JP2004215331A

JP2004215331A - ブラシレスｄｃモータの制御方法およびその装置

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Publication number: JP2004215331A
Application number: JP2002379068A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Kanehara; 弘幸金原
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2002-12-27
Filing date: 2002-12-27
Publication date: 2004-07-29

Abstract

【課題】ロータの位置検出を得るために、誘起電圧と比較する基準電圧をリニア的に可変し、通電相タイミングを大きく変えて弱め界磁制御の効果を十分に発揮可能とする。
【解決手段】ブラシレスＤＣモータ６を制御するインバータ回路３の出力が飽和状態である場合、ステータ巻線の誘起電圧（仮想中性点電圧）と比較する基準電圧をリニア的に増減する。この場合、制御回路１５にて所定デューテ比のＰＷＭ信号がローパスフィルタ回路１２に出力され、ローパスフィルタ回路１２からは所定差分電圧量が出力される。この所定差分電圧により、分圧回路１０の出力（基準電圧）が基準電圧生成部１３でリニア的に増減され、この２つの新たな基準電圧を用いて、仮想中性点回路１１からのモータ仮想中性点電圧（モータ誘起電圧波形）と比較され、この比較結果が位置信号とされる。その誘起電圧と基準電圧との交点による通電位相を大きく早めて、弱め界磁制御を可能としている。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、空気調和機や冷蔵庫のコンプレッサなどに用いられる三相モータ（ブラシレスＤＣモータ；ＩＰＭモータ）をインバータ制御する制御技術に係り、さらに詳しく言えば、単相交流電源によって三相モータを可変速で駆動するブラシレスＤＣモータの制御技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレスＤＣモータの制御装置においては、直流電圧を電力変換手段（例えばインバータ手段）で任意の交流電圧に変換してモータに印加する。そのため制御装置は、例えば図７に示すように、単相交流電源から図示しない所定のコンバータを介して得た直流電源１による直流電圧を平滑コンデンサ２で平滑化してインバータ回路３に供給する。
【０００３】
制御回路（マイクロコンピュータ）４は、ベースアンプ（ドライバ）回路５を介してインバータ回路３を構成する上下アームの複数スイッチング素子のスイチング信号（ＰＷＭ信号）を出力する。これにより、直流電圧が三相の交流電圧に変換され、負荷としての三相四極のブラシレスＤＣモータ６に印加される。
【０００４】
このとき、ロータの位置を検出してステータの巻線電流を切り替え、例えば１２０度通電方式などによって通電を切り替えるが、位置検出回路７にて非通電相に発生する誘起電圧波形と基準電圧と比較し、その交点（ゼロクロス点）を検出してロータの位置検出の信号を得ている。制御回路４は、その位置検出信号に基づいてインバータ回路３の各スイッチング素子を駆動し、これによりステータの巻線電流が切り替えられる。
【０００５】
また、モータ制御としてＰＷＭ制御方式を採用している場合には、制御回路４は、モータ回転数を目標回転数とするためのＰＷＭ波形を所定デューティ比として生成し、このＰＷＭ波形を通電切替信号に重畳した駆動信号を出力し、インバータ回路３の各スイッチング素子を所定にオン，オフして矩形波電圧を発生させてブラシレスＤＣモータ６を回転制御する。
【０００６】
さらに、位置検出回路７からの位置検出信号により、ブラシレスＤＣモータ６の現回転数を検出して目標回転数と比較し、その比較結果を生成ＰＷＭ波形にフィードバックしてインバータ回路３の矩形波電圧を制御し、ブラシレスＤＣモータ６の回転数を目標回転数に制御する。
【０００７】
上記制御方式にあっては、例えば相通電を行わない区間が６０度であるとき、この区間の中心に誘起電圧のゼロクロス点が来るように構成した場合、通電位相タイミングが前後に３０度の範囲でしか制御することができない。また、弱め界磁制御を適用しようとすると、その弱め界磁による進み位相角が小さく、つまり通電相タイミングをそれほど早くできず、最大回転数アップ（高回転数領域の拡大）が難しい。
【０００８】
一方、モータの各相分圧電圧と比較用電圧（基準電圧）とを比較してゼロクロス点を得て、正確なロータ位置を可能とする方法が下記の特許文献１により提案されている。
【０００９】
この特許文献１においては、各相ごとのゼロクロス点を検出するための比較用電圧にそれぞれ他相の分圧電圧を加味して基準電圧を移相している。このようにして基準電圧が移相されることにより、誘起電圧の波形にゼロクロス点付近で平らな平坦部分がある場合でも、その平坦部分を避けて正確なゼロクロス点が得られ、正確なロータ位置検出を可能としている。
【００１０】
なお、特許文献１によれば、通常の比較用電圧のほかに、高い比較用電圧と低い比較用電圧とを交互に切り替えためのスイッチング素子（図１４）およびその駆動制御を行うための構成を設けなければならないなどの不都合が解消され、また、ゼロクロス点が速まるように（つまり、弱め界磁による進み位相角が大きくなるように）、基準電圧（比較用電圧）を切り替えれば、弱め界磁制御の効果が発揮される。
【００１１】
【特許文献１】
特開２００１―２３１２８５号公報（図１および図１４）
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記特許文献１に弱め界磁制御を適用して最大回転数をアップしようとする場合、複数の比較用電圧を発生する回路をより多く設ける必要があるばかりでなく、発生する比較用電圧の数を多くしたとしても、その比較用電圧をリニア的に可変することが難しく、そのため弱め界磁制御を適切に行うことが困難である。
【００１３】
また、それら比較用電圧が階段状であることから、比較用電圧の切り替え時における回転がスムーズに行われず、弱め界磁制御の効果が十分に得られないという問題がある。
【００１４】
本発明は、上記した課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ブラシレスＤＣモータの非通電相の誘起電圧波形と比較する基準電圧をリニア的に可変させてゼロクロス点を得ることにより、ブラシレスＤＣモータの通電相タイミングを大きく変えることができ、リラクタンストルクおよび弱め界磁制御の効果を十分に得られるようにすることにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、請求項１に記載されているように、交流電源から変換された直流電源をインバータ手段を介してブラシレスＤＣモータに通電するとともに、上記ブラシレスＤＣモータの各巻線に発生する誘起電圧と所定の基準電圧とを比較してゼロクロス点を得、上記ゼロクロス点によりロータ位置を検出し、該位置検出に基づいて上記インバータ手段を制御して上記ブラシレスＤＣモータの通電を切り替えて回転制御を行うブラシレスＤＣモータの制御方法において、上記基準電圧を増減する所定差分電圧量をリニア的に発生する手段を備え、現回転数（実働回転数）が目標回転数より小さいときにはその差分電圧量を大きくし、上記現回転数が目標回転数より大きいときにはその差分電圧量を小さくするようにしており、上記誘起電圧の波形が上昇時である場合には、上記基準電圧からその差分電圧量を減算した新たな基準電圧を用い、上記誘起電圧の波形が下降時である場合には、上記基準電圧にその差分電圧量を加算した新たな基準電圧を用いてロータ位置を検出し、該位置検出により通電位相タイミングを得るようにしたことを特徴としている。
【００１６】
また、本発明は、請求項２に記載されているように、交流電源から変換された直流電源をインバータ回路を介してブラシレスＤＣモータに通電するとともに、上記ブラシレスＤＣモータの各巻線に発生する誘起電圧に対応する仮想中性点電圧と所定の基準電圧とを比較してゼロクロス点を得、上記ゼロクロス点によりロータ位置を検出し、該位置検出に基づいて上記インバータ回路を制御して上記ブラシレスＤＣモータの通電を切り替えて回転制御を行うブラシレスＤＣモータの制御装置において、上記基準電圧を得るために上記直流電源の電圧を抵抗で分圧する分圧回路と、上記仮想中性点電圧を得るために上記ブラシレスＤＣモータのステータ巻線の結線と並列に接続した抵抗からなる仮想中性点発生回路と、所定デューティ比のＰＷＭ信号を入力して上記基準電圧の所定差分電圧量を得るためのローパスフィルタ回路と、上記所定差分電圧量を上記基準電圧に加減算して新たな基準電圧を得るための加算回路および減算回路を含む基準電圧生成部と、上記仮想中性点電圧と新たな基準電圧とをそれぞれ比較するとともに、１つの比較結果を選択し、これを位置信号として出力する信号選択回路と、上記インバータ回路を駆動するための信号を出力する一方、上記所定デューティ比のＰＷＭ信号を上記ローパスフィルタ回路に出力し、上記信号選択回路に選択信号を出力するとともに、上記信号選択回路からの出力位置信号によるロータ位置検出により、上記ブラシレスＤＣモータの通電を行う弱め界磁制御を可能とする制御回路とを備え、上記制御回路からのＰＷＭ信号のデューティ比を可変するようにしたことを特徴としている。
【００１７】
請求項２の発明において、上記制御回路として上記ローパスフィルタ回路の機能に代わるＤ／Ａ変換機能のポートを備えた制御回路を用い、この制御回路によって上記ＰＷＭ信号に相当するアナログ電圧を出力するようにすれば、上記ローパスフィルタ回路を省くことができ、回路構成の簡素化が図られる。
【００１８】
また、上記インバータ回路から上記ブラシレスＤＣモータに供給する出力が飽和状態になったときに、上記差分電圧量を加減算した新たな基準電圧を用いて得られた位置信号により、上記ブラシレスＤＣモータの通電を行い、弱め界磁制御を行うようにすることが好ましく、これによれば、弱め界磁制御によりブラシレスＤＣモータの最大回転数がアップが図られる。
【００１９】
また、上記仮想中性点電圧の波形が上昇時（位置検出が立ち上がり時）である場合には、上記基準電圧発生回路の加算回路で得られている基準電圧を用いて位置信号を得、上記仮想中性点電圧の波形が下降時（位置検出が立ち上がり時）である場合には、上記基準電圧発生回路の減算回路で得られている基準電圧を用いて位置信号を得るようにするとよい。これにより、誘起電圧波形が上昇する場合と、その誘起電圧波形が下降する場合のいずれでも、仮想中性点電圧と基準電圧との交点であるゼロクロス点が確実に早められ、弱め界磁が適切に行われる。
【００２０】
また、上記ブラシレスＤＣモータの回転数を上昇させて目標回転数とする場合には、上記差分電圧量をリニア的に大きくして、通電位相タイミングを順次早くし、しかる後、上記ブラシレスＤＣモータの回転数を下降させて目標回転数とする場合には、上記差分電圧量をリニア的に小さくして通電位相タイミングを順次遅くするとよい。これにより、弱め界磁制御においてブラシレスＤＣモータの回転数上昇あるいは回転数下降が適切に行われる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図１ないし図６を参照して詳しく説明する。なお、図中、図７と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
【００２２】
本発明によるブラシレスＤＣモータの制御装置は、ロータ位置検出用の誘起電圧の波形と比較する基準電圧のレベルをリニア的に変化させるために、その基準電圧（一定の電圧）にＰＷＭ出力（所定差分電圧量）を加算あるいは減算し、これら演算結果により得た電圧（つまり、基準電圧に対して上下方向にリニア的に変化する新たな基準電圧）と誘起電圧波形と比較し、この比較結果によりロータの位置検出（ゼロクロス点）の位置信号を得、通電位相タイミングを大きい方向に早めるようにしている。
【００２３】
そのために、この制御装置には、図１に示すように、上記基準電圧を得るために直流電源１の電圧を抵抗Ｒａ，Ｒｂで分圧する分圧回路１０と、モータの仮想中性点電圧を得るためにステータ巻線のスター結線と並列に接続した抵抗Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｅおよび出力調整用の抵抗Ｒｆからなる仮想中性点発生回路１１と、所定デューティ比のＰＷＭ信号により一定の電圧（通常の基準電圧）の所定差分電圧量を得るためのローパスフィルタ（２次型の）回路１２と、上記所定差分電圧量を通常の基準電圧に加減算して新たな基準電圧を得るための加算回路１３ａおよび減算回路１３ｂを含む基準電圧生成部１３と、モータの仮想中性点電圧（非通電相に発生する誘起電圧に対応する電圧）と新たな基準電圧とをそれぞれ比較するとともに、１つの比較結果を選択し、これを位置信号として出力する信号選択回路１４と、上記所定差分電圧量に相当する所定デューティ比のＰＷＭ信号をローパスフィルタ１２に出力し、選択信号を信号選択回路１２に出力する制御回路（マイクロコンピュータ）１５とが備えられている。
【００２４】
ローパスフィルタ（２次型の）回路１２は、図２に例示するように、オペアンプ１２ａの他に、抵抗Ｒ１，Ｒ２やコンデンサＣ１，Ｃ２を用いた一般的な回路構成であり、入力ＰＷＭのデューティ比に応じたアナログ電圧を出力する。また、基準電圧生成部１３は、図３に例示するように、オペアンプ１３ａａ，１３ｂａおよび抵抗Ｒ３，…，Ｒ１０を用いた加算回路１３ａおよび減算回路１３ｂから構成されている。
【００２５】
加算回路１３ａは、分圧回路１２の出力一定電圧（通常時の基準電圧）が抵抗Ｒ３を介してオペアンプ１３ａａの非反転入力端子に入力されるとともに、ローパスフィルタ回路１２のＰＷＭ出力（差分電圧量に相当するデューティ比）が抵抗Ｒ４を介してその非反転入力端子に入力される非反転増幅回路（増幅度１）によって構成されており、その一定電圧に差分電圧量を加算してこれを新たな基準電圧として出力する。
【００２６】
減算回路１３ｂは、分圧回路１０の出力一定電圧（通常の基準電圧）が抵抗Ｒ７を介してオペアンプ１１ｂａの非反転入力端子に入力されるとともに、ローパスフィルタ回路１２の差分電圧量が抵抗Ｒ８を介してそのオペアンプ１１ｂａの反転入力端子に入力される差動増幅回路（増幅度１）によって構成されており、その一定電圧から差分電圧量を減じてこれを新たな基準電圧として出力する。
【００２７】
信号選択回路１４は、仮想中性点発生回路１１からの仮想中性点電圧と加算回路１３ａａからの基準電圧とを比較するコンパレータ１４ａと、その仮想中性点電圧と減算回路１３ｂからの基準電圧とを比較する１４ｂと、制御回路１５からの選択信号によりそれら比較結果の何れか一方を選択して出力するための論理回路１４ｃとからなる。
【００２８】
論理回路１４ｃは、制御回路１５からの選択信号を反転するインバータ１４ｃａと、コンパレータ１４ａの出力とインバータ１４ｃの出力（反転選択信号）との論理をとるＮＡＮＤゲート１４ｃｂと、コンパレータ１４ｂの出力とその選択信号との論理をとるＮＡＮＤゲート１４ｃｃと、それらＮＡＮＤゲート１４ｃｂ，１４ｃｃの出力の論理をとるＮＡＮＤゲート１４ｃｄとからなる。
【００２９】
制御回路１５は、図７に示す制御回路４の機能も備え、例えばＰＷＭ制御によってブラシレスＤＣモータ６を回転制御する一方、そのＰＷＭ制御のデューティ比が１００％になると、所定差分電圧量に相当するＰＷＭ信号をローパスフィルタ回路１２に出力するとともに、選択信号を信号選択回路１４に出力する。なお、所定差分電圧量に相当するＰＷＭ信号とブラシレスＤＣモータ６のＰＷＭ制御とは同じデューテ比でないものとする。
【００３０】
次に、上記構成の制御装置の動作を図５のフローチャートおよび図６の波形図を参照して説明する。なお、制御回路１２はブラシレスＤＣモータ６を起動し、しかる後ＰＷＭ制御によってそのブラシレスＤＣモータ６を回転制御しているものとする。
【００３１】
まず、現回転数（実働回転数）ｆと目標回転数Ｆとを比較する（ステップＳＴ１）。なお、実働回転数ｆは従来同様にロータの位置検出をもとにして算出するが、このロータの位置検出は、仮想中性点発生回路１１の出力（誘起電圧波形）と分圧回路１０の出力（基準電圧）とを比較し、この比較結果をもってロータ位置検出を行えばよい。
【００３２】
実働回転数ｆが目標回転数Ｆより低い場合、ステップＳＴ１からステップＳＴ２に進み、現インバータ電圧が最大値より低いか否かを判断する。つまり、ＰＷＭ制御におけるＰＷＭデューティ比が１００％になっているか否かを判断する。ＰＷＭデューティ比が１００％に達していなければ（すなわち、インバータ回路３の出力が飽和状態になっていなければ）、ＰＷＭデューティ比を高くしてインバータ電圧を上げ（ステップＳＴ３）、ブラシレスＤＣモータ６の回転数を上げる。
【００３３】
そして、ＰＷＭデューティ比が１００％に達しても、実働回転数ｆが目標回転数Ｆより低い状態にある場合には、ステップＳＴ２からステップＳＴ４に進み、基準値補正分（所定差分電圧量）に相当するＰＷＭ信号（所定デューティ比）をローパスフィルタ回路１２に出力するとともに、誘起電圧波形の立ち上がり（位置検出の立ち上がり）時に“Ｈ”レベル、誘起電圧波形の立ち下がり（位置検出の立ち下がり）時に“Ｌ”レベルの選択信号を出力する。
【００３４】
ＰＷＭ信号のデューティ比は、実働回転数ｆが目標回転数Ｆに達するまで、順次高くし、弱め界磁制御による回転数をアップ可能とする。図６に示すように、基準電圧生成部１３の加算回路１３ａａからは通常の基準電圧より高い値の基準電圧が出力され、しかも実働回転数ｆが目標回転数Ｆに達するまで、その基準電圧がリニア的に高くされる。また、減算回路１３ｂからは通常の基準電圧より低い値の基準電圧が出力され、しかも実働回転数ｆが目標回転数Ｆに達するまで、その基準電圧がリニア的に低くされる。
【００３５】
信号選択回路１４において、基準電圧生成部１３からの２つの基準電圧と仮想中性点電圧とがそれぞれ比較され、これら比較結果のゼロクロス点の位置信号が得られる。図６の波線矢印および実線矢印の先の交点に示すように、誘起電圧の立ち上がり波形時（位置検出の立ち上がり時）には、加算回路１３ａからの基準電圧を用いて得たゼロクス点の位置信号が出力され、つまり電圧位相が通常の基準電圧を用いた場合の位相よりも進んだ位相の位置信号が出力される。
【００３６】
また、誘起電圧の立ち下がり波形時（位置検出の立ち上がり時）には、減算回路１３ｂからの基準電圧を用いて得られたゼロクロス点の検出信号が出力され、つまりその立ち上がりと同じく電圧位相が通常の基準電圧を用いた場合の位相よりも進んだ位相の位置信号が出力される。
【００３７】
そして、実働回転数ｆが目標回転数Ｆに達するまで、基準電圧を補正する差分電圧量がリニア的に大きくなり、つまりより高い値になった準電圧とより低い値になった基準電圧が得られるた、電圧位相の進みがリニア的に大きくなり、弱め界磁制御による実働回転数ｆが目標回転数Ｆまでアップされる。
【００３８】
上記実働回転数ｆが目標回転数Ｆに達すれば、ＰＷＭ信号のデューティ比アップを停止し、差分電圧量の上昇を停止する。しかる後、目標回転数Ｆが変わり、実回転数ｆよりも低くなったときにはステップＳＴ１からステップＳＴ５に進み、その差分電圧量（基準値補正分）が０よりも高いか否か、すなわちローパスフィルタ回路１２に出力するＰＷＭデューティ比が０％より大きいか否かを判断する。
【００３９】
上記ＰＷＭデューティ比が０％より大きいときには、差分電圧量をリニア的に小さくするようにＰＷＭデューティ比を小さくする（ステップＳＴ６）。また、ＰＷＭデューティ比の信号をローパスフィルタ回路１２に出力するとともに、選択信号を上述した回転数の上昇時と同様に信号選択回路１４に出力する。
【００４０】
すると、弱め界磁による進み位相角が小さくなって回転数が下がることになるため、ＰＷＭデューティ比が０％になっても、実働回転数ｆが目標回転数Ｆよりも高ければ、ステップＳＴ１，ＳＴ５を経てステップＳＴ７に進み、インバータ電圧を下げる。このことは、上述した回転数を上昇する場合と逆に、インバータ回路３を駆動するためのＰＷＭ制御のＰＷＭデューティ比を１００％から下げることを意味し、これにより回転数を目標回転数Ｆまで低下させることができる。
【００４１】
このように、ブラシレスＤＣモータ６をＰＷＭ制御しているとき、ＰＷＭデューティ比が１００％に達しても（すなわち、インバータ回路３の出力が飽和状態になっても）、弱め界磁のための進み位相角が大きくなり、モータ最大回転数がアップし、ひいては弱め界磁制御の効果が十分に発揮され、ＩＰＭモータであればリラクタンストルクの効果が期待できる。
【００４２】
また、ハードウェア的には、ローパスフィルタ回路１２，基準電圧生成部１３および信号選択回路１４を追加すればよく、しかもオペアンプ、抵抗、コンデンサや論理ゲートなどの安価な電子部品で済ませられ、つまり低コストで済む。
【００４３】
さらに、制御回路１５のマイクロコンピュータとして、Ｄ／Ａ変換ポートを有しているマイクロコンピュータを用い、上記ＰＷＭ信号に相当するアナログ電圧を出力するようにすれば、ローパスフィルタ回路１２が省け、回路構成の簡素化が図れる。
【００４４】
さらにまた、上記ブラシレスＤＣモータ６は空気調和機あるいは冷蔵庫のコンプレッサ，ファンモータに適用するとよい。これにより、コンプレッサ、ファンモータの低コスト、最大回転数アップ、ひいては空気調和機や冷蔵庫の定格効率のアップが実現できる。
【００４５】
なお、ブラシレスＤＣモータ６の回転数を上昇させ、あるいは下降させる場合に、制御回路１５からローパスフィルタ回路１２に出力するＰＷＭデューティ比の変化率（差分電圧量の変化率（上昇変化率あるいは下降変化率））を実働回転数ｆと目標回転数Ｆとの差が大きいほど大きくし、その差が小さいほど小さくすることが好ましく、これにより、ブラシレスＤＣモータ６の回転数を速やかに目標回転数とすることができる。
【００４６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の制御方法によれば、ブラシレスＤＣモータの各巻線に発生する誘起電圧と基準電圧との比較（ゼロクロス点）によりロータ位置を検出し、この位置検出をもとにしてブラシレスＤＣモータを制御するにあたって、上記ゼロクスロ点を早めるために、上記基準電圧を増減する所定差分電圧量をリニア的に発生する手段を備え、現回転数（実働回転数）が目標回転数より小さいときには、その差分電圧量を大きくし、現回転数が目標回転数より大きいときには、その差分電圧量を小さくするようにしており、上記誘起電圧の波形が上昇時である場合には、上記基準電圧からその差分電圧量を減算した新たな基準電圧を用い、誘起電圧の波形が下降時である場合には、上記基準電圧にその差分電圧量を加算した基準電圧を用いてロータ位置を検出し、この位置検出により通電位相タイミングを得ていることから、位置検出により弱め界磁制御による進み位相角が大きい方向に変えられ、つまりブラシレスＤＣモータ（ＩＰＭモータ）の通電相タイミングを大きい方向に早めることができ、リラクタンストルクおよび弱め界磁制御の効果を十分に得ることができる。
【００４７】
また、本発明の制御装置によれば、一定電圧（基準電圧）を得るための分圧回路と、モータの仮想中性点電圧を得るための仮想中性点発生回路と、所定デューティ比のＰＷＭ信号を入力して上記基準電圧の所定差分電圧量を得るためのローパスフィルタ回路と、その所定差分電圧量を加味して新たな基準電圧を得るための加算回路および減算回路を含む基準電圧生成部と、仮想中性点電圧（誘起電圧に対応する電圧）と、それら新たな基準電圧とにより位置信号を出力する信号選択回路と、ブラシレスＤＣモータを制御する一方、少なくとも上記所定差分電圧量に相当する所定デューティ比のＰＷＭ信号をローパスフィルタ回路に出力し、位置信号によりロータ位置を検出して弱め界磁制御を可能とする制御回路とを備え、そのＰＷＭ信号のデューティ比を可変していることから、上述したブラシレスＤＣモータの制御方法と同じ効果を奏し、ハードウエア的には分圧回路および仮想中性点発生回路については従前の回路を用いればよく、ローパスフィルタ回路，加算回路および減算回路の基準電圧発生回路および信号選択回路を新たなに付加するだけで済み、当該制御装置を低コストで実現することができる。
【００４８】
さらに、上記位置信号を得るための付加回路がオペアンプ，抵抗，コンデンサおよびロジック回路で構成できるため、当該付加回路を低コストで実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるブラシレスＤＣモータの制御装置を示す概略的なブロック線図。
【図２】上記制御装置におけるローパスフィルタ回路を示す概略的な回路図。
【図３】上記制御装置における基準電圧生成部の加算回路および減算回路を示す概略的な回路図。
【図４】上記制御装置における信号選択回路を示す概略的な回路図。
【図５】上記制御装置の動作を説明するための概略的なフローチャート。
【図６】上記制御装置の動作を説明するための概略的な波形図。
【図７】従来のブラシレスＤＣモータの制御装置を示す概略的なブロック線図。
【符号の説明】
１直流電源
３インバータ回路
４，１５制御回路（マイクロコンピュータ）
６ブラシレスＤＣモータ
１０分圧回路
１１仮想中性点発生回路
１２ローパスフィルタ回路
１２ａ，１３ａａ，１３ｂａオペアンプ
１３基準電圧生成部
１３ａ加算回路
１３ｂ減算回路
１４信号選択回路
１４ａ，１４ｂコンパレータ
１４ｃ論理回路
１４ｃａインバータ
１４ｃｂ，１４ｃｃ，１４ｃｄＮＡＮＤゲート
Ｃ１，Ｃ２コンデンサ
Ｒａ〜Ｒｆ，Ｒ１〜Ｒ１０抵抗

Claims

交流電源から変換された直流電源をインバータ手段を介してブラシレスＤＣモータに通電するとともに、上記ブラシレスＤＣモータの各巻線に発生する誘起電圧と所定の基準電圧とを比較してゼロクロス点を得、上記ゼロクロス点によりロータ位置を検出し、該位置検出に基づいて上記インバータ手段を制御して上記ブラシレスＤＣモータの通電を切り替えて回転制御を行うブラシレスＤＣモータの制御方法において、
上記基準電圧を増減する所定差分電圧量をリニア的に発生する手段を備え、現回転数（実働回転数）が目標回転数より小さいときにはその差分電圧量を大きくし、上記現回転数が目標回転数より大きいときにはその差分電圧量を小さくするようにしており、上記誘起電圧の波形が上昇時である場合には、上記基準電圧からその差分電圧量を減算した新たな基準電圧を用い、上記誘起電圧の波形が下降時である場合には、上記基準電圧にその差分電圧量を加算した新たな基準電圧を用いてロータ位置を検出し、該位置検出により通電位相タイミングを得るようにしたことを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御方法。
交流電源から変換された直流電源をインバータ回路を介してブラシレスＤＣモータに通電するとともに、上記ブラシレスＤＣモータの各巻線に発生する誘起電圧に対応する仮想中性点電圧と所定の基準電圧とを比較してゼロクロス点を得、上記ゼロクロス点によりロータ位置を検出し、該位置検出に基づいて上記インバータ回路を制御して上記ブラシレスＤＣモータの通電を切り替えて回転制御を行うブラシレスＤＣモータの制御装置において、
上記基準電圧を得るために上記直流電源の電圧を抵抗で分圧する分圧回路と、
上記仮想中性点電圧を得るために上記ブラシレスＤＣモータのステータ巻線の結線と並列に接続した抵抗からなる仮想中性点発生回路と、
所定デューティ比のＰＷＭ信号を入力して上記基準電圧の所定差分電圧量を得るためのローパスフィルタ回路と、
上記所定差分電圧量を上記基準電圧に加減算して新たな基準電圧を得るための加算回路および減算回路を含む基準電圧生成部と、
上記仮想中性点電圧と新たな基準電圧とをそれぞれ比較するとともに、１つの比較結果を選択し、これを位置信号として出力する信号選択回路と、
上記インバータ回路を駆動するための信号を出力する一方、上記所定デューティ比のＰＷＭ信号を上記ローパスフィルタ回路に出力し、上記信号選択回路に選択信号を出力するとともに、上記信号選択回路からの出力位置信号によるロータ位置検出により、上記ブラシレスＤＣモータの通電を行う弱め界磁制御を可能とする制御回路とを備え、上記制御回路からのＰＷＭ信号のデューティ比を可変するようにしたことを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
上記制御回路として、上記ローパスフィルタ回路の機能に代わるＤ／Ａ変換機能のポートを備えた制御回路を用い、該制御回路によって上記ＰＷＭ信号に相当するアナログ電圧を出力するようにし、上記ローパスフィルタ回路を省いてなる請求項２に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
上記インバータ回路から上記ブラシレスＤＣモータに供給される出力が飽和状態になったときに、上記差分電圧量を加減算した新たな基準電圧を用いて得られた位置信号により、上記ブラシレスＤＣモータの通電を行い、弱め界磁制御を行うようにした請求項２または３に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
上記仮想中性点電圧の波形が上昇時（位置検出が立ち上がり時）である場合には、上記基準電圧発生回路の加算回路で得られている基準電圧を用いて位置信号を得、上記仮想中性点電圧の波形が下降時（位置検出が立ち上がり時）である場合には、上記基準電圧発生回路の減算回路で得られている基準電圧を用いて位置信号を得るようにした請求項２，３または４に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
上記ブラシレスＤＣモータの回転数を上昇させて目標回転数とする場合には、上記差分電圧量をリニア的に大きくして通電位相タイミングを順次早くし、しかる後、上記ブラシレスＤＣモータの回転数を下降させて目標回転数とする場合には、上記差分電圧量をリニア的に小さくして通電位相タイミングを順次遅くするようにした請求項２，３，４または５に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。