ指令値Ｄｕ１^*によってスイッチング素子Ｔｒが操作されるタイミングとにズレが生じることはない。また、デューティ指令値Ｄｕ２^*が「０．５−ΔＤｃ」よりも大きい場合にも、モータコントローラ１１１にて求められるＰＷＭ信号によるスイッチング素子Ｔｒの制御タイミングと、本来、デューティ指令値Ｄｕ２^*によってスイッチング素子Ｔｒが操作されるタイミングとにズレが生じることはない。

したがって、デューティ指令値Ｄｕ^*が「０．５−ΔＤｃ」から「０．５＋ΔＤｃ」までの範囲であれば、モータコントローラ１１１にて求められるＰＷＭ信号によるスイッチング素子Ｔｒの制御タイミングと、本来のデューティ指令値Ｄｕ^*によってスイッチング素子ＴｒがＯＮとなるタイミングとにズレが生じない。そこで、この範囲の大きさである２ΔＤｃを上限変調率Ｍ^*と定義すると、上限変調率Ｍ^*は、次の式のように示すことができる。

また、上述のように、デューティ指令値Ｄｕ^*が、「０．５−ΔＤｃ」から「０．５＋ΔＤｃ」までの範囲内の値であれば、モータコントローラ１１１にて求められるＰＷＭ信号によるスイッチング素子Ｔｒの制御タイミングと、本来、デューティ指令値Ｄｕ^*によってスイッチング素子Ｔｒが制御されるタイミングとにズレが生じることはない。そこで、ズレが生じないデューティ指令値Ｄｕ^*の範囲は、上限変調率Ｍ^*を用いて、次の式のように示すことができる。

ここで、モータコントローラ１１１において、デューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*は、三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*と、コンデンサ１０５のコンデンサ電圧Ｖｃａｐとを用いて、次の式のように示すことができる。

式（４）を用いれば、式（３）は以下のように示すことができる。

したがって、モータコントローラ１１１は、三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*が、式（５）を満たすか否かを判定することによって、印加電圧の振幅が上限値に達したか否かを判定することができる。そして、モータコントローラ１１１は、印加電圧の振幅が上限値に達したと判定した場合には、電圧指令値の制御を、ベクトル制御から位相制御に切り替える。

次に、図５を用いて、図１のモータコントローラ１１１の構成について説明する。

図５は、モータコントローラ１１１の構成を示すブロック図である。

この図において、電流指令値算出部５０１、電流制御部５０２、位相変換部５０３などによって、ベクトル制御に用いられる第１の電圧指令値Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*が求められる。同時に、トルク算出部５１１、トルク制御部５１２、電圧ノルム指令値算出部５１３、位相変換部５１４などによって、位相制御に用いられる第２の電圧指令値Ｖｕ２^*、Ｖｖ２^*、Ｖｗ２^*が求められる。そして、電圧指令値切替部５２１にて、ベクトル制御を行う第１の電圧指令値Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*、及び、位相制御を行う第２の電圧指令値Ｖｕ２^*、Ｖｖ２^*、Ｖｗ２^*のいずれかの指令値が選択される。電圧指令値切替部５２１から出力される電圧指令値は、デューティ変換部５２２、及び、ＰＷＭ信号生成部５２３を経て、ＰＷＭ信号として出力される。

まず、ベクトル制御の関連処理について説明する。

電流指令値算出部５０１は、図１の車両コントローラ１１０により算出されるトルク指令値Ｔ^*と、モータ１０４の回転速度ωとに基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を算出する。

なお、モータ１０４の回転速度ωは、以下のように求められる。

位相演算部５０４は、図１の回転子位置センサ１０７から出力される回転子位置センサ信号に基づき、回転子位相θを算出する。

そして、回転数演算部５０５は、位相演算部５０４が算出した回転子位相θを微分演算することで回転数（電気角速度）ωを演算する。

電流制御部５０２には、電流指令値算出部５０１から出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と、位相変換部５０６からモータ１０４へと流れる電流の測定値であるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが入力される。電流制御部５０２は、これらの入力値に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を算出する。具体的には、電流制御部５０２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*とｄ軸電流Ｉｄとの偏差がなくなるように、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*を求める。また、電流制御部５０２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*とｑ軸電流Ｉｑとの偏差がなくなるように、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を求める。

なお、位相変換部５０６は、図１の電流センサ１０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗにより測定される三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、位相演算部５０４にて算出された回転子位相θとに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流Ｉｑを算出する。

なお、電流センサ１０６がキャリア波の大きさを測定するタイミングと、位相変換部５０６から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが変化するタイミングとは同期している。例えば、電流センサ１０６が、キャリア波の大きさが最大となるタイミングで、モータ１０４へ流れる電流を測定する場合には、キャリア波の大きさが最大となるタイミングと同期して、位相変換部５０６から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが変化する。

位相変換部５０３は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*と、位相演算部５０４から出力されるモータ１０４の回転子の位相θとを用いて、三相交流電圧指令値Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*を求める。

上述のようにモータ１０４の各相の入力部に供給される電位は「−Ｖｃａｐ／２」から「＋Ｖｃａｐ／２」までの範囲である。そのため、三相交流電圧指令値Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*は、「−Ｖｃａｐ／２」から「＋Ｖｃａｐ／２」までの範囲に限定される。

次に、位相制御の関連処理について説明する。

トルク算出部５１１は、位相変換部５０６から入力されるｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流Ｉｑに基づいて、モータ１０４の現在のトルクＴｉを算出する。

トルク制御部５１２は、トルク指令値Ｔ^*とトルク算出部５１１により算出されたトルクＴｉに基づいて、位相制御に用いる電圧位相指令値α^*を算出する。

電圧ノルム指令値算出部５１３は、上限変調率Ｍ^*とコンデンサ電圧信号Ｖｃａｐとに基づいて、次の式のように電圧ノルム指令値Ｖａ^*の上限値を算出する。

図２を用いて説明したように、本実施形態で位相制御が行われる場合においては、印加電圧の振幅は上限値となる。そのため、電圧ノルム指令値算出部５１３は、式（６）に従って求められた電圧ノルム指令値Ｖａ^*を、位相変換部５１４に出力する。

なお、式（６）における上限変調率Ｍ^*は、以下のようにして求めることができる。

キャリア周波数算出部５１５は、キャリア周波数ｆを出力する。なお、キャリア周波数ｆは、モータコントローラ１１１の温度などに応じて変化させることができる。

上限変調率算出部５１６は、電流センサ１０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗが三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを測定してから、デューティ変換部５２２がデューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*を算出するまでの算出時間Δｔを予め記憶している。なお、算出時間Δｔには、電流センサ１０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗによる電流の測定時間（ＡＤ変換などの処理時間）が含まれていてもよい。

上限変調率算出部５１６は、キャリア周波数算出部５１５から出力されるキャリア波の周波数f、算出時間Δｔ、及び、式（２）を用いて、上限変調率Ｍ^*を算出する。

位相変換部５１４には、トルク制御部５１２から電圧位相指令値α^*、電圧ノルム指令値算出部５１３から電圧ノルム指令値Ｖａ^*、位相演算部５０４から位相θが入力される。位相変換部５１４は、これらの入力から、三相交流電圧指令値Ｖｕ２^*、Ｖｖ２^*、Ｖｗ２^*を生成する。

なお、電圧ノルム指令値が、式（６）に示され値である場合には、位相変換部５１４から出力される三相交流電圧指令値Ｖｕ２^*、Ｖｖ２^*、Ｖｗ２^*は、次の式の範囲となる。

そして、ベクトル制御から位相制御への切り替え処理について説明する。

電圧指令値切替部５２１は、三相交流電圧指令値Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*、及び、三相交流電圧指令値Ｖｕ２^*、Ｖｖ２^*、Ｖｗ２^*のいずれかを、三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*として出力する。具体的には、電圧指令値切替部５２１は、後述のデューティ変換部５２２から超過信号Ｅが入力されていない間は、Ｖｕ1^*、Ｖｖ1^*、Ｖｗ1^*を出力する。一方、電圧指令値切替部５２１は、超過信号Ｅが入力されると、Ｖｕ２^*、Ｖｖ２^*、Ｖｗ２^*に切り替えて出力する。

デューティ変換部５２２は、三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*と、図１のコンデンサ１０５のコンデンサ電圧Ｖｃａｐとに基づいて、上述の式（４）を用いて、デューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*を生成し、ＰＷＭ信号生成部５２３に出力する。

また、デューティ変換部５２２は、三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の全てが上述の式（５）を満たすか否かを判定する。なお、上述のように、この判定結果に応じて、位相制御への切り替えの要否を判断することができる。

三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*のうちのいずれか１つでも式（５）を満たさない場合には、デューティ変換部５２２は、位相制御への切り替えが必要であると判定し、超過信号Ｅを電圧指令値切替部５２１に出力する。

一方、三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の全てが式（５）を満たす場合には、デューティ変換部５２２は、位相制御への切り替えが不要であるため、超過信号Ｅを電圧指令値切替部５２１に出力しない。

ＰＷＭ信号生成部５２３は、キャリア周波数算出部５１５から出力されるキャリア周波数ｆに基づいて三角波のキャリア波を生成する。なお、ＰＷＭ信号生成部５２３により生成されるキャリア波は規格化されており、最小値が０であり最大値が１であるものとする。

そして、ＰＷＭ信号生成部５２３は、デューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*と、キャリア波との大きさを比較し、その比較結果に応じてＰＷＭ信号を生成する。

第１実施形態によって以下の効果を得ることができる。

第１実施形態の電力変換方法においては、電流センサ１０６によって、キャリア波の大きさが最大又は最小となる測定タイミングにおいてモータに供給される電流を測定する電流測定ステップが実行される。そして、デューティ変換部５２２によって、電流センサ１０６による測定電流、及び、モータ１０４の要求トルクに応じて、デューティ指令値を算出する指令値算出ステップが実行される。さらに、デューティ変換部５２２によって、式（５）が満たされるか否かが判定されることにより、算出されたデューティ指令値と、デューティ指令値が算出された時点でのキャリア波との大小関係を判定する判定ステップが行われる。そして、キャリア周波数算出部５１５によって、デューティ変換部５２２による判定ステップの判定結果に応じて、ベクトル制御に用いる電圧指令値Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*が、位相制御に用いる電圧指令値Ｖｕ２^*、Ｖｖ２^*、Ｖｗ２^*に切り替えられる。

ベクトル制御が行われている間においては、電圧指令値（デューティ指令値）を用いて、モータ１０４への印加電圧のベクトルの大きさを変化させることによって、モータ１０４にて発生するトルクを制御する。

しかしながら、適切なパルス幅のＰＷＭ信号を生成するためには、電圧指令値は所定の範囲内の値に設定される必要があるため、モータ１０４への印加電圧の大きさが制限される。そこで、デューティ変換部５２２は、電圧指令値が式（５）を満たすか否かを判定することによって、印加電圧の振幅が上限値を超えるか否かを判定し、その判定結果に応じて、超過信号Ｅを電圧指令値切替部５２１に出力する。

電圧指令値切替部５２１は、超過信号Ｅが入力されると、デューティ変換部５２２に出力する電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を、ベクトル制御に用いる電圧指令値から、位相制御に用いる電圧指令値に切り替えて出力する。

位相制御においては、印加電圧の振幅が上限に達している場合であっても、位相を変化させることで、モータ１０４の発生トルクを増加させることができる。従って、印加電圧の振幅が上限に達している場合であっても、デューティ指令値は適切なパルス幅のＰＷＭ信号を生成できる範囲を超えないように、デューティ指令値を所定の範囲内に設定できることになる。

図４に示したように、時刻Ｔｂ１においてデューティ指令値Ｄｕ１^*がキャリア波を超えてしまうと、適切なＰＷＭ信号を生成することはできない。しかしながら、位相制御を用いることで、その超過分が補われるようにータ１０４の発生トルクを制御することができる。そのため、パルス幅を確保するためにスイッチング素子Ｔｒの操作タイミングをずらす必要がなくなる。このようにして、スイッチング素子Ｔｒの制御タイミングと、デューティ指令値が示す本来のスイッチング素子Ｔｒの制御タイミングとのズレの発生を抑制することができる。

したがって、キャリア波が最大又は最小となるタイミングにおいて三相交流電流の測定することにより、電流センサ１０６により測定される三相交流電流に含まれるノイズが抑制されるので、モータ１０４を制御する精度を向上させることができる。

（第２実施形態）
第１実施形態においては、キャリア周波数算出部５１５にて算出されるキャリア波の周波数が一定である場合について説明した。第２実施形態では、キャリア周波数算出部５１５にて算出されるキャリア波の周波数が変化する場合について説明する。

例えば、モータ１０４のトルク制御の精度を高めたい場合には、キャリア周波数算出部５１５は、キャリア周波数を高くする。一方、モータコントローラ１１１である半導体チップの温度が高くなった場合などには、スイッチング素子Ｔｒのスイッチング頻度を下げて温度上昇を抑制するために、キャリア周波数算出部５１５は、キャリア周波数を低くする。

ここで、位相制御に用いられる電圧ノルム指令値Ｖａ^*は、上述のように、式（６）にて示される。また、式（６）における上限変調率Ｍ^*は、式（２）に示されたように、キャリア波の周波数ｆ、及び、位相制御が行われる場合のデューティ指令値の算出時間Δｔに応じて変化する。

そのため、キャリア波の周波数ｆが変更後の値に切り替えられると、上限変調率Ｍ^*が変化して、電圧ノルム指令値Ｖａ^*が変化するので、デューティ指令値が変化する。このようなキャリア波の周波数ｆの切り替えに伴うデューティ指令値の急激な変化を抑制するために、デューティ変換部５２２においてフィルタ処理が行われる。

ここで、キャリア波の周波数が変化した時点において、適切なパルス幅のＰＷＭ信号が生成可能なデューティ指令値の大きさの範囲が変化する。しかしながら、フィルタ処理が行われることにより、キャリア波の周波数ｆの変化に対してデューティ指令値の変化に遅れが発生してしまう。そのため、キャリア波の周波数ｆが変化した直後では、デューティ指令値が適切なパルス幅のＰＷＭ信号が生成可能な範囲内の値とならず、適切なタイミングでスイッチング素子Ｔｒを操作できなくなるおそれがある。これに対して、デューティ変換部５２２においては、さらに、次の式に示されるように、電圧指令値の上限を制限するレートリミット処理が行われる。

図６は、フィルタ処理、及び、レートリミット処理を説明するための図である。

図６（ａ）においては、キャリア波の周波数ｆが大きく変化する場合のモータ１０４への印加電圧が示されている。図６（ｂ）においては、キャリア波の周波数ｆが小さく変化する場合のモータ１０４への印加電圧が示されている。

図６（ａ）を参照すると、キャリア波は大きく変化しており、ｆ１から、ｆｔを経て、ｆ２となる。このようなキャリア波の変化に応じて、デューティ指令値が変化して、印加電圧が変化する。

キャリア波の周波数が大きくなる場合には、キャリア波の周波数が変化したタイミングにおいて、式（８）に示されたデューティ指令値の制限範囲は広くなる。そのため、フィルタ処理に起因して電圧指令値の変化が遅れたとしても、電圧指令値が制限されることはない。したがって、モータ１０４への印加電圧は、キャリア波の周波数の変化に応じて、徐々に大きくなる。

図６（ｂ）を参照すると、キャリア波は小さく変化しており、ｆ１から、ｆｔ１、ｆｔ２、を経て、ｆ２となる。このようなキャリア波の周波数の変化に応じて、デューティ指令値が変化して、印加電圧が変化する。

キャリア波の周波数ｆが小さくなる場合にはキャリア波の周波数が変化したタイミングにおいて、式（８）に示されたデューティ指令値の制限範囲が狭くなる。そして、レートリミット処理されたデューティ指令値に対して、フィルタ処理が行われることになる。したがって、図６（ｂ）に示されるように、モータ１０４の印加電圧は、レートリミット処理が行われて、範囲が制限されたキャリア波ｆｔ１となり、その後、フィルタ処理が行われてキャリア波ｆｔ２となる。そして、最終的に、キャリア波ｆ２となる。

仮に、レートリミット処理が行われない場合には、キャリア波の周波数が変化したタイミングにおいて式（８）に示されたデューティ指令値の制限範囲を超えた値になってしまう。このような場合には、デューティ指令値が算出された時点において、デューティ指令値が周波数変更後のキャリア波を上回ってしまい、本来のタイミングでスイッチング素子を操作することができなくなってしまう。したがって、このようなレートリミット処理が行われることにより、生成されるＰＷＭ信号のパルス幅を適切にすることができるため、モータ１０４の回転制御の精度を向上させることができる。

第２実施形態によって以下の効果を得ることができる。

第２実施形態の電力変換方法においては、位相制御に用いる電圧ノルム指令値は、キャリア波の周波数に応じて定まるため、キャリア波の周波数が変化すると、電圧ノルム指令値が変化する。電圧ノルム指令値の変化に応じて、位相制御に用いるデューティ指令値の急変するおそれがあるため、このような急変を抑制するために、フィルタ処理が行われている。

しかしながら、キャリア波の周波数が変更された時点において、適切なパルス幅のＰＷＭ信号を生成可能なデューティ指令値の範囲は変化してしまう。そのため、フィルタ処理によるデューティ指令値の変化は、適切なパルス幅のＰＷＭ信号を生成可能なデューティ指令値の範囲が変化するタイミングに対して遅れてしまい、適切なパルス幅のＰＷＭ信号を生成できなくなることがある。

そこで、デューティ指令値の大きさを、適切なパルス幅のＰＷＭ信号を生成可能な範囲である式（８）の範囲の大きさに制限する制限ステップであるレートリミット処理を行うことにより、適切なパルス幅のＰＷＭ信号を生成できるようになる。なお、式（８）の範囲は、キャリア波の周波数ｆとデューティ指令値の算出時間Δｔとにより求まる上限変調率Ｍ^*に応じた範囲である。このようにして、キャリア波の周波数の変更に伴うモータ１０４の回転制御の精度の低下を抑制することができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。

１００ 電源システム
１０１ バッテリ
１０３ インバータ
１０４ モータ
１０６ 電流センサ
１１１ モータコントローラ
５０１ 電流指令値算出部
５０２ 電流制御部
５１３ 電圧ノルム指令値算出部
５２１ 電圧指令値切替部
５２２ デューティ変換部
５２３ ＰＷＭ信号生成部

Claims (3)

1. デューティ指令値とキャリア波との大きさを比較し、該比較した結果に応じてＰＷＭ信号を求め、該ＰＷＭ信号を用いてモータへの印加電圧の振幅及び位相を制御する電力制御方法であって、
   前記モータへの印加電圧の振幅及び位相成分を有するベクトルを制御するベクトル制御デューティ指令値を算出するベクトル制御指令値算出ステップと、
   前記モータへの印加電圧の位相を制御する位相制御デューティ指令値を算出する位相制御指令値算出ステップと、
   前記ベクトル制御指令値算出ステップにて前記ベクトル制御デューティ指令値が算出される時点において、該ベクトル制御デューティ指令値が前記キャリア波を超えるか否かを判定する判定ステップと、
   前記判定ステップの判定結果に応じて、前記キャリア波と比較されるデューティ指令値を、前記ベクトル制御デューティ指令値から、前記位相制御デューティ指令値に切り替える、切り替えステップと、を有する、
   ことを特徴とする電力制御方法。
2. 請求項１に記載の電力制御方法であって、
   前記位相制御デューティ指令値を、前記位相制御デューティ指令値の算出時間、及び、前記キャリア波の周波数に応じた大きさに制限する制限ステップを、さらに有する、
   ことを特徴とする電力制御方法。
3. ＰＷＭ信号を用いてモータへの印加電圧を制御する電力制御装置であって、
   前記モータへの印加電圧の振幅及び位相成分を有するベクトルを制御するベクトル制御デューティ指令値を算出するベクトル制御指令値算出部と、
   前記モータへの印加電圧の位相を制御する位相制御デューティ指令値を算出する位相制御指令値算出部と、
   前記ベクトル制御デューティ指令値が算出された時点において、前記ベクトル制御デューティ指令値がキャリア波を超えるか否かを判定する判定部と、
   前記判定部の判定結果に応じて、前記ＰＷＭ信号を生成する際に比較するデューティ指令値を、前記ベクトル制御デューティ指令値から、前記位相制御デューティ指令値に切り替える、切り替え部と、
   前記切り替え部により切り替えられた前記位相制御デューティ指令値と、キャリア波との大きさを比較し、該比較した結果に応じたＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   を有する、
   ことを特徴とする電力制御装置。

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