JP2018148695A - 回転電機制御装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置 - Google Patents
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Abstract
Description
回転電機制御装置は、インバータ(11、12)、コンデンサ(70)および電流検出部(71、72)を備える。
また、回転電機制御装置は、コンデンサ電流推定部(52、252)、コンデンサ温度推定部(53)、制限電流演算部(54、254、255)および電流制限部(55、256、257)を備える。
コンデンサは、電源に接続されており、電源の電圧を平滑化可能である。
電流検出部は、回転電機に流れる電流を検出可能である。
コンデンサ温度推定部は、コンデンサに流れる電流に基づいて、コンデンサの温度(Tc)を推定する。
制限電流演算部は、コンデンサの温度に基づいて、電源からインバータに流れる電流の制限値である制限電流を演算する。
電流制限部は、制限電流に基づいて、電源からインバータに流れる電流を制限する。
本発明の電動パワーステアリング装置は、上記回転電機制御装置と同様の効果を奏する。
まず、本実施形態の回転電機制御装置としてのモータ制御装置が用いられる電動パワーステアリング装置8について説明する。
ステアリングシステム90は、車両に搭載され、ステアリングホイール91、ステアリングシャフト92、トルクセンサ94、ピニオンギア96、ラック軸97、車輪98および電動パワーステアリング装置8を備える。
ステアリングシャフト92は、ピニオンギア96が先端に設けられている。
ピニオンギア96は、ラック軸97に噛み合っている。
ラック軸97は、ダイロッド等を介して一対の車輪98がラック軸97の両端に連結されている。
本実施形態の電動パワーステアリング装置8は、所謂「コラムアシストタイプ」である。また、電動パワーステアリング装置8は、モータ80の回転をラック軸97に伝える所謂「ラックアシストタイプ」としてもよい。
運転者によるステアリングホイール91の操舵を補助するトルクを補助トルクとする。
モータ80は、補助トルクを出力する。「電源」としてのバッテリ9から電力がモータ80に供給され、モータ80が駆動する。モータ80により、減速ギア89が正逆回転する。
また、回転角センサ84は、電気角θに基づいて、モータ80の回転角速度ωを演算可能である。
図2に示すように、モータ80は、多相の交流モータである。
本実施形態では、モータ80は、3相の交流モータであり、ブラシレスモータである。
モータ80は、巻線組81を有する。
巻線組81は、U相コイル811、V相コイル812およびW相コイル813を有する。コイル811、812、813は、一端がインバータ11と接続され、他端が結線されている。
モータ制御装置1は、モータ80の軸方向の一方側に設けられている。
モータ制御装置1とモータ80とは、一体である。モータ制御装置1とモータ80とは別々であってもよい。
インバータ11は、複数のスイッチング素子111−116を有する。
スイッチング素子111−113は、高電位側に接続されている。適宜、スイッチング素子111−113を高電位スイッチング素子111−113と記載する。
スイッチング素子114−116は、低電位側に接続されている。
対になるV相のスイッチング素子112、115の接続点は、V相コイル812に接続されている。
対になるW相のスイッチング素子113、116の接続点は、W相コイル813に接続されている。
スイッチング素子111−116は、MOSFETである。なお、スイッチング素子111−116は、IGBTであってもよい。
コンデンサ70は、バッテリ9と並列に接続されている。
また、コンデンサ70は、バッテリ9からのノーマルモードノイズを抑制可能である。
さらに、コンデンサ70は、バッテリ9からの電圧の変動を平滑化可能である。
コンデンサ70に流れる電流をコンデンサ電流Icとする。
電源リレー13は、MOSFETである。なお、電源リレー13は、IGBTまたはメカニカルリレーであってもよい。
また、逆接保護リレー15は、電源リレー13と同様に、MOSFETである。
さらに、逆接保護リレー15は、寄生ダイオードの向きが電源リレー13とは反対向きとなるように接続されている。
逆接保護リレー15は、バッテリ9が逆向きに接続された場合に、インバータ11から電源リレー13への逆向きの電流を遮断する。
これにより、逆接保護リレー15は、モータ制御装置1を保護する。
電流検出素子711は、スイッチング素子114とグランドラインLgとの間に設けられ、U相コイル811に流れるU相電流Iuを検出する。
電流検出素子712は、スイッチング素子115とグランドラインLgとの間に設けられ、V相コイル812に流れるV相電流Ivを検出する。
電流検出素子713は、スイッチング素子116とグランドラインLgとの間に設けられ、W相コイル813に流れるW相電流Iwを検出する。
電流検出素子711−713は、シャント抵抗である。なお、電流検出素子711−713は、ホール素子であってもよい。
電流検出部71は、制御部30に検出値を出力する。
チョークコイル17は、電流が流れたとき、磁束を発生する。発生した磁束により、チョークコイル17は、インダクタとして働き、ノイズを抑制可能である。バッテリ9からチョークコイル17に流れる電流を電源電流Idcとする。
ヒートシンク19は、放熱板であるフィンを複数有し、スイッチング素子111−116の熱を放熱可能である。
制御部30は、操舵トルク、電気角θ、相電流Iu、Iv、Iw等に基づく電流フィードバック制御し、PWM制御により、モータ80を制御する。
3相2相変換部31は、電気角θに基づき、相電流Iu、Iv、Iwをdq変換する。
また、3相2相変換部31は、d軸電流検出値Idおよびq軸電流検出値Iqを演算する。
減算器33は、q軸電流指令値Iq*とq軸電流検出値Iqとの偏差ΔIqを演算する。
2相3相変換部35は、d軸電圧指令値Vd*およびq軸電圧指令値Vq*を電気角θに基づいて逆dq変換する。
スイッチング周期に対するオンの時間の割合をデューティとする。各相巻線811−813に印加される電力に係るPWM指令値を各相デューティDu、Dv、Dw[%]とする。U相デューティDuは、U相に対応する。V相デューティDvは、V相に対応する。W相デューティDwは、W相に対応する。
PWM基準信号生成部37は、PWM基準信号Pを生成する。
PWM基準信号Pは、各相デューティDu、Dv、Dwに対応する三角波信号である。PWM基準信号Pは、搬送波またはキャリアである。
制御部30は、デューティDu、Dv、Dwに基づき、インバータ11の制御信号を生成する。生成した制御信号が駆動回路38を経由してインバータ11に伝達され、制御部30は、スイッチング素子111−116のオンオフ作動を制御する。
図5は、図4の区間K0の拡大図である。
図4に示すように、各相デューティDu、Dv、DwとPWM基準信号Pとが比較され、スイッチング素子111−116のオンオフ信号が生成される。
図4において、U相デューティDuを実線で示す。V相デューティDvを破線で示す。W相デューティDwを一点鎖線で示す。また、各相デューティDu、Dv、DwおよびPWM基準信号Pは0−100%の範囲とする。なお、各相デューティDu、Dv、DwおよびPWM基準信号Pの範囲は、任意に設定されてよい。
また、PWM基準信号Pが各相デューティDu、Dv、Dwを下回る区間において、スイッチング素子111−113がオンとなり、対応するスイッチング素子114−116がオフとなる。
PWM基準信号Pが0%のときをPWM基準信号Pの谷とする。PWM基準信号Pの1周期の区間を制御周期Sとする。制御周期Sは、PWM基準信号Pの谷からPWM基準信号Pの谷までの区間である。
そこで、本実施形態の回転電機制御装置では、コンデンサの温度推定の精度が向上し、回転電機への過剰な電流制限を回避する。
温度検出部51は、例えば、温度に応じて電気抵抗が変化するセラミック半導体であるサーミスタが用いられる。基板18の温度を基板温度Tbとする。基板温度Tbは、基板18の周辺の雰囲気温度も含むものとする。ヒートシンク19の温度をヒートシンク温度Thとする。モータ制御装置1の外部の雰囲気温度を外気温度Taとする。
また、温度検出部51は、基板温度Tb、ヒートシンク温度Thまたは外気温度Taを検出可能である。温度検出部51が検出した温度を検出温度Tdとする。
温度検出部51は、コンデンサ温度推定部53に検出温度Tdを出力する。
高電位スイッチング素子111−113の少なくとも1つがオンであり、巻線組81に電圧が印加されているときの区間を有効電圧区間Kvとする。制御周期Sに対する有効電圧区間Kvの割合を有効区間割合Pv[%]とする。
高電位スイッチング素子111−113の偶数個がオンであり、巻線組81に電圧が印加されているときの区間を偶数電圧区間Keとする。制御周期Sに対する偶数電圧区間Keを偶数区間割合Pe[%]とする。なお、有効電圧区間Kvは、奇数電圧区間Koと偶数電圧区間Keとを合わせた区間である。
1つの高電位スイッチング素子111のみがオンであるとき、すなわち、奇数電圧区間Koであるとき、コンデンサ電流Icは、以下関係式(3)で表される。このとき、Ioは、U相電流Iuに相当する。
2つの高電位スイッチング素子111、113がオンであるとき、すなわち、偶数電圧区間Keであるとき、コンデンサ電流Icは、以下関係式(4)で表される。このとき、Ieは、U相電流IuとW相電流Iwとの和Iu+Iwに相当する。
Ic=Idc ・・・(2)
Ic=Idc−Iu ・・・(3)
Ic=Idc−Iu−Iw ・・・(4)
コンデンサ温度推定部53は、コンデンサ電流Icおよび検出温度Tdに基づいて、コンデンサ温度Tcを推定する。
フィルタ56、57は、電流2乗積分値Ciが入力され、電流2乗積分値Ciの一次遅れ応答を出力する。
また、フィルタ56、57は、それぞれ異なる時定数を含む。
フィルタ56、57の時定数は、例えば、応答特性波形を解析することにより設定される。第1フィルタ56の時定数は、第2フィルタ57の時定数よりも大きくなるように設定されている。なお、フィルタ56、57は、特開2016−92944号公報に開示されているフィルタと同様である。
ΔTc1=G1×Ci ・・・(5)
ΔTc2=G2×Ci ・・・(6)
コンデンサ温度推定部53は、コンデンサ温度Tcを制限電流演算部54に出力する。
Tc=ΔTc1+ΔTc2+Td ・・・(7)
制限電流演算部54は、コンデンサ温度Tcに基づいて、制限電流Id_lim、Iq_limを演算する。
また、コンデンサ温度TcがTc_thより高いとき、コンデンサ温度Tcが高くなるに伴い、制限電流Id_lim、Iq_limが減少するように設定されている。
制限電流演算部54は、演算した制限電流Id_lim、Iq_limを電流制限部55に出力する。
電流制限部55は、制限前d軸電流指令値Id*_bがd軸制限電流Id_limより大きい場合、d軸電流指令値Id*をd軸制限電流Id_limとする。
電流制限部55は、制限前q軸電流指令値Iq*_bがq軸制限電流Iq_limより大きい場合、q軸電流指令値Iq*をq軸制限電流Iq_limとする。
各相デューティDu、Dv、Dwのうち、大きいものから順に、maxV、midV、minVとする。また、maxV、midV、minVに対応する相電流Iu、Iv、IwをmaxI、midI、minIとする。
ステップ101において、コンデンサ電流推定部52は、maxV、midV、minV、maxI、midI、minIを決定する。
Pi=100−maxV+minV ・・・(8)
Po=maxV−minV ・・・(9)
Pe=midV−minV ・・・(10)
Idc=Du×Iu+Dv×Iv+Dw×Iw ・・・(11)
Io=maxI ・・・(12)
Ie=minI ・・・(13)
ステップ105において、第1フィルタ56は、電流2乗積分値Ciにフィルタ処理を行い、コンデンサ温度推定部53は、第1温度変化量ΔTc1を演算する。
ステップ106において、第2フィルタ57は、電流2乗積分値Ciにフィルタ処理を行い、コンデンサ温度推定部53は、第2温度変化量ΔTc2を演算する。
ステップ108において、制限電流演算部54は、コンデンサ温度Tcに基づいて、制限電流Id_lim、Iq_limを演算する。
ステップ109において、電流制限部55は、制限電流Id_lim、Iq_limに基づいて、バッテリ9からインバータ11に流れる電流を制限する。
[1]コンデンサ電流推定部52は、相電流Iu、Iv、Iwに基づいて、コンデンサ電流Icを推定する。コンデンサ温度推定部53は、コンデンサ電流Icに基づいて、コンデンサ温度Tcを推定する。相電流Iu、Iv、Iwに基づくため、スイッチング素子の温度を推定するだけでなく、コンデンサ温度Tcを精度良く推定できる。コンデンサ温度推定部53は、相電流Iu、Iv、Iwおよび各相デューティDu、Dv、Dwに基づいて、コンデンサ温度Tcを推定することが好ましい。これにより、専用のコンデンサ温度推定手段を設ける必要がなく、コンデンサ70は、過剰な熱特性を有する必要がなくなる。
また、コンデンサ温度Tcに基づいて、電流制限部55は、バッテリ9からインバータ11に流れる電流を制限する。このため、コンデンサ70の過熱により、温度変化量を大きく見込むことがなくなる。したがって、過剰な電流制限を回避し、モータ80の性能を発揮できる。
第2実施形態では、系統数Nが2である点を除き、第1実施形態と同様である。
図8に示すように、第2実施形態のモータ制御装置2は、巻線組81、82、インバータ11、12、電源リレー13、14、逆接保護リレー15、16、電流検出部71、72を備える。
一方の系統を第1系統とする。他方の系統を第2系統とする。
第1系統のインバータ11は、第1実施形態と同様に、複数の第1スイッチング素子111−116を有する。
第2系統のインバータ12は、複数の第2スイッチング素子121−126を有する。
対になるV相の第2スイッチング素子122、125の接続点は、V相コイル822に接続されている。
対になるW相の第2スイッチング素子123、126の接続点は、W相コイル823に接続されている。
第2スイッチング素子121−126は、第1スイッチング素子111−116と同様に、MOSFETである。
第2電流検出素子721−723は、第1電流検出素子711−713と同様に、シャント抵抗である。
図9に示すように、制御部230は、3相2相変換部31、41、減算器32、33、42、43、制御器34、44、2相3相変換部35、45、PWM指令値演算部36、46およびPWM基準信号生成部37、47を有する。図9において、駆動回路38の記載を省略する。
また、第1系統3相2相変換部31は、第1d軸電流検出値Id1および第1q軸電流検出値Iq1を演算する。
減算器33は、第1q軸電流指令値Iq1*と第1q軸電流検出値Iq1との偏差ΔIq1を演算する。
第1系統2相3相変換部35は、第1d軸電圧指令値Vd1*および第1q軸電圧指令値Vq1*を電気角θに基づいて逆dq変換する。
第1PWM基準信号生成部37は、第1デューティDu1、Dv1、Dw1に対応する第1PWM基準信号P1を生成する。
また、第2系統3相2相変換部41は、第2d軸電流検出値Id2および第2q軸電流検出値Iq2を演算する。
減算器43は、第2q軸電流指令値Iq2*と第2q軸電流検出値Iq2との偏差ΔIq2を演算する。
第2系統2相3相変換部45は、第2d軸電圧指令値Vd2*および第2q軸電圧指令値Vq2*を電気角θに基づいて逆dq変換する。第1巻線組81と第2巻線組82とは、所定の電気角(例えば30°)分、ずれて配置され、巻線組81、82には、電気角のずれに応じて位相をずらした電力が供給される。
第2PWM基準信号生成部47は、第2デューティDu2、Dv2、Dw2に対応する第2PWM基準信号P2を生成する。
第2実施形態の温度検出部51、コンデンサ温度推定部53、制限電流演算部254、255および電流制限部256、257は、第1実施形態と同様である。
また、コンデンサ電流推定部252は、無効区間割合Pi、奇数区間割合Poおよび偶数区間割合Peにも基づいて、コンデンサ電流Icを演算する。
Ic=Idc ・・・(14)
Ic=Idc−Iu1 ・・・(15)
Ic=Idc−Iu1−Iv1 ・・・(16)
Ic=Idc−Iu1−Iv1−Iu2 ・・・(17)
第1系統または第2系統の一方が無効電圧区間Kiであり、第1系統または第2系統の他方が偶数電圧区間Keであるとき、コンデンサ電流Icは、関係式(16)と同様に、表される。
第1系統または第2系統の一方が奇数電圧区間Koであり、第1系統または第2系統の他方が偶数電圧区間Keであるとき、コンデンサ電流Icは、関係式(17)と同様に、表される。
第1デューティDu1、Dv1、Dw1のうち、大きいものから順に、maxV1、midV1、minV1とする。また、maxV1、midV1、minV1に対応する相電流Iu1、Iv1、Iw1をmaxI1、midI1、minI1とする。
ステップ201において、コンデンサ電流推定部252は、maxV1、midV1、minV1、maxI1、midI1、minI1を決定する。
ステップ202において、コンデンサ電流推定部252は、maxV2、midV2、minV2、maxI2、midI2、minI2を決定する。
第1系統および第2系統の状態ならびにmaxI1、midI1、minI1、maxI2、midI2、minI2に基づいて演算される6つの変数である電流変数I1−I6とする。
maxV1がminV2よりも小さいとき、処理は、ステップ204に移行する。
maxV1がminV2以上であるとき、処理は、ステップ205に移行する。
このときのデューティ変数D1−D6とmaxV1、midV1、minV1、maxV2、midV2、minV2との関係を図12に示す。
D1=100−(D2+D3+D4+D5) ・・・(18)
D2=maxV2−midV2 ・・・(19)
D3=midV2−minV2 ・・・(20)
D4=maxV1−midV1 ・・・(21)
D5=midV1−minV1 ・・・(22)
D6=0 ・・・(23)
I1=Idc ・・・(24)
I2=Idc−maxI2 ・・・(25)
I3=Idc−(maxI2+midI2) ・・・(26)
I4=Idc−maxI1 ・・・(27)
I5=Idc−(maxI1+midI1) ・・・(28)
I6=0 ・・・(29)
midV1がminV2より小さく、maxV1がminV2より大きく、かつ、maxV1がmidV2より小さいとき、処理は、ステップ206に移行する。
midV1がminV2以上、maxV1がminV2以下、または、maxV1がmidV2以上のとき、処理は、ステップ207に移行する。
このときのデューティ変数D1−D6とmaxV1、midV1、minV1、maxV2、midV2、minV2との関係を図13に示す。
D1=100−(D2+D3+D4+D5+D6) ・・・(30)
D2=maxV2−midV2 ・・・(31)
D3=midV2−maxV1 ・・・(32)
D4=maxV1−minV2 ・・・(33)
D5=minV2−midV1 ・・・(34)
D6=midV1−minV1 ・・・(35)
I1=Idc ・・・(36)
I2=Idc−maxI2 ・・・(37)
I3=Idc−(maxI2+midI2) ・・・(38)
I4=Idc−maxI1−(maxI2+midI2) ・・・(39)
I5=Idc−maxI1 ・・・(40)
I6=Idc−(maxI1+midI1) ・・・(41)
midV1がminV2以下、midV1がmidV2以上、maxV1がminV2以下、または、maxV1がmidV2以上のとき、処理は、ステップ209に移行する。
このときのデューティ変数D1−D6とmaxV1、midV1、minV1、maxV2、midV2、minV2との関係を図14に示す。
D1=100−(D2+D3+D4+D5+D6) ・・・(42)
D2=maxV2−midV2 ・・・(43)
D3=midV2−maxV1 ・・・(44)
D4=maxV1−midV1 ・・・(45)
D5=midV1−minV2 ・・・(46)
D6=minV2−minV1 ・・・(47)
I1=Idc ・・・(48)
I2=Idc−maxI2 ・・・(49)
I3=Idc−(maxI2+midI2) ・・・(50)
I4=Idc−maxI1−(maxI2+midI2) ・・・(51)
I5=Idc−(maxI1+midI1)−(maxI2+midI2)
・・・(52)
I6=Idc−(maxI1+midI1) ・・・(53)
midV1がminV2以下、midV1がmidV2以上、maxV1がmidV2以下、または、maxV1がmaxV2以上であるとき、処理は、ステップ211に移行する。
このときのデューティ変数D1−D6とmaxV1、midV1、minV1、maxV2、midV2、minV2との関係を図15に示す。
D1=100−(D2+D3+D4+D5+D6) ・・・(54)
D2=maxV2−maxV1 ・・・(55)
D3=maxV1−midV2 ・・・(56)
D4=midV2−midV1 ・・・(57)
D5=midV1−minV2 ・・・(58)
D6=minV2−minV1 ・・・(59)
I1=Idc ・・・(60)
I2=Idc−maxI2 ・・・(61)
I3=Idc−maxI1−maxI2 ・・・(62)
I4=Idc−maxI1−(maxI2+midI2) ・・・(63)
I5=Idc−(maxI1+midI1)−(maxI2+midI2)
・・・(64)
I6=Idc−(maxI1+midI1) ・・・(65)
このときのデューティ変数D1−D6とmaxV1、midV1、minV1、maxV2、midV2、minV2との関係を図16に示す。
D1=100−(D2+D3+D4+D5+D6) ・・・(66)
D2=maxV2−maxV1 ・・・(67)
D3=maxV1−midV1 ・・・(68)
D4=midV1−midV2 ・・・(69)
D5=midV2−minV2 ・・・(70)
D6=minV2−minV1 ・・・(71)
I1=Idc ・・・(72)
I2=Idc−maxI2 ・・・(73)
I3=Idc−(maxI1+maxI2) ・・・(74)
I4=Idc−(maxI1+midI2)−maxI2 ・・・(75)
I5=Idc−(maxI1+mid1)−(maxI2+midI2)
・・・(76)
I6=Idc−(maxI1+midI1) ・・・(77)
ステップ214において、第2フィルタ57は、電流2乗積分値Ciにフィルタ処理を行い、コンデンサ温度推定部53は、第2温度変化量ΔTc2を演算する。
ステップ216において、制限電流演算部254、255は、コンデンサ温度Tcに基づいて、第1実施形態と同様に、制限電流Id1_lim、Iq1_lim、Id2_lim、Iq2_limを演算する。
ステップ217において、電流制限部256、257は、制限電流Id1_lim、Iq1_lim、Id2_lim、Iq2_limに基づいて、バッテリ9からインバータ11に流れる電流を制限する。
(ii)本実施形態では、回転電機と回転電機制御装置とは一体に設けられている。回転電機と回転電機制御装置とは別々に設けられてもよい。
以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。
11、12 ・・・インバータ、
111−116、121−126 ・・・スイッチング素子
52、252 ・・・コンデンサ電流推定部、
53 ・・・コンデンサ温度推定部、
54、254、255 ・・・制限電流演算部、
55、256、257 ・・・電流制限部、
70 ・・・コンデンサ、
71、72 ・・・電流検出部、
80 ・・・回転電機、 81、82 ・・・巻線組。
Claims (8)
- 少なくとも1つの巻線組(81、82)を有する3相以上の回転電機(80)を制御する回転電機制御装置であって、
前記巻線組ごとに対応して設けられ、複数のスイッチング素子(111−116、121−126)を有し、電源(9)から電力が供給されるインバータ(11、12)と、
前記電源に接続されており、前記電源の電圧を平滑化可能なコンデンサ(70)と、
前記回転電機に流れる電流を検出可能な電流検出部(71、72)と、
前記回転電機に流れる電流に基づいて、前記コンデンサに流れる電流(Ic)を推定するコンデンサ電流推定部(52、252)と、
前記コンデンサに流れる電流に基づいて、前記コンデンサの温度(Tc)を推定するコンデンサ温度推定部(53)と、
前記コンデンサの温度に基づいて、前記電源から前記インバータに流れる電流の制限値である制限電流を演算する制限電流演算部(54、254、255)と、
前記制限電流に基づいて、前記電源から前記インバータに流れる電流を制限する電流制限部(55、256、257)と、
を備える回転電機制御装置。 - 前記制限電流は、前記コンデンサの温度が高くなるに伴い小さくなるように、設定されている請求項1に記載の回転電機制御装置。
- 前記スイッチング素子のオンとオフとの1組をスイッチング周期とし、前記スイッチング周期に対するオンの時間の割合をデューティとすると、
前記デューティを演算するPWM指令値演算部(36、46)と、
前記デューティに基づき、前記インバータを制御する駆動回路(38)と、
をさらに備え、
前記コンデンサ電流推定部は、前記デューティと前記回転電機に流れる電流とに基づいて、前記コンデンサに流れる電流を推定する請求項1または2に記載の回転電機制御装置。 - 前記デューティに対応する基準信号(P、P1、P2)を生成するPWM基準信号生成部(37、47)をさらに備え、
前記基準信号の1周期の区間を制御周期(S)とし、
複数の前記スイッチング素子は、高電位ライン(Lp)に接続される高電位スイッチング素子(111−113、121−123)を含み、
前記制御周期に対して、前記高電位スイッチング素子の全てがオンまたはオフであるときの区間の割合を無効区間割合(Pi)とし、
前記制御周期に対して、前記高電位スイッチング素子の少なくとも1つがオンであるときの区間の割合を有効区間割合(Pv)とすると、
前記コンデンサ電流推定部は、前記無効区間割合および前記有効区間割合に基づいて、前記コンデンサに流れる電流を演算する請求項3に記載の回転電機制御装置。 - 前記制御周期に対して、前記高電位スイッチング素子の奇数個がオンであるときの区間の割合を奇数区間割合(Po)とし、
前記制御周期に対して、前記高電位スイッチング素子の偶数個がオンであるときの区間の割合を偶数区間割合(Pe)とすると、
前記コンデンサ電流推定部は、前記無効区間割合、前記奇数区間割合および前記偶数区間割合に基づいて、前記コンデンサに流れる電流を演算する請求項4に記載の回転電機制御装置。 - 前記インバータおよび前記コンデンサを実装する基板(18)と、
前記スイッチング素子の熱を放熱可能なヒートシンク(19)と、
前記基板の温度(Tb)、前記ヒートシンクの温度(Th)または外気温度(Ta)を検出可能な温度検出部(51)と、
をさらに備え、
前記温度検出部が検出した温度を検出温度(Td)とすると、
前記コンデンサ温度推定部は、前記コンデンサに流れる電流に基づいて、前記コンデンサの温度変化量(ΔTc1、ΔTc2)を推定し、前記コンデンサの温度変化量および前記検出温度に基づいて、前記コンデンサの温度を推定する請求項1から5のいずれか一項に記載の回転電機制御装置。 - 前記巻線組および前記インバータの組み合わせを系統とすると、
複数の前記系統を備える請求項1から6のいずれか一項に記載の回転電機制御装置。 - 運転者による操舵を補助する補助トルクを出力する回転電機(80)と、
請求項1から7のいずれか一項に記載の回転電機制御装置(1、2)と、
を備える電動パワーステアリング装置。
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