JP2003199382A - ブラシレスｄｃモータの制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＰＷＭ制御およびＰＡＭ制御による速度制御
を行うブラシレスＤＣモータの制御方法において、高速
回転領域の拡大を図る。 【解決手段】 制御回路２０は、磁極位置検出回路２１
からの位置検出信号に基づいてブラシレスモータを制御
する際、ＰＷＭ制御、ＰＡＭ制御および弱め界磁による
制御を速度制御部２０ａで切り替える。すなわち、低速
回転領域ではＰＷＭ制御部２０ｃａによってＰＷＭ制御
を行い、しかる後ＰＡＭ制御部８ｅでインバータ電圧が
その所定値より高い値に達するまでＰＡＭ制御を行う
が、このＰＡＭ制御においてインバータ電圧が所定値よ
り高い値に達したときには、同ＰＡＭ制御から弱め界磁
による制御に切り替え、弱め界磁制御部２０ｃｂで高速
回転に速度制御し、高速回転領域を拡大可能とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、空気調和機や電気
自動車などに用いられるモータ（ブラシレスＤＣモー
タ；以下ブラシレスモータと記す）の制御技術に関し、
さらに詳しく言えば、回転数の拡大を図り、モータ運転
範囲をより広くするブラシレスモータの制御方法に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】空気調和機などのブラシレスモータを制
御する場合、一般的には交流電源を直流電源に変換し、
その直流電圧をインバータ手段で任意の交流電圧に変換
してモータに印加する。

【０００３】そのための制御装置は、例えば図１０に示
すように、交流電源１を全波整流して直流電圧に変換す
る整流部２と、この直流電圧を所定電圧に昇圧するとと
もに、入力交流電流波形を正弦波状に制御するためのア
クティブフィルタ部３と、このアクティブフィルタ部３
の出力直流電圧（出力電圧）を三相の交流電圧に変換し
てブラシレスモータ４に印加するインバータ部５と、ア
クティブフィルタ部３を制御する力率改善制御回路６
と、ブラシレスモータ４の非通電相に発生する誘起電圧
のゼロクロス点によりブラシレスモータモータ４の回転
子の位置（磁極位置）を検出する磁極位置検出回路７
と、力率改善制御回路６の制御信号（起動、出力電圧設
定値）を出力し、インバータ部５のスイッチング素子の
制御信号（ＰＷＭ波形を含む）を位置検出に応じたタイ
ミングで出力する制御回路（マイクロコンピュータ）８
と、アクティブフィルタ部３を駆動するためのドライバ
回路９およびインバータ部５を駆動するためのドライバ
部１０とを備えている。

【０００４】上記アクティブフィルタ部３は、整流部２
の正端子側に直列に接続した昇圧チョークコイル３ａ
と、この昇圧チョークコイル３ａに直列に接続した逆流
阻止用ダイオード３ｂと、この昇圧チョークコイル３ａ
と逆流阻止用ダイオード３ｂとの間で整流部２の負端子
側に接続したスイッチング素子（ＩＧＢＴ；絶縁ゲート
形トランジスタ）３ｃと、出力電圧を平滑化する平滑コ
ンデンサ３ｄとを備えている。

【０００５】上記力率改善回路６は、アクティブフィル
タ部３の入力電圧を得るとともに、シャント抵抗１２お
よび入力電流検出回路１３によって検出された入力電流
を得アクティブフィルタ部３を制御回路８からの指令に
したがって制御する。

【０００６】上記制御回路８は、ロータ永久磁石によっ
て磁極位置検出回路７から出力される位置検出信号によ
りブラシレスモータ４の速度（回転数）を検出する速度
検出部８ａと、ブラシレスモータ４をＰＷＭ制御あるい
はＰＡＭ制御に切り替えるＰＷＭ／ＰＡＭ切替部８ｂ
と、ＰＷＭ制御あるいはＰＡＭ制御の切り替えにしたが
ってブラシレスモータ４の速度を制御するための速度制
御部８ｃと、この速度制御部８ｃの切り替えによるＰＷ
Ｍ制御時に同ＰＷＭ波形を含めた通電切り替え信号（制
御信号）を出力し、ＰＡＭ制御時に通電切り替え信号
（制御信号）を出力し、またシャント抵抗１３および電
流検出回路１４に検出されたインバータ電流（モータ電
流）により保護動作を行うインバータ制御部８ｄと、ア
クティブフィルタ部３の出力電圧および速度制御部８ｃ
の切り替え制御により力率改善制御回路６に指令電圧を
出力してＰＷＭ制御を行うＰＡＭ制御部８ｅとを備えて
いる。

【０００７】上記構成の制御装置において、制御回路７
はコンプレッサの現運転周波数を目標運転周波数とする
ために、アクティブフィルタ制御部６に必要な制御信号
（起動、設定出力直流電圧の値；設定値）を出力し、ま
た、ブラシレスモータ４をＰＷＭ制御し、このＰＷＭ制
御からＰＡＭ制御に切り替える。

【０００８】このインバータ制御を行う場合、アクティ
ブフィルタ部３の出力直流電圧が例えば１４０Ｖに達す
るまではＰＷＭ制御による速度制御を行い、それ以後は
ＰＡＭ制御に切り替え、その出力直流電圧が例えば３４
０Ｖになるまで速度制御を行ってブラシレスモータ４の
回転数を上げることになる。

【０００９】なお、上記ブラシレスモータ４の通電切り
替えは位置検出信号に所定位相角を加味したタイミング
としてなるが、そのインバータ点弧角は予め経験的に高
効率、低騒音を勘案して求めたものとしてなる。

【００１０】また、アクティブフィルタ制御部６は、ア
クティブフィルタ部３における検出入力電圧、電流およ
び出力電圧を入力し、入力交流電流波形が正弦波状にな
るように、かつ出力直流電圧が設定値になるように、Ｉ
ＧＢＴ３ｃを所定にスイッチングする。なお、アクティ
ブフィルタ部３の動作については既に公知であることか
ら、その説明を省略する。

【００１１】このように、入力交流電流波形を正弦波状
とすることにより、つまり入力交流電流波形の歪波が小
さくなることから、高調波電流を低減することができ、
力率の向上を図ることができる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記ブラシ
レスＤＣモータの制御方法においては、ロータ磁極によ
る位置検出信号を誘起電圧のゼロクロス点により得ると
ともに、この位置検出から実際の通電タイミングを算出
していることから、通電切り替えの位相を進める大きさ
に限界があり、そのため例えば弱め界磁の制御を同時に
作用させても、ブラシレスモータ４の回転数の拡大が見
込めない。

【００１３】ところで、上記弱め界磁の制御は永久磁石
の磁束を弱める制御であり、実際には、位相制御により
可能である。今までも、リラクタンストルクを利用する
ために、位相制御によって点弧位相を進める点弧角制御
を行っているが、これらの位相制御は、あくまでも高効
率、低騒音を図るためのもので、速度制御（つまり回転
数の拡大）を目的としたものでなかった。

【００１４】さらに、上述したＰＷＭ／ＰＡＭインバー
タ制御を行うことを前提としてブラシレスモータ４の設
計を行うことにより、例えば低負荷における高効率のモ
ータ制御が可能であるが、上記回転数の拡大などを考慮
すると、その低負荷での効率がそれほ高くできず（図１
１参照）、特に低負荷での使用頻度が高い負荷（例えば
エアコンのコンプレッサ）のモータとして用いる場合さ
らなる効率の向上が望まれており、この要望が達成でき
ないという問題点があった。

【００１５】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたものであり、その目的は、モータ回転数の高速回転
領域の拡大を図るととももに、低負荷での高効率化を図
ることができるようにしたブラシレスＤＣモータの制御
方法を提供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、ＰＷＭ制御およびＰＡＭ制御を採用し
て、回転子を低速回転から高速回転まで速度制御するブ
ラシレスＤＣモータの制御方法において、上記ＰＷＭ制
御および上記ＰＡＭ制御に加えて、弱め界磁による制御
（位相制御）を採用し、インバータ電圧が所定値に達す
るまでは上記ＰＷＭ制御により速度制御を行い、しかる
後上記ＰＡＭ制御に切り替えてインバータ電圧がその所
定値より高い値に達するまで速度制御を行い、上記ＰＡ
Ｍ制御においてインバータ電圧が所定値より高い値に達
したときには、同ＰＡＭ制御から上記弱め界磁による制
御に切り替えることにより、さらに高速回転に速度制御
可能として高速回転領域を拡大するようにしたことを特
徴としている。

【００１７】上記ＰＷＭ制御から上記ＰＡＭ制御に切り
替える際、所定時間が経過した時点で、その切替を実行
することにより、ＰＷＭ制御からＰＡＭ制御への切り替
えに伴う不安定現象が抑えられる。

【００１８】上記弱め界磁による制御においては、上記
ブラシレスモータのモータ中点とインバータ側の抵抗中
点との差電圧を検出し、この差電圧をもとにして回転子
の位置を推定するとともに、この位置推定を基準位相と
し、これに所定位相角を加味するとよく、これにより位
相制御の制御角の範囲が従来よりも大きく広げられる。

【００１９】また、上記弱め界磁による制御において
は、位相制御の限界値を予めＲＯＭ化して同限界値を越
えないように位相制御を行い、その限界値をモータ種類
に応じて異なる値にすることが好ましい。これにより、
ロータ永久磁石の減磁が防止され、信頼性の向上が図ら
れ、バラツキの原因が抑えられる。

【００２０】上記差電圧により回転子の位置を推定する
際、その差電圧を差動増幅手段で増幅し、この増幅した
信号をローパスフィルタに通してインバータ側の高調波
成分を除去し、このローパスフィルタを通った信号のゼ
ロクロス点をコンパレータで得てデジタル信号に変換す
るとよい。これにより、低コスト化が図れるとともに、
１８０度センサレス制御が可能になる。

【００２１】上記回転子の位置推定に対して、少なくと
も負荷に反映されるモータ回転数およびトルクをインバ
ータ電流および電圧によって検出し、これらインバータ
電流および電圧に応じた補正値を加えるとよい。これに
より、特別が回路を用いることなく、現状のマイクロコ
ンピュータによって実現可能であり、低コスト化が図れ
る。

【００２２】ＲＯＭ容量を抑制し、また制御の誤差を小
さく抑えることからして、上記補正値は予めＲＯＭ化し
た実験式を用いて算出し、あるいは予め求めたテーブル
（ＲＯＭ）から読み出すことが好ましい。

【００２３】上記ブラシレスモータの回転子に永久磁石
を埋め込み、上記弱め界磁の制御（位相制御）におい
て、永久磁石トルクが減少したときにリラクタンストル
クを生かすようにすることが好ましく、これによれば、
ブラシレスモータとしてＩＰＭモータを採用して位相制
御による速度制御の範囲拡大を図ることができる。

【００２４】上記ブラシレスモータを空気調和機あるい
は電気冷蔵庫のコンプレッサに用いるとよい。これによ
り、空気調和機あるいは電気冷蔵庫の年間電気代が小さ
く、実質的に省エネルギ化が図られる。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図１な
いし図９を参照して詳しく説明する。なお、図１中、図
１０と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略す
る。

【００２６】図１に示すように、本発明が適用される制
御装置は、ＰＷＭ制御、ＰＡＭ制御および弱め界磁によ
る制御に切り替えるための速度制御部２０ａ、アクティ
ブフィルタ部３の出力直流電圧をもとにして速度制御部
２０ａの切替制御信号を出力する速度制御切替部２０
ｂ、および速度制御部２０ａの切り替えによってＰＷＭ
制御や弱め界磁制御を行うインバータ制御部２０ｃを有
する制御回路（マイクロコンピュータ）２０と、磁極位
置検出回路２１とを備えている。

【００２７】本発明において、インバータ制御部２０ｃ
は、ＰＷＭ制御部２０ｃａおよび弱め界磁制御部２０ｃ
ｂからなり、制御回路２０は、図１０に示す制御回路８
の機能も備えている。

【００２８】また、図２に示すように、磁極位置検出回
路２１は、ブラシレスモータ４の各巻線端子に抵抗接続
してＹ結線した抵抗回路２１ａと、この抵抗回路２１ａ
の抵抗中性点電位とブラシレスモータ４のモータ中性点
電位との差を得る差動増幅回路２１ｂと、この電位差信
号を積分してインバータ側の高調波成分を除去するため
の積分回路（ローパスフィルタ）２１ｃと、この積分し
た電位差信号のゼロクロス点をコンパレータで得てデジ
タル信号に変換して制御回路２０に出力するＡ／Ｄ変換
回路２１ｄとを備えている。

【００２９】この場合、制御回路２０は、少なくともそ
のＡ／Ｄ変換回路２１ｄからのデジタル信号により回転
子４ａの磁極位置を検出し、そのデジタル信号を従来の
磁極位置検出信号として扱う一方、弱め界磁を行う位相
制御による速度制御を行う。このように、磁極位置検出
信号をデジタル信号で得ることにより、低コストで１８
０度センサレス制御が可能である。

【００３０】ところで、コンプレッサモータにあって
は、図３に示すような負荷特性を有しており、図４の運
転モードにしたがって、回転数ω１まではＰＷＭ制御を
行い、しかる後回転数ω２まではＰＡＭ制御を行い、そ
れ以上では位相制御を行う。

【００３１】このモータ制御において、モータトルクＴ
はＴ＝ＫφＩ、モータ電圧ＶはＶ＝ＲＩ＋ωφ（誘起電
圧）、回転数ωはω＝（Ｖ−ＲＩ）／φで表すことがで
き、ＰＷＭ制御およびＰＡＭ制御では電圧Ｖで制御し、
位相制御では磁束φで制御する。したがって、磁束φが
小さくなるように位相制御を行えば、回転数の上昇が見
込め、弱め界磁による制御によって高回転数の範囲拡大
が実現できる。

【００３２】そのために、図５および図６に示すよう
に、磁極位置検出回路２１からの位置検出信号によりロ
ータ（回転子）の位置をロータ位置推定部２２で推定す
るとともに、この位置推定を負荷状態に応じてロータ位
置補正部２３で補正し、この補正した位置推定を現実の
ロータ位置検出として用いる。

【００３３】ロータ位置補正部２３は、ロータ位置推定
信号θ０を基準とし、このロータ位置推定信号θ０に予
め得ているテーブル（例えばＲＯＭ化）の位相分θｍｎ
を加味してロータ位置推定を行う。

【００３４】このように、非線形特性などをもたせたテ
ーブルを用いてロータ位置検出を補正することにより、
制御の誤差も少なくて済む。また、ロータ位置補正部２
３としては実験式により補正値を計算し、この計算結果
をもってロータ位置推定を行う。これにより、ＲＯＭ容
量が抑えれる。

【００３５】その位相分θｍｎは、予めロータ永久磁石
の磁束の働きを弱めるために従来の通電タイミング（最
適化されている通電タイミング）よりも進めるように得
てなるとともに、負荷を加味して得たものであり、イン
バータの電流検出回路１４およびＡ／Ｄ変換部２４で検
出した電流値Ｉと、インバータのＤＣ電圧検出回路２５
およびＡ／Ｄ変換部２６で検出した電圧値Ｖとをもとに
してテーブルを参照して決定する。すなわち、インバー
タ電流およびインバータ電圧はモータ負荷状態を表して
いるからである。

【００３６】また、位相制御において、インバータ電流
により位相角には限界があることから、図７に示すよう
に、その電流の値に応じた最大位相角（限界値）と現に
得ているロータ位置推定（位相制御角の指示値）とを位
相制御角比較部２７で比較し、この比較結果をインバー
タ制御部２０ｃに出力し、位相制御が限界を越えないよ
うにすることが好ましい。このようにして、ロータ永久
磁石の減磁保護を行うことにより、長時間に渡って永久
磁石の磁力が一定に保たれ、信頼性の向上が図れる。

【００３７】上記限界値は、モータの種類により異なる
ことから、インバータ電流に応じてＲＯＭのテーブル２
７にしておくとよい。特に、ロータ磁石がフェライト磁
石である場合その限界値が小さくし、そのロータ磁石が
希土類磁石である場合その限界値が大きいものにする。
これにより、モータ性能を最大限に生かすことが可能と
なる。

【００３８】なお、アクティブフィルタ制御部６は、一
般的な制御用ＩＣと異なり、検出出力直流電圧を制御回
路１０に出力する機能を備えているが、その制御用ＩＣ
を用いている場合には、アクティブフィルタ部３の出力
側に出力直流電圧を検出する回路を設ければよい。ま
た、上記制御装置の他の部分は、図１０に示す制御装置
と同じであり、制御回路２０は図１０に示す制御回路８
の機能も備えている。

【００３９】上記構成の制御装置においては、まず、制
御回路２０はＰＷＭ制御時にアクティブフィルタ部３の
設定値（設定出力直流電圧の値）をアクティブフィルタ
制御部６に出力し、そのＰＷＭ制御時であればＰＷＭ信
号をインバータ部５に出力する。そのＰＷＭ制御開始時
には、アクティブフィルタ部３の出力直流電圧を検出
し、無負荷出力直流電圧と検出出力直流電圧の差分を算
出する。なお、無負荷出力直流電圧としては、コンプレ
ッサの停止時に検出した出力直流電圧（例えば１４０
Ｖ）を用いるとよい。

【００４０】この低速領域におけるＰＷＭ制御では、Ｐ
ＷＭのデューティ（オン比率）を変化させて平均的なＤ
Ｃ電圧を変える。これにより、モータの速度制御が従来
同様に行われ、つまり供給電圧による速度制御が可能と
される。モータ速度が大きくなると、その供給電圧が高
くなり、電源電圧がＡＣ１００Ｖである場合約１４０Ｖ
でデューティ１００％となると、それ以上高い電圧が得
られず、より高い速度制御を行うことができない。

【００４１】そこで、アクティブフィルタ部３の出力直
流電圧が１４０Ｖになると、速度制御切替部２０ｂから
の切替信号により速度制御部２０ａによって当該速度制
御をＰＷＭ制御からＰＡＭ制御（昇圧制御）に切り替え
る。

【００４２】図８に示すように、ＰＷＭ制御からＰＡＭ
制御への切替は、その切替信号を無視し、タイマを用い
て一定時間が経過した時点で切り替えると、動作の安定
化が図れるので好ましい。その速度制御の変更によって
ＰＡＭ制御を行い、アクティブフィルタ部３の出力直流
電圧を目標電圧に昇圧する。

【００４３】したがって、例えば負荷がさらに高速回転
を要求した場合でも、つまり回転数指令がより高い値で
ある場合でも、それに対応した直流電圧をインバータ部
５に供給することができる。上述したＰＷＭ制御および
ＰＡＭ制御においては、高効率、低騒音となる位相制御
（点弧位相の制御）を行うことにもなる。

【００４４】また、モータ負荷がさらに高速回転を要求
している場合、つまり回転数指令がさらなる高い値であ
る場合、アクティブフィルタ部３の出力直流電圧をさら
に昇圧する。ＰＡＭ制御によっても、出力直流電圧の昇
圧が限界に達すると、当然それ以上に昇圧することがで
きなくなり、アクティブフィルタ部３の出力直流電圧が
一定値になる（電圧制御の限界に達する）。

【００４５】そして、アクティブフィルタ部３の出力直
流電圧が一定になり、回転数がそれ以上高くできなった
ときに、モータ負荷がそれ以上の高速回転を要求した場
合当該速度制御を電圧制御から位相制御に切り替える。

【００４６】この位相制御では、上述した高効率、低騒
音を目的とした位相制御と異なり、多少効率を落しも、
負荷の供給にしたがって高速回転とする運転を優先し、
つまり弱め界磁の制御を行って高速回転を実現する。こ
のように、直流電圧を可変するＰＷＭ制御およびＰＡＭ
制御と位相を可変する弱め界磁の制御とを組み合わせた
速度制御が可能となる。

【００４７】ところで、上述した制御を行うと、高速回
転時に最適な位相制御ができなくなり、効率が低下する
が、従来のＰＷＭ制御およびＰＡＭ制御の場合よりも、
弱め界磁の制御の採用によって速度制御の範囲が広が
り、ＰＷＭ制御およびＰＡＭ制御によっては不可能な高
速回転まで運転することができる。

【００４８】なお、上記のＰＷＭ制御およびＰＡＭ制御
を想定して設計されたモータであっても、例えば空気調
和機における最大負荷の回転数以上の高速回転が可能で
あるが、そのモータのスペックがオーバーになってしま
う。

【００４９】そこで、モータを当該制御システムに合致
するように最適化を図るが、具体的には定格ポイントを
より低速側に移すように（図９参照）、モータの設計を
行うとよい。これにより、図９に示すように、上述した
弱め界磁の位相制御による速度制御においては、最大回
転数の大きい運転が可能となり、つまり高速回転の領域
拡大が可能である。

【００５０】また、低速領域では（ＰＷＭ制御において
は）、効率アップが可能である。すなわち、低速回転に
おける高トルク化可能であり、その結果ステータ巻線電
流が低減するからである。これによって銅損が低減し、
効率がアップする。

【００５１】その効率について、位相制御による高速回
転では多少低下するが、これは効率的に最適な位相制御
ができなくなるためである。すなわち、位相制御ではロ
ータ永久磁石の磁束を効率的に利用しない制御であり、
これによりトルクに有効な磁束が減少し、トルクが小さ
い方に向うからである。

【００５２】その結果、モータがより多くの電流を要求
することになり、ステータ巻線電流が大きくなり、銅損
が増えて効率が低下する。そのような効率の低下が少な
い理由としては、高速回転時にトルクが低下しても、出
力（ωＴ）に与える影響が小さいことが考えれる。一
方、低速回転時には、トルクの変化に対して出力の変化
が大きいために、効率への影響が大きくなる。

【００５３】上記ブラシレスモータを空気調和機のコン
プレッサに用いた場合、低速回転での負荷割合が大き
く、高速回転での負荷割合小さいことから、上述したよ
うに高速回転に効率が多少低下しても、頻度の高い低速
回転負荷時の効率が向上する。したがって、空気調和機
の年間電気代など、実際に使用される負荷において省エ
ネルギ化が図れる。

【００５４】このように、ＰＷＭ制御およびＰＡＭ制御
だけなく、弱め界磁による制御（位相制御）も行うよう
にしていることから、本発明の目的であるモータの回転
数領域の拡大が図れ、つまり最大回転数が従来よりも大
きくすることができる。

【００５５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＰＷＭ制御およびＰＡＭ制御による速度制御を行うブラ
シレスＤＣモータの制御方法において、ＰＷＭ制御およ
びＰＡＭ制御に加え、弱め界磁による制御（位相制御）
を採用し、インバータ電圧が所定値に達するまではＰＷ
Ｍ制御により速度制御を行い、しかる後ＰＡＭ制御に切
り替えてインバータ電圧がその所定値より高い値になる
まで速度制御可能とし、このＰＡＭ制御においてインバ
ータ電圧が所定に高くなったときには同ＰＡＭ制御から
弱め界磁による制御に切り替え、さらに高速回転に速度
制御可能としていることから、モータ回転数の高速回転
領域の拡大を図るととももに、低負荷での高効率化を図
ることができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を実施するための制御装置を示す概略的
ブロック線図。

【図２】上記制御装置に含まれる位置検出回路を示す概
略的ブロック線図。

【図３】コンプレッサモータの負荷特性図。

【図４】上記制御装置の動作説明用の概略的タイムチャ
ート図。

【図５】回転子位置推定のための概略的ブロック線図。

【図６】回転子位置推定動作説明用の概略的ブロック線
図。

【図７】位相制御動作説明用の概略的ブロック線図。

【図８】ＰＷＭ制御からＰＡＭ制御への切替タイミング
チャート。

【図９】本発明におけるモータ軸出力とモータ効率との
関係を示すグラフ。

【図１０】従来のモータの制御装置を説明するための概
略的ブロック線図。

【図１１】上記従来装置でのモータ軸出力とモータ効率
との関係を示すグラフ。

【符号の説明】

３ アクティブフィルタ部 ４ ブラシレスモータ ４ａ 回転子 ５ インバータ部 ６ アクティブフィルタ制御部 ７，２１ 磁極位置検出回路 ８，２０ 制御回路（マイクロコンピュータ） ８ａ 速度検出部 ８ｅ ＰＡＭ制御部 ２０ａ 速度制御部 ２０ｂ 速度制御切替部 ２０ｃ インバータ制御部 ２０ｃａ ＰＷＭ制御部 ２０ｃｂ 弱め界磁制御部 ２１ａ 抵抗回路 ２１ｂ 差動増幅回路 ２１ｃ 積分回路（ローパスフィルタ） ２１ｄ Ａ／Ｄ変換回路 ２２ ロータ位置推定部 ２３ ロータ位置補正部 ２４，２６ Ａ／Ｄ変換部 ２７ 位相制御角比較部 ２８ テーブル

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＰＷＭ制御およびＰＡＭ制御を採用し
   て、回転子を低速回転から高速回転まで速度制御するブ
   ラシレスＤＣモータの制御方法において、 上記ＰＷＭ制御および上記ＰＡＭ制御に加えて、弱め界
   磁による制御（位相制御）を採用し、インバータ電圧が
   所定値に達するまでは上記ＰＷＭ制御により速度制御を
   行い、しかる後上記ＰＡＭ制御に切り替えてインバータ
   電圧がその所定値より高い値に達するまで速度制御を行
   い、上記ＰＡＭ制御においてインバータ電圧が所定値よ
   り高い値に達したときには、同ＰＡＭ制御から上記弱め
   界磁による制御に切り替えることにより、さらに高速回
   転に速度制御可能として高速回転領域を拡大するように
   したことを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御方
   法。
2. 【請求項２】 上記ＰＷＭ制御から上記ＰＡＭ制御に切
   り替える際、所定時間が経過したときに、その切り替え
   を実行する請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制
   御方法。
3. 【請求項３】 上記弱め界磁による制御においては、上
   記ブラシレスモータのモータ中点とインバータ側の抵抗
   中点との差電圧を検出し、この差電圧をもとにして上記
   回転子の位置を推定するとともに、この推定位置を基準
   位相とし、これに所定位相角を加味するようにした請求
   項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法。
4. 【請求項４】 上記弱め界磁による制御においては、位
   相制御の限界値を予めＲＯＭ化して同限界値を越えない
   ように位相制御を行い、その限界値をモータの種類に応
   じて異なる値とする請求項１または３に記載のブラシレ
   スＤＣモータの制御方法。
5. 【請求項５】 上記差電圧により上記回転子の位置を推
   定する際、上記差電圧を差動増幅手段で増幅し、該増幅
   した信号をローパスフィルタに通してインバータ側の高
   調波成分を除去し、該ローパスフィルタを通った信号の
   ゼロクロス点をコンパレータで得てデジタル信号に変換
   するようにした請求項３に記載のブラシレスＤＣモータ
   の制御方法。
6. 【請求項６】 上記回転子の位置推定に対して、少なく
   とも負荷に反映されるモータ回転数およびトルクをイン
   バータ電流および電圧によって検出し、これらインバー
   タ電流および電圧に応じた補正値を加えるようにした請
   求項３に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法。
7. 【請求項７】 上記補正値は予めＲＯＭ化した実験式を
   用いて算出し、あるいは予め求めたテーブル（ＲＯＭ）
   から読み出すようにした請求項６に記載のブラシレスＤ
   Ｃモータの制御方法。
8. 【請求項８】 上記ブラシレスモータの回転子には永久
   磁石が埋め込まれており、上記弱め界磁の制御におい
   て、その永久磁石トルクが減少したときにリラクタンス
   トルクを生かすようにしてなる請求項１ないし７のいず
   れか１項に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法。
9. 【請求項９】 上記ブラシレスモータを空気調和機ある
   いは電気冷蔵庫のコンプレッサに用いる請求項１ないし
   ８のいずれか１項に記載のブラシレスＤＣモータの制御
   方法。