JP2009171641A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】不快な騒音が抑制されたモータ駆動装置を提供する。
【解決手段】ステータコイルＵＬ，ＶＬ，ＷＬを有するモータＭ１の駆動装置は、ステータコイルＵＬ，ＶＬ，ＷＬの温度ＴＬを検出する温度センサ３２と、複数のスイッチング素子（Ｑ３〜Ｑ８）のスイッチング動作によりステータコイルＵＬ，ＶＬ，ＷＬに駆動電流を流すインバータ１４と、キャリア周波数を用いて複数のスイッチング素子の制御信号ＰＷＭＩを発生させる制御装置４０とを備える。制御装置４０は、温度センサ３２の出力に応じてキャリア周波数を変化させる。
【選択図】図１

Description

この発明は、モータ駆動装置に関し、特にステータコイルを有するモータを駆動するモータ駆動装置に関する。

モータは、駆動力を発生させるために種々の用途に用いられる。たとえば、電気自動車等にも駆動力源としてモータが搭載されている。

たとえば、特開平５−１１５１０６号公報（特許文献１）は、通常走行時から高回転高負荷時に亘る広い範囲で電磁騒音の抑制を可能とすると共にパワー素子の過熱を抑制することを可能とする電気自動車の制御装置を開示する。
特開平５−１１５１０６号公報 特開２０００−８３３９６号公報

上記の特開平５−１１５１０６号公報に開示された技術では、パワー素子に所定周波数の信号を供給することにより電力を制御し、モータを駆動する電気自動車の制御装置において、前記パワー素子の温度を検出する温度検出手段を備え、検出した温度の高低変化に応じてパワー素子の所定周波数を低高変化させる周波数切換手段とを設けたことを特徴とする。

しかしながら、パワー素子の周波数を変化させる際に、モータのステータコイルに流れる交流電流に重畳されるリップル電流により、電磁騒音が発生することがある。

図９は、リップル電流について説明するための図である。
図９を参照して、例えば三相交流モータのステータコイルに流れる電流をＩｕとする。この電流をステータコイルに流すために、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）されたインバータが用いられる。

インバータのＰＷＭ制御では、キャリア周波数ｆｃでパワー素子をスイッチングさせる。このキャリア周波数の周期を有するリップル電流ΔＩが三相交流電流Ｉｕに重畳される。ＰＷＭ制御を行なう限り、リップル電流ΔＩをゼロにすることは難しい。しかしながら、リップル電流ΔＩを一様に保つことにより、電磁騒音を目立たなくすることは可能である。

しかしながら、駆動要求力の変化、回転速度の変化時の性能向上や、パワー素子の過熱からの保護などにより、ＰＷＭ制御においてキャリア周波数ｆｃを切換える場合がある。電磁騒音のレベルが低くても、キャリア周波数を切換えるごとに、リップル電流ΔＩのレベルが大きく変動したのでは、かえって電磁騒音が不快な騒音として乗員に認知される。

この発明の目的は、不快な騒音が抑制されたモータ駆動装置を提供することである。

この発明は、要約すると、ステータコイルを有するモータの駆動装置であって、ステータコイルの温度を検出する温度センサと、複数のスイッチング素子のスイッチング動作によりステータコイルに駆動電流を流すインバータと、キャリア周波数を用いて複数のスイッチング素子の制御信号を発生させる制御装置とを備える。制御装置は、温度センサの出力に応じてキャリア周波数を変化させる。

好ましくは、モータは、交流モータである。制御装置は、モータ指令電圧とキャリア周波数を有するキャリア信号波とに基づいてパルス幅変調によって制御信号を発生する。制御装置は、温度センサの出力に応じてキャリア周波数とモータ指令電圧の振幅とを変化させる。

より好ましくは、モータ指令電圧の振幅をＥ、キャリア周波数をｆｃ、温度センサの出力に基づいて得られるステータコイルの温度をＴとすると、制御装置は、Ｅ／ｆｃ／Ｔが一定となるようにキャリア周波数とモータ指令電圧の振幅とを制御する。

この発明の他の局面に従うと、ステータコイルを有する交流モータの駆動装置であって、複数のスイッチング素子のスイッチング動作によりステータコイルに駆動電流を流すインバータと、キャリア周波数を用いて複数のスイッチング素子の制御信号を発生させる制御装置とを備える。制御装置は、モータ指令電圧とキャリア周波数を有するキャリア信号波とに基づいてパルス幅変調によって制御信号を発生する。制御装置は、パルス幅変調の変調率とキャリア周波数との積が一定となるように、キャリア信号波の振幅とキャリア周波数とを変化させる。

本発明によれば、ステータコイルのリップル電流の変動が抑制され、これにより不快な騒音も軽減される。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

［モータ駆動装置の全体構成］
図１は、この発明の実施の形態によるモータ駆動装置の概略ブロック図である。

図１を参照して、モータ駆動装置１００は、バッテリＢと、電圧センサ１０，１３と、電流センサ２４と、コンデンサＣ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、レゾルバ３０と、温度センサ３２、３４と、制御装置４０とを備える。

交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえばエンジン始動を行ない得るようなモータである。

昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

リアクトルＬ１の一方端はバッテリＢの電源ラインＰＬ１に接続される。リアクトルＬ１の他方端はＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２との中間点、すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとが接続される点に接続される。

ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、正極母線ＰＬ２と負極母線ＳＬとの間に直列に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタは正極母線ＰＬ２に接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタは負極母線ＳＬに接続される。また、各ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ設けられている。

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とを含む。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１７は、正極母線ＰＬ２と負極母線ＳＬとの間に並列に設けられる。

Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８を含む。また、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータである。Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端は、中性点に共通に接続される。Ｕ相コイルの他端は、ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の中間点接続されている。Ｖ相コイルの他端は、ＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６の中間点に接続されている。Ｗ相コイルの他端は、ＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８の中間点に接続されている。

なお、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４にそれぞれ含まれるスイッチング素子は、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ８に限定されず、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等の他のパワー素子で構成しても良い。

バッテリＢは、ニッケル水素またはリチウムイオンなどの二次電池を含む。電圧センサ１０は、バッテリＢから出力される電圧Ｖｂを検出し、検出した電圧Ｖｂを制御装置４０へ出力する。

昇圧コンバータ１２は、バッテリＢから供給された直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置４０から信号ＰＷＭＣを受けると、信号ＰＷＭＣによってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。

また、昇圧コンバータ１２は、制御装置４０から信号ＰＷＭＣを受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧してバッテリＢへ供給する。

コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２から出力された直流電圧を平滑化し、平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。

電圧センサ１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｍ（すなわち、インバータ１４の入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した電圧Ｖｍを制御装置４０へ出力する。

インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると、制御装置４０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定された要求トルクを発生するように駆動される。

また、インバータ１４は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置４０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧に変換し、変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合との回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流Ｉｖ，Ｉｗを検出し、その検出したモータ電流Ｉｖ，Ｉｗを制御装置４０へ出力する。なお、図１においては、電流センサ２４は、２個しか示されていない。これは、交流モータＭ１が３相モータの場合、２つの相に流れるモータ電流Ｉｖ，Ｉｗを検出すれば、その検出されたモータ電流Ｉｖ，Ｉｗに基づいて残りの相に流れるモータ電流Ｉｕを演算できるからである。したがって、３相の各々に流れるモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを独自に検出する場合、３個の電流センサ２４を設けてもよい。

レゾルバ３０は、交流モータＭ１の回転軸に取り付けられており、交流モータＭ１の回転子の回転角度θを検出して制御装置４０へ出力する。

温度センサ３２は、交流モータＭ１のステータコイルＵＬ，ＶＬ，ＷＬの温度ＴＬを検出して制御装置４０に送信する。温度センサ３４は、インバータ１４中のパワー素子の温度Ｔｓを検出して制御装置４０に送信する。

制御装置４０は、外部に設けられたＥＣＵ（Electric Control Unit）からトルク指令値ＴＲを受け、電圧センサ１３から出力電圧Ｖｍを受け、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受け、電流センサ２４からモータ電流Ｉｖ，Ｉｗを受け、レゾルバ３０から回転角度θを受ける。制御装置４０は、出力電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲ、モータ電流Ｉｖ，Ｉｗおよび回転角度θに基づいて、インバータ１４が交流モータＭ１を駆動するときにインバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。

また、制御装置４０は、インバータ１４が交流モータＭ１を駆動するとき、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＣを生成し、生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。

さらに、制御装置４０は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、出力電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ電流Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、信号ＰＷＭＩによってスイッチング制御される。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置４０は、回生制動時、直流電圧Ｖｂ，出力電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＣを生成し、生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されてバッテリＢに供給される。

さらに、制御装置は、温度センサ３２または３４の出力に応じて耳障りな電磁騒音を抑制する制御を行なう。

図２は、図１における制御装置４０の機能ブロック図である。
図２を参照して、制御装置４０は、インバータ制御回路４０１と、コンバータ制御回路４０２とを含む。

インバータ制御回路４０１は、トルク指令値ＴＲ、モータ電流Ｉｖ，Ｉｗ、出力電圧Ｖｍおよび回転角度θに基づいて、交流モータＭ１の駆動時、後述する方法によりインバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。

また、インバータ制御回路４０１は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、トルク指令値ＴＲ、モータ電流Ｉｖ，Ｉｗ、出力電圧Ｖｍおよび回転角度θに基づいて、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＩを生成してインバータ１４へ出力する。

コンバータ制御回路４０２は、トルク指令値ＴＲ、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍおよび回転角度θに基づいて、交流モータＭ１の駆動時、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＣを生成し、その生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。

また、コンバータ制御回路４０２は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、トルク指令値ＴＲ、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍおよび回転角度θに基づいて、インバータ１４からの直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＣを生成し、その生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。

このように、昇圧コンバータ１２は、直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＣにより電圧を降圧させることもできるので、双方向コンバータの機能を有するものである。

図３は、図２におけるインバータ制御回路４０１の機能ブロック図である。
図３を参照して、インバータ制御回路４０１は、電流指令変換部４１０と、減算器４１２，４１４と、ＰＩ制御部４１６，４１８と、２相／３相変換部４２０と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）部４２２と、３相／２相変換部４２４と、キャリア周波数設定部４２６とを含む。

３相／２相変換部４２４は、２個の電流センサ２４からモータ電流Ｉｖ，Ｉｗを受ける、そして、３相／２相変換部４２４は、モータ電流Ｉｖ，Ｉｗに基づいてモータ電流Ｉｕ＝−Ｉｖ−Ｉｗを演算する。

さらに、３相／２相変換部４２４は、モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをレゾルバ３０かららの回転角度θを用いて三相二相変換する。つまり、３相／２相変換部４２４は、交流モータＭ１の３相コイルの各相に流れる３相のモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、回転角度θを用いてｄ軸およびｑ軸に流れる電流値Ｉｄ，Ｉｑに変換する。そして、３相／２相変換部４２４は、演算した電流値Ｉｄを減算器４１２へ出力し、演算した電流値Ｉｑを減算器４１４へ出力する。

電流指令変換部４１０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲを、トルク指令値ＴＲによって指定された要求トルクを出力するための電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に変換し、その変換した電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を減算器４１２，４１４へそれぞれ出力する。

減算器４１２は、電流指令変換部４１０から電流指令Ｉｄ＊を受け、３相／２相変換部４２４から電流値Ｉｄを受ける。そして、減算器４１２は、電流指令Ｉｄ＊と電流値Ｉｄとの偏差（＝Ｉｄ＊−Ｉｄ）を演算し、その演算した偏差をＰＩ制御部４１６へ出力する。また、減算器４１４は、電流指令変換部４１０から電流指令Ｉｑ＊を受け、３相／２相変換部４２４から電流値Ｉｑを受ける。そして、減算器４１４は、電流指令Ｉｑ＊と電流値Ｉｑとの偏差（＝Ｉｑ＊−Ｉｑ）を演算し、その演算した偏差をＰＩ制御部４１８へ出力する。

ＰＩ制御部４１６，４１８は、それぞれ、偏差Ｉｄ＊−Ｉｄ，Ｉｑ＊−Ｉｑに対してＰＩ（比例・積分）ゲインを用いてモータ電流調整用の電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを演算し、その演算した電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを２相／３相変換部４２０へ出力する。

２相／３相変換部４２０は、ＰＩ制御部４１６，４１８からの電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑをレゾルバ３０からの回転角度θを用いて二相三相変換する。つまり、２相／３相変換部４２０は、ｄ軸およびｑ軸に印加する電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを、回転角度θを用いて交流モータＭ１の３相コイルに印加する電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。そして、２相／３相変換部４２０は、電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＰＷＭ部４２２へ出力する。

ＰＷＭ部４２２は、電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、電圧センサ１３からの電圧Ｖｍとに基づいて信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。

以上のように、インバータ制御回路４０１は、交流モータＭ１の要求トルク（トルク指令値ＴＲに相当）を、交流モータＭ１のｄ軸成分とｑ軸成分との電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に変換し、実際の電流値Ｉｄ，Ｉｑがこれらの電流指令と一致するようにＰＩ制御によってフィードバックをかける、いわゆる電流制御を採用する。

ここで、モータの電流制御として周知のＰＷＭ制御においては、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭＩは、搬送波信号である三角波信号と２相／３相変換部４２０から受けた電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（モータ駆動電圧とも言う）とが比較され、その比較結果に基づいて生成される。そして、ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、生成された信号ＰＷＭＩのキャリア周波数ｆｃに基づいてオン／オフの切換えが制御される。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のスイッチング周波数は、信号ＰＷＭＩのキャリア周波数ｆｃに等しい。

キャリア周波数ｆｃを低減することは、スイッチング周波数の低減に繋がり、ひいてはＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のスイッチング損失を低減させることとなる。これは、ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８における発熱の低減に有効である。

したがって、モータ駆動装置は、たとえば、交流モータＭ１の回転数が低下し、交流モータＭ１が外力によりロックされていると判定されると、信号ＰＷＭＩのキャリア周波数ｆｃを切換えて、スイッチング周波数を低減させることにより、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８の保護を実現する。このように、モータ駆動装置は、適宜キャリア周波数を切換える制御を行なっている。

［実施の形態１］
電磁騒音の強制力である図９で説明したリップル電流ΔＩには、次式（１）の関係が成立する。
ΔＩ∝Ｅ／ｆｃ／Ｚ＊Ｄ …（１）
ここで、Ｅは、電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗがＰＷＭ変調される際の振幅を示し、ｆｃは、搬送波信号である三角波信号の周波数（キャリア周波数）を示し、Ｚは、モータのステータコイルのインピーダンスを示し、Ｄは、変調率を示す。変調率は、三角波信号の振幅をＨとすると、Ｄ＝Ｅ／Ｈで表わされる。

ここで、モータのステータコイルのインピーダンスＺは、ステータのコイル温度により変化する。つまりＺは温度Ｔの関数である。式（１）より、ステータのコイル温度が変化すると、インビーダンスＺも変化し、ひいてはリップル電流ΔＩも変化してしまう。これにより、電磁騒音の聞こえ方が変化するので、乗員に耳障りな騒音を認知させてしまう。

そこで、コイル温度Ｔの変化にあわせ、実施の形態１では、Ｅ／ｆｃ／Ｚが一定となるようにＥおよびｆｃを制御する。

図４は、実施の形態１において制御装置４０で実行されるキャリア周波数ｆｃの決定の制御について示したフローチャートである。このフローチャートの処理は、モータ制御のメインルーチンから一定時間経過ごとまたは所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。

図１、図４を参照して、まずステップＳ１において、制御装置４０は、モータ駆動電圧Ｅを設定する。モータ駆動電圧Ｅは、図１のＶｍに対応する値であり、直流電圧Ｖｂ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて目標値が決定される。

続いて、ステップＳ２において、制御装置４０は、温度センサ３２からステータコイルの温度ＴＬを取得する。

そして、ステップＳ３においてキャリア周波数ｆｃが決定される。キャリア周波数ｆｃは、次式（２）に基づいて決定される。
ｆｃ＝Ｅ／（Ｋ１×Ｚ（ＴＬ）） …（２）
ここで、Ｋ１は定数を示し、Ｚ（ＴＬ）は、コイル温度ＴＬの関数としてマップに保持されているコイルインピーダンスを示す。なお、Ｅはモータ駆動電圧を示す。

図５は、ステータコイルの温度とインピーダンスとの関係を示した図である。
図５に示すように、コイル温度Ｔが上昇するとコイルインピーダンスＺも増加する。この関係をマップにしておくことで式（２）のＺ（ＴＬ）が得られる。なお、ＺがＴに比例すると近似して、式（２）のインピーダンスＺ（ＴＬ）の代わりにコイル温度ＴＬを入れても良い。

このように、キャリア周波数ｆｃが決定されると、ステップＳ４に処理が進み制御はメインルーチンに移される。

実施の形態１について再び図１を参照して総括的に説明する。ステータコイルＵＬ，ＶＬ，ＷＬを有するモータＭ１の駆動装置は、ステータコイルＵＬ，ＶＬ，ＷＬの温度ＴＬを検出する温度センサ３２と、複数のスイッチング素子（Ｑ３〜Ｑ８）のスイッチング動作によりステータコイルＵＬ，ＶＬ，ＷＬに駆動電流を流すインバータ１４と、キャリア周波数を用いて複数のスイッチング素子の制御信号ＰＷＭＩを発生させる制御装置４０とを備える。制御装置４０は、温度センサ３２の出力に応じてキャリア周波数を変化させる。

好ましくは、モータＭ１は、交流モータである。制御装置４０は、モータ指令電圧とキャリア周波数を有するキャリア信号波とに基づいてパルス幅変調によって制御信号ＰＷＭＩを発生する。制御装置は、温度センサ３２の出力に応じてキャリア周波数とモータ指令電圧の振幅とを変化させる。

より好ましくは、モータ指令電圧の振幅をＥ、キャリア周波数をｆｃ、温度センサの出力に基づいて得られるステータコイルの温度をＴとすると、制御装置４０は、Ｅ／ｆｃ／Ｔが一定となるようにキャリア周波数ｆｃとモータ指令電圧の振幅Ｅとを制御する。

図４に示した制御を行なうことにより、キャリア周波数ｆｃがリップル電流ΔＩを変動させないように選択されるので、リップル電流ΔＩが著しく変化することが無くなり、乗員に不快な電磁騒音を認知させる可能性が低減される。

［実施の形態２］
キャリア周波数ｆｃを低減することは、スイッチング周波数の低減に繋がり、ひいては図１のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のスイッチング損失を低減させることとなる。これは、ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８における発熱の低減に有効である。

したがって、図１のモータ駆動装置は、たとえば、交流モータＭ１の回転数が低下し、交流モータＭ１が外力によりロックされていると判定されると、信号ＰＷＭＩのキャリア周波数ｆｃを低減させることにより、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８の保護を実現する。

たとえば、具体的には、モータ回転数に応じて２種類のキャリア周波数ｆｃのうちのいずれかを設定する。２種類のキャリア周波数ｆｃは、一方が通常運転時のキャリア周波数（以下、通常周波数とも称する）ｆｃ＿Ｈであり、他方がインバータ保護のためのキャリア周波数（以下、保護周波数とも称する）ｆｃ＿Ｌである。通常周波数ｆｃ＿Ｈは、交流モータＭ１およびインバータ１４の効率（＝（交流モータＭ１の軸出力）／（バッテリＢからインバータ１４への入力））が良好となる周波数（たとえば１０ｋＨｚ）に設定される。一方、インバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌは、通常周波数ｆｃ＿Ｈよりも低い周波数であって、たとえば１．２５ｋＨｚに設定される。

式（１）によれば、キャリア周波数ｆｃを切換えると、リップル電流ΔＩにも影響を与える。したがって、この影響を相殺することが電磁騒音の変化を抑えるために望ましい。

図６は、実施の形態２で実行されるキャリア周波数ｆｃの切換えに伴う制御を説明するためのフローチャートである。

図１、図６を参照して、まずステップＳ１０において、制御装置４０は、モータ駆動電圧Ｅを設定する。モータ駆動電圧Ｅは、図１のＶｍに対応する値であり、直流電圧Ｖｂ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて目標値が決定される。続いてステップＳ１１において、制御装置４０は、温度センサ３４から素子温度Ｔｓを取得する。ステップＳ１２においてキャリア周波数ｆｃの設定が行なわれる。ステップＳ１２では、素子温度Ｔｓが保護を要するほど高温であれば、つまり保護しきい値を超えていれば、通常キャリア周波数ｆｃ＿Ｈよりも低い周波数ｆｃ＿Ｌにキャリア周波数ｆｃを設定する。また、素子温度Ｔｓが保護しきい値よりも低下すれば、キャリア周波数ｆｃは通常の周波数ｆｃ＿Ｈに戻される。

そして、キャリア周波数ｆｃの切換え時には、ステップＳ１３において、次式（３）に基づいて波高値比率Ｄ（変調率とも言う）が設定される。ここで、Ｋ２は定数であるとする。
Ｄ＝Ｋ２／ｆｃ …（３）
ステップＳ１３において波高値比率Ｄが決定されると、ステップＳ１４に処理が進み制御はメインルーチンに移される。

図７は、通常時における搬送波信号とモータ駆動電圧との関係を示した図である。
図８は、素子保護時における搬送波信号とモータ駆動電圧との関係を示した図である。

図７では、モータ駆動電圧の振幅Ｅに対してキャリア信号ｅｃ１の振幅Ｈ１が、およそ２倍程度になっている。これに対し、図８の素子保護時には、キャリア信号ｅｃ２の周波数は図７のキャリア信号ｅｃ１の周波数よりも低く設定される。その周波数の切換えがリップル電流ΔＩに与える影響を小さく抑えるために、キャリア信号ｅｃ２の振幅Ｈ２は、キャリア信号ｅｃ１の振幅Ｈ１より小さく設定される。波高値比率ＤはＤ＝Ｅ／Ｈであるので、モータ駆動電圧Ｅが変わらなければ式（３）からｆｃ／Ｈが一定になるようにキャリア信号の周波数ｆｃと振幅Ｈを決定すればよい。

すなわち、波高値比率ＤはＤ＝Ｅ／Ｈで表わされるので、式（１）は、次式（４）のようにも表わされる。
ΔＩ∝Ｅ²／ｆｃ／Ｚ／Ｈ …（４）
したがって、式（１）または式（４）によれば、図６のステップＳ１０でモータ駆動電圧Ｅを決定した後に、素子温度Ｔｓの変化からキャリア周波数ｆｃの変更が必要になった場合に波高値比率Ｄまたはキャリア信号振幅Ｈを調整することによって、ΔＩを一定にすることが可能である。

実施の形態２について、再び図１を参照して総括的に説明する。ステータコイルＵＬ，ＶＬ，ＷＬを有する交流モータＭ１の駆動装置は、複数のスイッチング素子（Ｑ３〜Ｑ８）のスイッチング動作によりステータコイルＵＬ，ＶＬ，ＷＬに駆動電流を流すインバータ１４と、キャリア周波数ｆｃを用いて複数のスイッチング素子の制御信号ＰＷＭＩを発生させる制御装置４０とを備える。制御装置４０は、モータ指令電圧Ｅとキャリア周波数ｆｃを有するキャリア信号波ｅｃ１，ｅｃ２とに基づいてパルス幅変調によって制御信号ＰＷＭＩを発生する。制御装置は、パルス幅変調の変調率Ｄとキャリア周波数ｆｃとの積が一定となるように、キャリア信号波の振幅Ｈとキャリア周波数ｆｃとを変化させる。

実施の形態２に開示されたモータ駆動装置によれば、キャリア周波数切換え時にリップル電流が変化することが抑制され、乗員に不快な電磁騒音が認知される可能性が減る。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態によるモータ駆動装置の概略ブロック図である。 図１における制御装置４０の機能ブロック図である。 図２におけるインバータ制御回路４０１の機能ブロック図である。 実施の形態１において制御装置４０で実行されるキャリア周波数ｆｃの決定の制御について示したフローチャートである。 ステータコイルの温度とインピーダンスとの関係を示した図である。 実施の形態２で実行されるキャリア周波数ｆｃの切換えに伴う制御を説明するためのフローチャートである。 通常時における搬送波信号とモータ駆動電圧との関係を示した図である。 素子保護時における搬送波信号とモータ駆動電圧との関係を示した図である。 リップル電流について説明するための図である。

符号の説明

１０，１３ 電圧センサ、１２ 昇圧コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２４ 電流センサ、３０ レゾルバ、３２，３４ 温度センサ、４０ 制御装置、１００ モータ駆動装置、４０１ インバータ制御回路、４０２ コンバータ制御回路、４１０ 電流指令変換部、４１２，４１４ 減算器、４１６，４１８ ＰＩ制御部、４２０ ２相／３相変換部、４２２ ＰＷＭ部、４２４ ３相／２相変換部、４２６ キャリア周波数設定部、Ｃ２ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、ＰＬ１ 電源ライン、ＰＬ２ 正極母線、Ｑ１〜Ｑ８ トランジスタ、ＳＬ 負極母線、ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ ステータコイル。

Claims (4)

1. ステータコイルを有するモータの駆動装置であって、
   前記ステータコイルの温度を検出する温度センサと、
   複数のスイッチング素子のスイッチング動作により前記ステータコイルに駆動電流を流すインバータと、
   キャリア周波数を用いて前記複数のスイッチング素子の制御信号を発生させる制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記温度センサの出力に応じて前記キャリア周波数を変化させる、モータ駆動装置。
2. 前記モータは、交流モータであり、
   前記制御装置は、モータ指令電圧と前記キャリア周波数を有するキャリア信号波とに基づいてパルス幅変調によって前記制御信号を発生し、
   前記制御装置は、前記温度センサの出力に応じて前記キャリア周波数と前記モータ指令電圧の振幅とを変化させる、請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記モータ指令電圧の振幅をＥ、前記キャリア周波数をｆｃ、前記温度センサの出力に基づいて得られる前記ステータコイルの温度をＴとすると、
   前記制御装置は、Ｅ／ｆｃ／Ｔが一定となるように前記キャリア周波数と前記モータ指令電圧の振幅とを制御する、請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. ステータコイルを有する交流モータの駆動装置であって、
   複数のスイッチング素子のスイッチング動作により前記ステータコイルに駆動電流を流すインバータと、
   キャリア周波数を用いて前記複数のスイッチング素子の制御信号を発生させる制御装置とを備え、
   前記制御装置は、モータ指令電圧と前記キャリア周波数を有するキャリア信号波とに基づいてパルス幅変調によって前記制御信号を発生し、
   前記制御装置は、前記パルス幅変調の変調率と前記キャリア周波数との積が一定となるように、前記キャリア信号波の振幅と前記キャリア周波数とを変化させる、請求項１に記載のモータ駆動装置。

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