JP5861259B2

JP5861259B2 - 直列多重ｐｗｍインバータ装置の電圧誤差補償方法

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Publication number: JP5861259B2
Application number: JP2011047123A
Authority: JP
Inventors: 平尾　邦朗; 邦朗平尾
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 2011-03-04
Filing date: 2011-03-04
Publication date: 2016-02-16
Anticipated expiration: 2031-03-04
Also published as: JP2012186894A

Description

本発明は、電圧型ＰＷＭ単相インバータを直列多重接続した直列多重ＰＷＭインバータ装置に係り、特にＰＷＭ制御で発生する電圧誤差の補償制御に関する。

図２の（ａ）に直列多重インバータ装置の構成例を示す。同図において、交流モータＭｏｔｏｒのＵ、Ｖ、Ｗ相に電圧を印加する各相アームは、（ｂ）に示す電圧型単相インバータ構成のセルユニットＵ１〜Ｕ３，Ｖ１〜Ｖ３，Ｗ１〜Ｗ３の出力端をそれぞれ直列多重接続し、セルユニットＵ１〜Ｕ３，Ｖ１〜Ｖ３，Ｗ１〜Ｗ３の交流電源は共通の入力トランスＴＲの各二次巻線から取り込み、交流モータＭｏｔｏｒに可変速駆動の正弦波電流を供給する。

このような直列多重インバータ装置には以下の特徴がある。

（１）複数のセルユニットを直列接続することにより、低圧のセルユニットを使用して高電圧の出力を得ることができる。例えば、直流電圧が９００Ｖのセルユニットを３段直列接続することで交流電圧出力に３ｋＶを得ることができる。

（２）各セルユニットを電圧型ＰＷＭ単相インバータとする場合、キャリア周波数は各セルユニットのキャリア周波数に直列接続段数×２をかけたものになり、高いキャリア周波数によるＰＷＭ制御によって制御の応答性を高めることができる。

このキャリア周波数は、一般に、単相インバータのキャリア周波数の上限は主回路のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）のロスや電圧精度を考慮して８〜１５ｋＨｚ程度である。例えば、３段構成で各セルのキャリア周波数を８ｋＨｚにすると、８ｋＨｚ×６＝４８ｋＨｚの最終キャリア周波数となる。このように、直列接続段数を多くすることで高キャリア周波数化し、電流制御応答を上げることができる。

さらに、同じアームの各セルユニットＵ１〜Ｕ３，Ｖ１〜Ｖ３，Ｗ１〜Ｗ３は互いにキャリア周波数の位相をずらすことで等価的に高いキャリア周波数のＰＷＭインバータ出力（高応答制御）を得るものがある（例えば、特許文献１参照）。

さらに、高キャリア周波数化は、以下の作用効果もある。

（ａ）インバータ出力のＰＷＭリップルが減少するため、ダイナモメータやエレベータのようなＰＷＭリップルによるトルクリップルを小さくする用途に有効である。

（ｂ）直列多重方式にすることで、キャリア周波数で決まるスイッチング損失を分散することができ、大容量化が容易となる。

（ｃ）高キャリア周波数化することで、高回転まで制御が可能となる。従来、高回転での制御を実現するためには、ＰＷＭと出力周波数を同期させる同期ＰＷＭ方式を採用する必要があったが、高キャリア周波数化することで、非同期ＰＷＭ方式でも高回転での制御が可能となる。

上記のように、電圧型ＰＷＭインバータは、ＰＷＭ制御により擬似正弦波電圧を出力することができる。このとき、図３にＰＷＭ制御波形図を示すように、インバータのスイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅによる電圧低下により、出力電圧の振幅に電圧誤差が生じる。また、電圧型ＰＷＭインバータは、スイッチング素子の上下アーム同時オンによる直流電圧短絡を防ぐために、ＰＷＭキャリアによるスイッチングの度にデッドタイムを設けている。このデッドタイムとスイッチングの遅れによっても電圧誤差を生じる。

このような電圧誤差は、図４に波形図で示すように、インバータの出力電流波形と同じ位相で方形波状の電圧降下分として発生し、この電圧降下分でインバータ出力電流も歪んだ正弦波になり、電流制御の性能を低下させる。

特に、直列多重ＰＷＭインバータ装置において高キャリア化した場合、上記の電圧誤差が通常の２レベルインバータと比較して大きくなる。すなわち、直列多重ＰＷＭインバータ装置の場合、単相インバータで構成された各セルユニットの出力電圧を直列に重畳して装置出力電圧とするため、図３に示すように、スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅによる電圧誤差成分が段数が多くなるほど大きくなる。また、デッドタイムなどスイッチングにより発生する電圧誤差ついては、キャリア周波数に依存して大きくなるため、多段方式で高キャリア周波数化した場合には、スイッチングによる電圧誤差成分が大きくなる。これらの電圧誤差成分の増大は、電圧誤差の補償分も大きくなり、電流制御および電圧制御の精度に影響する。

これら電圧誤差の影響を無くすため、インバータの出力電圧を電圧センサで直接計測して電圧指令を補正する方式がある。この方式は、電流制御応答を上げるためには、無駄時間の少ない高性能な電圧センサが必要であり、高価である。また、直列多重構成として出力電圧を高くした場合、高耐圧のセンサとなり高価となる。なお、トランスなどにより降圧して検出する方法もあるが、検出遅れや装置の複雑化などの問題が生じる。

上記の高価な電圧センサや、複雑な検出器の構成を取ることなく電圧誤差を補償する他の方式として、インバータの出力電流を検出し、その位相（極性）を判別して誤差電圧を補償する方式がある（例えば、特許文献２参照）。

この方式による電圧誤差補償装置の構成例を図５に示す。同図中、ＡＣＲ部１ｄ、１ｑは、ｄｑ軸の電流指令に検出電流が追従するように電流制御するもので、通常はＰＩ（比例積分）演算をし、この演算結果を電圧指令として出力する。回転座標変換器（ｅ^-jθ）２は、エンコーダ３および位相演算器４で検出するモータ（負荷）の回転位相を基準位相θとし、この基準位相θを使ってＡＣＲ部１ｄ、１ｑからの電圧指令を逆回転座標変換および２相／３相変換する。これにより２軸成分の直流量の電圧指令を３相交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）指令に変換する。回転座標変換器（ｅ^jθ）５は、電流検出センサ６で検出する電流検出値をロータ回転位相θにより回転座標変換および３相／２相変換する。これにより３相交流の電流検出（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を２軸成分の直流量の電流検出値（ｉｄ，ｉｑ）に変換する。多段ＰＷＭ制御回路７は、３相交流の電圧指令をパルス幅変調したＰＷＭ波形を生成する。ドライブ回路８は、ＰＷＭ波形を増幅して各セルユニットのスイッチング素子のゲート信号として生成する。

電圧補償回路９は、３相の電流検出信号から、図４に示す電圧誤差を補償する電圧補償信号を生成し、この電圧補償信号を回転座標変換器（ｅ^-jθ）２からのＰＷＭ電圧指令に加算して多段ＰＷＭ制御回路７の新たな電圧指令とする。

図６は、（ａ）に電圧補償回路９のＵ相の回路構成例を示し、（ｂ）に補償電圧波形を示す。同図の（ａ）では、Ｕ相電流検出信号（電圧信号）の振幅を電圧降下分に合わせたゲインをもつアンプ９Ａで増幅し、さらに微分補償器９Ｂで電流検出遅れを補償し、リミッタ９Ｃで正弦波の山部分を切る振幅制限し、（ｂ）に示すような台形波状のＵ相電圧補償信号を得る。微分補償器９Ｂ中のＤｅｌａｙは遅延回路（Ｚ^-1）であり、Ａｍｐは微分ゲインが設定されたアンプである。

特開２００９−１９４９４９号公報特開２００１−１４５３６８号公報

図５に示すように、ＰＷＭ制御による電圧誤差の補償信号をインバータ出力電流から得る方式では、出力電流波形に位相を合わせた電圧補償信号を生成できるが、以下の問題がある。

・電流検出値に高調波やＰＷＭリプルが重畳して波形が歪んだ場合、補償に必要な電流零クロス付近の極性判別が困難となり、補償位相ずれが発生して補償電圧が逆に外乱電圧となってしまう。

・出力電流を高周波で振動させるような用途のインバータ装置の場合、電流検出遅延時間や補償電圧出力遅延時間、また位相検出遅れにより、補償電圧の位相ずれが発生し、上記と同様に補償電圧が外乱電圧となってしまう。

これらの外乱成分は、インバータ出力電流に歪みとして現れ、電流制御の性能を低下させる。また、電流制御系のゲインが上げられないため電流制御および電圧制御の精度が問題となる。

本発明の目的は、電流制御の応答性や精度を下げることなく、ＰＷＭ制御による電圧誤差を補償できる直列多重ＰＷＭインバータ装置の電圧誤差補償方法を提供することにある。

本発明は、前記の課題を解決するため、電流検出に代えて、電流指令値を電圧誤差補償用の電流情報とするもので、以下の補償装置および補償方法を特徴とする。

電圧型ＰＷＭ単相インバータを直列多重接続した直列多重ＰＷＭインバータ装置であって、ｄｑ軸の電流指令値と、負荷の回転位相によって回転座標が３相／２相に変換された検出電流値の偏差をＡＣＲ部に入力して電圧指令を生成し、生成された電圧指令を回転座標変換器を介して多段ＰＷＭ制御回路への出力時に、電圧誤差補償値を加算する電圧誤差補償方法において、
前記負荷の回転位相θを位相進み補償器に入力してエンコーダによる検出位置から演算した負荷の回転位相θを任意の位相だけ進み補償し、
前記位相進み補償器で進み補償した回転位相を基準位相として、２軸成分の直流量の電流指令を３相交流電流指令に変換し、
前記３相交流電流指令を電圧補償回路に入力し、電圧補償回路は、前記回転座標変換器に得る電流指令に位相を合わせて、ＰＷＭ制御による出力電圧降下分を補償する３相電圧補償信号を生成し、この電圧補償信号を多段ＰＷＭ３相電圧指令に加算して新たな電圧指令とすることを特徴とする。

以上のとおり、本発明によれば、電流検出に代えて、電流指令値を電圧誤差補償用の電流情報とするため、電流制御の応答性や精度を下げることなく、ＰＷＭ制御による電圧誤差を補償できる。

本発明の実施形態を示す電圧誤差補償装置の構成図。直列多重インバータ装置の構成例。ＰＷＭ制御波形図。ＰＷＭ制御による電圧降下分の波形図。従来の電圧誤差補償装置の構成図。電圧補償回路の回路構成例と補償電圧波形図。

図１は、本発明の実施形態を示す電圧誤差補償装置の構成を示す。同図が図５と異なる部分は、エンコーダ３による検出位置から演算した位相θを任意の位相だけ進み補償する位相進み補償器１０と、その進み位相（θ＿ｃｍｐ）により、２軸成分の直流量の電流指令（ｄｑ軸電流指令）を３相交流電流指令（Ｉｕ＿ｃｍｄ，Ｉｖ＿ｃｍｄ，Ｉｗ＿ｃｍｄ）に変換すると共に座標変換する回転座標変換器（ｅ^-jθ）１１とを設けた点にある。これら回路の追加により、電圧補償回路９は、回転座標変換器１１からの３相交流電流指令（Ｉｕ＿ｃｍｄ，Ｉｖ＿ｃｍｄ，Ｉｗ＿ｃｍｄ）の位相（極性）を判別して３相電圧補償信号を生成し、この３相電圧補償信号を回転座標変換器（ｅ^-jθ）２からの３相ＰＷＭ電圧指令に加算して誤差電圧を補償する。

図５に示す従来方式では、３相電流検出を使って各相の電圧誤差を補償していたため、電圧検出遅れの影響や、波形ひずみ時のゼロクロス付近の極性判別の失敗が発生していた。

この点、図１に示す本実施形態の電圧誤差補償装置は、検出した３相電流に代えて、３相電流指令（Ｉｕ＿ｃｍｄ，Ｉｖ＿ｃｍｄ，Ｉｗ＿ｃｍｄ）を電圧誤差補償用の電流情報とする。これにより、出力電流を高い周波数で振動させるような用途においても、検出遅延の影響なく電圧誤差の補償が可能なため、電流制御の応答性が改善される。また、電流指令には高調波成分やＰＷＭリプルが重畳することなく、ゼロクロス付近の極性判別の困難さが改善される。

さらに、３相電流指令演算用の２相／３相変換への入力である位相には位相進み補償器１０により位相進み補償を行うことにより、位相検出遅れを補償できる。

このように、本実施形態による電圧誤差補償装置は、従来の電流検出を使ったフィードバック型の補償方式でなく、電流指令を使った進み補償を有するフィードフォワード型の補償方式とする。これにより、インバータのスイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅによる電圧低下やデッドタイム挿入により生じる電圧誤差の補償にも、電圧外乱による影響を受けることがなくなり、電流制御の応答性を下げることなく補償ができる。

また、電流指令を使った電圧誤差補償により、外乱成分による影響を無くすことができ、電流制御系のゲインを高くした電流制御によって電流および電圧制御の精度を下げることもなくなる。

Ｕ１〜Ｕ３，Ｖ１〜Ｖ３，Ｗ１〜Ｗ３セルユニット
Ｍｏｔｏｒ交流モータ
ＴＲ入力トランス
１ｄ、１ｑＡＣＲ部
２回転座標変換器（ｅ^-jθ）
３エンコーダ
４位相演算器
５回転座標変換器（ｅ^jθ）
６電流検出センサ
７多段ＰＷＭ制御回路
８ドライブ回路
９電圧補償回路
１０位相進み補償器
１１回転座標変換器（ｅ^-jθ）

Claims

電圧型ＰＷＭ単相インバータを直列多重接続した直列多重ＰＷＭインバータ装置であって、ｄｑ軸の電流指令値と、負荷の回転位相によって回転座標が３相／２相に変換された検出電流値の偏差をＡＣＲ部に入力して電圧指令を生成し、生成された電圧指令を回転座標変換器を介して多段ＰＷＭ制御回路への出力時に、電圧誤差補償値を加算する電圧誤差補償方法において、
前記負荷の回転位相θを位相進み補償器に入力してエンコーダによる検出位置から演算した負荷の回転位相θを任意の位相だけ進み補償し、
前記位相進み補償器で進み補償した回転位相を基準位相として、２軸成分の直流量の電流指令を３相交流電流指令に変換し、
前記３相交流電流指令を電圧補償回路に入力し、電圧補償回路は、前記回転座標変換器に得る電流指令に位相を合わせて、ＰＷＭ制御による出力電圧降下分を補償する３相電圧補償信号を生成し、この電圧補償信号を多段ＰＷＭ３相電圧指令に加算して新たな電圧指令とすることを特徴とする直列多重ＰＷＭインバータ装置の電圧誤差補償方法。