JP5993616B2 - 電動機の駆動制御装置 - Google Patents

Description

本発明は電動機の動作を制御する電動機の駆動制御装置に係り、特に電動機を駆動制御するための駆動制御信号生成部から電動機の巻線までの出力ラインの異常を検知することができる電動機の駆動制御装置に関するものである。

一般に、電動機を駆動制御するための電力変換装置は直流電源から直流電力を受けて交流電力を発生する駆動制御信号生成部であるインバータ装置と、このインバータ装置を制御するための制御装置を備えている。

電力変換装置で得られた交流電力は電動機（例えば、三相同期電動機）に供給され、供給された交流電力に応じて電動機は回転トルクを発生する。

このような電力変換装置は、例えば自動車に搭載された各種の電動機を駆動制御するのに使用されている。その一例として、自動車の操舵装置を電動化した電動パワーステアリング装置や、自動車の車輪を駆動する自動車用駆動電動機等に使用されており、自動車に搭載された二次電池から直流電力を受けてこれを交流電力に変換し、この交流電力を対応する電動機に供給するようにしてシステム装置を駆動制御するようになっている。これらについては良く知られているので、ここではこれ以上の説明は省略する。

このような電力変換装置に用いられている駆動制御信号生成部であるインバータ装置においては、インバータ装置のスイッチング素子から電動機までの電気配線と電動機の巻線を含む出力ライン上の地絡や天絡等の異常を適切に検出し、電動機及びインバータ装置を安全に停止することが望まれている。

このような要請に応えるために特開２００６-８１３２７号公報（特許文献１）には、電動機の中性点電圧をＰＷＭ搬送波周波数よりも低い低域通過特性を有するフィルタを介して検出し、検出される出力電圧値が所定の電圧値に満たない場合は異常と判定する技術が記載されている。

特開２００６-８１３２７号公報

特許文献１に開示の技術は、インバータ装置の三相各線の電圧検出値を加算して電動機の中性点電圧を求め、ＰＷＭ周波数より低いローパスフィルタを介して中性点電圧の平均値を検出し、これを所定の閾値と比較して電動機の地絡等の異常を検出するものである。

しかしながら、電動機の中性点電圧にはインバータ装置のＰＷＭ変調による高調波成分以外に変調信号に依存する高調波成分が重畳する。特に、インバータの変調率を１．０以上とする第三高調波を含ませた変調信号や、１８０°矩形波の変調信号ではインバータ出力周波数に同期した電圧変動が電動機の中性点電圧に重畳するようになる。

したがって、ローパスフィルタの特性はインバータの出力周波数帯域の全てに対応した時定数に設定する必要があると共に、インバータ変調方式による電圧変動と地絡による電圧変動とを分離する必要があるため、電動機の運転過程において正確な地絡等の異常検出ができないといった課題があった。

本発明の目的は、インバータ装置の変調方式にかかわらず、少なくとも電動機の運転過程においてインバータ装置のスイッチング素子から電動機の巻線を含む出力ライン上の異常を正確に検出することができる電動機の駆動制御装置を提供することにある。

本発明の特徴は、インバータ装置のＰＷＭパルスパターンに基づいてステップ状に変化する電動機の実際の中性点電圧と、インバータ装置のＰＷＭパターンに基づいて定まる正規の中性点電圧とに基づいて出力ラインの異常を判定する、ところにある。

本発明によれば、変調波に従ったＰＷＭパルスパターン（出力電圧ベクトル）によって定まる正規中性点電圧とＰＷＭパルスパターンによって定まる実際の中性点電圧とから出力ラインの地絡や天絡の異常を判定することができるため、中性点電圧波形に従った信頼性の高い異常検出が可能である。また、インバータ出力周波数にもよらず安定した異常検出が可能である。

本発明の一実施例になる電動機の駆動制御装置の構成を示す構成図である。 図１に示す駆動制御装置におけるインバータ出力を示す出力電圧ベクトル図である。 図１に示す駆動制御装置におけるＵ相に関する検出動作を説明するための波形を示す波形図である。 図１に示す駆動制御装置の異常判定器の異常判定を実施する制御フローを示すフローチャート図である。 図１に示す駆動制御装置における変調率を変えた時のＵ相に関する検出動作を説明するための波形を示す波形図である。 図１に示す駆動制御装置における変調率を変えた時のＵ相に関する検出動作を説明するための波形を示す波形図である。 図１に示す駆動制御装置における変調率を変えた時のＵ相に関する検出動作を説明するための波形を示す波形図である。 本発明の一実施例になる電動機の駆動制御装置の構成を示す構成図である。 図８に示す駆動制御装置におけるＵ相に関する検出動作を説明するための波形を示す波形図である。 発明の一実施例になる電動機の駆動制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の構成図である。 発明の一実施例になる電動機の駆動制御装置が適用されたハイブリッド自動車システムの構成図である。 発明の一実施例になる電動機の駆動制御装置が適用された電動ポンプシステムの構成図である。

以下、本発明の一実施例になる電動機の駆動制御装置について図面を用いて詳細に説明する。

図１は本発明の第１の形態を示しており、一例として電動パワーステアリング装置に使用される電動機の駆動制御装置の構成を示している。

図１において、電動パワーステアリング装置５００の駆動制御信号生成部１００（以下、インバータ装置という）は電動機の中性点電圧を監視しており、インバータ装置のスイッチング素子から電動機の巻線までを含む出力ラインの異常、ここでは地絡異常が発生した場合の検出を行なう実施例を示している。尚、この例では電力変換装置と電動機を示しており、操舵装置を構成するその他の機構部品は省略している。

電動パワーステアリング装置５００は電動機３００とインバータ装置１００を有しており、インバータ装置１００は電流制御器２１０、ＰＷＭ生成器２２０、インバータ回路１１０、中性点電圧検出回路１２０、異常判定器２３０を有している。異常判定器２３０は出力ライン上に異常が発生すると異常信号を発生してランプを点灯させる等の報知を行うように作動する。

バッテリ電源ＶＢはインバータ装置１００の直流電圧源であり、バッテリ電源ＶＢの直流電圧Ｖｄｃは、インバータ装置１００のインバータ回路１１０によって可変電圧、可変周波数の３相交流に変換されて電動機３００に印加される。

電動機３００は３相交流電力の供給により回転駆動される三相電動機であり、この三相電動機３００は永久磁石動機電動機、誘導電動機、或いはＳＲ電動機であっても差し支えないものである。

インバータ装置１００は電動機３００の回転出力を制御するための電流制御機能を有しており、インバータ装置１００のマイナス側直流母線に設けた電流検出器Ｒｓｈから検出した直流電流値Ｉｄｃと、ＰＷＭパルスパターンとから電流制御器２１０にて三相の電動機電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を検出し、電流制御指令などの制御指令との誤差が「０」となるように電圧指令を生成してＰＷＭ生成器２２０に出力する。尚、電流制御器２１０は三相の電動機電流値と電動機の回転位置θを用いてｄｑ変換した電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）を用いても差し支えない。

ＰＷＭ生成器２２０は電流制御器２１０で作成された電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）に相当するパルス幅変調（ＰＷＭ）したドライブ信号ＰＷＭによって、インバータ回路１１０の半導体スイッチ素子をオン／オフ制御して出力電圧を調整する。

次に、インバータ回路１１０の概略の構成を説明する。尚、以下では電力用半導体素子として絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを使用しており、略してＩＧＢＴと記すことにする。

インバータ回路１１０では上アームとして動作するＩＧＢＴ５２及びダイオード５６と、下アームとして動作するＩＧＢＴ６２及びダイオード６６とで、上下アームの直列回路５０が構成されている。インバータ回路１１０はこの直列回路５０を出力しようとする交流電力のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の三相に対応して備えている。

これらの三相は、この実施の形態では電動機３００の電機子巻線の三相の各相巻線に対応している。三相のそれぞれの上下アームの直列回路５０は直列回路の中間電極６９から交流電流を出力する。この中間電極６９は交流端子を介して電動機３００の各相巻線に電気的に接続されている。この中間電極６９から巻線までを含めて、以下では出力ラインという。

上アームのＩＧＢＴ５２のコレクタ電極は正極端子を介してバッテリ電源ＶＢの正極側に電気的に接続され、また、下アームのＩＧＢＴ６２のエミッタ電極は負極端子を介してバッテリ電源ＶＢの負極側に電気的に接続されている。

したがって、インバータ回路１１０の上下アームのＩＧＢＴ５２、６２はＰＷＭ生成器２２０によって制御されたオン／オフ信号（ＰＷＭ信号）によって駆動制御され、結果として電動機３００を回転駆動するものである。

以上がインバータ回路１１０の概略の構成であるが、この構成は良く知られているものであるのでこれ以上の説明は省略する。

尚、電動機３００の回転速度を制御する場合には、電動機の回転速度ωｒを上位制御器からの速度指令と一致するように電圧指令あるいは電流指令を生成して帰還制御してやれば良い。

次に、本発明の特徴である中性点電圧検出回路１２０、及び異常判定器２３０について説明する。中性点電圧検出回路１２０はインバータ回路１１０の三相の出力電圧を検出し、仮想中性点電圧を生成すると共に検出電圧を分圧して平均中性点電圧値Ｖｎを検出するようにしている。

具体的には各相の出力ライン、ここでは中間電極と電動機３００の巻線の間に抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗを接続し、これらの抵抗を抵抗Ｒｎを介してグランドに落としている。したがって、抵抗Ｒｎの分圧電圧によって各相の平均した中性点電圧が検出できるようになる。

この実施例では電動パワーステアリング装置であるので、バッテリ電源ＶＢが１２Ｖと低いため直接的に抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗを各相の出力ラインと接続しているが、ハイブリッド車両のように高い電圧で車輪駆動用電動機を駆動する場合はホール素子等を利用して間接的に電流−電圧変換して中性点電圧を検出するのが望ましい。

ここで、中性点電圧検出回路１２０の平均中性点電圧値Ｖｎは異常判定器２３０で処理できる電圧レベルに規格化される。例えば、平均中性点電圧値Ｖｎをディジタル処理する場合にはＡ／Ｄ変換器の入力レベルである０〜５Ｖのレベルになるように分圧した電圧信号を修正して用いる。ここで、平均中性点電圧値Ｖｎはオペアンプで増幅するとともに、インピーダンス変換した電圧を適用しても差し支えないものである。

異常判定器２３０は中性点電圧検出回路１２０で検出された平均中性点電圧値Ｖｎが正規、或いは設計通りの平均中性点電圧値ＶＮ（以下では正規平均中性点電圧値ＶＮという）を表す閾値に対してどの程度ずれているかによって出力ラインの異常を検出する機能を備えている。

この正規平均中性点電圧値ＶＮを表す閾値はＰＷＭ生成器２１０によって定まるＰＷＭパターンによって調整されており、具体的にはバッテリ電源ＶＢの電圧ＶｄｃをＰＷＭパターンによって調整して閾値を求めるようにしている。例えば、バッテリ電源ＶＢの電圧Ｖｄｃに対してＰＷＭパターンによって１倍、２/３倍、及び１/３倍して閾値として用いている。本実施例ではインバータの出力電圧ベクトルに基づいてこの閾値を調整するようにしている。

次に、図２を用いて、第１の実施形態におけるインバータ回路１１０からの出力を示す出力電圧ベクトルについて説明し、図３を用いて第１の実施形態における出力ラインの異常検出動作を説明する。

図２に示すインバータ回路１１０の出力電圧ベクトルは、インバータの上アーム素子５２がオンのとき１で、下アーム素子６２がオンのとき０を示しており、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順でＰＷＭパルスパターンを示している。インバータ回路１１０の出力電圧ベクトルはＶ０ベクトルからＶ７ベクトルまで変化し、ゼロベクトルはＶ０（０，０，０）とＶ７（１，１，１）の２つである。

本実施例はＰＷＭパルスパターンによって決まる出力電圧ベクトルを元に上述した閾値を決定するものである。つまり、閾値の設定に用いるレベルとして、Ｖ７ベクトルにより決まる電圧、 Ｖ２ベクトル、Ｖ４ベクトル、Ｖ６ベクトルにより決まる電圧、Ｖ１ベクトル、Ｖ３ベクトル、Ｖ５ベクトルにより決まる電圧、Ｖ０ベクトルにより決まる電圧を用いるものである。

すなわち、電動機の運転過程で現れる平均中性点電圧値ＶｎはＰＷＭパルスパターンに同期したステップ状に変化する電圧であるので、この平均中性点電圧値Ｖｎと正規平均中性点電圧値ＶＮを比較すれば正常であるか、或いは異常が生じているか判定できるものである。

そして、インバータ回路１１０の出力電圧ベクトルが Ｖ２ベクトル、Ｖ４ベクトル、Ｖ６ベクトルをとる場合は、インバータ回路１１０の三相の内の二相の出力電圧がバッテリ電源ＶＢの直流電圧Ｖｄｃで残りの一相が０ボルトであり、この場合の正規平均中性点電圧値ＶＮはＶＮ＝Ｖｄｃ×２／３となる。

また、インバータ回路１１０の出力電圧ベクトルが Ｖ１ベクトル、Ｖ３ベクトル、Ｖ５ベクトルをとる場合は、インバータ回路１１０の三相の内の一相の出力電圧がバッテリ電源ＶＢの直流電圧Ｖｄｃで残りの二相が０ボルトであり、この場合の正規平均中性点電圧値ＶＮはＶＮ＝Ｖｄｃ×１／３となる。

そして、インバータ回路の出力電圧ベクトルがＶ０ベクトルの場合は三相全ての出力電圧が０ボルトであるので正規平均中性点電圧値ＶＮはＶＮ＝０となる。

同様に、インバータ回路の出力電圧ベクトルがＶ７ベクトルの場合は三相全ての出力電圧が直流電圧Ｖｄｃであるので正規平均中性点電圧値ＶＮはＶＮ＝Ｖｄｃとなる。

図３において、（ａ）は三相電圧指令値であるインバータの変調波（電圧指令値）Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊を示しており変調率は１．０である。また、搬送波である三角波のＰＷＭキャリアＣａｒｒｙも併せ示している。

また、（ｂ）は０（零）相電圧値で変調波Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊に重畳させている電圧波形であり、正弦波変調では０（零）相電圧はＶｄｃ/２ボルトである。

また、（ｃ）はＵ相上アームＰＷＭ信号で、インバータ回路１１０の上アームのスイッチング素子ＩＧＢＴ５２を駆動する信号である。Ｕ相上アームＰＷＭ信号の相補信号（反転信号）がＵ相下アームＰＷＭ信号になる。そして、Ｕ相上アームＰＷＭ信号がハイレベルＶｇａｔｅのときにはＵ相上アームのスイッチング素子ＩＧＢＴ５２がオンしてインバータ回路の出力電圧はＶｄｃとなり、逆にＵ相上アームＰＷＭ信号がロウレベル「０」のときにはＵ相下アームのスイッチング素子ＩＧＢＴ６２がオンしてインバータ出力電圧は０ボルトになる。

更に、（ｄ）はＰＷＭキャリアＣａｒｒｙに同期した平均中性点電圧値Ｖｎの変化を示しており、Ｖ０ベクトルからＶ７ベクトルの順番に電動機３００の中性点Ｎの電圧値を示している。これはインバータ回路１１０の三相各相の出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの平均合成電圧値であり、以下の（１）式に示されるものである。これは中性点電圧検出回路１２０で検出される平均中性点電圧値Ｖｎと等価である。
Ｖｎ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３……（１）
したがって、この平均中性点電圧値Ｖｎは上述した中性点電圧検出回路１２０によって検出されたものと考えて良く、この平均中性点電圧値ＶｎはＰＷＭパルスパターンに同期したステップ状に変化する電圧である。

ここで、インバータ装置の出力ライン上で三相の内の或る一相が地絡した場合を考えると、地絡した一相の出力電圧は概略グランド電圧である０ボルト付近の値をとることになる。これは、実際の地絡では地絡抵抗値が存在して完全に０ボルトに落ちないからである。そして、その時のＰＷＭパルスパターンがＶ７ベクトル時では、正規平均中性点電圧値ＶＮはバッテリ電源ＶＢであるＶｄｃであるのＶＮ＝Ｖｄｃとなるが、これに対して地絡した一相分の電圧が無くなるので検出される平均中性点電圧値ＶｎはＶｎ＝Ｖｄｃ×２／３に変化する。つまり、地絡した一相分のＶｄｃ×１/３が差し引かれることになる。

また、ＰＷＭパルスパターンがＶ１ベクトル、Ｖ３ベクトル、Ｖ５ベクトル時では正規平均中性点電圧値ＶＮはＶＮ＝Ｖｄｃ×１／３となるが、これに対して地絡した或る一相分の電圧が無くなるので、Ｖ１ベクトル、Ｖ３ベクトル、Ｖ５ベクトルのいずれかで検出される平均中性点電圧値ＶｎはＶｄｃ×１／３だけ小さくなる。

同様に、ＰＷＭパルスパターンがＶ２ベクトル、Ｖ３ベクトル、Ｖ６ベクトル時では正規平均中性点電圧値ＶＮはＶＮ＝Ｖｄｃ×２／３となるが、これに対して地絡した或る一相分の電圧が無くなるので、Ｖ２ベクトル、Ｖ３ベクトル、Ｖ６ベクトルのいずれかで検出される平均中性点電圧値ＶｎはＶｄｃ×１／３だけ小さくなる。

尚、Ｖ０ベクトルでは三相全ての出力電圧が０ボルトであるので、Ｖ０ベクトルで地絡した場合は対象としない。

次に、インバータ装置の出力ライン上で三相の内の或る一相がバッテリ電位に接続（いわゆる天絡）した場合を考えると、天絡した一相の出力電圧はバッテリ電源であるＶｄｃになる。そして、その時のＰＷＭパルスパターンがＶ０ベクトル時では、は三相全ての出力電圧が０ボルトであるので正規平均中性点電圧値ＶＮはＶＮ＝０となるが、これに対して天絡した一相分の電圧がＶｄｃとなるので検出される平均中性点電圧値ＶｎはＶｎ＝Ｖｄｃ×１／３に変化する。つまり、天絡した一位相分のＶｄｃ×１/３が足されることになる。

また、ＰＷＭパルスパターンがＶ１ベクトル、Ｖ３ベクトル、Ｖ５ベクトル時では正規平均中性点電圧値ＶＮはＶＮ＝Ｖｄｃ×１／３となるが、これに対して天絡した或る一相分の電圧がＶｄｃとなるので、Ｖ１ベクトル、Ｖ３ベクトル、Ｖ５ベクトルのいずれかで検出される平均中性点電圧値ＶｎはＶｄｃ×１／３だけ大きくなる。

同様に、ＰＷＭパルスパターンがＶ２ベクトル、Ｖ３ベクトル、Ｖ６ベクトル時では正規平均中性点電圧値ＶＮはＶＮ＝Ｖｄｃ×２／３となるが、これに対して天絡した或る一相分の電圧がＶｄｃとなるので、Ｖ２ベクトル、Ｖ３ベクトル、Ｖ６ベクトルのいずれかで検出される平均中性点電圧値ＶｎはＶｄｃ×１／３だけ大きくなる。

尚、Ｖ７ベクトルでは三相全ての出力電圧がＶｄｃであるので、Ｖ７ベクトルで天絡した場合は対象としない。

このような考え方から本実施例になる異常判定器２３０は地絡や天絡等の出力ライン上の異常を検出するものである。

図４に異常判定器２３０の異常判定を行う制御フローを示しており、以下これについて説明する。この制御フローはコンピュータで実行されるもので、所定の時間インターバルで起動されて以下のような演算を行って異常判定を実行する。

所定の時間インターバルで起動がかかると、ステップ４０（以下、ステップを“Ｓ”と表記する）で現在のＰＷＭパルスパターンを検出する。ＰＷＭパルスパターンは先に述べたように搬送波であるＰＷＭキャリアＣａｒｒｙによって検出することができ、これによって正規平均中性点電圧値ＶＮをどの閾値にするか選択することができる。

ＰＷＭパルスパターンが検出されるＳ４１に進んでそのＰＷＭパルスパターンに対応した正規平均中性点電圧値ＶＮを求めるために各相の電圧を演算する。この場合は電源電圧ＶｄｃにＰＷＭパルスパターンに基づいた各相の電圧係数を乗算して求めるようにしている。

例えば、Ｖ７ベクトルでは三相全ての電圧係数は１/３であり、 Ｖ２ベクトル、Ｖ４ベクトル、Ｖ６ベクトルでは二相の電圧係数は１/３で残りの一相が０であり、 Ｖ１ベクトル、Ｖ３ベクトル、Ｖ５ベクトルでは一相の電圧係数は１/３で残りの二相が０であり、Ｖ０ベクトルでは三相全ての電圧係数は０である。

Ｓ４１でＰＷＭパルスパターンに各相の電圧が求まると次にＳ４２に進んで正規平均中性点電圧値ＶＮを演算する。この演算はＰＷＭパルスパターンに対応する各相の電圧を加算して求めるようにしており、ＶＮ＝Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗの演算式で求められる。

この正規平均中性点電圧値ＶＮは、図３の（ｄ）においてはＶ０ベクトルでは０ボルトであり、Ｖ２ベクトル、Ｖ４ベクトル、Ｖ６ベクトルではＶｄｃ×１/３ボルトであり、Ｖ１ベクトル、Ｖ３ベクトル、Ｖ５ベクトルではＶｄｃ×１/３ボルトであり、Ｖ７ベクトルではＶｄｃボルトである。これがＰＷＭパターンに対応した閾値として以下の演算に使用される。

次に、Ｓ４３に進んで中性点電圧検出回路１２０から対応するＰＷＭパルスパターンの実際の平均中性点電圧値Ｖｎを取り込んで記憶する。この実際の平均中性点電圧値ＶｎとＳ４２で演算された正規平均中性点電圧値ＶＮに基づいて異常判定を行うものである。

この異常判定はＳ４４で行われるが、このＳ４４ではＳ４２で演算された正規平均中性点電圧値ＶＮと実際の平均中性点電圧値Ｖｎの差分を計算し、この差分が所定値より小さいと正常と見做し、差分が所定値より大きいと異常と見做すものである。

つまり、差分が所定値より小さいと正規平均中性点電圧値ＶＮと実際の平均中性点電圧値Ｖｎが概ね一致して正常な動作が行われていると判断し、差分が所定値より大きいと正規平均中性点電圧値ＶＮに対して実際の平均中性点電圧値Ｖｎが変動して異常な動作が行われていると判断するものである。尚、差分計算で「＋」あるいは「−」付の差分を求めればその時のＰＷＭパルスパターンでの地絡或いは天絡の切り分けが可能となるものである。

ここで、差分である所定の電位差は検出すべき抵抗レベルによって設定され、例えば短絡抵抗値が約０Ωのときに約Ｖｄｃ／３に設定され、電動機の巻線抵抗値と同等のときには約Ｖｄｃ／６に設定される。

そして、Ｓ４４で正常と判断されれば、Ｓ４５に進んで最終的に正常判定がなされこの制御フローを抜けるようになる。

一方、Ｓ４４で異常と判断されれば、Ｓ４６に進んで最終的に異常判定がなされ、その後Ｓ４７に進んでランプ点灯等の報知処理を実行して、この制御フローを抜けるようになる。

尚、本実施例ではＳ４２で異常判定のための正規平均中性点電圧値ＶＮを演算して求めたが、図３の（ｄ）にあるように、予め固定メモリに第１の異常判定レベルＶ１、第２の異常判定レベルＶ２、第３の異常判定レベルＶ３を記憶させておき、ＰＷＭパルスパターンにしたがってこれらの判定レベルを選択し、対応するＰＷＭパルスパターンの時の実際の平均中性点電圧値Ｖｎによって異常判定することも可能である。

このやり方は図４に示す方法と同様に行っても良い。要は正規平均中性点電圧値ＶＮを異常判定レベルＶ１乃至異常判定レベルＶ３に置き換えたものである。

この異常判定レベルの設定には、検出すべき短絡抵抗値を基準に設定すれば良く、好ましくはＶｄｃ／６、Ｖｄｃ／２、Ｖｄｃ×５／６に設定すると判定ロジックの構成を簡素化できる。

また、好ましくはＰＷＭキャリア周期の１／２周期で図３の（ｄ）のＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４…にあるようにＶ０ベクトルとＶ７ベクトルのタイミングで中性点電圧値Ｖｎを検出して異常判定しても良いものである。

更に、地絡の検出のみの場合にはＶ７ベクトルのタイミングだけで良いものである。更に、ＰＷＭキャリア周期の１／２周期の正数倍周期で異常判定しても差し支えないものである。

次に、図５を用いて第１の実施形態における検出動作を示す他の波形図について説明する。図３と異なるのは、（ａ）の三相電圧指令値でインバータの変調波（電圧指令値）Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊は第三高調波を含んだ波形で変調率は１．１５まで増加している。この結果（ｂ）の０（零）相電圧は第三高調波を含んだ波形となっており、（ｄ）の中性点電圧波形には（ｂ）の０（零）相電圧が重畳している。尚、（ｃ）はＵ相上アームＰＷＭ信号であり、これは図３の例と同様の動作を行なうものである。

このような第三高調波を含んだ変調波であっても、図３、図４に示した実施例と同様の動作を行なわせることができる。

これからわかるように、第三高調波を含んだ変調信号ではインバータ出力周波数に同期した電圧変動が電動機の中性点電圧に重畳するようになるが、（ｄ）にあるようにＶ０ベクトルからＶ７ベクトルの順番に電動機３００の中性点の平均中性点電圧値Ｖｎ及び正規平均中性点電圧値ＶＮと比較することが可能となるものである。

また、第１の異常判定レベルＶ１、第２の異常判定レベルＶ２、第３の異常判定レベルＶ３の判定レベルを選択し、対応するＰＷＭパルスパターンの時の実際の平均中性点電圧値Ｖｎによって異常判定することも可能である。

更に、図６を用いて第１の実施形態における検出動作を示す他の波形図について説明する。図３と異なるのは、（ａ）の三相電圧指令値でインバータの変調波（電圧指令値）Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊は２相変調の波形で変調率は１．１５まで増加している。また、これによるとインバータのスイッチング回数を低減できるためインバータの高効率化ができる。（ｂ）の０（零）相電圧は、６０度区間をＶｍａｘとする波形となっており、（ｄ）の中性点電圧波形には（ｂ）の０（零）相電圧が重畳している。

このような２相変調の変調波であっても、図３、図４に示した実施例と同様の動作を行なわせることができる。

これからわかるように、２相変調の変調信号ではインバータ出力周波数に同期した電圧変動が電動機の中性点電圧に重畳するようになるが、（ｄ）にあるようにＶ０ベクトルからＶ７ベクトルの順番に電動機３００の中性点の平均中性点電圧値Ｖｎ及び正規平均中性点電圧値ＶＮと比較することが可能となるものである。

尚、第１の異常判定レベルＶ１、第２の異常判定レベルＶ２、第３の異常判定レベルＶ３の判定レベルを選択し、対応するＰＷＭパルスパターンの時の実際の平均中性点電圧値Ｖｎと比較する場合は、図６の（ｄ）にあるようにＳ１、Ｓ３で示すＶｄｃ×１/３以下の出力とＳ２、Ｓ４で示すＶｄｃ×２/３以上の出力が所定数毎に繰り返しているので、これらを認識、判断して異常判定レベルＶ１と第３の異常判定レベルＶ３を選択すれば良いものである。
更に、図７を用いて第１の実施形態における検出動作を示す他の波形図について説明する。図３と異なるのは、（ａ）の三相電圧指令値でインバータの変調波（電圧指令値）Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊は１８０度の矩形波で変調率は１．２７まで増加している。また、これによればインバータのスイッチング回数を低減できるため、図６に比べてインバータを高効率化できる。ここでは（ｂ）の０（零）相電圧波形と（ｃ）のＵ相上アームＰＷＭ信号は図示していない。（ｄ）の中性点電圧波形は６０度周期の矩形波である。
このような１８０度の矩形波の変調波であっても、図３、図４に示した実施例と同様の動作を行なわせることができる。
これからわかるように、１８０度の矩形波の変調信号ではインバータ出力周波数に同期した電圧変動が電動機の中性点電圧に重畳するようになるが、（ｄ）にあるようにＶ０ベクトルからＶ７ベクトルの順番に電動機３００の中性点の平均中性点電圧値Ｖｎ及び正規平均中性点電圧値ＶＮと比較することが可能となるものである。

この場合も、第１の異常判定レベルＶ１、第２の異常判定レベルＶ２、第３の異常判定レベルＶ３の判定レベルを選択し、対応するＰＷＭパルスパターンの時の実際の平均中性点電圧値Ｖｎと比較する場合は、図７の（ｄ）にあるようにＳ１、Ｓ３で示すＶｄｃ×１/３以下の出力とＳ２、Ｓ４で示すＶｄｃ×２/３以上の出力が出ていないので、異常判定レベルＶ１と第３の異常判定レベルＶ３ではなく、第２の異常判定レベルＶ２を用いて異常判定することができる。

以上説明したように、本実施例では、変調波に従ったＰＷＭパルスパターン（出力電圧ベクトル）によって定まる正規中性点電圧値ＶＮとＰＷＭパルスパターンによって定まる実際の中性点電圧値Ｖｎの差分が所定値以上のときに地絡や天絡の異常を判定することができるため、中性点電圧波形に従った信頼性の高い異常検出が可能である。また、インバータ出力周波数にもよらず安定した異常検出が可能である。

次に、本発明の第２の実施形態を図８に基づき説明する。図８において、第１の実施形態と異なるのは、中性点検出回路１２１が三相の各相毎に電圧を検出（Ｖｎ１、Ｖｎ２、Ｖｎ３）する点と、電流制御器２１０が電動機の２相電流（Ｉｕ、Ｉｗ）を検出する点である。これ以外は第１の実施形態と同様である。

特に、中性点検出回路１２１は図８にある通り、各出力ラインとグランドの間に夫々抵抗Ｒｕ１、Ｒｖ１、Ｒｗ１と、これに直列に接続された抵抗Ｒｕ２、Ｒｖ２、Ｒｗ２とを設け、これらの抵抗の中間点電圧を取り込んでＵ相の電圧Ｖｎ１， Ｖ相の電圧Ｖｎ２、及びＷ相の電圧Ｖｎ３を検出している。その一例として図９はＵ相の検出信号であるＵ相出力信号Ｖｎ１を示しているがＶ相、Ｗ相も同様である。

そして、異常判定器２３１によって以下の（２）式によって実際の平均中性点電圧値Ｖｎを演算して検出するようになっている。
Ｖｎ＝（Ｖｎ１＋Ｖｎ２＋Ｖｎ３）／３……（２）
この演算によって得られた実際の平均中性点電圧値Ｖｎは図４に示すＳ４３に置き換えられ、次のＳ４４において平均中性点電圧値Ｖｎと正規平均中性点電圧値ＶＮとの比較が行なわれて異常の検出が判定されるものである。

また、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４…のようにＶ０ベクトル、Ｖ７ベクトルのタイミングで実際の平均中性点電圧値Ｖｎを検出すると、インバータが大出力している時にもＰＷＭパルス幅が広い状態でサンプリングすることが可能となり、より正確な異常状態の検出ができる。また、２相電流（Ｉｕ、Ｉｗ）を検出する電流検出器２１０を用いた場合にも地絡の異常検出が可能であることは言うまでもない。

このように、本実施例においても変調波に従ったＰＷＭパルスパターン（出力電圧ベクトル）によって定まる正規中性点電圧値ＶＮとＰＷＭパルスパターンによって定まる実際の中性点電圧値Ｖｎの差分が所定値以上のときに地絡や天絡の異常を判定することができるため、中性点電圧波形に従った信頼性の高い異常検出が可能である。また、インバータ出力周波数にもよらず安定した異常検出が可能である。

次に、図１０を用いて、本発明の実施形態である電動機の駆動制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の構成について説明する。

電動パワーステアリング装置を構成する電動アクチュエータは、図１０に示すようにトルク伝達機構９０２と、電動機装置５０１（電動機３００とインバータ装置１００）から構成される。

電動パワーステアリング装置は、電動アクチュエータと、ハンドル（ステアリング）９００と、操舵検出器９０１および操作量指令器９０３を備え、運転者が操舵するハンドル９００の操作力は電動アクチュエータを用いてトルクアシストする構成を有する。

電動アクチュエータのトルク指令τ＊は、ハンドル９００の操舵アシストトルク指令（操作量指令器９０３にて作成）とし、電動アクチュエータの出力を用いて運転者の操舵力を軽減するようにしたものである。電動機装置５０１は、入力指令としてトルク指令τ＊を受け、電動機３００のトルク定数とトルク指令τ＊とからトルク指令値に追従するように電動機電流を制御する。

電動機３００のロータに直結された出力軸から出力される電動機出力τｍはウォーム、ホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構９０２を介し、ステアリング装置のラック９１０にトルクを伝達して運転者のハンドル９００の操舵力（操作力）を電動力にて軽減（アシスト）し、車輪９２０、９２１の操舵角を操作する。

このアシスト量は、ステアリングシャフトに組み込まれた操舵状態を検出する操舵検出器９０１により操舵角や操舵トルクとして操作量を検出し、車両速度や路面状態などの状態量を加味して操作量指令器９０３によりトルク指令τ＊として決定される。

本発明が適用された電動機装置５０１は、電動機を急加減速している最中でも地絡検出などの電動機異常を検出でき、安全性高めることができる利点がある。

次に、図１１を用いて、本発明の実施形態である電動機の駆動制御装置を適用したハイブリッド自動車システムの構成について説明する。

ハイブリッド自動車システムは図１１に示すように、電動機３００を電動機／ジェネレータとして適用したパワートレインシステムを有している。

図１１に示す自動車において参照番号６００は車体であり、車体６００のフロント部には前輪車軸６０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸６０１の両端には前輪６０２、６０３が設けられている。車体６００のリア部には後輪車軸６０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸６０４の両端には後輪６０５、６０６が設けられている。

前輪車軸６０１の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギア６１１が設けられており、エンジン６１０から変速機６１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸６０１に分配するようになっている。

エンジン６１０と電動機３００とは、エンジン６１０のクランクシャフトに設けられたプーリー６１０ａと電動機３００の回転軸に設けられたプーリー３００ａとがベルト６３０を介して機械的に連結されている。

これにより、電動機３００の回転駆動力がエンジン６１０に、エンジン６１０の回転駆動力が電動機３００にそれぞれ伝達できるようになっている。電動機３００は、電動機駆動装置１００によって制御された３相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転し、３相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。

すなわち、電動機３００は、インバータ装置１００によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン６１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、ステータのステータコイルに起電力が誘起され、３相交流電力を発生する発電機として動作する。

電動機装置５０１は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ６２２から供給された直流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値に従ってロータの磁極位置に応じた、電動機３００のステータコイルに流れる３相交流電流をインバータ装置１００によって制御する。

電動機３００によって発電された３相交流電力は、インバータ装置１００によって直流電力に変換されて高圧バッテリ６２２を充電する。高圧バッテリ６２２にはＤＣ−ＤＣコンバータ６２４を介して低圧バッテリ６２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ６２３は、自動車の低電圧（１４ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン６１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ６２５、ラジオ、ライトなどの電源に用いられている。

車両が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン６１０を停止させ、再発車時にエンジン６１０を再始動（ホット始動）させる時には、電動機駆動装置１００で同期電動機６２０を駆動し、エンジン６１０を再始動させる。

尚、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ６２２の充電量が不足している場合や、エンジン６１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン６１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン６１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、同期電動機６２０を駆動させて補機類を駆動する。

加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、電動機３００を駆動させてエンジン６１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ６２２の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン６１０によって電動機３００を発電させて高圧バッテリ６２２を充電する。すなわち、車両の制動時や減速時などの回生モードを行う。

このような車両用の電動機装置において、電動機が天絡した場合には高圧の電圧がかかるため危険であるため、速やかにサービスステーションにてメンテナンスすることが可能になり、信頼性の高い車両を提供できる利点がある。

上述の実施の形態では、本発明の電動機装置５００をハイブリッド自動車システムに適用した場合について説明したが、電気自動車においても同様な効果が得られる。

次に、図１２を用いて、本発明の実施形態である電動機の駆動制御装置を適用した電動ポンプシステムの構成について説明する。

図１２は自動車のアイドリングストップ中に駆動される電動油圧ポンプシステムであるが、アイドリングストップ時だけでなく、ハイブリッド自動車のようにエンジンが完全に停止する自動車においてトランスミッション、クラッチ、ブレーキなどへの油圧を確保するのに用いられるものである。

図１２において、エンジン停止時には電動ポンプ部２３を構成する電動ポンプ２４によって油圧回路５０の油圧を制御する。電動ポンプ２４はインバータ装置１００によって駆動され、インバータ装置１００は指令発生器１Ｇによって制御される。

油圧回路５０はエンジン６１０を動力として駆動されるメカポンプ５２、油を貯蔵するタンク５３、メカポンプ５２から電動ポンプ２４への逆流を防ぐ逆止弁５４、リリーフバルブ５５等から構成されるもので、この構成は周知の構成である。

そして、出力ラインの異常によって電動ポンプ２４による吐出圧がなくなる、または不足してしまうと、メカポンプによる油圧が上昇するまでの間、アイドルストップ終了時にミッションやクラッチに圧力が不足し、車両発進が遅れたり、あるいは発進ショックが発生することになる。

このような不具合が生じる前に出力ラインの異常を検出して異常を報知することが重要である。このため本発明になる電動機の駆動制御装置を採用すれば確実に出力ラインの異常を検出することができるので、異常に対する早期の対応が可能になる。

以上説明したように、本発明によれば変調波に従ったＰＷＭパルスパターン（出力電圧ベクトル）によって定まる正規中性点電圧値ＶＮとＰＷＭパルスパターンによって定まる実際の中性点電圧値Ｖｎの差分が所定値以上のときに出力ライン上の異常を判定することができるため、中性点電圧波形に従った信頼性の高い異常検出が可能である。また、インバータ出力周波数にもよらず安定した異常検出が可能である。

尚、本発明は上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

５０…直列回路、５２、６２…スイッチング素子、５６、６６…ダイオード、１００…インバータ装置、１２０…中性点電圧検出回路、１１０…インバータ回路、２１０…電流制御器、２２０…ＰＷＭ生成器、２３０…異常判定器、３００…電動機。

Claims (10)

1. 電動機に供給される電力を制御して電動機を駆動制御するインバータ装置と、前記インバータ装置からの出力を前記電動機に供給する前記電動機の巻線を含む出力ラインを有する電動機の駆動制御装置において、
   前記インバータ装置のＰＷＭパルスパターンに基づいてステップ状に変化する前記電動機の実際の中性点電圧を検出する中性点電圧検出手段と、前記インバータ装置のＰＷＭパターンに基づいて定まる正規の中性点電圧を設定する正規中性点電圧設定手段と、前記中性点電圧検出手段で検出された中性点電圧値と前記正規中性点電圧設定手段で設定された正規中性点電圧値とに基づいて前記出力ラインの異常を判定する異常判定手段とを備えていることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
2. 請求項１に記載の電動機の駆動制御装置において、
   前記電動機はＵ相、Ｖ相、及びＷ相の巻線を備える三相電動機であり、前記インバータ装置は前記Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の巻線に交流電力を供給するインバータ回路を備えていることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
3. 請求項２に記載の電動機の駆動制御装置において、
   前記異常判定手段は、前記中性点電圧検出手段によって検出された実際の中性点電圧と正規中性点電圧設定手段によって設定された正規の中性点電圧の差分を求め、この差分が所定値以上の差分であれば前記出力ラインに異常が生じていると判断することを特徴とする電動機の駆動制御装置。
4. 請求項２に記載の電動機の駆動制御装置において、
   前記正規中性点電圧設定手段は、バッテリ電源電圧にＰＷＭパターンによって定まる所定の係数をかけて各相毎の電圧を求め、求められた各相の電圧を加算して前記正規中性点電圧を求めることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
5. 請求項２に記載の電動機の駆動制御装置において、
   前記中性点電圧検出手段は、インバータ回路と前記電動機の巻線の間の出力ラインの途中で検出された各相の電圧を加算した電圧を前記実際の中性点電圧とすることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
6. 請求項３に記載の電動機の駆動制御装置において、
   前記異常判定手段は、前記正規の中性点電圧に比べて前記実際の中性点電圧の方が大きい差分の場合は、天絡状態と判断することを特徴とする電動機の駆動制御装置。
7. 請求項３に記載の電動機の駆動制御装置において、
   前記異常判定手段は、前記正規の中性点電圧に比べて前記実際の中性点電圧の方が小さい差分の場合は、地絡状態と判断することを特徴とする電動機の駆動制御装置。
8. 請求項２に記載の電動機の駆動制御装置において、
   前記正規中性点電圧設定手段は、予め固定メモリに記憶された複数の異常判定レベルから前記ＰＷＭパルスパターンにしたがって一つの前記異常判定レベルを選択して前記正規中性点電圧を求めることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
9. 請求項８に記載の電動機の駆動制御装置において、
   前記判定レベルは第１の異常判定レベルＶ１、第２の異常判定レベルＶ２、第３の異常判定レベルＶ３に設定され、前記ＰＷＭパルスパターンにしたがって前記一つの異常判定レベルを選択して前記正規中性点電圧を求めることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
10. 請求項２に記載の電動機の駆動制御装置において、
    前記異常判定手段はマイクロコンピュータによる演算機能で異常判定するものであり、前記演算機能は少なくとも前記中性点電圧検出手段によって検出された実際の中性点電圧と正規中性点電圧設定手段によって設定された正規の中性点電圧の差分を求めるステップと、この差分が所定値以上の差分であれば前記出力ラインに異常が生じていると判断するステップを含んでいることを特徴とする電動機の駆動制御装置。

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