JP6381662B2 - 電力変換装置およびその制御方法、電動パワーステアリングの制御装置 - Google Patents

電力変換装置およびその制御方法、電動パワーステアリングの制御装置 Download PDF

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Description

この発明は、電力変換装置等に係り、特に動作中の母線電流の検出に係るものである。
例えば下記特許文献１等に記載された従来のモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置においては、ＰＷＭ各相デューティ指令値に基づいてモータを駆動制御すると共に、１シャント式電流検出器で前記モータの各相モータ電流を検出するようになっているモータ制御装置において、インバータの電源電圧、各相デューティ指令値、モータの逆起電圧情報、電流検出器で検出された各相モータ電流、ＰＷＭの配置情報及びモータの電気的特性式より電流検出補正値を算出する電流検出補正部を具備し、電流検出補正値により電流検出器で検出された各相モータ電流をモータ平均電流に補正してモータを駆動制御するようにしている。
特開２０１３−６２９１３号公報
このようなモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置においては、平均電流に補正するにあたって、電流検出補正部ではインバータの電源電圧、各相デューティ指令値、モータの逆起電圧情報、電流検出器で検出された各相モータ電流、ＰＷＭの配置情報及びモータの電気的特性式を用いて電流検出補正値を算出する構成であり、補正値の算出にあたって多量の演算を必要するため、廉価なマイコンへの実装を困難にするという課題がある。さらに、モータの温度変動によって、モータの抵抗Ｒや逆起電圧ＥＭＦに比例する磁束鎖交数は変動し、またモータのインダクタンスＬはモータに巻線に電流を通電した際に、磁気飽和の影響受けて変動する。このようにモータ定数が変動し、電流検出補正部が記憶しているモータ定数との間に誤差を生ずると、電流検出器で検出された各相モータ電流とモータ平均電流の差分と、電流検出補正値との間に誤差を生じ、電流検出器で検出された各相モータ電流をモータ平均電流に補正できないといった課題もある。また、電流検出補正部にてモータ定数の変動を考慮した補正を実施するように対策したとしても、その対策に更に演算が必要となるといった新たな課題も生ずる。
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、動作中の母線電流を検出するための制御に関し、少量の演算で平均電流が得られ、廉価なマイコンで実現可能な電力変換装置等を提供することを目的としている。
この発明は、３相以上の多相巻線及び突極性を有する交流回転機と、直流電圧を出力する直流電源と、前記交流回転機のための外部からの制御指令に基づいて電圧指令を演算する電圧指令演算部と、前記電圧指令に対応した少なくとも、前記交流回転機のｄｑ軸のうちのインダクタンスが大きい軸を挟む隣接する２つの電圧ベクトルに対応したスイッチング信号を出力するスイッチング信号生成部と、前記スイッチング信号に基づいて、力行運転時に前記直流電源からの前記直流電圧を交流電圧に変換して前記交流回転機に供給する動作、および回生運転時に前記交流回転機の起電力を直流電力に変換して前記直流電源に供給する動作、の一方または両方を行う電力変換部と、前記直流電源と前記電力変換部との間を流れる電流である母線電流を検出する電流検出部と、検出した前記母線電流に基づいて前記交流回転機の多相巻線を流れる相電流を演算する相電流演算部と、を備え、前記電流検出部は、前記２つの電圧ベクトルに対応したスイッチング信号が出力されている時に前記母線電流を検出する、電力変換装置等にある。
この発明では、動作中の母線電流を検出するための制御に関し、少量の演算で平均電流が得られ、廉価なマイコンで実現可能な電力変換装置等を提供できる。
この発明の実施の形態１による電力変換装置の全体構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置におけるスイッチング信号と電圧ベクトルと３相巻線を流れる電流の関係の一例を示す図である。 この発明に関する電圧ベクトルと交流回転機の３相巻線の相方向との関係を示す図である。 図１の交流回転機の回転子の基本構造の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における、スイッチング信号生成部でのスイッチング信号と電流検出部における母線電流の検出タイミングと電圧ベクトルの一例を示した動作説明図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における、スイッチング信号生成部でのスイッチング信号と電流検出部における母線電流の検出タイミングと電圧ベクトルの別の例を示した動作説明図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における、スイッチング信号生成部でのスイッチング信号と電流検出部における母線電流の検出タイミングと電圧ベクトルの別の例を示した動作説明図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における、スイッチング信号生成部でのスイッチング信号と電流検出部における母線電流の検出タイミングと電圧ベクトルの別の例を示した動作説明図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における、スイッチング信号生成部でのスイッチング信号と電流検出部における母線電流の検出タイミングと電圧ベクトルの別の例を示した動作説明図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における、スイッチング信号生成部でのスイッチング信号と電流検出部における母線電流の検出タイミングと電圧ベクトルの別の例を示した動作説明図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における、交流回転機の回転位置θ、ｑ軸位相θｑ、母線電流検出時の２つの電圧ベクトルの関係の一例を示す図である。 図３にθｑが０〜６０度の範囲にある場合のｄｑ軸座標及びｑ軸位相θｑを追記した図である。 図５に３相巻線を流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを追加した図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における、θｑが０〜１８０度の範囲に存在する時の位相―インダクタンス特性である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置におけるｄｑ軸を軸とした平面上の電流ベクトルを示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における、電流ベクトルの位相角θβが１８０ｄｅｇの場合の、交流回転機の回転位置θ、ｑ軸位相θｑ、母線電流検出時の２つの電圧ベクトルの関係の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における、交流回転機が力行運転状態のときの位相θが３００ｄｅｇの場合の、スイッチング信号生成部でのスイッチング信号と、電流検出部における母線電流の検出タイミングと、電圧ベクトルと、母線電流、の一例を示した動作説明図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における、交流回転機が力行運転状態のときの位相θが３００ｄｅｇの場合の、スイッチング信号生成部でのスイッチング信号と、電流検出部における母線電流の検出タイミングと、電圧ベクトルと、母線電流、の一例を示した動作説明図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における、スイッチング信号生成部でのスイッチング信号と、電流検出部における母線電流の検出タイミングと、電圧ベクトルと、母線電流、の一例を示した動作説明図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における、スイッチング信号生成部でのスイッチング信号と、電流検出部における母線電流の検出タイミングと、電圧ベクトルと、母線電流、の別の例を示した動作説明図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における、電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅Ｖｍａｐが閾値を超えた場合の、電圧位相θｖ、電圧大小関係、母線電流検出時の２つの電圧ベクトルの関係の一例を示す図である。 図３にＵ１相方向を基準とした電圧指令ベクトルＶ＊の角度θｖを追記した図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の全体構成を示す図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置における、第１の３相巻線Ｃ１側の、スイッチング信号と電圧ベクトルと３相巻線を流れる電流の関係の一例を示す図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置における、第２の３相巻線Ｃ２側の、スイッチング信号と電圧ベクトルと３相巻線を流れる電流の関係の一例を示す図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置における、スイッチング信号生成部でのスイッチング信号と電流検出部における母線電流の検出タイミングと電圧ベクトルの一例を示した動作説明図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置における交流回転機の固定子巻線の一例を示す図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置における第１の電圧ベクトルの一例を示す図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置における第１および第２の電圧ベクトルの一例を示す図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置における、交流回転機の回転位置θ、ｑ軸位相θｑ、母線電流検出時の第１、第２の２つの電圧ベクトルの関係の一例を示す図である。 この発明による電力変換装置を設けた電動パワーステアリングの制御装置の構成の一例を示す図である。
この発明による電力変換装置等では、動作中の母線電流を検出するための制御に関し、交流回転機のインダクタンスが大きい軸を挟む電圧ベクトルを出力するタイミングにおいては、交流回転機の多相巻線を流れる巻線電流の変動が小さくなる。そのタイミングで母線電流を検出することによって、巻線電流の平均値に近い値が得られる。よって、この発明においては、上記従来技術のように電流検出補正部ではインバータの電源電圧、各相デューティ指令値、モータの逆起電圧情報、電流検出器で検出された各相モータ電流、ＰＷＭの配置情報及びモータの電気的特性式を用いて電流検出補正値を算出するといった多量の演算は必要なく、少ない演算量で実施できることによって廉価なマイコンの適用を容易にし、更に回転機の定数の変動に対する影響を抑えた上で、巻線電流の平均値に近い値を得ることができる。
以下、この発明による電力変換装置等を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。なお、各実施の形態において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し、また重複する説明は省略する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の全体構成を示す図である。交流回転機１は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相巻線(一般的には多相巻線)Ｃを有する永久磁石同期回転機である。
直流電源２は、電力変換部３に直流電圧Ｖｄｃを出力する。この直流電源２は、バッテリ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等(共に図示省略)、直流電圧を出力する全ての機器を含み得る。
電力変換部３は、スイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎに基づき、半導体スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎをオンオフすることによって、直流電源２から入力した直流電圧Ｖｄｃを電力変換して交流回転機１のＵ、Ｖ、Ｗ相の３相巻線Ｃに交流電圧を印加する。半導体スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎとして、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチ素子とダイオードを逆並列に接続したものを用いる。ここで、スイッチング信号Ｑｕｐ、Ｑｕｎ、Ｑｖｐ、Ｑｖｎ、Ｑｗｐ、Ｑｗｎは、電力変換部３において、それぞれ半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎの半導体スイッチ素子をオンオフするためのスイッチング信号である。
スイッチング信号生成部５は、電圧指令演算部６から出力された電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに従ってパルス幅変調(ＰＷＭ変調)を施したスイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを出力する。スイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎは電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じたパルス幅を有する。
ここで、この発明では電力変換部３はスイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎにより、力行運転時に直流電源２からの直流電圧を交流電圧に変換して交流回転機１に供給する動作を行う場合、または回生運転時に交流回転機１の起電力を直流電力に変換して直流電源２に供給する動作を行う場合、または上記力行運転時の動作と回生運転時の動作を両方行う、場合を含む。
この発明ではスイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎは、電力変換部３と共に、電流検出のための電流検出部７および相電流演算部８にも出力され、電流検出部７および相電流演算部８はそれぞれスイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎに従って検出、演算を行う。なお、電流検出部７および相電流演算部８へはＱｕｐ〜Ｑｗｎの全てのスイッチング信号を出力する必要は無く、例えばＱｕｐ、Ｑｖｐ、Ｑｗｐのように上側のスイッチング信号を使用する、あるいはスイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎの状態を表現できる別の状態変数を使用するなどしても、同様の効果を得られる。
電圧指令演算部６は、交流回転機１を駆動するための電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを演算し、スイッチング信号生成部５へ出力する。電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの演算方法としては例えば、図１における制御指令として交流回転機１の速度(周波数)指令ｆを設定した上で、電圧指令の振幅を決定するＶ／Ｆ制御がある。また、制御指令として交流回転機１の電流指令を設定し、設定された制御指令(＝電流指令)と後述する相電流演算部８より出力された３相巻線を流れる電流(相電流)Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとの偏差に基づいて、その偏差を零とするように比例積分制御によって電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを演算する電流フィードバック制御などを使用する。
ただし、Ｖ／Ｆ制御はフィードフォワード制御であって、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを必要としない。従ってこの場合、電圧指令演算部６への３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの入力は必須ではない。
電流検出部７は、直流電源２と電力変換部３との間を流れる電流である母線電流Ｉｄｃを検出し、相電流演算部８へ出力する。電流検出部７は、シャント抵抗７ａと、シャント抵抗７ａを流れる電流をサンプルホールドすることで母線電流Ｉｄｃを検出するサンプルホールド器７ｂによって構成される。シャント抵抗７ａの代わりに計器用変流器(ＣＴ)を用いてもよく、この場合、計器用変流器の出力電圧をサンプルホールド器７ｂでサンプルホールドすることで母線電流Ｉｄｃを検出する。
次に、スイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎに基づく電圧ベクトル、及び母線電流Ｉｄｃと３相巻線を流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとの関係について述べる。図２に、スイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎと、電圧ベクトルと、母線電流と、３相巻線を流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの関係を示す。図２において、Ｑｕｐ〜Ｑｗｎは、その値が１のときＱｕｐ〜Ｑｗｎに対応する半導体スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎがオンし、その値が０のときＱｕｐ〜Ｑｗｎに対応する半導体スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎがオフすることを意味する。
次に、電圧ベクトルを図示すると、図３のようになり、Ｖ１〜Ｖ６は６０度ずつ位相差を持つベクトルであり、Ｖ１は３相巻線のＵ相方向、Ｖ３は３相巻線のＶ相方向、Ｖ５は３相巻線のＷ相方向に一致し、また、Ｖ０、Ｖ７は大きさが零の電圧ベクトルである。
相電流演算部８は、母線電流Ｉｄｃ及びスイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎに基づいて、図２に示した関係から、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを出力する。Ｖ０およびＶ７では母線電流により３相電流を検出することはできないため、例えば電圧ベクトルＶ１を出力してＩｕを、電圧ベクトルＶ２を出力して−Ｉｗを検出する。得られた２相の検出電流値から、３相３線式の回転機においては３相を流れる電流の和が零となることを利用して、残り１相を演算して出力する構成としてもよい。すなわち、適切な電圧ベクトルを選択して少なくとも２相以上の電流を検出する構成であればよい。
位置検出器１００は、交流回転機１の位相θをスイッチング信号生成部５へ出力する。
続いて、交流回転機１について詳細に述べる。図４は交流回転機１の回転子の基本構造であり、鉄心内部に永久磁石４１〜４４が埋め込まれた構造である。永久磁石４１〜４４の両端には磁束障壁(フラックスバリア)を設けている。図４において、永久磁石による界磁極の方向をｄ軸、ｄ軸より電気角で９０度進んだ方向をｑ軸とする。図４では４極機の場合を示しており、ｄ軸より機械角で４５度進んだ方向がｑ軸である。このような回転子構造をもつ回転機１は埋込磁石型同期回転機と呼ばれ、突極性を有し、そのｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑとにＬｄ＜Ｌｑの関係がある。
これまでの説明においては埋込磁石型同期回転機について述べたが、この発明においては突極性を有する、即ちＬｄ≠Ｌｑであり突極比ρ=Ｌｑ／Ｌｄが１と等しくない全ての交流回転機を対象とする。
例えば、インセット型永久磁石同期回転機、シンクロナスリランクタンスモータ、スイッチトリラクンタスモータなどの突極性を有する他の交流回転機にも適用可能である。また、図４では極数が４の回転子について述べたが、極数に関しては偶数の自然数(０を含まない)であれば任意の極数の交流回転機に適用可能である。
続いて、スイッチング信号生成部５について詳細に述べる。図５は、この実施の形態１のスイッチング信号生成部５における、スイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎの発生方法、電流検出部７における母線電流Ｉｄｃの検出タイミングに関しての、スイッチング信号の周期Ｔｓ間における動作説明図である。なお、Ｑｕｎ、Ｑｖｎ、Ｑｗｎに関しては図２に示すように、それぞれＱｕｐ、Ｑｖｐ、Ｑｗｐと反転(１ならば０、０ならば１、ただしデッドタイム期間を除く)の関係にあるため省略している。
時刻ｔ１(ｎ)においてＱｕｐを１、かつＱｖｐ、Ｑｗｐを０とし、これらのスイッチングパターンを時刻ｔ１(ｎ)よりΔｔ１経過後の時刻ｔ２(ｎ)まで継続する。図２より、時刻ｔ１(ｎ)〜ｔ２(ｎ)において、電圧ベクトルはＶ１である。時刻ｔ１(ｎ)〜ｔ２(ｎ)のタイミング(期間)における、時刻ｔｓ１−１(ｎ)にて第１の母線電流Ｉｄｃを検出する。Δｔ１は、電力変換部３のデッドタイム時間と、電流検出部７が母線電流Ｉｄｃを検出するのに要する時間(例えば、検出波形に含まれるリンギングが収束するのに要する時間やサンプルホールドに要する時間)と、の和よりも長い時間に設定される。図２より、時刻ｔ１(ｎ)〜ｔ２(ｎ)においては、電圧ベクトルはＶ１であり、時刻ｔｓ１−１(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＵ相を流れる電流Ｉｕに等しい。
次に、時刻ｔ２(ｎ)において、Ｑｖｐを１とし、そのスイッチングパターンを時刻ｔ３(ｎ)まで継続する。図２より、時刻ｔ２(ｎ)〜ｔ３(ｎ)において、電圧ベクトルはＶ２である。そのタイミングにおける、時刻ｔｓ１−２(ｎ)にて再度、母線電流Ｉｄｃを検出する。Δｔ２は、Δｔ１の場合と同様の方法で決定する。一般的には、Δｔ１＝Δｔ２に設定される。図２より、時刻ｔｓ１−２(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＷ相を流れる電流の符号反転値−Ｉｗに等しい。そして、時刻ｔ３(ｎ)にて、Ｑｗｐを１とする。Ｑｕｐ〜Ｑｗｐのパルス幅(１の値を継続する時間)は電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗによって決定されるため、該パルス幅に応じてＱｕｐ〜Ｑｗｐが０となるタイミングが定まる。
このように、図５の例においては、Ｑｕｐ、Ｑｖｐ、Ｑｗｐの順に１とすることによって、２つの電圧ベクトルＶ１、Ｖ２を発生させ、それら電圧ベクトル発生中に母線電流Ｉｄｃを検出する。ここで、スイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｐを１にする順番を入れ替えることで、図５の例以外の以下５ケースが考えられる。
１つ目のケースでは、図６のように、Ｑｖｐ、Ｑｕｐ、Ｑｗｐの順に１とすることによって、２つの電圧ベクトルＶ３、Ｖ２を発生させ、それらの電圧ベクトル発生中に母線電流Ｉｄｃを検出する。図２より、時刻ｔｓ１−１(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＶ相を流れる電流Ｉｖに等しく、時刻ｔｓ１−２(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＷ相を流れる電流の符号反転値−Ｉｗに等しい。
２つ目のケースでは、図７のように、Ｑｖｐ、Ｑｗｐ、Ｑｕｐの順に１とすることによって、２つの電圧ベクトルＶ３、Ｖ４を発生させ、それら電圧ベクトル発生中に母線電流Ｉｄｃを検出する。図２より、時刻ｔｓ１−１(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＶ相を流れる電流Ｉｖに等しく、時刻ｔｓ１−２(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＵ相を流れる電流の符号反転値−Ｉｕに等しい。
３つ目のケースでは、図８のように、Ｑｗｐ、Ｑｖｐ、Ｑｕｐの順に１とすることによって、２つの電圧ベクトルＶ５、Ｖ４を発生させ、それら電圧ベクトル発生中に母線電流Ｉｄｃを検出する。図２より、時刻ｔｓ１−１(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＷ相を流れる電流Ｉｗに等しく、時刻ｔｓ１−２(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＵ相を流れる電流の符号反転値−Ｉｕに等しい。
４つ目のケースでは、図９のように、Ｑｗｐ、Ｑｕｐ、Ｑｖｐの順に１とすることによって、２つの電圧ベクトルＶ５、Ｖ６を発生させ、それら電圧ベクトル発生中に母線電流Ｉｄｃを検出する。図２より、時刻ｔｓ１−１(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＷ相を流れる電流Ｉｗに等しく、時刻ｔｓ１−２(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＶ相を流れる電流の符号反転値−Ｉｖに等しい。
５つ目のケースでは、図１０のように、Ｑｕｐ、Ｑｗｐ、Ｑｖｐの順に１とすることによって、２つの電圧ベクトルＶ１、Ｖ６を発生させ、それら電圧ベクトル発生中に母線電流Ｉｄｃを検出する。図２より、時刻ｔｓ１−１(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＵ相を流れる電流Ｉｕに等しく、時刻ｔｓ１−２(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＶ相を流れる電流の符号反転値−Ｉｖに等しい。
実施の形態１では、図５〜図１０に示した６パターンの母線電流検出時の２つの電圧ベクトルの組み合わせ(「Ｖ１、Ｖ２」、「Ｖ３、Ｖ２」、「Ｖ３、Ｖ４」、「Ｖ５、Ｖ４」、「Ｖ５、Ｖ６」、「Ｖ１、Ｖ６」)を交流回転機１の回転位置θに応じて切り替えて出力する。
図１１は、実施の形態１における交流回転機１の回転位置θ、ｑ軸位相θｑ(＝θ＋９０度)、および母線電流Ｉｄｃ検出時の２つの電圧ベクトルの関係である。ここで、θ、θｑの基準位相(０度)はＵ相方向としている。実施の形態１では、図１１の関係に従って母線電流Ｉｄｃ検出時の２つの電圧ベクトルを決定する。図１１より、例えば、θｑが０〜６０度の範囲では、図５に示したＶ１、Ｖ２の電圧ベクトルを出力する、すなわちＶ１、Ｖ２の電圧ベクトルを出力するようにスイッチング信号生成部５が電力変換部３にスイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを出力する(以下同様)。θｑの他の範囲に対しても同様に図１１に従って２つの電圧ベクトルを発生させる。
図１２は、図３にｄｑ軸座標及びｑ軸位相θｑを追記したものである。図１２は、θｑが０〜６０度の範囲にある場合を示している。この場合、ｑ軸を挟む２つのベクトルはＶ１、Ｖ２である。図示は省略するが、θｑが６０〜１２０、１２０〜１８０、１８０〜２４０、２４０〜３００、３００〜３６０においてｑ軸を挟む２つのベクトルはそれぞれ、「Ｖ３、Ｖ２」、「Ｖ３、Ｖ４」、「Ｖ５、Ｖ４」、「Ｖ５、Ｖ６」、「Ｖ１、Ｖ６」である。従って、図１１におけるθｑに対する２つの電圧ベクトルはｑ軸を挟む２つの電圧ベクトルであることがわかる。前述したように、交流回転機１はＬｄ＜Ｌｑの関係があるので、この場合、ｑ軸を挟む２つの電圧ベクトルを選択することはインダクタンスがｄｑ軸のうちのインダクタンスが大きい軸を挟む２つの電圧ベクトルを選択していることに等しい。
以下、ｄｑ軸のうちのインダクタンスが大きい軸を挟む２つ電圧ベクトルを出力する際に母線電流を検出することによる効果について説明する。
図２より、母線電流Ｉｄｃに基づいて交流回転機１の３相巻線を流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するには、電圧ベクトルにおいてＶ０、Ｖ７以外のＶ１〜Ｖ６のうち、母線電流ＩｄｃからＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗのうち、２相の電流が再生できるように２つの電圧ベクトルを出力する必要がある。２つの電圧ベクトルのうち１つの電圧ベクトルをΔｔ１間出力し、更にもう１つの電圧ベクトルをΔｔ２間出力するので、それらの期間中にＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗは変動する。
図１３は、図５に３相巻線を流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを追加したものである。図１３より、Δｔ１、Δｔ２の区間でＩｕはそれぞれΔＩｕ＿１、ΔＩｕ＿２だけ変動し、ＩｗはそれぞれΔＩｗ＿１、ΔＩｗ＿２だけ変動する。図１２より、Ｉｕの平均電流、Ｉｗの平均電流は、それぞれＩｕの検出値、Ｉｗの検出値とは一致せず、検出誤差が発生する。
上述の先行技術では、この検出誤差に対して、電流検出補正部ではインバータの電源電圧、各相デューティ指令値、モータの逆起電圧情報、電流検出器で検出された各相モータ電流、ＰＷＭの配置情報及びモータの電気的特性式を用いて電流検出補正値を算出し、平均電流に補正する例が示されている。しかしながら、補正値の算出にあたって多量の演算を必要するため、廉価なマイコンへの実装を困難にするという課題がある。さらに、モータの温度変動によって、モータの抵抗Ｒや逆起電圧ＥＭＦに比例する磁束鎖交数は変動し、またモータのインダクタンスＬはモータに巻線に電流を通電した際に、磁気飽和の影響受けて変動する。このようにモータ定数が変動し、それと電流検出補正部が記憶しているモータ定数とに誤差を生ずると、電流検出器で検出された各相モータ電流とモータ平均電流の差分と、電流検出補正値との間に誤差を生じ、電流検出器で検出された各相モータ電流をモータ平均電流に補正できないといった課題もある。また、電流検出補正部にてモータ定数の変動を考慮した補正を実施するように対策したとしても、その対策に更に演算が必要となるといった新たな課題も生ずる。
以下に上述の先行技術に対するこの発明の利点について述べる。Ｖ０、Ｖ７以外のＶ１〜Ｖ６の電圧ベクトルを出力中における電流の変動量は、その電圧ベクトル方向に対するインダクタンス値に反比例する。従って、電流の変動量を下げるには、インダクタンスの大きい軸に近い電圧ベクトルを選択すればよい。例えば、Ｌｑ＞Ｌｄの関係を持つ交流回転機１に対してはｑ軸に近い電圧ベクトルを選択することによって、その電圧ベクトル方向に対するインダクタンスが大きくなり、結果として電流変動量を低減することができる。
図１４は、θｑが０〜１８０度の範囲に存在する時の位相―インダクタンス特性である。Ｌ(Ｖ１)、Ｌ(Ｖ２)、Ｌ(Ｖ３)、Ｌ(Ｖ４)はそれぞれＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４方向に対するインダクタンス値である。交流回転機１のインダクタンス特性は、最大値Ｌｑ、最小値Ｌｄとした周期１８０度の正弦波上の特性となる。従って、ｑ軸に近い位相ほどインダクタンス値が大きい。図１４ではｑ軸との位相が近いＶ１、Ｖ２に対するインダクタンスＬ(Ｖ１)、Ｌ(Ｖ２)が他のインダクタンス値以上の値となることがわかる。また、これらｑ軸に近い２本の電圧ベクトルＶ１、Ｖ２は、ｑ軸を挟んでいる。そこで、この発明では、インダクタンスの大きい軸を挟む２つの電圧ベクトルを出力する時に母線電流Ｉｄｃを検出する。これに従って、その２つの電圧ベクトルを出力している時における３相巻線を流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの変動量を低減できる。
従って、上述の先行技術のように電流検出補正部での補正値の演算を必要とすることなく、精度良く３相巻線を流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを得ることが可能となる。即ち、この発明によれば、インダクタンスの大きい軸を挟む２つの電圧ベクトルを出力している時に母線電流を検出するようにしたことによって、簡素な演算により、例えば、図１３において、Ｉｕの変動値ΔＩｕ＿１及びΔＩｕ＿２を低減でき、さらに、Ｉｗの変動値ΔＩｗ＿１及びΔＩｗ＿２を低減できる。従って、Ｉｕの検出値、Ｉｗの検出値として、それぞれＩｕの平均電流、Ｉｗの平均電流により近い値を得ることが可能となる。
この実施の形態１では、Ｌｑ＞Ｌｄの関係がある交流回転機に対して、ｑ軸を挟む２つの電圧ベクトルを選択する例について述べたが、このような交流回転機についてはｑ軸方向のインダクタンスと−ｑ軸方向のインダクタンス値がほぼ同じであるので、−ｑ軸を挟む２つの電圧ベクトルを選択しても同様の効果を得ることができる。また、Ｌｄ＞Ｌｑの関係がある交流回転機については、ｄ軸または−ｄ軸を挟む２つの電圧ベクトルを選択することによって同様の効果を得ることができる。
また、スイッチング信号生成部５で力行運転状態において電流検出の際に直流電源２から交流回転機１へ通電する(以下、力行モードという)ような２つの電圧ベクトルを選択してもよい。以下、その効果について述べる。
図１５のように電流ベクトルを定義したとき、同じ位相θであっても電流ベクトルの位相角θβによって３相電流の配分が変化する。電流ベクトルの位相角θβが１８０ｄｅｇの場合を一例として説明する。
このとき、図１６のように２つの電圧ベクトルを選択する。交流回転機１が力行運転状態のときの位相θが３００ｄｅｇの場合の母線電流と電圧ベクトルを図１７に示す。Ｑｗｐ、Ｑｖｐ、Ｑｕｐの順に１とすることによって、２つの電圧ベクトルＶ５、Ｖ４を発生させ、それら電圧ベクトル発生中に母線電流Ｉｄｃを検出したものである。なお、３相電流の和は０であるから、３相電流のいずれかが異なる値である場合には、最低１相の電流は負値となる。
時刻ｔｓ１−１(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＷ相を流れる電流Ｉｗに等しく、母線電流Ｉｄｃは正値となり、直流電源２から交流回転機１へ流れる力行モードとなっている。
時刻ｔｓ１−２(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＵ相を流れる電流の符号反転値−Ｉｕに等しく、母線電流Ｉｄｃは正値となり直流電源２から交流回転機１へ流れる力行モードとなっている。
一方、図１１のように２つの電圧ベクトルを選択した場合について比較する。交流回転機１が力行運転状態のときの位相θが３００ｄｅｇの場合の母線電流と電圧ベクトルを図１８に示す。Ｑｕｐ、Ｑｖｐ、Ｑｗｐの順に１とすることによって、２つの電圧ベクトルＶ１、Ｖ２を発生させ、それら電圧ベクトル発生中に母線電流Ｉｄｃを検出したものである。
時刻ｔｓ１−１(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＵ相を流れる電流Ｉｕに等しく、母線電流Ｉｄｃは負値となり直流電源２から交流回転機１へ流れる回生モードとなっている。
時刻ｔｓ１−２(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＷ相を流れる電流の符号反転値−Ｉｗに等しく、母線電流Ｉｄｃは負値となり直流電源２から交流回転機１へ流れる回生モードとなっている。
電力損失は、母線電流Ｉｄｃの２乗と直流電源２の内部抵抗Ｒの積で得られる。図１６のように電圧ベクトルを選択した場合、電圧ベクトルがＶ０およびＶ７になっている領域以外の力行モードの部分で電力損失が生じている。図１１のように電圧ベクトルを選択した場合、回生モードの分だけ力行モードの時間が長くなっている上に回生モードでも電力損失は生じるため、力行運転状態で回生モードとなる電圧ベクトルを選択すると電力損失が大きくなる。
したがって、スイッチング信号生成部５で力行運転状態において電流検出の際に力行モードとなる２つの電圧ベクトルを出力することにより、電力損失を低減できるという効果が得られる。なお、ここでは位相角θβが１８０ｄｅｇで位相θが３００ｄｅｇの場合を一例として説明したが、他の組み合わせでもよいことはいうまでも無い。
また、スイッチング信号生成部５で回生運転状態において電流検出の際に交流回転機１から直流電源２へ通電する回生モードとなる２つの電圧ベクトルを選択してもよい。
以下、その効果について述べる。
ここでは、２つの電圧ベクトルの組み合わせによる母線電流の違いについて、交流回転機１が回生運転している状態でＩｕ＜Ｉｖ＜０かつＩｗ＞０の場合を一例として説明する。
図１９は、交流回転機１が回生運転状態のときに、Ｑｕｐ、Ｑｖｐ、Ｑｗｐの順に１とすることによって、２つの電圧ベクトルＶ１、Ｖ２を発生させ、それら電圧ベクトル発生中に母線電流Ｉｄｃを検出したものである。なお、３相電流の和は０であるから、３相電流のいずれかが異なる値である場合には、最低１相の電流は正値となる。
時刻ｔｓ１−１(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＵ相を流れる電流Ｉｕに等しく、母線電流Ｉｄｃは負値となり交流回転機１から直流電源２へ流れる回生モードとなっている。
時刻ｔｓ１−２(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＷ相を流れる電流の符号反転値−Ｉｗに等しく、母線電流Ｉｄｃは負値となり交流回転機１から直流電源２へ流れる回生モードとなっている。
一方、図２０は、Ｑｗｐ、Ｑｖｐ、Ｑｕｐの順に１とすることによって、２つの電圧ベクトルＶ５、Ｖ４を発生させ、それら電圧ベクトル発生中に母線電流Ｉｄｃを検出した比較例である。
時刻ｔｓ１−１(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＷ相を流れる電流Ｉｗに等しく、母線電流Ｉｄｃは正値となり直流電源２から交流回転機１へ流れる力行モードとなっている。
時刻ｔｓ１−２(ｎ)で検出された母線電流ＩｄｃはＵ相を流れる電流の符号反転値−Ｉｕに等しく、母線電流Ｉｄｃは正値となり直流電源２から交流回転機１へ流れる力行モードとなっている。
電力損失は、母線電流Ｉｄｃの２乗と直流電源２の内部抵抗Ｒの積で得られる。図１９のように電圧ベクトルを選択した場合、電圧ベクトルがＶ０およびＶ７になっている領域以外の回生モードの部分で電力損失が生じている。図２０のように電圧ベクトルを選択した場合、力行モードの分だけ回生モードの時間が長くなっている上に力行モードでも電力損失は生じるため、回生運転状態で力行モードとなる電圧ベクトルを選択すると電力損失が大きくなる。
したがって、スイッチング信号生成部５で回生運転状態において電流検出の際に回生モードとなる２つの電圧ベクトルを出力することにより、電力損失を低減できるという効果が得られる。なお、ここではＩｕ＜Ｉｖ＜０かつＩｗ＞０の場合を一例として説明したが、３相電流の組み合わせはこれに限定しない。
また、電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅Ｖｍａｐが予め設定された閾値を超えた場合、図２１に示すように、電圧指令の大小順、または電圧位相θｖに応じて母線電流を検出する時の２本の電圧ベクトルを選択してもよい。
電圧位相とは、図２２に示すような、Ｕ１相方向を基準とした電圧指令ベクトルＶ＊の角度θｖのことである。電圧指令Ｖ＊は第１巻線の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて以下のように表される。
Ｖ＊＝２／３×(Ｖｕ＋Ｖｖ×ｅｘｐ(ｊ１２０)＋Ｖｗ×ｅｘｐ(−ｊ１２０))
＝Ｖａｍｐ×ｅｘｐ(ｊθｖ)
ただし、
Ｖｕ＝Ｖａｍｐ×ｃｏｓ(θｖ)
Ｖｖ＝Ｖａｍｐ×ｃｏｓ(θｖ−１２０)
Ｖｗ＝Ｖａｍｐ×ｃｏｓ(θｖ＋１２０)
Ｖａｍｐ：第１の電圧指令の振幅、
ｊ：虚数単位(ｊ×ｊ＝―１)
また、図２１に示す電圧位相θｖまたは電圧指令の大小順に応じて２つの電圧ベクトルを選択することは、電圧指令ベクトルＶ＊に隣接する２本の電圧ベクトルを選択することと等価である。
更に、この発明の電力変換装置をステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを交流回転機１が発生する電動パワーステアリングに適用することができ、それによって、廉価なマイコンにて操舵トルクリップルの小さい操舵系を構成することが可能となる効果を得る。
この場合の、この発明による電動パワーステアリングの制御装置の構成の一例を図３１に概略的に示す。交流回転機１はステアリングシャフトに補助トルクを与えるように取り付けられ、電力変換ユニットＰＴが図１の交流回転機１以外の部分等で構成される。
実施の形態２．
図２３はこの発明の実施の形態２における電力変換装置の全体構成を示す図である。実施の形態１と共通する部分に関しては説明を省略する。概略、直流電源２と交流回転機１ａの間に２系統の電力変換部３ａ，３ｂが接続されている。電力変換部３ａには電流検出部１０、相電流演算部８ａが設けられ、スイッチング信号生成部５ａから電力変換部３ａと同じスイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１が供給される。また電力変換部３ｂには電流検出部１１、相電流演算部８ｂが設けられ、電力変換部３ｂと同じスイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２が供給される。
交流回転機１ａは、Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１相の第１の３相巻線(一般的には多相巻線)Ｃ１、及びＵ２、Ｖ２、Ｗ２相の第２の３相巻線(一般的には多相巻線)Ｃ２を有し、第１の３相巻線Ｃ１と第２の３相巻線Ｃ２とに３０度の位相差を有する例えば永久磁石同期回転機である。
第１の電力変換部３ａは、第１のスイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１に基づき、半導体スイッチＳｕｐ１〜Ｓｗｎ１をオンオフすることによって、直流電源２から入力した直流電圧Ｖｄｃを電力変換して交流回転機１ａのＵ１、Ｖ１、Ｗ１相の第１の３相巻線Ｃ１に交流電圧を印加する。半導体スイッチＳｕｐ１〜Ｓｗｎ１として、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチ素子とダイオードを逆並列に接続したものを用いる。ここで、第１のスイッチング信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１、Ｑｗｎ１は、第１の電力変換部３ａにおいて、それぞれ半導体スイッチＳｕｐ１、Ｓｕｎ１、Ｓｖｐ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｐ１、Ｓｗｎ１の半導体スイッチ素子をオンオフするためのスイッチング信号である。
第２の電力変換部３ｂは、第２のスイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２に基づき、半導体スイッチＳｕｐ２〜Ｓｗｎ２をオンオフすることによって、直流電源２から入力した直流電圧Ｖｄｃを電力変換して交流回転機１ａのＵ２、Ｖ２、Ｗ２相の第２の３相巻線Ｃ２に交流電圧を印加する。半導体スイッチＳｕｐ２〜Ｓｗｎ２として、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチ素子とダイオードを逆並列に接続したものを用いる。ここで、第２のスイッチング信号Ｑｕｐ２、Ｑｕｎ２、Ｑｖｐ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｐ２、Ｑｗｎ２は、第２の電力変換部３ｂにおいて、それぞれ半導体スイッチＳｕｐ２、Ｓｕｎ２、Ｓｖｐ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｐ２、Ｓｗｎ２の半導体スイッチ素子をオンオフするためのスイッチング信号である。
スイッチング信号生成部５ａは、電圧指令演算部６ａから出力された第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に基づいてパルス幅変調(ＰＷＭ変調)することによって、Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に応じたパルス幅を持つスイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１を出力すると共に、電圧指令演算部６ａから出力された第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に基づいてパルス幅変調(ＰＷＭ変調)することによって、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に応じたパルス幅を持つスイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を出力する。
第１の電流検出部１０は、直流電源２と第１の電力変換部３ａとの間を流れる電流である第１の母線電流Ｉｄｃ１を検出し、第１の相電流演算部８ａへ出力する。第１の電流検出部１０は、シャント抵抗１０ａと、シャント抵抗１０ａを流れる電流をサンプルホールドすることで第１の母線電流Ｉｄｃ１を検出するサンプルホールド器１０ｂによって構成される。シャント抵抗１０ａの代わりに計器用変流器(ＣＴ)を用いてもよく、この場合、計器用変流器の出力電圧をサンプルホールド器１０ｂでサンプルホールドすることで第１の母線電流Ｉｄｃ１を検出する。
第２の電流検出部１１は、直流電源２と第２の電力変換部３ｂとの間を流れる電流である第２の母線電流Ｉｄｃ２を検出し、第２の相電流演算部８ｂへ出力する。第２の電流検出部１１は、シャント抵抗１１ａと、シャント抵抗１１ａを流れる電流をサンプルホールドすることで第２の母線電流Ｉｄｃ２を検出するサンプルホールド器１１ｂによって構成される。シャント抵抗１１ａの代わりに計器用変流器(ＣＴ)を用いてもよく、この場合、計器用変流器の出力電圧をサンプルホールド器１１ｂでサンプルホールドすることで第２の母線電流Ｉｄｃ２を検出する。
電圧指令演算部６ａは、電圧指令演算部６と同様に、交流回転機１ａを駆動するための第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１及び第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を演算し、スイッチング信号生成部５ａへ出力する。第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１及び第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２の演算方法としては、図２３における制御指令として交流回転機１ａの速度(周波数)指令ｆを設定した上で、第１の電圧指令及び第２の電圧指令の振幅を決定するＶ／Ｆ制御がある。
また、制御指令として交流回転機１ａの電流指令を設定し、第１の相電流演算部８より出力された第１の３相巻線を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１との偏差に基づいて、その偏差を零とするように比例積分制御によって第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を演算し、同時に、電流指令と第２の相電流演算部８より出力された第２の３相巻線を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２との偏差に基づいて、その偏差を零とすべく比例積分制御によって第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を演算する、電流フィードバック制御などを使用する。
ただし、Ｖ／Ｆ制御はフィードフォワード制御であって、第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１及び第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を必要としない。従って、この場合、電圧指令演算部６ａへの第１の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１及び第２の３相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２の入力は必須ではない。
次に、第１のスイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１に基づく第１の電圧ベクトル、及び第１の母線電流Ｉｄｃ１と第１の３相巻線を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１との関係について述べる。
図２４に、第１のスイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１と第１の電圧ベクトル、及び第１の母線電流と第１の３相巻線を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１の関係を示す。基本的には図２と同様である。第１の電圧ベクトルにおける添え字(１)は、第１の電圧ベクトルを示すために設けたものであり、後述する第２の電圧ベクトルと区別するために設けている。
図２５に、第２のスイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２と第２の電圧ベクトル、及び第２の母線電流と第２の３相巻線を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２の関係を示す。基本的には図２と同様である。第２の電圧ベクトルにおける添え字(２)は、第２の電圧ベクトルを示すために設けたものである。
第１の相電流演算部８ａは、第１の母線電流Ｉｄｃ１及び第１のスイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１に基づいて、図２４に示した関係から、Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を出力する。Ｖ０およびＶ７では母線電流により３相電流を検出することはできないため、例えば電圧ベクトルＶ１を出力してＩｕ１を、電圧ベクトルＶ２を出力して−Ｉｗ１を検出する。得られた２相の検出電流値から、３相３線式の回転機においては３相を流れる電流の和が零となることを利用して残り１相を演算して出力する構成としてもよい。すなわち、適切な電圧ベクトルを選択して少なくとも２相以上の電流を検出する構成であればよい。
第２の相電流演算部８ｂは、第２の母線電流Ｉｄｃ２及び第１のスイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２に基づいて、図２５に示した関係から、Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を出力する。Ｖ０およびＶ７では母線電流により３相電流を検出することはできないため、例えば電圧ベクトルＶ１を出力してＩｕ２を、電圧ベクトルＶ２を出力して−Ｉｗ２を検出する。得られた２相の検出電流値から、３相３線式の回転機においては３相を流れる電流の和が零となることを利用して残り１相を演算して出力する構成としてもよい。すなわち、適切な電圧ベクトルを選択して少なくとも２相以上の電流を検出する構成であればよい。
図２６は、この実施の形態２のスイッチング信号生成部５ａにおける、第１のスイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１及び第２のスイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２の発生方法、第１の電流検出部１０における第１母線電流Ｉｄｃ１及び第２の電流検出部１１における第２母線電流Ｉｄｃ２の検出タイミングに関しての、スイッチング信号の周期Ｔｓにおける動作説明図である。なお、Ｑｕｎ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｎ１、Ｑｕｎ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｎ２は図２４、図２５に示すように、それぞれＱｕｐ１、Ｑｖｐ１、Ｑｗｐ１、Ｑｕｐ２、Ｑｖｐ２、Ｑｗｐ２と反転(１ならば０、０ならば１、ただしデッドタイム期間を除く)の関係にあるため省略している。
時刻ｔ１(ｎ)においてＱｕｐ１、Ｑｕｐ２を１、かつＱｖｐ１、Ｑｗｐ１、Ｑｖｐ２、Ｑｗｐ２を０とし、そのスイッチングパターンを時刻ｔ１(ｎ)よりΔｔ１経過後の時刻ｔ２(ｎ)まで継続する。図２６より、時刻ｔ１(ｎ)〜ｔ２(ｎ)において、第１の電圧ベクトルはＶ１(１)、第２の電圧ベクトルはＶ１(２)である。時刻ｔ１(ｎ)〜ｔ２(ｎ)のタイミングにおける、時刻ｔｓ１−１(ｎ)にて第１の母線電流Ｉｄｃ１及び第２の母線電流Ｉｄｃ２を検出する。
次に、時刻ｔ２(ｎ)において、Ｑｖｐ１、Ｑｖｐ２を１とし、そのスイッチングパターンを時刻ｔ３(ｎ)まで継続する。そのタイミングにおける、時刻ｔｓ１−２(ｎ)にて再度第１の母線電流Ｉｄｃ１および第２の母線電流Ｉｄｃ２を検出する。
そして、時刻ｔ３(ｎ)にて、Ｑｗｐ１、Ｑｗｐ２を１とする。Ｑｕｐ１〜Ｑｗｐ２のパルス幅(１の値を継続する時間)は、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２によって決定されるため、該パルス幅に応じてＱｕｐ１〜Ｑｗｐ２が０となるタイミングが定まる。
次に、交流回転機１ａについて述べる。回転子構造は図４と同様である。固定子巻線(Ｃ１，Ｃ２)は、図２７に示すようにＵ１巻線とＵ２巻線、Ｖ１巻線とＶ２巻線、Ｗ１巻線とＷ２巻線に電気角で３０度の位相差を有する。この位相差に関して、図２９において、実線で示したＵ２、Ｖ２、Ｗ２相の第２の３相巻線(Ｃ２)の巻線方向に、点線で示したにＵ１、Ｖ１、Ｗ１相の第１の３相巻線(Ｃ１)の巻線方向を重ねて示している。以下説明の便宜上、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１、第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２とする場合がある。
次に、本実施の形態２における第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとの関係について説明する。図２８は第１の電圧ベクトルを示しており、この図に関しては実施の形態１で述べたものと同様である。一方、図２９は、第２の電圧ベクトルを実線で示し、第１の電圧ベクトルを破線で示す。ただし、Ｖ０(２)、Ｖ７(２)ベクトルは原点に黒丸で示し、Ｖ０(１)、Ｖ７(１)は同じく原点に存在するものであるが、ここでは省略している。
先に述べたように本実施の形態２における交流回転機１ａは、第１の３相巻線Ｃ１と第２の３相巻線Ｃ２とに３０度の位相差を有するので、大きさを持たないＶ０(１)、Ｖ０(２)、Ｖ７(１)、Ｖ７(２)を除いて、
Ｖ１(１)はＶ１(２)及びＶ６(２)、
Ｖ２(１)はＶ１(２)及びＶ２(２)、
Ｖ３(１)はＶ２(２)及びＶ３(２)、
Ｖ４(１)はＶ３(２)及びＶ４(２)、
Ｖ５(１)はＶ４(２)及びＶ５(２)、
Ｖ６(１)はＶ５(２)及びＶ６(２)、
これらは全て電気角３０度の位相差を持つ。
図３０は、実施の形態２における交流回転機１ａの回転位置θ、ｑ軸位相θｑ(＝θ＋９０度)、第１の母線電流Ｉｄｃ１検出時における２つの第１の電圧ベクトル、第２の母線電流Ｉｄｃ２検出時における２つの第２の電圧ベクトルの関係を示す。ここで、θ、θｑの基準位相(０度)はＵ１相方向としている。実施の形態２では、図３０の関係に従って第１の母線電流Ｉｄｃ１検出時の２つの第１の電圧ベクトル、および第２の母線電流Ｉｄｃ２検出時の２つの第２の電圧ベクトルを決定する。
図３０より、θｑが０〜３０度の範囲では、図２６に示したＶ１(１)、Ｖ２(１)、Ｖ１(２)、Ｖ２(２)の４本の電圧ベクトルを出力する。他のθｑに対しても同様に図３０に従って２つの電圧ベクトルを発生させる。これによって、２本の第１の電圧ベクトル及び２本の第２の電圧ベクトルは共にｑ軸を挟む２本の電圧ベクトルとなり、それら電圧ベクトルを出力している時に第１の母線電流Ｉｄｃ１、第２の母線電流Ｉｄｃ２を検出することによって、第１の３相巻線を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１及び第２の３相巻線を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２の周期Ｔｓ間の平均値に近い値を検出することが可能となる。
交流回転機１ａは、第１の３相巻線Ｃ１と第２の３相巻線Ｃ２との間に相互インダクタンスを有する場合、そのｄ軸成分をＭｄ、ｑ軸成分をＭｑとした時、Ｌｄ＋ＭｄとＬｑ＋Ｍｑとの大小関係に基づいて、
Ｌｄ＋Ｍｄ＜Ｌｑ＋Ｍｑの関係が成り立つ場合はｑ軸を挟む２本の第１の電圧ベクトル及び２本の第２の電圧ベクトルを出力し、
一方、Ｌｄ＋Ｍｄ＞Ｌｑ＋Ｍｑの関係が成り立つ場合はｄ軸を挟む２本の第１の電圧ベクトル及び２本の第２の電圧ベクトルを出力するように設定してもよい。
インダクタンスは、第１の３相巻線Ｃ１および第２の３相巻線Ｃ２の各々の自己インダクタンスに、第１の３相巻線Ｃ１および第２の３相巻線Ｃ２間の相互インダクタンスを加えたものとする。
なお、実施の形態１と同様に、スイッチング信号生成部５ａで力行運転状態において、電力損失を低減するという効果を得るために、電流検出の際に力行モードとなる２つの電圧ベクトルを出力してもよい。
また、実施の形態１と同様に、スイッチング信号生成部５ａで回生運転状態において、電力損失を低減するという効果を得るために、電流検出の際に回生モードとなる２つの電圧ベクトルを出力してもよい。
さらに、上述の力行運転状態の動作と回生運転状態の動作を組み合わせて行うようにしてもよい。
またさらに、４相以上の１つまたは複数の多相巻線を有する交流回転機を設けた装置に対しても、この発明を同様に実施できることは言うまでもない。
この発明は上記各実施の形態に限定されるものではなく、これらの実施の形態の特徴の可能な組み合わせを全て含む。
産業上の利用の可能性
この発明による電力変換装置等は種々の分野の電力変換装置等に適用可能である。
１，１ａ 交流回転機、２ 直流電源、３ 電力変換部、３ａ 第１の電力変換部、３ｂ 第２の電力変換部、５，５ａ スイッチング信号生成部、６，６ａ 電圧指令演算部、７ 電流検出部、７ａ シャント抵抗、７ｂ サンプルホールド器、８ 相電流演算部、８ａ 第１の相電流演算部、８ｂ 第２の相電流演算部、１０ 第１の電流検出部、１０ａ シャント抵抗、１０ｂ サンプルホールド器、１１ 第２の電流検出部、１１ａ シャント抵抗、１１ｂ サンプルホールド器、４１−４４ 永久磁石、１００ 位置検出器、Ｃ１ 第１の三相巻線(多相巻線)、Ｃ２ 第２の三相巻線(多相巻線)、ＰＴ 電力変換ユニット。

Claims (11)

  1. ３相以上の多相巻線及び突極性を有する交流回転機と、
    直流電圧を出力する直流電源と、
    前記交流回転機のための外部からの制御指令に基づいて電圧指令を演算する電圧指令演算部と、
    前記電圧指令に対応した少なくとも、前記交流回転機のｄｑ軸のうちのインダクタンスが大きい軸を挟む隣接する２つの電圧ベクトルに対応したスイッチング信号を出力するスイッチング信号生成部と、
    前記スイッチング信号に基づいて、力行運転時に前記直流電源からの前記直流電圧を交流電圧に変換して前記交流回転機に供給する動作、および回生運転時に前記交流回転機の起電力を直流電力に変換して前記直流電源に供給する動作、の一方または両方を行う電力変換部と、
    前記直流電源と前記電力変換部との間を流れる電流である母線電流を検出する電流検出部と、
    検出した前記母線電流に基づいて前記交流回転機の多相巻線を流れる相電流を演算する相電流演算部と、
    を備え、
    前記電流検出部は、前記２つの電圧ベクトルに対応したスイッチング信号が出力されている時に前記母線電流を検出する、
    電力変換装置。
  2. 前記スイッチング信号生成部は、前記交流回転機が力行運転状態の場合に前記電流検出部で前記母線電流を検出するタイミングにおいて前記直流電源から前記交流回転機へ通電するときの電圧ベクトルに対応した前記スイッチング信号を出力する請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記スイッチング信号生成部は、前記交流回転機が回生運転状態の場合に前記電流検出部で前記母線電流を検出するタイミングにおいて前記交流回転機から前記直流電源へ通電するときの電圧ベクトルに対応した前記スイッチング信号を出力する請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 前記電流検出部は、前記電圧指令の振幅が閾値を超えた場合、電圧指令ベクトルを挟む前記２つの電圧ベクトルに対応したスイッチング信号のタイミングにて、前記母線電流を検出する請求項１から３までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. それぞれ３相以上の第１の多相巻線及び第２の多相巻線及び突極性を有する交流回転機と、
    直流電圧を出力する直流電源と、
    前記交流回転機のための外部からの制御指令に基づいて第１の電圧指令及び第２の電圧指令を演算する電圧指令演算部と、
    前記第１の電圧指令に対応した少なくとも、前記交流回転機の第１の多相巻線のｄｑ軸のうちのインダクタンスが大きい軸を挟む２つの第１の電圧ベクトルに対応した第１のスイッチング信号を出力し、また前記第２の電圧指令に対応した少なくとも、前記交流回転機の第２の多相巻線のｄｑ軸のうちのインダクタンスが大きい軸を挟む２つの第２の電圧ベクトルに対応した第２のスイッチング信号を出力するスイッチング信号生成部と、
    前記第１のスイッチング信号に基づいて、力行運転時に前記直流電源からの前記直流電圧を交流電圧に変換して前記交流回転機の第１の多相巻線に供給する動作、および回生運転時に前記交流回転機の第１の多相巻線の起電力を直流電力に変換して前記直流電源に供給する動作、の一方または両方を行う第１の電力変換部と、
    前記第１の電力変換部に合わせて、前記第２のスイッチング信号に基づいて、前記力行運転時に前記直流電源からの前記直流電圧を交流電圧に変換して前記交流回転機の第２の多相巻線に供給する動作、および前記回生運転時に前記交流回転機の第２の多相巻線の起電力を直流電力に変換して前記直流電源に供給する動作、の一方または両方を行う第２の電力変換部と、
    前記直流電源と前記第１の電力変換部との間を流れる電流である第１の母線電流を検出する第１の電流検出部と、
    前記直流電源と前記第２の電力変換部との間を流れる電流である第２の母線電流を検出する第２の電流検出部と、
    検出した前記第１の母線電流に基づいて前記交流回転機の第１の多相巻線を流れる第１の相電流を演算する第１の相電流演算部と、
    検出した前記第２の母線電流に基づいて前記交流回転機の第２の多相巻線を流れる第２の相電流を演算する第２の相電流演算部と、
    を備え、
    前記第１の電流検出部は、前記２つの第１の電圧ベクトルに対応した前記第１のスイッチング信号が出力されている時に前記第１の母線電流を検出し、
    前記第２の電流検出部は、前記２つの第２の電圧ベクトルに対応した前記第２のスイッチング信号が出力されている時に前記第２の母線電流を検出する、
    電力変換装置。
  6. 前記インダクタンスは、前記第１の多相巻線および第２の多相巻線の各々の自己インダクタンスに、前記第１の多相巻線と第２の多相巻線間の相互インダクタンスを加えたものである請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 前記第１および第２のスイッチング信号生成部は、前記交流回転機が力行運転状態の場合にそれぞれ前記第１の電流検出部、前記第２の電流検出部で前記母線電流を検出するタイミングにおいて前記直流電源から前記交流回転機へ通電するときの電圧ベクトルに対応した前記第１のスイッチング信号、第２のスイッチング信号を出力する請求項５または６に記載の電力変換装置。
  8. 前記第１および第２のスイッチング信号生成部は、前記交流回転機が回生運転状態の場合にそれぞれ前記第１の電流検出部、前記第２の電流検出部で前記母線電流を検出するタイミングにおいて前記交流回転機から前記直流電源へ通電するときの電圧ベクトルに対応した前記第１のスイッチング信号、第２のスイッチング信号を出力する請求項５から７までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 前記第１および第２の電流検出部は、前記電圧指令の振幅が閾値を超えた場合、電圧指令ベクトルを挟む前記２つの電圧ベクトルに対応した前記第１のスイッチング信号、第２のスイッチング信号のタイミングにて、前記母線電流を検出する請求項５から８までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを前記交流回転機が発生するように請求項１から９までのいずれか１項に記載の電力変換装置が設けられた電動パワーステアリングの制御装置。
  11. ３相以上の多相巻線及び突極性を有する交流回転機のための外部からの制御指令に基づき電圧指令演算部で電圧指令を演算し、
    スイッチング信号生成部により、前記電圧指令に対応した少なくとも、前記交流回転機のｄｑ軸のうちのインダクタンスが大きい軸を挟む隣接する２つの電圧ベクトルに対応したスイッチング信号を出力し、
    電力変換部により、前記スイッチング信号に基づいて、力行運転時に直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記交流回転機に供給し、また回生運転時に前記交流回転機の起電力を直流電力に変換して前記直流電源に供給し、
    電流検出部により、前記直流電源と前記電力変換部との間を流れる電流である母線電流を検出し、
    相電流演算部により、前記母線電流に基づいて前記交流回転機の多相巻線を流れる相電流を演算し、
    前記電流検出部により、前記２つの電圧ベクトルに対応したスイッチング信号が出力されている時の前記母線電流を検出する、電力変換装置の制御方法。
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