JP2006054930A - 同期モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ロータの界磁極に形成される磁束を大きくして同期モータ２の高効率化を達成できるとともに、相電流の振幅のハンチング幅を低減することができる制御装置１を提供することにある。
【解決手段】電流量変化率演算器６で、電流検出信号Ｉｕ、Ｉｗを用いて電流振幅変化率ΔＩＡを算出するとともに、電圧特性演算器７で、電流振幅変化率ΔＩＡを電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθの算出にフィードバックする。これにより、制御装置１は、相電流の振幅のハンチング幅に対応する電流振幅変化率ΔＩＡを用いて、電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθを補正することができる。この結果、ハンチング幅を同期モータ２の駆動制御に反映させることができるので、ハンチング幅を低減する方向に同期モータ２を駆動制御することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、同期モータの制御装置（以下、単に制御装置と呼ぶ）に関する。

〔従来の技術〕
同期モータは、ステータに設けられた複数相の電機子コイルへ通電させ、永久磁石等の界磁極を有するロータを回転させトルクを得るものである。このため、同期モータを最適に駆動制御するには、ロータの回転位置（以下、単に回転位置と呼ぶ）に関する情報が必要不可欠となっている。そこで、従来の同期モータには、回転位置を検出するための専用の位置センサが装着されていた。

ところが、位置センサを装着すると、同期モータの体格が大きくなるとともにコストも高くなる。さらに、位置センサ自体の使用環境に制限があるので、同期モータの用途が限定されてしまう。このため、位置センサを用いずに、電機子コイルへ通電される電流や印加電圧等に関する情報から回転位置を算出する技術が考えられている（例えば、特許文献１参照）。

近年、同期モータの高効率化のため、ロータの界磁極により形成される磁束を大きくすることが要望されており、位置センサを用いることなく駆動制御される同期モータ（以下、センサレス同期モータと呼ぶ）でも、同様に要望されている。

〔従来技術の不具合〕
ところで、センサレス同期モータでは、図１０に示すように、電流の振幅がハンチングする。このハンチング幅Ｘは、図１１に示すように、回転位置の真値と算出値との差（位置誤差）εにほぼ正比例して増加し、界磁極の磁束が大きいほど勾配が大きくなる。このため、同期モータの高効率化を目指し磁束を大きくすると、ハンチング幅Ｘが大きくなり、同期モータの制御が不安定になる。
特開２００４−６４８６０号公報

本発明は、上記の問題点を解決するためになされたものであり、ロータの界磁極に形成される磁束を大きくして同期モータの高効率化を達成できるとともに、相電流の振幅のハンチング幅を低減することができる制御装置を提供することにある。

〔請求項１の手段〕
請求項１に記載の制御装置は、電機子コイルに通電される相電流に応じた電流検出信号を出力する電流検出手段と、電流検出信号を用いて、相電流の大きさを示す電流量の変化率を算出する電流量変化率演算手段と、電機子コイルへの印加電圧の特性を示す電圧特性を算出するとともに、電流量変化率演算手段により算出された電流量変化率を電圧特性の算出にフィードバックする電圧特性演算手段とを備える。
これにより、制御装置は、電流量変化率を用いて、同期モータを駆動するための電圧特性を補正することができる。ここで、電流量変化率は相電流の振幅のハンチング幅に対応しているので、電流量変化率を用いて電圧特性を補正すれば、ハンチング幅を同期モータの駆動制御に反映させることができる。
以上により、請求項１に記載の制御装置を用いれば、ハンチング幅を低減する方向に同期モータを駆動制御することができる。

〔請求項２の手段〕
請求項２に記載の制御装置では、電圧特性演算手段が、電流検出信号を用いてロータの回転位置を算出する。
これにより、同期モータを最適に駆動制御するために必要な回転位置を、同期モータの駆動制御に反映させることができる。

〔請求項３の手段〕
請求項３に記載の制御装置の電圧特性演算手段は、相電流と印加電圧との位相差が所定値になるように電圧特性を算出する。
相電流と印加電圧との位相差は、回転位置と所定の相関を有している。このため、相電流と印加電圧との位相差が所定値になるように電圧特性を操作すれば、回転位置を特定の値に近付けることができる。この結果、回転位置を調節することにより同期モータを最適に駆動制御することができる。

〔請求項４の手段〕
請求項４に記載の制御装置は、電流量変化率を電圧特性の算出にフィードバックする際のフィードバック特性を、相電流の位相に応じて変化させるフィードバック特性可変手段を備える。
これにより、ハンチング幅に対する影響の差異に応じて、電流量変化率を電圧特性の算出にフィードバックする際のフィードバック特性を変化させることができる。このため、確実に、ハンチング幅を低減する方向に同期モータを制御することができる。

〔請求項５の手段〕
請求項５に記載の制御装置の電流量は、相電流を互いに直交する２つの静止軸上に変換することにより得られる電流ベクトルの大きさである。
これにより、回転位置に関わりなく電流量を算出することができる。

〔請求項６の手段〕
請求項６に記載の制御装置の電流量は、電流検出手段により検出される被検出電流の波高値である。
電流検出手段により検出される被検出電流（例えば、相電流）の波高値は、被検出電流の計測値にベクトル変換等の複雑な演算処理を施すことなく、被検出電流の計測値から直接的に求めることができる。ここで、被検出電流の計測値は、電流検出信号を用いて容易に求められるので、電流量を被検出電流の波高値とすることにより制御装置の演算負荷を低減することができる。

〔請求項７の手段〕
請求項７に記載の制御装置の電流量は、電流検出手段により検出される被検出電流の所定期間における積分値に基づき算出される電流特性値である。
電流検出手段により検出される被検出電流（例えば、相電流）の積分値は、被検出電流の計測値にベクトル変換等の複雑な演算処理を施すことなく、被検出電流の計測値から直接的に求めることができる。ここで、被検出電流の計測値は、電流検出信号を用いて容易に求められるので、電流量を、被検出電流の積分値に基づき算出される電流特性値とすることにより制御装置の演算負荷を低減することができる。なお、被検出電流の積分値に基づき算出される電流特性値とは、例えば、相電流の平均値や実効値などである。

〔請求項８の手段〕
請求項８に記載の制御装置の電流量変化率演算手段は、電流検出信号を用いて電流量の高周波成分を算出するとともに、この高周波成分を用いて電流量変化率を算出する。

〔請求項９の手段〕
請求項９に記載の制御装置の電流量変化率演算手段は、電流検出信号を用いて現在の電流量と現在よりも時間的に前の電流量との差分を算出するとともに、この差分を用いて電流量変化率を算出する。

最良の形態１は、ステータに設けられた複数相の電機子コイルへ通電させロータを回転させる同期モータの制御装置であって、電機子コイルに通電される相電流に応じた電流検出信号を出力する電流検出手段と、電流検出信号を用いて、相電流の大きさを示す電流量の変化率を算出する電流量変化率演算手段と、電機子コイルへの印加電圧の特性を示す電圧特性を算出するとともに、電流量変化率演算手段により算出された電流量変化率を電圧特性の算出にフィードバックする電圧特性演算手段とを備える。そして、電圧特性演算手段は、電流検出信号を用いてロータの回転位置を算出する。また、電流量変化率演算手段は、電流検出信号を用いて電流量の高周波成分を算出するとともに、この高周波成分を用いて電流量変化率を算出する。

最良の形態２の制御装置は、電流量変化率を電圧特性の算出にフィードバックする際のフィードバック特性を、相電流の位相に応じて変化させるフィードバック特性可変手段を備える。

最良の形態３の制御装置では、電流量が、複数相の電機子コイルに通電される電流を、互いに直交する２つの静止軸上に変換することにより得られる電流ベクトルの大きさである。

最良の形態４の制御装置では、電圧特性演算手段が、相電流と印加電圧との位相差が所定値になるように電圧特性を算出する。

〔実施例１の構成〕
実施例１の制御装置１の構成を図１を用いて説明する。制御装置１は、同期モータ２を駆動制御する。
同期モータ２は、ステータ（図示せず）に設けられたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の電機子コイル（図示せず）へ通電させ、永久磁石等の界磁極（図示せず）を有するロータ（図示せず）を回転させトルクを得るものである。

各電機子コイルへの通電は、制御装置１から出力される指令信号により作動するインバータ３を介して行われる。すなわち、インバータ３は、少なくとも６個のスイッチング素子（図示せず）を有する。そして、各々のスイッチング素子は、制御装置１から出力される６個の指令信号に応じて作動状況を変える。これにより、位相が互いに異なる３相の交流電流（以下、相電流と呼ぶ）が、電源（図示せず）から電機子コイルへ通電される。

制御装置１は、主に、相電流を検出する周知の電流センサ４と、指令信号を出力する電子制御装置（ＥＣＵ）５とから構成されている。

電流センサ４は、Ｕ相およびＷ相の相電流を被検出電流として検出し、相電流に応じた電流検出信号Ｉｕ、Ｉｗを出力する電流検出手段である。

ＥＣＵ５は、ＣＰＵ、記憶装置、出力装置および入力装置を有する周知構造のマイクロコンピュータである。そして、ＥＣＵ５は、電流センサ４から出力される電流検出信号Ｉｕ、Ｉｗなどを用いて、電機子コイルへの印加電圧の特性を示す電圧特性を算出するとともに、この電圧特性に基づいて、インバータ３へ出力される指令信号を合成する。

また、ＥＣＵ５は、電流検出信号Ｉｕ、Ｉｗを用いて、相電流の大きさを示す電流量の変化率を算出する電流量変化率演算手段としての電流量変化率演算器６、電圧特性を算出するとともに、電流量変化率演算器６により算出された電流量変化率を電圧特性の算出にフィードバックする電圧特性演算手段としての電圧特性演算器７、電圧特性に基づいてインバータ３へ出力されるパルス状の指令信号を合成するパルス合成器８の機能を有する。

電流量変化率演算器６は、相電流の振幅の変化率（以下、電流振幅変化率と呼ぶ）ΔＩＡを算出している。すなわち、実施例１の電流量は相電流の振幅である。また、電流量変化率演算器６は、電流検出信号Ｉｕ、Ｉｗを用いて、図２に示すように、電流量（実施例１では、相電流の振幅である）の高周波成分を算出するとともに、この高周波成分を用いて電流量変化率である電流振幅変化率ΔＩＡを算出する。

電圧特性演算器７は、電流検出信号Ｉｕ、Ｉｗを用いてロータの回転位置θを算出する位置推定器１１、上位機器（図示せず）からの要求に応じて、ロータの回転速度ωを算出する速度指令器１２、回転位置θおよび回転速度ωを用いて電機子コイルに印加される電圧の振幅（以下、電圧振幅と呼ぶ）ＶＡを算出する電圧振幅演算器１４、回転位置θおよび回転速度ωを用いて電機子コイルに印加される電圧の位相（以下、電圧位相と呼ぶ）Ｖθを算出する電圧位相演算器１５としての機能を有する。このように、実施例１の電圧特性は、電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθである。

また、電圧特性演算器７は、回転位置θ、回転速度ω、電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθの算出に、電流振幅変化率ΔＩＡをフィードバックする。すなわち、電流振幅変化率ΔＩＡは、回転位置θ、回転速度ω、電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθの補正に用いられる。つまり、回転位置θおよび回転速度ωは、両方とも電流振幅変化率ΔＩＡにより補正された後に電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθの算出に用いられる。また、電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθは、両方とも電流振幅変化率ΔＩＡにより補正された後に指令信号の合成に用いられる。

〔実施例１の作用〕
実施例１の制御装置１の作用を、図１を用いて説明する。
まず、電流センサ４で、Ｕ相、Ｗ相の相電流が検出され、電流検出信号Ｉｕ、Ｉｗが出力される。電流検出信号Ｉｕ、Ｉｗは、ＥＣＵ５に入力され、電流量変化率演算器６での電流振幅変化率ΔＩＡの算出、および位置推定器１１での回転位置θの算出に用いられる。また、速度指令器１２で、上位機器からの要求に応じて回転速度ωが算出される。

電流振幅変化率ΔＩＡは、電圧特性演算器７にフィードバックされる。そして、位置推定器１１で算出された回転位置θ、および速度指令器１２で算出された回転速度ωが、電流振幅変化率ΔＩＡにより補正される。そして、補正された回転位置θおよび補正された回転速度ωにより、電圧振幅演算器１４で電圧振幅ＶＡが算出され、電圧位相演算器１５で電圧位相Ｖθが算出される。また、電圧振幅演算器１４で算出された電圧振幅ＶＡ、および電圧位相演算器１５で算出された電圧位相Ｖθは、電流振幅変化率ΔＩＡにより補正される。

そして、補正された電圧振幅ＶＡおよび補正された電圧位相Ｖθに応じて、パルス合成器８で指令信号が合成されインバータ３に出力される。そして、この指令信号に応じて、インバータ３の各トランジスタが作動状況を変える。これにより、各相電流が調節され、同期モータ２は上位機器からの要求に応じて最適に駆動制御される。

〔実施例１の効果〕
実施例１の制御装置１は、Ｕ相、Ｗ相の相電流を検出し電流振幅変化率ΔＩＡを算出するとともに、この電流振幅変化率ΔＩＡを電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθの算出にフィードバックする。
これにより、制御装置１は、相電流の振幅のハンチング幅Ｘに対応する電流振幅変化率ΔＩＡを用いて、電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθを補正することができる。このため、電流振幅変化率ΔＩＡを用いて電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθを補正することにより、ハンチング幅Ｘを同期モータ２の駆動制御に反映させることができる。この結果、位置誤差εが減少し、図３に示すようにハンチング幅Ｘを大幅に低減することができる。

また、制御装置１では、電圧特性演算器７における位置推定器１１が、電流検出信号Ｉｕ、Ｉｗを用いて、モータ特性式を解いたりモータ特性マップを参照することにより、回転位置θを算出する。
これにより、同期モータ２を最適に駆動制御するために必要な回転位置θを、同期モータ２の駆動制御に反映させることができる。

実施例２の制御装置１の構成を、図４を用いて説明する。なお、実施例１と共通する部分は、同一の符号を用いるとともに説明を省略する。
実施例２の電圧特性演算器７は、目標値としての電流指令値Ｉに相電流の計測値が一致するように電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθを算出する電流制御器１７、および電流指令値Ｉを上位機器からの要求に応じたデータやプログラムなどとして格納する電流指令値格納器１８の機能を有する。

実施例２の制御装置１の作用を、図４を用いて説明する。
電流指令値格納器１８では、上位機器からの要求に応じて電流指令値Ｉが求められる。そして、電流制御器１７は、電流検出信号Ｉｕ、Ｉｗを用いて相電流を計測するとともに、この計測値と電流指令値格納器１８で求められた電流指令値Ｉとの差に応じて電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθを算出する。なお、電流制御器１７における電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθの算出にも、電流振幅変化率ΔＩＡにより補正された回転位置θおよび電流振幅変化率ΔＩＡにより補正された回転速度ωが用いられる。

〔実施例３の構成〕
実施例３の制御装置１の構成を、図５（ａ）を用いて説明する。なお、実施例１と共通する部分は、同一の符号を用いるとともに説明を省略する。
実施例３のＥＣＵ５は、電流振幅変化率ΔＩＡを電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθの算出にフィードバックする際のフィードバック特性を、相電流の位相に応じて変化させるフィードバック特性可変手段としてのフィードバック特性可変器２０の機能を有する。

フィードバック特性可変器２０により変化するフィードバック特性は、ゲインである。すなわち、フィードバック特性可変器２０は、電流量変化率演算器６で算出された電流振幅変化率ΔＩＡを電圧特性演算器７へフィードバックする際に、位置誤差εとの相関が大きい相電流の位相（以下、電流位相と呼ぶ）Ｉθに応じてゲインを変化させる。

より具体的には、電流位相Ｉθに対し閾値Ｃを設定し、電流位相Ｉθと閾値Ｃとの比較結果に応じてゲインを変化させる。すなわち、図５（ｂ）に示すように、電流位相Ｉθが閾値Ｃよりも大きいときはゲインを所定の値とし、電流位相Ｉθが閾値Ｃよりも小さいときはゲインを０とする。電流位相Ｉθは、位置誤差εと相関が大きく、位置推定器１１で回転位置θを算出する際に同時に算出される。

さらに、ゲインがハンチングするのを防止するため、電流位相Ｉθとゲインとの相関特性にヒステリシスを持たせ、電流位相Ｉθが大きくなるときの閾値Ｃと、電流位相Ｉθが小さくなるときの閾値Ｃとを異なる値にしてもよい。また、ゲインを変化させる際には、ランプ状に緩やかに変化させてもよい。

〔実施例３の作用〕
実施例３の制御装置１の作用を、図５を用いて説明する。
実施例３の位置推定器１１は、電流検出信号Ｉｕ、Ｉｗを用いて電流位相Ｉθを算出する。そして、フィードバック特性可変器２０は、この電流位相Ｉθと閾値Ｃとを比較し、電流位相Ｉθが閾値Ｃよりも大きいときはゲインを所定の値とし、電流位相Ｉθが閾値Ｃよりも小さいときはゲインを０とする。

〔実施例３の効果〕
実施例３の制御装置１は、位置誤差εとの相関が大きい電流位相Ｉθと閾値Ｃとを比較し、電流位相Ｉθが閾値Ｃよりも大きいときはゲインを所定の値とし、電流位相Ｉθが閾値Ｃよりも小さいときはゲインを０とする。
従来の位置誤差εとハンチング幅Ｘとの相関は、図１２に示すように所定値Ｃ０において、勾配が負から正に反転している。このため、位置誤差εが所定値Ｃ０よりも小さい範囲において、位置誤差εが所定値Ｃ０よりも大きい範囲と同様の値のゲインを、電流振幅変化率ΔＩＡに掛け合わせると、電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθの算出に対し逆方向に補正を行うことになる。

そこで、実施例３の制御装置１では、位置誤差εとの相関が大きい電流位相Ｉθにおいて、所定値Ｃ０に対応する閾値Ｃを設定し、電流位相Ｉθが閾値Ｃよりも大きいときはゲインを所定の値とし、電流位相Ｉθが閾値Ｃよりも小さいときはゲインを０とする。これにより、位置誤差εが所定値Ｃ０よりも小さい範囲において、電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθの算出に対し逆方向に補正を行うことを防止することができる。

特に、負荷トルクが小さく相電流が小さいときには、電流振幅変化率ΔＩＡを算出するのが困難になるため、電流位相Ｉθを故意に遅らせることにより（すなわち、位置誤差εを負の方向に大きくすることにより）相電流を増加させている。このため、負荷トルクが小さいときには、電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθの算出に対し逆方向に補正を行う虞が大きい。

これに対し、電流位相Ｉθが閾値Ｃよりも大きいときはゲインを所定の値とし、電流位相Ｉθが閾値Ｃよりも小さいときはゲインを０とすることにより、相電流が小さいときでも、確実に、ハンチング幅Ｘを低減する方向に、同期モータ２を制御することができる。

〔実施例４の構成〕
実施例４の制御装置１の電流量は、図６に示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の電機子コイルに通電される相電流を、互いに直交する２つの静止軸（α軸およびβ軸）上に変換することにより得られる電流ベクトル（Ｉα、Ｉβ）の大きさＩαβである（ここで、Ｉαはα軸電流であり、Ｉβはβ軸電流である）。すなわち、電流量変化率演算器６で算出され電圧特性演算器７にフィードバックされる電流量変化率は、電流ベクトル（Ｉα、Ｉβ）の大きさＩαβの変化率（以下、電流ベクトル変化率と呼ぶ）ΔＩαβである。

ここで、電流ベクトル（Ｉα、Ｉβ）の大きさＩαβは、数式１で示される。

また、数値Ｎの平方根ａを算出するための数式２の近似計算は、数式３に示される数列式を用いて行うことができる。

そこで、数式１による電流ベクトル（Ｉα、Ｉβ）の大きさＩαβの算出は、数式３を用いて行われる。

〔実施例４の効果〕
実施例４の制御装置１は、電流ベクトル変化率ΔＩαβを電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθの算出にフィードバックする。
これにより、回転位置θに関わりなくＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電流の大きさのみを用いて電流量を算出することができる。このため、電流量を正確かつ容易に算出することができる。

〔実施例５の構成〕
実施例５の制御装置１の構成を、図７を用いて説明する。
実施例５の電流量変化率演算器６は、電流量変化率である電流振幅変化率ΔＩＡ以外に、電流量である相電流の振幅（電流振幅と呼ぶ）ＩＡ、および電流位相Ｉθを算出する。また、電圧特性演算器７の位置推定器１１は、速度指令器１２で算出された回転速度ωを用いて電流位相指令値Ｉθ＊を算出する。

また、電圧特性演算器７は、電流位相Ｉθが電流位相指令値Ｉθ＊に一致するように電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθを算出する電流制御器１７を有する。なお、電流制御器１７では、電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθの算出に、印加電圧と相電流の位相差（以下、単に位相差と呼ぶ）ξの目標値（目標位相差）ξ＊が用いられる。目標位相差ξ＊は、電流量のデータやプログラムとして格納され、電流振幅ＩＡを用いて算出される。なお、位置推定器１１で算出された電流位相指令値Ｉθ＊は、電流振幅変化率ΔＩＡにより補正された後に、電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθの算出に用いられる。

〔実施例５の作用〕
実施例５の制御装置１の作用を、電流制御器１７における算出等を中心に説明する。
電流制御器１７では、まず、電流振幅ＩＡを用いて目標位相差ξ＊が算出される。そして、この目標位相差ξ＊と、電流振幅変化率ΔＩＡにより補正された電流位相指令値Ｉθ＊とを用いて電圧位相Ｖθが算出される。また、電流振幅変化率ΔＩＡにより補正された電流位相指令値Ｉθ＊と、電流量変化率演算器６で算出された電流位相Ｉθとを用いて、位相差ξと目標位相差ξ＊との差Δξが算出される。そして、差Δξが所定値になるように電圧位相Ｖθが補正される。このようにして電流制御器１７で求められた電圧位相Ｖθが、電流振幅変化率ΔＩＡにより補正され、パルス合成器８での指令信号の合成に用いられる。

〔実施例５の効果〕
実施例５の制御装置１は、電流制御器１７により、電流位相Ｉθが電流位相指令値Ｉθ＊に一致するように電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθを算出する。
これにより、回転位置θを算出することなく、同期モータ２を駆動制御することができる。

実施例６の制御装置では、図８に示すように、位置推定器１１が、電流検出信号Ｉｕ、Ｉｗを用いて回転位置θを算出するかわりに、速度指令器１２で算出された回転速度ωを積分することにより回転位置θを算出する。
これにより、複雑な回転位置θの推定式やマップデータ等が不要となり、容易に回転位置θを算出することができる。

〔変形例〕
本実施例の電流量は、電流振幅ＩＡまたは電流ベクトル（Ｉα、Ｉβ）の大きさＩαβであったが、同時間におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電流の中で最大になっている相電流の大きさであってもよい。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相電流をロータの界磁極の磁極軸（ｄ軸）と直行するｑ軸上の電流に変換したｑ軸電流の大きさであってもよく、ｄｑ軸電流から算出される電流ベクトル（Ｉｄ、Ｉｑ）の大きさであってもよく、相電流の積分値に基づき算出される電流特性値（実効値や平均値）または波高値であってもよい。さらに、被検出電流として、相電流の替わりにインバータ３の直流母線における母線電流を検出し、母線電流の所定の周期ごとの積分値に基づき算出される電流特性値（実効値や平均値）または波高値を電流量としてもよい。

本実施例の電流量変化率演算器６は、電流検出信号Ｉｕ、Ｉｗを用いて電流量の高周波成分を算出するとともに、この高周波成分を用いて電流量変化率を算出するものであるが、電流検出信号Ｉｕ、Ｉｗを用いて、図９に示すように、現在の電流量と現在よりも時間的に前の電流量との差分を算出するとともに、この差分を用いて電流量変化率を算出するものであってもよい。

本実施例の電流センサ４は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の電機子コイルの内、Ｕ相、Ｗ相の２相の相電流を被検出電流として検出したが、これに限定されず、例えば、Ｕ相のみ（すなわち、１相の相電流のみ）を被検出電流として検出してもよい。

実施例３のフィードバック特性可変器２０は、電流位相Ｉθが閾値Ｃよりも大きいときはゲインを所定の値とし、電流位相Ｉθが閾値Ｃよりも小さいときはゲインを０とするものであるが、これに限定されない。例えば、電流位相Ｉθが閾値Ｃよりも大きいときと、電流位相Ｉθが閾値Ｃよりも小さいときとでゲインの極性（正負）を反転させるように設定してもよい。さらに、ゲインの極性を反転させる場合、閾値Ｃを含む電流位相Ｉθの所定範囲でゲインを０とすれば、より高度な補正を行うことができ、ゲインのハンチングを防止することができる。

実施例３のフィードバック特性可変器２０は、電流位相Ｉθに応じてゲインを変更したが、電流位相Ｉθ以外に、位置誤差εとの相関が大きい特性、例えば、電圧位相Ｖθ、印加電圧と相電流との位相差ξ、電流量の大きさ等に応じてゲインを変更してもよい。

実施例５の電流制御器１７では、電流位相Ｉθを基準として電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθを算出しているが、回転位置θまたは電圧位相Ｖθを基準に電圧振幅ＶＡおよび電圧位相Ｖθを算出してもよい。

制御装置の構成図である（実施例１）。 相電流の振幅の高周波成分を示す説明図である（実施例１）。 相電流、および相電流の振幅のトレンド図である（実施例１）。 制御装置の構成図である（実施例２）。 制御装置の構成図である（実施例３）。 Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のα軸およびβ軸への変換を示す説明図である（実施例４）。 制御装置の構成図である（実施例５）。 制御装置の構成図である（実施例６）。 相電流の振幅の差分を示す説明図である（変形例）。 相電流、および相電流の振幅のトレンド図である（従来例）。 相電流の振幅のハンチング幅と位置誤差との相関図である（従来例）。 相電流の振幅のハンチング幅と位置誤差との相関図である（従来例）。

符号の説明

１ 制御装置
２ 同期モータ
４ 電流センサ（電流検出手段）
６ 電流量変化率演算器（電流量変化率演算手段）
７ 電圧特性演算器（電圧特性演算手段）
２０ フィードバック特性可変器（フィードバック特性可変手段）
Ｉｕ、Ｉｗ 電流検出信号
ΔＩＡ 電流振幅変化率（電流量変化率）
ＶＡ 電圧振幅（電圧特性）
Ｖθ 電圧位相（電圧特性）
Ｉθ 電流位相（相電流の位相）

Claims (9)

1. ステータに設けられた複数相の電機子コイルへ通電させロータを回転させる同期モータの制御装置において、
   前記電機子コイルに通電される相電流に応じた電流検出信号を出力する電流検出手段と、
   前記電流検出信号を用いて、前記相電流の大きさを示す電流量の変化率を算出する電流量変化率演算手段と、
   前記電機子コイルへの印加電圧の特性を示す電圧特性を算出するとともに、前記電流量変化率演算手段により算出された電流量変化率を前記電圧特性の算出にフィードバックする電圧特性演算手段と
   を備えた同期モータの制御装置。
2. 請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
   前記電圧特性演算手段は、前記電流検出信号を用いて前記ロータの回転位置を算出することを特徴とする同期モータの制御装置。
3. 請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
   前記電圧特性演算手段は、前記相電流と前記印加電圧との位相差が所定値になるように前記電圧特性を算出することを特徴とする同期モータの制御装置。
4. 請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
   前記電流量変化率を前記電圧特性の算出にフィードバックする際のフィードバック特性を、前記相電流の位相に応じて変化させるフィードバック特性可変手段を備えることを特徴とする同期モータの制御装置。
5. 請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
   前記電流量は、前記相電流を互いに直交する２つの静止軸上に変換することにより得られる電流ベクトルの大きさであることを特徴とする同期モータの制御装置。
6. 請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
   前記電流量は、前記電流検出手段により検出される被検出電流の波高値であることを特徴とする同期モータの制御装置。
7. 請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
   前記電流量は、前記電流検出手段により検出される被検出電流の所定期間における積分値に基づき算出される電流特性値であることを特徴とする同期モータの制御装置。
8. 請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
   前記電流量変化率演算手段は、前記電流検出信号を用いて前記電流量の高周波成分を算出するとともに、この高周波成分を用いて前記電流量変化率を算出することを特徴とする同期モータの制御装置。
9. 請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
   前記電流量変化率演算手段は、前記電流検出信号を用いて現在の電流量と現在よりも時間的に前の電流量との差分を算出するとともに、この差分を用いて前記電流量変化率を算出することを特徴とする同期モータの制御装置。

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