JP2006067667A - ブラシレスｄｃモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＤＣモータの正弦波駆動制御方式において、制御装置の低コスト化、圧縮機などの騒音低減、弱め界磁制御を可能とする。
【解決手段】 ＤＣモータ３の印加電圧をフィードバック制御する際、インバータ２の母線電流をシャント抵抗６で検出するとともに、その母線電流からモータ印加電圧を検出することにより得られるＰＷＭ切換タイミングによってモータ三相の電流を算出し、それら三相の電流およびモータ印加電圧を例えば絶対座標変換して電流位相と電圧位相の差を算出し、その位相差が目標位相差となるようにモータ印加電圧を制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータを正弦波駆動する制御装置に関し、さらに詳しく言えば、モータ印加電圧とモータ電流との位相差により電圧フィードバック制御を行うブラシレスＤＣモータの制御装置に関するものである。

ＤＣモータの制御方法には、例えば矩形波通電方式と正弦波駆動方式とがあるが、矩形波通電方式の場合には、誘起電圧を用いてモータ制御を行うために電流位相を最大３０度までしか進めることができず、モータの電流位相を進めることによるリラクタンストルクおよび弱め界磁効果を十分に発揮することが難しい。

その点、正弦波駆動方式によれば、電流位相の制御範囲の制約を受けないためリラクタンストルクおよび弱め界磁効果を十分に発揮させることができる。このような利点もあって、正弦波駆動方式を圧縮機の同期モータに適用して、圧縮機の高効率と低騒音化を図るモータシステムが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１に記載の発明においては、モータ電流位相を検出するために電流センサ（ＣＴ）を用い、３相のうちの１相のモータ電流波形と相電圧出力（印加電圧）との関係により電圧と電流の位相差を計算し、その位相差に応じた電圧フィードバック制御を行うようにしている。

しかしながら、１相電流のみにより位相差を算出して電圧フィードバック制御を行う場合、その電流検出のサンプリング間隔が長くなりモータ回転数のハンチングが発生することがある。また、例えば３相のモータ電流を検出する場合には、その相ごとに電流センサが必要とされるため、さらなるコスト増を招くことになる。そこで、電流センサなどを用いずにシャント抵抗によってインバータ電流を検出してモータを駆動するものが提案されている（例えば、特許文献２参照）。

特許文献２に記載の発明は、２相交流電圧指令に基づいてインバータ電流を３相電流値に割り当て、その３相電流値をｄｑ軸座標変換して各電流成分を得る一方、これら各軸電流成分により電流指令を算出し、その電流成分と電流指令の差（電気角周波数指令の修正量）に応じてベクトル制御を行うというもので従来のベクトル制御と異なっている。

これによれば、電流センサなどを用いずに安定して高速回転が可能となり、また三角波キャリアの周波数が高くなっても制御のための演算処理時間（インバータ電流検出間隔）は長くてもよいという利点がある。

特開２００１―５４２９５号公報 特開２００４―４８８６８号公報

しかしながら、上記特許文献２に記載の発明にあっては、上記特許文献１における問題点を解消することが可能であるが、そのベクトル制御に複雑な制御系が必要とされる。すなわち、インバータ電流から３相の電流を推定することから、どうしても複雑な制御部，高速の演算処理装置（マイクロコンピュータ）を必要としコスト高にならざるを得ない。

したがって、本発明の課題は、ブラシレスＤＣモータの正弦波駆動を低コストで実現するとともに、三相電流による位相制御を可能とすることにより制御の安定化を図ることにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載の発明は、直流電圧をインバータによって三相交流に変換してブラシレスＤＣモータに供給するとともに、インバータの印加電圧を制御して上記ブラシレスＤＣモータを正弦波駆動するブラシレスＤＣモータの制御装置において、上記インバータの母線電流を検出する電流検出手段と、モータ印加電圧を検出することにより得られるＰＷＭ切換タイミングによって上記母線電流からモータ三相の電流を算出するとともに、これら三相の電流と上記ブラシレスＤＣモータの印加電圧との位相差を目標位相差となるように上記印加電圧を制御する制御手段とを備えていることを特徴としている。

請求項２に記載の発明は、上記請求項１において、仮想中性点検出手段により検出されるモータの仮想中性点電位を用いて上記モータ印加電圧を検出することを特徴としている。

請求項３に記載の発明は、直流電圧をインバータによって三相交流に変換してブラシレスＤＣモータに供給するとともに、インバータの印加電圧を制御して上記ブラシレスＤＣモータを正弦波駆動するブラシレスＤＣモータの制御装置において、上記インバータの母線電流を検出する電流検出手段と、上記ブラシレスＤＣモータの端子電圧により仮想中性点電位を検出する仮想中性点検出手段と、少なくとも高低２つの基準電位を発生する基準電圧発生手段と、上記各基準電位と上記仮想中性点電位とにより上記母線電流に含まれている二相の電流情報をサンプリング可能とするタイミングを生成するサンプルタイミング生成手段と、該タイミングにより上記母線電流に含まれている二相の電流を分離，抽出する二相電流抽出手段と、該抽出された二相の電流をもとにして残りの一相の電流を算出し、これら三相の電流と上記ブラシレスＤＣモータの印加電圧との位相差を目標位相差となるように上記印加電圧を制御する制御手段とを備えていることを特徴としている。

請求項４に記載の発明は、上記請求項３において、上記第１のサンプルタイミング生成回路は上記仮想中性点電位が上記高い基準電圧と上記低い基準電圧の範囲に入る第１タイミングを生成するウインドコンパレータからなり、第２のサンプルタイミング生成回路は上記仮想中性点電位がその高い基準電圧以上となる第２タイミングを生成するコンパレータからなり、上記第１の二相電流抽出手段は上記第１タイミングを所定に遅延するマルチバイブレータ回路，該遅延されたタイミングで上記母線電流をサンプリングするサンプル回路および同サンプリングした電流をホールドするホールド回路からなり、第２の相電流抽出回路は上記第２のタイミングを所定に遅延するマルチバイブレータ回路，該遅延されたタイミングで上記母線電流をサンプリングするサンプル回路および同サンプリングした電流をホールドするホールド回路からなることを特徴としており、これらの各回路は簡単なオペアンプ回路により構成することができる。

請求項５に記載の発明は、上記請求項１ないし４のいずれか１項ににおいて、上記制御手段は、上記ブラシレスＤＣモータの印加電圧が飽和した場合には、上記目標位相差を小さくすることによりモータ電流位相を進めて弱め界磁による制御を行うことを特徴としている。

本発明によれば、特許文献１に記載の発明で用いられている電流センサが不要であり、また特許文献２に記載の発明で行っているベクトル制御と異なり、インバータの母線電流からモータ印加電圧を検出することにより得られるＰＷＭ切換タイミングによってモータ三相の電流を算出し、それら三相の電流とモータ印加電圧の位相差の演算処理を行うようにしていることから、全体的に回路構成が簡単であり、高速の演算処理装置を必要としないため低コストで済ませることができ、特に圧縮機などのモータに適用した場合、正弦波駆動制御の利点である騒音の低減が図れるという効果がある。

特に、二相の電流を分離，抽出する手段がオペアンプによるウインドコンパレータ，サンプルホールド回路の簡単な構成で済ませられるため当該制御装置を容易に実現できる。また、正弦波駆動制御により弱め界磁制御を十分に発揮させて回転数範囲を拡大し、例えばＩＰＭモータであればリラクタンストルクも発生し、モータ高効率化を図ることができるという効果を有する。

次に、図１ないし図６を参照して本発明の実施形態について説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。

図１に示すように、この制御装置は、直流電源（ＤＣ）を平滑化するコンデンサ１と、この平滑化された直流電圧が供給され、上下アームのスイッチング素子を所定にオン，オフして三相の電圧（インバータ出力電圧）を出力するインバータ（ＩＰＭ）２と、この出力電圧の印加により回転するＤＣモータ（ブラシレスＤＣモータ；センサレスのＩＰＭモータ）３と、このＤＣモータ３を正弦波駆動方式で制御する制御回路（マイクロコンピュータ）４およびインバータ駆動回路５と、インバータ２のインバータ電流（いわゆる母線電流）を検出するためのシャント抵抗６および差動増幅回路７と、インバータ２の入力電圧を分圧して第１基準電位および第２基準電位を出力する分圧回路８と、ＤＣモータ３の端子電圧により仮想中性点電位を検出するための仮想中性点検出回路９と、シャント抵抗６に流れる電流波形から第１基準電位，第２基準電位および仮想中性点電位を用い、三相分のモータ電流を推定するための第１相電流波形および第２相電流波形を抽出する２相電流抽出回路１０とを備え、制御回路４によって第１および第２相電流波形の値により残り１相の電流を下記数１の式から算出し、これら３相電流を用いてＤＣモータ３を正弦波駆動方式で制御する。

上記差増増幅回路７は、シャント抵抗６の両端の電流差分により母線電流を検出する。上記分圧回路８は抵抗Ｒ１（例えば３９０ｋΩ），Ｒ２（例えば４．４ｋΩ），Ｒ３（２．２ｋΩ）を直列に接続し、第１基準電位＞第２基準電位の関係で電圧を発生する。

上記仮想中性点検出回路９は、ＤＣモータ３の巻線端子にそれぞれ抵抗Ｒ４（例えば３９０ｋΩ）を接続してスター結線するとともに、その結線とグラクド（ＧＮＤ）との間に抵抗Ｒ５（例えば５．９０３ｋΩ）を接続し、抵抗４と抵抗Ｒ５の接続点から仮想中性点電位を検出する。

上記２相電流抽出回路１０は、母線電流波形を所定タイミングでサンプリングして二相の電流波形を抽出するために、その所定タイミングを得る第１および第２のサンプルタイミング生成回路１１，１２と、二相の電流波形を抽出する第および第２の相電流抽出回路１３，１４とを備えている。

図２を参照して、第１のサンプルタイミング生成回路１１は、２つのコンパレータ１１ａ，１１ｂおよびダイオード１１ｃ，１１ｄからなるウインドコンパレータで構成され、入力仮想中性点電位が第１基準電位以下、かつ第２基準電位以上になったときに出力を発生する（第１タイミング）。第２のサンプルタイミング生成回路１２は、入力仮想中性点電位と第１基準電位とを比較し、第１基準電位以上になっているときに出力を発生する（第２タイミング）。

この場合、上記仮想中性点電位にはモータの二相通電情報が含まれており、上記第１基準電位および第２基準電位はその二相通電情報の抽出タイミングが得られるように設定する。なお、第１および第２のサンプルタイミング生成回路１１，１２の出力段にはプルアップ抵抗（例えば１０ｋΩ）が設けられている。

また、第１の相電流抽出回路１３は、母線電流波形を第１のサンプルタイミング生成回路１１の出路タイミングでサンプリングし保持するため、非反転増幅（電流増幅）のオペアンプ回路１３ａと、その出力タイミングを僅かに遅らせるワンショットマルチバイブレータ（モノマルチＩＣ）１３ｂと、この遅れたタイミングで母線電流をサンプリングするスイッチング素子１３ｃと、このサンプリングされた母線電流値を保持するオペアンプ（フォロア回路）１３ｄおよびコンデンサ１３ｅによるホールド回路とを備えている。

第２の相電流抽出回路１４は、母線電流波形を第２のサンプルタイミング生成回路１２の出路タイミングでサンプリングし保持するため、上記第１の相電流抽出回路１３と同じく、オペアンプ回路１４ａと、ワンショットマルチバイブレータ（モノマルチＩＣ）１４ｂと、スイッチング素子１４ｃと、オペアンプ１４ｄおよびコンデンサ１４ｅによるホールド回路とを備えている。

そして、第１および第２の相電流抽出回路１３，１４の出力電流値が制御回路４のＡ／Ｄ変換ポートに入力され、制御回路４に二相分電流が取り込まれる。なお、当該制御装置が例えばエアコンの室外機のコンプレッサに適用される場合、制御回路４は室内機側からのコンプレッサ周波数情報などによりブラシレスＤＣモータ３の回転数を制御し、また保護機能としての回転数コントローラやインバータ駆動のためのＰＷＭ生成コントローラなどを備えることになる。

次に、上記構成の制御装置の動作を図３の波形図，図４のタイムチャート図，図５の絶対座標変換図および図６のフローチャート図を参照して説明する。

まず、制御回路４はＤＣモータ３を例えば強制同期方式で起動した後、指令回転数になるようにＰＷＭ制御によってＤＣモータ３の印加電圧を制御し、また正弦波駆動制御方式を採用してその電圧をフィードバック制御する。

なお、上記正弦波駆動制御方式は線間電圧正弦二相変調方式であり、各相の相電圧は例えば出力角度１２０°ごとに計算式で算出し、出力角度はモータ回転数およびＰＷＭ波形を得るためのキャリア周波数から、キャリア周波数ごとに進む角度を算出してこれを加味して制御する。また、ＰＷＭデュティ（％）は（相電圧／母線電圧）×１００で得る。

図３を参照して、各相出力電圧がＤＣモータ３に印加されると（同図（ａ）の実線，破線および二点鎖線参照）、ＤＣモータ３のＵ相，Ｖ相およびＷ相は同図（ｂ），（ｃ），（ｄ）に示す波形となる。なお、これら波形は理解しやすくするためにＰＷＭ波形を省いて滑らかに描いている。

ここで、仮想中性点検出回路９からは例えば図４（ａ）に示す仮想中性点電位が出力される。すると、第１のサンプルタイミング生成回路１１では、その仮想中性点電位に含まれる印加電圧情報の一相に対応する第１タイミングが得られ（図４（ｂ）参照）、第２のサンプルタイミング生成回路１２では、その仮想中性点電位に含まれる印加電圧情報の残り相に対応する第２タイミングが得られる（図４（ｃ）参照）。

第１の相電流抽出回路１３においては、第１タイミングにより差動増幅回路７の出力母線電流波形をサンプリングして保持する（図４（ｄ），（ｅ）参照）。同様に、第２の相電流抽出回路１４においても、第２タイミングにより母線電流波形をサンプリングして保持する（図４（ｄ），（ｆ）参照）。これにより、母線電流波形に含まれている二相の電流波形が分離，抽出される。すなわち、ＤＣモータ３の通電が二相であるため、母線電流波形にはその二相の情報が含まれるからである。

このようにして、２相電流抽出回路１０からは、所定出力角度（例えば６０度）ごとに二相分の相電流（第１相電流、第２相電流）値が出力される。この二相の電流波形が制御回路４に入力され、制御回路４は下記表１および図３（ｅ），（ｆ）に示すように、６０度ごとにそれぞれ二相の電流波形を再現する。

また、二相の電流値を上記数１の式に代入すれば、残りの一相の電流値を算出することができ、これにより残りの一相の電流波形を再現する。例えば、図３（ｅ），（ｆ）に示すように、第１の相電流出力については、Ｖ相，Ｖ相，Ｗ相，Ｗ相，Ｕ相，Ｕ相の電流が出力角度６０度ごとに順次再現される。第２の相電流出力については、Ｗ相，Ｕ相，Ｕ相，Ｖ相，Ｖ相，Ｗ相の電流が６０度ごとに順次再現される。さらに、残りの一相の電流については、上記再現された電流値をもとにして順次再現される。

このように、制御回路４において、母線電流から抽出された二相の電流波形（第１相電流，第２相電流）をもとにして上述した残りの相の電流波形を得るが、そのソフト処理が容易であるため、使用するマイクロコンピュータの演算速度は必ずしも高速であることを要しない。

また、制御回路４はモータ電圧とモータ電流との位相差を目標位相差とする制御を行うため、再現した三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗにより絶対座標変換（α軸、β軸）を行ってモータ電流位相を算出する。

モータ電流位相は下記数２（行列の変換式）を用い、またモータ電圧位相についても同様に絶対座標変換を下記数３（行列の変換式）によって行うが、この場合、モータ電圧（印加電圧）は実際に検出せずＰＷＭデューティから得る。

上記絶対座標変換によって得られた絶対座標電流ｉα，ｉβおよび絶対座標電圧ｖα，ｖβにより、図５に示すように電流絶対角度（モータ電流位相），電圧絶対角度（モータ電圧位相）の位相差θを算出する。

この算出位相差θを用いてＤＣモータ３を電圧フィードバック制御する。図６を参照して、フィードバック制御では目標位相差とその算出位相差（いわゆる実位相差）θを比較し（ステップＳＴ１）、この比較結果によりモータ印加電圧を下記表２にしたがって補正あるいは維持する。

目標位相差の方が大きい場合、ステップＳＴ１からＳＴ２に進み、モータの印加電圧に所定電圧補正量を加算してフィードバック制御する。このとき、表２から明らかなように、目標位相差と実位相差θの差が大きいほど電圧補正量を大きく変化させることにより、上記算出される位相差を速やかに目標位相差に近づけることができる。

このフィードバック制御において、算出した位相差（実位相差）θが目標位相差より大きい場合、ステップＳＴ１からＳＴ３に進み、モータの印加電圧から所定電圧補正量を減算してフィードバック制御する。このとき、表２から明らかなように、実位相差と目標位相差が大きいほど電圧補正量を大きく変化させることにより、上記算出される位相差θを速やかに目標位相差に近づけることができる。

上述したフィードバック制御により、モータの印加電圧が飽和した場合、つまり印加電圧によりそれ以上モータの回転数を上げることができない場合、目標位相差を小さくして（目標回転数を下げて）、モータ電流位相を進める弱め界磁効果によって回転数を上げるようにする。このようにして、進み位相角制御を行うことによりモータ回転数を目標回転数に導くことができ、また高回転領域の拡大を図ることができる。

しかも、上記ＤＣモータ３としてＩＰＭモータを用いれば、マグネットトルクとともにリラクタンストルクが発生するが、誘起電圧による位置検出ができない領域でもリラクタンストルクが十分に発生し、上記弱め界磁制御と相まってモータの高効率化，モータ運転範囲を拡大する効果が期待できる。

本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は低コスト化が図れ、またＤＣモータ３の駆動に正弦波駆動制御方式を採用していることから騒音の低減が図られるため、ファンやコンプレッサなどを搭載する家電機器全般に利用し、特にコンプレッサを搭載したエアコンや冷蔵庫などに利用してそれらの性能向上を図ることができる。

本発明によるブラシレスＤＣモータの制御装置の一例を示すブロック図。 上記制御装置に含まれる二相電流抽出回路の一例を示す回路図。 上記制御装置の動作を説明する波形図。 上記二相電流抽出回路の動作を説明するタイムチャート。 上記制御装置の動作を説明する絶対座標変換グラフ。 上記制御装置の動作を説明するフローチャート。

符号の説明

１ コンデンサ
２ インバータ
３ ＤＣモータ
４ 制御回路
６ シャント抵抗
７ 差動増幅回路
８ 分圧回路
９ 仮想中性点検出回路
１０ 二相電流抽出回路
１１ 第１のサンプルタイミング生成回路
１１ａ〜１１ｄ ウインドコンパレータ
１２ 第２のサンプルタイミング生成回路
１２ｅ，１２ｆ コンパレータ
１３ 第１の相電流抽出回路
１３ａ〜１３ｃ サンプリング回路
１３ｄ，１３ｅ ホールド回路
１４ 第２の相電流抽出回路
１４ａ〜１４ｃ サンプリング回路
１４ｄ，１４ｅ ホールド回路

Claims (5)

1. 直流電圧をインバータによって三相交流に変換してブラシレスＤＣモータに供給するとともに、インバータの印加電圧を制御して上記ブラシレスＤＣモータを正弦波駆動するブラシレスＤＣモータの制御装置において、
   上記インバータの母線電流を検出する電流検出手段と、モータ印加電圧を検出することにより得られるＰＷＭ切換タイミングによって上記母線電流からモータ三相の電流を算出するとともに、これら三相の電流と上記ブラシレスＤＣモータの印加電圧との位相差を目標位相差となるように上記印加電圧を制御する制御手段とを備えていることを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
2. 仮想中性点検出手段により検出されるモータの仮想中性点電位を用いて上記モータ印加電圧を検出することを特徴とする請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
3. 直流電圧をインバータによって三相交流に変換してブラシレスＤＣモータに供給するとともに、インバータの印加電圧を制御して上記ブラシレスＤＣモータを正弦波駆動するブラシレスＤＣモータの制御装置において、
   上記インバータの母線電流を検出する電流検出手段と、上記ブラシレスＤＣモータの端子電圧により仮想中性点電位を検出する仮想中性点検出手段と、少なくとも高低２つの基準電位を発生する基準電圧発生手段と、上記各基準電位と上記仮想中性点電位とにより上記母線電流に含まれている二相の電流情報をサンプリング可能とするタイミングを生成するサンプルタイミング生成手段と、該タイミングにより上記母線電流に含まれている二相の電流を分離，抽出する二相電流抽出手段と、該抽出された二相の電流をもとにして残りの一相の電流を算出し、これら三相の電流と上記ブラシレスＤＣモータの印加電圧との位相差を目標位相差となるように上記印加電圧を制御する制御手段とを備えていることを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
4. 上記サンプルタイミング生成手段には、上記仮想中性点電位が上記高い基準電圧と上記低い基準電圧の範囲に入る第１タイミングを生成するウインドコンパレータからなる第１のサンプルタイミング生成手段と、上記仮想中性点電位が上記高い基準電圧以上となる第２タイミングを生成するコンパレータからなる第２のサンプルタイミング生成手段とが含まれ、
   上記二相電流抽出手段には、上記第１タイミングを所定に遅延するマルチバイブレータ回路，該遅延したタイミングで上記母線電流をサンプリングするサンプル回路および同サンプリングした電流をホールドするホールド回路からなる第１の相電流抽出手段と、上記第２のタイミングを所定に遅延するマルチバイブレータ回路，該遅延されたタイミングで上記母線電流をサンプリングするサンプル回路および同サンプリングした電流をホールドするホールド回路からなる第２の相電流抽出手段とが含まれていることを特徴とする請求項３に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
5. 上記制御手段は、上記ブラシレスＤＣモータの印加電圧が飽和した場合には、上記目標位相差を小さくすることによりモータ電流位相を進めて弱め界磁による制御を行うことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。

Images