JP4226224B2 - インバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、空気調和機などに用いられるモータを任意の周波数で駆動するインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、空気調和機では、地球環境保護の観点から消費電力を低減する必要性が大きくなっている。その中で、省電力の技術の一つとして、圧縮機の電動機を任意の周波数で駆動するインバータを用いた空気調和機が広く一般に使用されている。
【０００３】
空気調和機に用いられているモータとして効率の高い直流ブラシレスモータが広く使用されているが、これは、巻線からなるステータと、磁石が組み込まれた回転子であるロータから成るものである。一方、このような直流ブラシレスモータを駆動するインバータ装置としては、交流電源を整流回路により整流して得られた直流を、整流回路に接続されたスイッチング素子をオン・オフさせることにより所望の交流に変換し、その出力をモータの３相巻線に入力することによりモータ駆動を行う方式が一般的である。図１５に一般的なインバータ装置の構成を示す。
【０００４】
図１５において、交流電源１からの電圧を整流回路２により整流して得られた直流電圧は、それぞれに環流ダイオード６a〜６fが並列に接続されたスイッチング素子５a〜５fによりスイッチングされてＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）などの変調方式により変調され、３相の交流電圧に形成される。
【０００５】
３相の交流はモータ４に入力され、モータ４はスイッチング素子５a 〜５fにて指定された所望の交流周波数にて回転する。直流ブラシレスモータを回転させる場合、ブラシレスモータの回転子の磁極位置に同期させた交流電圧を生成する必要があるため、モータの端子電圧から、モータの誘起電圧のゼロクロス位置を検出し、そのゼロクロス位置から所定の位相角になるようにタイマ処理を行い、通電パターンを切り替える。図１６に、一般的な３相直流ブラシレスモータの駆動時の、各相の誘起電圧、誘起電圧のゼロクロス検出信号、位相制御のためのタイマ、６個のスイッチング素子がオンとなるタイミングを示す。このように、各相の誘起電圧のゼロクロス点を検出し、そのタイミングによりタイマを起動して遅延し、所望の位相にて６個のスイッチング素子のオン・オフ制御を行う。
【０００６】
以上のようにして、１相当たりの通電幅が電気角で１２０度の区間を有する駆動である１２０度通電駆動が実現される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来のインバータ装置では、モータに流れる電流波形は、通電角を１２０度とした矩形波となる。そのため、電流が、電気角で６０度ごとに大きく変動し、そのため、それに起因する騒音、すなわちコギング成分の騒音がかなり大きくなっていた。また、モータ効率を最大にするためには、モータの誘起電圧と同形状の電流により駆動することが必要であるが、矩形波状電流のため、効率の最大化は実現できなかった。
【０００８】
図１７は、従来の方法で駆動した時の電流の一例を示す波形図である。図１６の上より端子電圧、モータ電流、インバータ装置の直流部の電流である。このように、電流波形は矩形波状となる。また、この電流波形が矩形波状となる要因として、インバータ装置の直流部における逆電流がある。図１８は、図１６に示す１２０度通電方式の場合のスイッチング素子およびモータを流れる電流の経路を示したものである。図１８における（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）のそれぞれの経路図は、図１６における（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）のスイッチング区間に対応したものである。この図において、実線はチョッピング・オン時の経路を、太い破線はチョッピング・オフ時の電流経路を表す。また、細い破線は、前のモードにおける電流のモータインダクタンスによる連続電流である。これを見ると分かるように、図１６の（ｂ）および（ｄ）の期間において、モータ巻線を流れる電流の一部は、スイッチング素子に並設されたダイオードを流れ、通常の向きとは異なった方向にて整流回路内のコンデンサに向かって逆流する。このタイミングにおいては、モータ巻線を流れる電流は急速に減衰されるため、それによって電流波形はさらに矩形波に近い形状となっていた。
【０００９】
この様に、従来の駆動方式では、電流波形が矩形波状となっていたため、効率が低下し、振動騒音が大きなものとなっていた。
【００１０】
本発明は上記の課題を解決するもので、モータを３相交流にて可変周波数にて駆動するに際し、モ−タ効率を向上させ、トルクリツプルを低減し、騒音・振動を抑えるとともに、安定したモータ運転を実現するインバータ装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る第１のインバータ装置は、モータを所望の周波数の交流電流により駆動するインバータ装置であって、複数のスイッチング素子とスイッチング素子に並列に接続された複数のダイオードとからなるスイッチング手段と、モータを所望の周波数で駆動するためにスイッチング手段の動作を制御してモータ巻線への通電を制御する通電制御手段と、モータの端子電圧を検出する電圧検出手段と、検出された電圧と基準電圧とを比較してモータの回転子の磁極位置と速度を推定する位置速度推定手段と、モータの速度を与えられた目標速度に制御するための電圧を通電制御手段に出力する速度制御手段と、通電制御手段の通電区間の位置を制御するＰＷＭ位置設定手段とを備える。特に、通電制御手段は、位置速度推定手段により推定された回転子の磁極位置に応じて通電を制御し、その際、通電幅を１２０度以上かつ１８０度未満の範囲に設定し、さらに、一つの通電区間の最初の部分においてスイッチング素子をＰＷＭ制御する第１の区間を設け、その第１の区間の後に所定のスイッチング素子を常時オンとする第２の区間を設け、その第２の区間の後にスイッチング素子をＰＷＭ制御する第３の区間を設ける。
【００１２】
ＰＷＭ位置設定手段は、速度制御手段が出力する出力電圧値に従い第２の通電区間の開始位置をシフトする。
【００１３】
好ましくは、ＰＷＭ位置設定手段は、速度制御手段が出力する出力電圧値が大きいほど、第２の通電区間の開始位置を通電区間における前方にシフトさせるようにする。
【００１４】
本発明に係る第２のインバータ装置は、モータを所望の周波数の交流電流により駆動するインバータ装置であって、複数のスイッチング素子と、スイッチング素子に並列に接続された複数のダイオードとからなるスイッチング手段と、モータを所望の周波数で駆動するために、スイッチング手段の動作を制御してモータ巻線への通電を制御する通電制御手段と、モータの端子電圧を検出する電圧検出手段と、検出された電圧と基準電圧とを比較してモータの回転子の磁極位置と速度を推定する位置速度推定手段と、モータの速度を与えられた目標速度に制御するための電圧を通電制御手段に出力する速度制御手段と、通電区間の通電幅を制御する通電幅設定手段とを備える。通電制御手段は、位置速度推定手段により推定された回転子の磁極位置に応じて通電を制御し、その際、通電幅を１２０度以上かつ１８０度未満の範囲に設定し、一つの通電区間の最初の部分においてスイッチング素子をＰＷＭ制御する第１の区間を設け、その第１の区間の後に所定のスイッチング素子を常時オンとする第２の区間を設け、その第２の区間の後にスイッチング素子をＰＷＭ制御する第３の区間を設ける。通電幅設定手段は、速度制御手段が出力する出力電圧値に従い通電区間の通電幅を変更する。
【００１５】
第２のインバータ装置において、好ましくは、通電幅設定手段は、速度制御手段が出力する出力電圧値が大きいほど通電区間の通電幅を狭くするようにする。
【００１６】
本発明に係る第３のインバータ装置は、モータを所望の周波数の交流電流により駆動するインバータ装置であって、複数のスイッチング素子と、スイッチング素子に並列に接続された複数のダイオードとからなるスイッチング手段と、モータを所望の周波数で駆動するために、スイッチング手段の動作を制御してモータ巻線への通電を制御する通電制御手段と、モータの端子電圧を検出する電圧検出手段と、検出された電圧と基準電圧とを比較してモータの回転子の磁極位置と速度を推定する位置速度推定手段と、モータの速度を与えられた目標速度に制御するための電圧を通電制御手段に出力する速度制御手段と、通電区間の通電幅を制御する通電幅設定手段と、モータに流れる電流が前記ダイオードを還流する期間である環流期間を検出する環流期間検出手段とを備える。通電制御手段は、位置速度推定手段により推定された回転子の磁極位置に応じて通電を制御し、その際、通電幅を１２０度以上かつ１８０度未満の範囲に設定し、一つの通電区間の最初の部分においてスイッチング素子をＰＷＭ制御する第１の区間を設け、その第１の区間の後に所定のスイッチング素子を常時オンとする第２の区間を設け、その第２の区間の後にスイッチング素子をＰＷＭ制御する第３の区間を設ける。通電幅設定手段は、環流期間検出手段が出力する環流期間の長さにしたがい、通電区間の通電幅を決定する。
【００１７】
本発明に係る第４のインバータ装置は、モータを所望の周波数の交流電流により駆動するインバータ装置であって、複数のスイッチング素子と、スイッチング素子に並列に接続された複数のダイオードとからなるスイッチング手段と、モータを所望の周波数で駆動するために、スイッチング手段の動作を制御してモータ巻線への通電を制御する通電制御手段と、モータの端子電圧を検出する電圧検出手段と、検出された電圧と基準電圧とを比較してモータの回転子の磁極位置と速度を推定する位置速度推定手段と、モータの速度を与えられた目標速度に制御するための電圧を通電制御手段に出力する速度制御手段と、通電制御手段の通電区間の位置を制御するＰＷＭ位置設定手段と、モータに流れる電流が前記ダイオードを還流する期間である環流期間を検出する環流期間検出手段とを備える。通電制御手段は、位置速度推定手段により推定された回転子の磁極位置に応じて通電を制御し、その際、通電幅を１２０度以上かつ１８０度未満の範囲に設定し、一つの通電区間の最初の部分においてスイッチング素子をＰＷＭ制御する第１の区間を設け、その第１の区間の後に所定のスイッチング素子を常時オンとする第２の区間を設け、その第２の区間の後にスイッチング素子をＰＷＭ制御する第３の区間を設ける。ＰＷＭ位置設定手段は、環流期間検出手段が出力する環流期間の長さにしたがい、通電区間における第２の区間の開始位置を決定する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面を参照しながら、本発明に係るインバータ装置の実施形態について詳細に説明する。
【００１９】
（実施の形態１）
図１に本発明のインバータ装置の一実施形態の構成を示す。図１において、インバータ装置３は、スイッチング素子５a 〜５fと、各スイッチング素子５a〜５fに対し逆並列に接続された環流ダイオード６a 〜６fとからなるスイッチング部６を有する。さらに、インバータ装置３は、スイッチング部６の各スイッチング素子５a 〜５fのスイッチング動作を制御するために、電圧検出部７、回転子位置検出部８、通電制御部９、速度制御部１０、通電幅設定部１１及びＰＷＭ位置設定部１２を備える。
【００２０】
インバータ装置３は、交流電源１からの入力を整流回路２で直流に整流された後の直流電圧を、スイッチング部６のスイッチング素子５a 〜５fのスイッチング動作により３相交流電圧に変換して出力し、それによりブラシレスＤＣモータ（以下「モータ」という。）４を所望の周波数で駆動する。
【００２１】
電圧検出部７はモータ４の巻線の各相の端子電圧を検出する。回転子位置速度検出部８は、この検出電圧を用いてモータ４の回転子の磁極位置、速度を推定して検出する。
【００２２】
通電制御部９は、回転子位置速度検出部８により推定された回転子の磁極位置の情報に基づいて、モータ４を駆動するためのドライブ信号に従って、スイッチング素子５a〜５fを駆動するためのベース信号をスイッチング部６に出力する。速度制御部１０は、回転子位置速度検出部８により推定された回転子の速度と、外部から与えられる目標速度との偏差から、モータ４の回転子の速度が目標速度となるように出力電圧を演算し制御する。
【００２３】
通電幅設定部１１は、速度制御部１０からの出力電圧情報に従い、最適な通電幅を選択し、通電制御部９に出力する。また、ＰＷＭ位置設定部１２は、同様に速度制御部１０からの出力電圧情報に基づき、ＰＷＭ制御によるスイッチング素子の駆動を開始する位置（以下「ＰＷＭ開始位置」という。詳細は後述。）を決定し、通電制御部９に出力する。通電制御部９は、入力された通電幅、およびＰＷＭ開始位置に従い、スイッチング素子５a 〜５fを制御し、モータ４を駆動する。
【００２４】
図２（ａ）は一般的な１２０度通電方式におけるベース信号波形を示したものであり、１つの相の出力電圧についてその１通電区間を中心に表した図である。図２（ｂ）は、本実施形態におけるインバータ装置の通電方式でのベース信号波形を示したものである。
【００２５】
図２（ａ）に示すように、従来の通電方式では、電気角で１２０度の通電区間において、その前半の６０度は、スイッチング素子を常時オンとする駆動を行ない、後半の６０度は、スイッチング素子５a 〜５fをＰＷＭ制御にて駆動する。これにより、各相の通電区間が１２０度毎に切り替わり、常時どれかの相が通電状態に置かれることにより、モータ４への通電が連続して行われ、回転力が与えられる。
【００２６】
これに対し、本実施形態における通電方式では、図２（ｂ）に示すように、通電区間を１相当たり１２０度以上（（１２０＋α）度、α≧０）に設定する。これにより、各相間で通電状態がオーバーラップする区間が生ずる。さらに、（１２０＋α）度の通電区間において、最初の所定時間の間はＰＷＭ制御により通電駆動を行ない、その所定時間経過後にＰＷＭ制御を行なわずに常時オンとする通電駆動を設け、その後再度、ＰＷＭ制御により通電駆動を行なうようにしている。このように、ＰＷＭ制御を行なわずに常時オンとする区間を、通電区間の開始から所定時間経過後すなわち所定の電気角（以下「ＰＷＭ位置シフト角」という。）φだけシフトした後に開始するようにしている。このとき、本実施形態におけるＰＷＭ制御を行なわずに常時オンとする区間の開始は、従来のＰＷＭ制御を行なわずに常時オンとする区間の開始に対して、所定のシフト角φ'だけシフトされることになる。このときの通電区間長は通電幅設定部１１により設定され、また、ＰＷＭ開始位置（すなわちＰＷＭ位置シフト角）はＰＷＭ位置設定部１２により設定される。
【００２７】
このように、本発明によるインバータ装置では、通電幅を１２０度以上に広く設定し、さらに、その通電区間において、最初にＰＷＭ制御による通電駆動した後に、常時オンの通電制御を行なうようにする。これにより、モータ電流の通電相の切替発生時に、切替が発生しない相では、スイッチング素子のパルス幅変調が行われない通電駆動となるため、電流波形が円滑になり、モ−タ効率が向上する。さらに、トルクリップルを低減し、騒音・振動を抑えるとともに、安定したモータ運転が可能となる。
【００２８】
図３を参照して、従来及び本発明のインバータ装置によるモータ電流の波形の違いを説明する。図３の（ａ）は、従来の１２０度通電方式による駆動時の電流波形の形態を表した図である。この図のように、従来では、通電区間１２０度より若干広い区間において電流がほぼ矩形波状にてモータ巻線に流れる。モータ電流は、通電区間に加えてモータのインダクタンスによる電流立上がり、立下りの遅れ分だけ加算された区間を流れることになる。図３（ｂ）は、本発明による通電方式の電流形態を示した図である。このようにモータ電流は、１２０度を超えた長い区間にて流れる。このとき、さらに、通電相の切替えが発生しない相のスイッチング素子をパルス幅変調を行わないで駆動することにより、インダクタンス成分により流れる電流（以下、これを「還流成分」という。）が増えるため、電流波形がより滑らかになる。
【００２９】
図４は、本実施形態のインバータ装置における通電方式の一例を示す図である。本実施形態のインバータ装置における通電時の、各相の誘起電圧、誘起電圧のゼロクロス検出信号（図において「Ｕ、Ｖ、Ｗ相の比較」参照）、位相制御のためのタイマ動作、６個のスイッチング素子のオンのタイミング（図において、Ｕ、Ｖ、Ｗ相駆動と記載）を示した図である。このように、各相の誘起電圧のゼロクロス点を検出し、そのタイミングに従い、タイマを複数回使用して６個のスイッチング素子のオン・オフを切り替える。
【００３０】
図４において、例えば、上アームのＵ相スイッチング素子５ａに注目すると、位相が０度の少し前からＰＷＭ制御が開始され（区間（ａ）、（ｂ））、その後、常時オンの区間（区間（ｃ）〜（ｅ））が続き、その後再度、ＰＷＭ制御区間（区間（ｆ）、（ｇ））となる。また、通電区間を１２０度以上にしていることにより、例えば、位相において１２０度から少し経過した所では、Ｖ相、Ｗ相に加えて、Ｕ相も通電状態になっている。
【００３１】
図５及び図６は、図４に示す通電方式で駆動した場合のインバータ装置におけるスイッチング素子及びモータ巻線を流れる電流を各通電区間ごとに示したものである。各区間におけるスイッチング素子の導通状態に応じて、モータ巻線へ流れる電流の経路（すなわち通電相）が切り替わる。図５及び図６中（ａ）〜（ｇ）のそれぞれの経路図は、図４におけるスイッチング位置（ａ）〜（ｇ）に対応したものである。図５及び図６において、実線はチョッピング・オン時の経路を、細い破線はチョッピング・オフ時の電流経路を表す。また、太い破線は、直前の電流のインダクタンスによる連続電流である。この方式の場合、切替が発生しない相のスイッチング素子のパルス幅変調を行わないことにより、従来の１２０度通電において発生していた、インバータ装置の直流部を流れる逆電流が発生せずに、スムーズに転流が行われていることが分かる。このことにより、図３に示すような円滑な電流波形が実現される。
【００３２】
図７は、本実施形態によるインバータ装置による駆動されたモータの電流、端子電圧及びインバータ装置の直流部の電流（Ｉ）の波形を表したものである。図１７に示す従来の１２０度通電の場合、１２０度の通電幅に対し、ほぼ同等の幅の電流が矩形波状に発生し、さらに、直流部の電流は、３相分の和としてＰＷＭのオン・タイミングにほぼ一定の電流が流れており、さらに６０度ごとに逆向きの大きな電流（図１７（ｃ）においてときおり見られる下向きのピーク電流）が発生していた。しかしながら、本実施形態のインバータ装置によれば、通電幅が広角化（本例では、１３０度通電）され、さらにＰＷＭ制御開始のタイミングを中央部に設定された電圧駆動波形に対し１２０度より広い幅の滑らかな形状をした電流波形が流れているのがわかる。さらに、その時、インバータ装置の直流部の電流にも一定の電流が流れているが、その時、６０度ごとの逆向きの電流は発生していない。このことにより、滑らかな電流波形が実現されている。
【００３３】
以下に、位置設定部１２の動作について説明する。
先に説明したように、ＰＷＭ位置設定部１２は、最適にパルス幅変調を開始するための位置（ＰＷＭ開始位置）を決定する。最適なＰＷＭ開始位置は、効率の向上および制御安定性を考慮して決定される。ＰＷＭ開始位置を通常位置（従来の１２０度通電方式における１２０度毎の切替え位置）より移動させることにより、直流逆電流が発生せずそれにより電流波形がより滑らかになり効率が向上する。
【００３４】
一方、制御安定性を確保するためには、インバータ駆動におけるモータの位相推定が確実に実現されることが必要である。つまり、位相推定ができないとモータの回転子の位置が分からないため駆動することができない。そのために、インバータ装置においては、モータ巻線の無通電区間におけるモータの端子電圧を検出することにより、位相を推定しているが、この無通電区間が狭くなるとモータの位置が推定しにくくなる。図８に、ＰＷＭ開始位置シフト量が０度、１０度Ｐ、２０度における、負荷トルクに対する誘起電圧の検出可能範囲の変化を示す。同図よりＰＷＭ開始位置のシフト量が多いほど、また、負荷トルクが増加するほど、誘起電圧の検出可能範囲が狭くなっていくのが分かる。誘起電圧の検出可能範囲が狭くなるにしたがい駆動安定性は低下することから、負荷トルクが増加するに従って駆動安定性は低下する。そこで、駆動安定性をあるレベルに確保するために、負荷が増加しても誘起電圧の検出可能範囲が狭くならないように、ＰＷＭ位置のシフト量を負荷の増加に応じて変更することが好ましい。
【００３５】
図９は、上記問題に対処するためのＰＷＭ位置設定部１２のＰＷＭ開始位置のシフト量の制御を説明した図である。負荷トルクは速度制御部１０が出力する出力電圧値により推定できるため、ＰＷＭ位置設定部１２は速度制御部１０の出力電圧値に応じてＰＷＭ開始位置を決定する。すなわち、図９に示すように、出力電圧値が所定値Ｄ１以下では、ＰＷＭ位置のシフト角を所定角度φ１に設定し、電流波形を滑らかにし効率を向上させる。また、出力電圧が所定値Ｄ１から所定値Ｄ２までの間では、モータの負荷が増大して速度制御部１０が出力する出力電圧値が増加していくと、徐々にＰＷＭ位置シフト角を減少させていく。このときのＰＷＭ位置シフト角は、誘起電圧の検出可能範囲が十分に確保できるような値に設定される。そして、出力電圧が所定値Ｄ２以上になると、ＰＷＭ開始位置のシフト量を０となるようにする。以上のように、ＰＷＭ位置設定部１２は、負荷の大きさに応じてシフト量を変化させることにより、負荷が増大した場合であっても、誘起電圧の検出可能範囲をあるレベルに確保することができ、安定してモータを駆動することができる。
【００３６】
また、ＰＷＭ開始位置のシフト量に対する誘起電圧の検出可能範囲の関係と同様に、通電幅により誘起電圧の検出可能範囲が変化することも明らかな事実である。つまり、通電幅が広いほど、誘起電圧検出可能範囲は狭くなり、その逆の場合は検出可能範囲は広くなる。例えば、通電幅が１２０度の場合は、無通電区間は６０度であるため、誘起電圧検出可能範囲も６０度から還流電流区間分だけ除いた範囲となる。通電幅がこれより広い１４０度の場合には、検出可能範囲は４０度から還流電流区間分だけ除いた狭い範囲となる。従って、通電幅が広い場合、検出可能範囲が狭くなり、駆動安定性がより低下する。そこで、駆動安定性をより十分に確保するためには、負荷の増加にともない通電幅を変更することが好ましい。
【００３７】
図１０は、通電幅設定部１１による通電幅の制御を説明した図である。通電幅設定部１１は、負荷トルクを速度制御部１０が出力する出力電圧値により推定し、その出力電圧値に応じて通電幅を決定する。この図のように、速度制御部１０が出力する出力電圧値がＤA以下では、通電幅をφMAXに設定し、電流波形を滑らかにし効率を向上させる。出力電圧値が所定値ＤAから所定値ＤBの間の範囲にあるときは、出力電圧値の増加にともない、徐々に通電幅を減少させていく。出力電圧値が所定値ＤB以上のときは、通電幅を１２０度に固定する。このように、負荷の大きさに応じて通電幅を制御することにより、負荷が増大した場合でも、誘起電圧の検出可能範囲を十分に確保することができ、安定してモータを駆動することができる。
【００３８】
（実施の形態２）
本発明に係るインバータ装置の別の実施形態について説明する。
図１１に、実施の形態２のインバータ装置のブロック構成図を示す。図１１において、インバータ装置３ａは実施の形態１の装置の構成に加えて、さらに環流期間検出部１３を備える。インバータ装置３ａにおいて、交流電源１からの入力を整流回路２で直流に整流された直流電圧がスイッチング部６において３相交流電圧に変換され、その電圧によりモータ４が駆動されるのは、実施の形態１の場合と同様である。
【００３９】
環流期間検出部１３は、電圧検出部７により検出されたモータ４の電圧を用いて、モータ４の巻線の環流電流が流れる期間（以下「環流期間」という。）の時間長を検出する。通電幅設定部１１は、この環流期間の時間長情報を用いて通電幅を決定し、通電制御部９にその通電幅を指令する。さらに、ＰＷＭ位置設定部１２は、この環流期間の時間長情報を用いて最適なＰＷＭ位置を決定し通電制御部９にＰＷＭ位置を指令する。
【００４０】
図１２は、環流期間検出部１３による環流期間の時間長の検出動作を説明するための図である。図１２は、モータ４の１つの相における、あるタイミングでの端子電圧の波形を示した図である。通電区間の前に設定される無通電区間においては、ＰＷＭ制御の通電オンのタイミングにおいてモータ４の巻線が発生する誘起電圧が検出されるが、その前には、モータ４の巻線を流れる電流のインダクタンスにより発生する環流電流が現れる。この環流電流によりモータ４の端子電圧が高電圧になるため、無通電区間の前部においては高電圧となる環流期間が現れる。従って、モータ端子電圧を監視し、モータ端子電圧が所定のレベル（「環流判定レベル」という。）より高い値から、低くなったときに還流期間が終了したと判断できる。そこで、環流期間検出部１３は、モータ４の端子電圧を検出し、その値が予め定められた環流判定レベル以下になった時点で、環流期間が終了したと判定する。例えば、図１２において、時刻ｔAにおける端子電圧をＶA、時刻ｔBにおける端子電圧をＶB、環流判定レベルをＶKとした場合に、環流期間検出部１３は、ＶA＞ＶKかつＶB＜ＶKとなるような端子電圧ＶA、ＶBを検出したときに時刻ｔAと時刻ｔBの間において環流期間が終了したと判断する。
【００４１】
ＰＷＭ位置設定部１２は以下のように動作する。ＰＷＭ位置設定部１２は、実施の形態１の場合と同様に最適なＰＷＭ位置を決定する。最適なＰＷＭ位置はＰＷＭ開始位置による効率向上及び制御安定性を考慮して決定される。制御安定性は、誘起電圧の検出可能範囲により決定され、その範囲が狭くなる程、駆動安定性が低下する。そこで、環流期間検出部１３により検出された環流期間の長さに応じて、ＰＷＭ開始位置を変更することにより駆動安定性が確保する。
【００４２】
図１３は、本実施形態のＰＷＭ位置設定部１２によるＰＷＭ開始位置の制御を説明した図である。ＰＷＭ位置設定部１２は負荷トルクを環流期間長により推定し、それに応じてＰＷＭ開始位置を決定する。この図のように、環流期間長がＬ１以下では、ＰＷＭ開始位置のシフト角をφ１に設定する。これにより、電流波形を滑らかにし効率を向上させる。モータの負荷が増大して環流期間長が所定範囲にあるとき、すなわち、環流期間長がＬ1からＬ２の間にあるときは、モータの負荷に応じて徐々にＰＷＭ位置シフト角を減少させる。環流期間長が所定値（Ｌ２）以上では、ＰＷＭ位置シフト角を０となるように設定する。これにより、負荷が増大した場合でも、十分な誘起電圧の検出可能範囲を確保することができ、安定してモータを駆動することができる。
【００４３】
実施の形態１で述べたように、通電幅によっても誘起電圧の検出可能範囲が変化する。つまり、通電幅が広いほど、誘起電圧検出可能範囲は狭くなり、駆動安定性が低下する。しかも、負荷トルクが増加し、環流期間が長くなると、さらに安定性が低下する。したがって、駆動安定性を確保するためには、環流期間長が増加するに従い、通電幅を変更するのが好ましい。
【００４４】
図１４は、本実施形態による通電幅設定部１１の通電幅の制御を説明した図である。通電幅設定部１１は環流期間長に応じて通電幅を決定する。同図のように、環流期間長がＬA以下では、通電幅をφMAXに設定し、電流波形を滑らかにし効率を向上させる。さらに、モータの負荷が増大して環流期間長がある範囲（ＬAからＬBの間）にあるときは、還流期間長に応じて徐々に通電幅を減少させていく。そして、環流期間長が所定値（ＬB）以上のときは、通電幅を１２０度となるように固定する。このように、還流期間長に応じて導通角幅を可変することにより、負荷が増大した場合でも、十分な誘起電圧の検出可能範囲を確保することができ、安定してモータを駆動することができる。
【００４５】
なお、上記の本実施形態におけるインバータ装置は、専用のハード回路で実現しても、またマイクロコンピュータを利用したソフトウェアで実現してもよいことは言うまでもない。
【００４６】
【発明の効果】
本発明のインバータ装置によれば、通電を電気角で１２０度より大きく、かつ、１８０度より小さい範囲で実施し、さらにモータ電流の切替え発生時には、切替えが発生しない相のスイッチング素子のパルス幅変調を行わないことにより、滑らかな電流波形により高効率、低い振動、騒音レベルが実現される。
【００４７】
また、パルス幅変調を行わない区間の位置を、速度制御部が出力する出力電圧値に従い変更することにより、どのような負荷運転時にも、安定したモータ駆動を実現できる。
【００４８】
また、通電区間の通電幅を、制御すべき速度に応じた電圧値に従い変更する。これにより、どのような負荷運転時にも、安定して高効率、低振動、低騒音のモータ駆動が実現される。
【００４９】
また、モータ電流の環流期間を検出し、その環流期間の長さに従い通電区間の通電幅を決定することにより、どのような負荷運転時にも、安定して高効率、低振動、低騒音のモータ駆動が実現される。
【００５０】
または、モータ電流の環流期間を検出し、その環流期間長に従い、パルス幅変調を行わない区間の位置を決定することにより、どのような負荷運転時にも、安定したモータ駆動が実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係るインバータ装置の実施の形態１での構成を示すブロック図。
【図２】 従来のインバータ装置における通電方式（ａ）、及び、実施の形態１のインバータ装置における通電方式（ｂ）を説明した図。
【図３】 従来のインバータ装置の制御による電流波形（ａ）、及び、本発明のインバータ装置の制御によるモータ電流の電流波形（ｂ）を表した図。
【図４】 本発明に係るインバータ装置によるモータ駆動時の誘起電圧、スイッチング素子のオン・タイミング等を示したタイムチャート。
【図５】 本発明に係るインバータ装置の実施形態におけるスイッチング素子およびモータを流れる電流の経路を示す図（（ａ）から（ｄ））。
【図６】 本発明に係るインバータ装置の実施形態におけるスイッチング素子およびモータを流れる電流の経路を示す図（（ｅ）から（ｇ））。
【図７】 本発明のインバータ装置による端子電圧（ａ）、モータ電流（ｂ）、インバータ装置の直流部の電流（ｃ）の波形の一例を示す図。
【図８】 異なるＰＷＭ位置シフト量における、各負荷トルクに対する誘起電圧の検出可能範囲を説明した図。
【図９】 実施の形態１におけるインバータ装置のＰＷＭ位置設定部の動作特性図。
【図１０】 実施の形態１におけるインバータ装置の通電幅設定部の動作特性図。
【図１１】 本発明に係るインバータ装置の第２の実施例での構成を示すブロック図。
【図１２】 モータ端子電圧による環流期間の検出原理を説明するための図。
【図１３】 本発明のインバータ装置の一実施例におけるＰＷＭ位置設定部の動作特性図。
【図１４】 実施の形態２におけるインバータ装置の通電幅設定部の動作特性図。
【図１５】 従来のインバータ装置の構成を示すブロック図。
【図１６】 従来のインバータ装置によるモータ駆動時の誘起電圧、スイッチング素子のオン・タイミング等を示したタイムチャート。
【図１７】 従来のインバータ装置の端子電圧（ａ）、モータ電流（ｂ）、インバータ装置の直流部の電流（ｃ）の波形の一例を示す図。
【図１８】 従来のインバータ装置のスイッチング素子およびモータを流れる電流の電流経路を示す図。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 整流回路
３，３ａ インバータ装置
４ モータ
５a〜５f スイッチング素子
６a〜６f 環流ダイオード
７ 電圧検出部
８ 回転子位置速度検出部
９ 通電制御部
１０ 速度制御部
１１ 通電幅設定部
１２ ＰＷＭ位置設定部
１３ 環流期間検出部
【発明の属する技術分野】
本発明は、空気調和機などに用いられるモータを任意の周波数で駆動するインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、空気調和機では、地球環境保護の観点から消費電力を低減する必要性が大きくなっている。その中で、省電力の技術の一つとして、圧縮機の電動機を任意の周波数で駆動するインバータを用いた空気調和機が広く一般に使用されている。
【０００３】
空気調和機に用いられているモータとして効率の高い直流ブラシレスモータが広く使用されているが、これは、巻線からなるステータと、磁石が組み込まれた回転子であるロータから成るものである。一方、このような直流ブラシレスモータを駆動するインバータ装置としては、交流電源を整流回路により整流して得られた直流を、整流回路に接続されたスイッチング素子をオン・オフさせることにより所望の交流に変換し、その出力をモータの３相巻線に入力することによりモータ駆動を行う方式が一般的である。図１５に一般的なインバータ装置の構成を示す。
【０００４】
図１５において、交流電源１からの電圧を整流回路２により整流して得られた直流電圧は、それぞれに環流ダイオード６a〜６fが並列に接続されたスイッチング素子５a〜５fによりスイッチングされてＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）などの変調方式により変調され、３相の交流電圧に形成される。
【０００５】
３相の交流はモータ４に入力され、モータ４はスイッチング素子５a 〜５fにて指定された所望の交流周波数にて回転する。直流ブラシレスモータを回転させる場合、ブラシレスモータの回転子の磁極位置に同期させた交流電圧を生成する必要があるため、モータの端子電圧から、モータの誘起電圧のゼロクロス位置を検出し、そのゼロクロス位置から所定の位相角になるようにタイマ処理を行い、通電パターンを切り替える。図１６に、一般的な３相直流ブラシレスモータの駆動時の、各相の誘起電圧、誘起電圧のゼロクロス検出信号、位相制御のためのタイマ、６個のスイッチング素子がオンとなるタイミングを示す。このように、各相の誘起電圧のゼロクロス点を検出し、そのタイミングによりタイマを起動して遅延し、所望の位相にて６個のスイッチング素子のオン・オフ制御を行う。
【０００６】
以上のようにして、１相当たりの通電幅が電気角で１２０度の区間を有する駆動である１２０度通電駆動が実現される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来のインバータ装置では、モータに流れる電流波形は、通電角を１２０度とした矩形波となる。そのため、電流が、電気角で６０度ごとに大きく変動し、そのため、それに起因する騒音、すなわちコギング成分の騒音がかなり大きくなっていた。また、モータ効率を最大にするためには、モータの誘起電圧と同形状の電流により駆動することが必要であるが、矩形波状電流のため、効率の最大化は実現できなかった。
【０００８】
図１７は、従来の方法で駆動した時の電流の一例を示す波形図である。図１６の上より端子電圧、モータ電流、インバータ装置の直流部の電流である。このように、電流波形は矩形波状となる。また、この電流波形が矩形波状となる要因として、インバータ装置の直流部における逆電流がある。図１８は、図１６に示す１２０度通電方式の場合のスイッチング素子およびモータを流れる電流の経路を示したものである。図１８における（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）のそれぞれの経路図は、図１６における（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）のスイッチング区間に対応したものである。この図において、実線はチョッピング・オン時の経路を、太い破線はチョッピング・オフ時の電流経路を表す。また、細い破線は、前のモードにおける電流のモータインダクタンスによる連続電流である。これを見ると分かるように、図１６の（ｂ）および（ｄ）の期間において、モータ巻線を流れる電流の一部は、スイッチング素子に並設されたダイオードを流れ、通常の向きとは異なった方向にて整流回路内のコンデンサに向かって逆流する。このタイミングにおいては、モータ巻線を流れる電流は急速に減衰されるため、それによって電流波形はさらに矩形波に近い形状となっていた。
【０００９】
この様に、従来の駆動方式では、電流波形が矩形波状となっていたため、効率が低下し、振動騒音が大きなものとなっていた。
【００１０】
本発明は上記の課題を解決するもので、モータを３相交流にて可変周波数にて駆動するに際し、モ−タ効率を向上させ、トルクリツプルを低減し、騒音・振動を抑えるとともに、安定したモータ運転を実現するインバータ装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る第１のインバータ装置は、モータを所望の周波数の交流電流により駆動するインバータ装置であって、複数のスイッチング素子とスイッチング素子に並列に接続された複数のダイオードとからなるスイッチング手段と、モータを所望の周波数で駆動するためにスイッチング手段の動作を制御してモータ巻線への通電を制御する通電制御手段と、モータの端子電圧を検出する電圧検出手段と、検出された電圧と基準電圧とを比較してモータの回転子の磁極位置と速度を推定する位置速度推定手段と、モータの速度を与えられた目標速度に制御するための電圧を通電制御手段に出力する速度制御手段と、通電制御手段の通電区間の位置を制御するＰＷＭ位置設定手段とを備える。特に、通電制御手段は、位置速度推定手段により推定された回転子の磁極位置に応じて通電を制御し、その際、通電幅を１２０度以上かつ１８０度未満の範囲に設定し、さらに、一つの通電区間の最初の部分においてスイッチング素子をＰＷＭ制御する第１の区間を設け、その第１の区間の後に所定のスイッチング素子を常時オンとする第２の区間を設け、その第２の区間の後にスイッチング素子をＰＷＭ制御する第３の区間を設ける。
【００１２】
ＰＷＭ位置設定手段は、速度制御手段が出力する出力電圧値に従い第２の通電区間の開始位置をシフトする。
【００１３】
好ましくは、ＰＷＭ位置設定手段は、速度制御手段が出力する出力電圧値が大きいほど、第２の通電区間の開始位置を通電区間における前方にシフトさせるようにする。
【００１４】
本発明に係る第２のインバータ装置は、モータを所望の周波数の交流電流により駆動するインバータ装置であって、複数のスイッチング素子と、スイッチング素子に並列に接続された複数のダイオードとからなるスイッチング手段と、モータを所望の周波数で駆動するために、スイッチング手段の動作を制御してモータ巻線への通電を制御する通電制御手段と、モータの端子電圧を検出する電圧検出手段と、検出された電圧と基準電圧とを比較してモータの回転子の磁極位置と速度を推定する位置速度推定手段と、モータの速度を与えられた目標速度に制御するための電圧を通電制御手段に出力する速度制御手段と、通電区間の通電幅を制御する通電幅設定手段とを備える。通電制御手段は、位置速度推定手段により推定された回転子の磁極位置に応じて通電を制御し、その際、通電幅を１２０度以上かつ１８０度未満の範囲に設定し、一つの通電区間の最初の部分においてスイッチング素子をＰＷＭ制御する第１の区間を設け、その第１の区間の後に所定のスイッチング素子を常時オンとする第２の区間を設け、その第２の区間の後にスイッチング素子をＰＷＭ制御する第３の区間を設ける。通電幅設定手段は、速度制御手段が出力する出力電圧値に従い通電区間の通電幅を変更する。
【００１５】
第２のインバータ装置において、好ましくは、通電幅設定手段は、速度制御手段が出力する出力電圧値が大きいほど通電区間の通電幅を狭くするようにする。
【００１６】
本発明に係る第３のインバータ装置は、モータを所望の周波数の交流電流により駆動するインバータ装置であって、複数のスイッチング素子と、スイッチング素子に並列に接続された複数のダイオードとからなるスイッチング手段と、モータを所望の周波数で駆動するために、スイッチング手段の動作を制御してモータ巻線への通電を制御する通電制御手段と、モータの端子電圧を検出する電圧検出手段と、検出された電圧と基準電圧とを比較してモータの回転子の磁極位置と速度を推定する位置速度推定手段と、モータの速度を与えられた目標速度に制御するための電圧を通電制御手段に出力する速度制御手段と、通電区間の通電幅を制御する通電幅設定手段と、モータに流れる電流が前記ダイオードを還流する期間である環流期間を検出する環流期間検出手段とを備える。通電制御手段は、位置速度推定手段により推定された回転子の磁極位置に応じて通電を制御し、その際、通電幅を１２０度以上かつ１８０度未満の範囲に設定し、一つの通電区間の最初の部分においてスイッチング素子をＰＷＭ制御する第１の区間を設け、その第１の区間の後に所定のスイッチング素子を常時オンとする第２の区間を設け、その第２の区間の後にスイッチング素子をＰＷＭ制御する第３の区間を設ける。通電幅設定手段は、環流期間検出手段が出力する環流期間の長さにしたがい、通電区間の通電幅を決定する。
【００１７】
本発明に係る第４のインバータ装置は、モータを所望の周波数の交流電流により駆動するインバータ装置であって、複数のスイッチング素子と、スイッチング素子に並列に接続された複数のダイオードとからなるスイッチング手段と、モータを所望の周波数で駆動するために、スイッチング手段の動作を制御してモータ巻線への通電を制御する通電制御手段と、モータの端子電圧を検出する電圧検出手段と、検出された電圧と基準電圧とを比較してモータの回転子の磁極位置と速度を推定する位置速度推定手段と、モータの速度を与えられた目標速度に制御するための電圧を通電制御手段に出力する速度制御手段と、通電制御手段の通電区間の位置を制御するＰＷＭ位置設定手段と、モータに流れる電流が前記ダイオードを還流する期間である環流期間を検出する環流期間検出手段とを備える。通電制御手段は、位置速度推定手段により推定された回転子の磁極位置に応じて通電を制御し、その際、通電幅を１２０度以上かつ１８０度未満の範囲に設定し、一つの通電区間の最初の部分においてスイッチング素子をＰＷＭ制御する第１の区間を設け、その第１の区間の後に所定のスイッチング素子を常時オンとする第２の区間を設け、その第２の区間の後にスイッチング素子をＰＷＭ制御する第３の区間を設ける。ＰＷＭ位置設定手段は、環流期間検出手段が出力する環流期間の長さにしたがい、通電区間における第２の区間の開始位置を決定する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面を参照しながら、本発明に係るインバータ装置の実施形態について詳細に説明する。
【００１９】
（実施の形態１）
図１に本発明のインバータ装置の一実施形態の構成を示す。図１において、インバータ装置３は、スイッチング素子５a 〜５fと、各スイッチング素子５a〜５fに対し逆並列に接続された環流ダイオード６a 〜６fとからなるスイッチング部６を有する。さらに、インバータ装置３は、スイッチング部６の各スイッチング素子５a 〜５fのスイッチング動作を制御するために、電圧検出部７、回転子位置検出部８、通電制御部９、速度制御部１０、通電幅設定部１１及びＰＷＭ位置設定部１２を備える。
【００２０】
インバータ装置３は、交流電源１からの入力を整流回路２で直流に整流された後の直流電圧を、スイッチング部６のスイッチング素子５a 〜５fのスイッチング動作により３相交流電圧に変換して出力し、それによりブラシレスＤＣモータ（以下「モータ」という。）４を所望の周波数で駆動する。
【００２１】
電圧検出部７はモータ４の巻線の各相の端子電圧を検出する。回転子位置速度検出部８は、この検出電圧を用いてモータ４の回転子の磁極位置、速度を推定して検出する。
【００２２】
通電制御部９は、回転子位置速度検出部８により推定された回転子の磁極位置の情報に基づいて、モータ４を駆動するためのドライブ信号に従って、スイッチング素子５a〜５fを駆動するためのベース信号をスイッチング部６に出力する。速度制御部１０は、回転子位置速度検出部８により推定された回転子の速度と、外部から与えられる目標速度との偏差から、モータ４の回転子の速度が目標速度となるように出力電圧を演算し制御する。
【００２３】
通電幅設定部１１は、速度制御部１０からの出力電圧情報に従い、最適な通電幅を選択し、通電制御部９に出力する。また、ＰＷＭ位置設定部１２は、同様に速度制御部１０からの出力電圧情報に基づき、ＰＷＭ制御によるスイッチング素子の駆動を開始する位置（以下「ＰＷＭ開始位置」という。詳細は後述。）を決定し、通電制御部９に出力する。通電制御部９は、入力された通電幅、およびＰＷＭ開始位置に従い、スイッチング素子５a 〜５fを制御し、モータ４を駆動する。
【００２４】
図２（ａ）は一般的な１２０度通電方式におけるベース信号波形を示したものであり、１つの相の出力電圧についてその１通電区間を中心に表した図である。図２（ｂ）は、本実施形態におけるインバータ装置の通電方式でのベース信号波形を示したものである。
【００２５】
図２（ａ）に示すように、従来の通電方式では、電気角で１２０度の通電区間において、その前半の６０度は、スイッチング素子を常時オンとする駆動を行ない、後半の６０度は、スイッチング素子５a 〜５fをＰＷＭ制御にて駆動する。これにより、各相の通電区間が１２０度毎に切り替わり、常時どれかの相が通電状態に置かれることにより、モータ４への通電が連続して行われ、回転力が与えられる。
【００２６】
これに対し、本実施形態における通電方式では、図２（ｂ）に示すように、通電区間を１相当たり１２０度以上（（１２０＋α）度、α≧０）に設定する。これにより、各相間で通電状態がオーバーラップする区間が生ずる。さらに、（１２０＋α）度の通電区間において、最初の所定時間の間はＰＷＭ制御により通電駆動を行ない、その所定時間経過後にＰＷＭ制御を行なわずに常時オンとする通電駆動を設け、その後再度、ＰＷＭ制御により通電駆動を行なうようにしている。このように、ＰＷＭ制御を行なわずに常時オンとする区間を、通電区間の開始から所定時間経過後すなわち所定の電気角（以下「ＰＷＭ位置シフト角」という。）φだけシフトした後に開始するようにしている。このとき、本実施形態におけるＰＷＭ制御を行なわずに常時オンとする区間の開始は、従来のＰＷＭ制御を行なわずに常時オンとする区間の開始に対して、所定のシフト角φ'だけシフトされることになる。このときの通電区間長は通電幅設定部１１により設定され、また、ＰＷＭ開始位置（すなわちＰＷＭ位置シフト角）はＰＷＭ位置設定部１２により設定される。
【００２７】
このように、本発明によるインバータ装置では、通電幅を１２０度以上に広く設定し、さらに、その通電区間において、最初にＰＷＭ制御による通電駆動した後に、常時オンの通電制御を行なうようにする。これにより、モータ電流の通電相の切替発生時に、切替が発生しない相では、スイッチング素子のパルス幅変調が行われない通電駆動となるため、電流波形が円滑になり、モ−タ効率が向上する。さらに、トルクリップルを低減し、騒音・振動を抑えるとともに、安定したモータ運転が可能となる。
【００２８】
図３を参照して、従来及び本発明のインバータ装置によるモータ電流の波形の違いを説明する。図３の（ａ）は、従来の１２０度通電方式による駆動時の電流波形の形態を表した図である。この図のように、従来では、通電区間１２０度より若干広い区間において電流がほぼ矩形波状にてモータ巻線に流れる。モータ電流は、通電区間に加えてモータのインダクタンスによる電流立上がり、立下りの遅れ分だけ加算された区間を流れることになる。図３（ｂ）は、本発明による通電方式の電流形態を示した図である。このようにモータ電流は、１２０度を超えた長い区間にて流れる。このとき、さらに、通電相の切替えが発生しない相のスイッチング素子をパルス幅変調を行わないで駆動することにより、インダクタンス成分により流れる電流（以下、これを「還流成分」という。）が増えるため、電流波形がより滑らかになる。
【００２９】
図４は、本実施形態のインバータ装置における通電方式の一例を示す図である。本実施形態のインバータ装置における通電時の、各相の誘起電圧、誘起電圧のゼロクロス検出信号（図において「Ｕ、Ｖ、Ｗ相の比較」参照）、位相制御のためのタイマ動作、６個のスイッチング素子のオンのタイミング（図において、Ｕ、Ｖ、Ｗ相駆動と記載）を示した図である。このように、各相の誘起電圧のゼロクロス点を検出し、そのタイミングに従い、タイマを複数回使用して６個のスイッチング素子のオン・オフを切り替える。
【００３０】
図４において、例えば、上アームのＵ相スイッチング素子５ａに注目すると、位相が０度の少し前からＰＷＭ制御が開始され（区間（ａ）、（ｂ））、その後、常時オンの区間（区間（ｃ）〜（ｅ））が続き、その後再度、ＰＷＭ制御区間（区間（ｆ）、（ｇ））となる。また、通電区間を１２０度以上にしていることにより、例えば、位相において１２０度から少し経過した所では、Ｖ相、Ｗ相に加えて、Ｕ相も通電状態になっている。
【００３１】
図５及び図６は、図４に示す通電方式で駆動した場合のインバータ装置におけるスイッチング素子及びモータ巻線を流れる電流を各通電区間ごとに示したものである。各区間におけるスイッチング素子の導通状態に応じて、モータ巻線へ流れる電流の経路（すなわち通電相）が切り替わる。図５及び図６中（ａ）〜（ｇ）のそれぞれの経路図は、図４におけるスイッチング位置（ａ）〜（ｇ）に対応したものである。図５及び図６において、実線はチョッピング・オン時の経路を、細い破線はチョッピング・オフ時の電流経路を表す。また、太い破線は、直前の電流のインダクタンスによる連続電流である。この方式の場合、切替が発生しない相のスイッチング素子のパルス幅変調を行わないことにより、従来の１２０度通電において発生していた、インバータ装置の直流部を流れる逆電流が発生せずに、スムーズに転流が行われていることが分かる。このことにより、図３に示すような円滑な電流波形が実現される。
【００３２】
図７は、本実施形態によるインバータ装置による駆動されたモータの電流、端子電圧及びインバータ装置の直流部の電流（Ｉ）の波形を表したものである。図１７に示す従来の１２０度通電の場合、１２０度の通電幅に対し、ほぼ同等の幅の電流が矩形波状に発生し、さらに、直流部の電流は、３相分の和としてＰＷＭのオン・タイミングにほぼ一定の電流が流れており、さらに６０度ごとに逆向きの大きな電流（図１７（ｃ）においてときおり見られる下向きのピーク電流）が発生していた。しかしながら、本実施形態のインバータ装置によれば、通電幅が広角化（本例では、１３０度通電）され、さらにＰＷＭ制御開始のタイミングを中央部に設定された電圧駆動波形に対し１２０度より広い幅の滑らかな形状をした電流波形が流れているのがわかる。さらに、その時、インバータ装置の直流部の電流にも一定の電流が流れているが、その時、６０度ごとの逆向きの電流は発生していない。このことにより、滑らかな電流波形が実現されている。
【００３３】
以下に、位置設定部１２の動作について説明する。
先に説明したように、ＰＷＭ位置設定部１２は、最適にパルス幅変調を開始するための位置（ＰＷＭ開始位置）を決定する。最適なＰＷＭ開始位置は、効率の向上および制御安定性を考慮して決定される。ＰＷＭ開始位置を通常位置（従来の１２０度通電方式における１２０度毎の切替え位置）より移動させることにより、直流逆電流が発生せずそれにより電流波形がより滑らかになり効率が向上する。
【００３４】
一方、制御安定性を確保するためには、インバータ駆動におけるモータの位相推定が確実に実現されることが必要である。つまり、位相推定ができないとモータの回転子の位置が分からないため駆動することができない。そのために、インバータ装置においては、モータ巻線の無通電区間におけるモータの端子電圧を検出することにより、位相を推定しているが、この無通電区間が狭くなるとモータの位置が推定しにくくなる。図８に、ＰＷＭ開始位置シフト量が０度、１０度Ｐ、２０度における、負荷トルクに対する誘起電圧の検出可能範囲の変化を示す。同図よりＰＷＭ開始位置のシフト量が多いほど、また、負荷トルクが増加するほど、誘起電圧の検出可能範囲が狭くなっていくのが分かる。誘起電圧の検出可能範囲が狭くなるにしたがい駆動安定性は低下することから、負荷トルクが増加するに従って駆動安定性は低下する。そこで、駆動安定性をあるレベルに確保するために、負荷が増加しても誘起電圧の検出可能範囲が狭くならないように、ＰＷＭ位置のシフト量を負荷の増加に応じて変更することが好ましい。
【００３５】
図９は、上記問題に対処するためのＰＷＭ位置設定部１２のＰＷＭ開始位置のシフト量の制御を説明した図である。負荷トルクは速度制御部１０が出力する出力電圧値により推定できるため、ＰＷＭ位置設定部１２は速度制御部１０の出力電圧値に応じてＰＷＭ開始位置を決定する。すなわち、図９に示すように、出力電圧値が所定値Ｄ１以下では、ＰＷＭ位置のシフト角を所定角度φ１に設定し、電流波形を滑らかにし効率を向上させる。また、出力電圧が所定値Ｄ１から所定値Ｄ２までの間では、モータの負荷が増大して速度制御部１０が出力する出力電圧値が増加していくと、徐々にＰＷＭ位置シフト角を減少させていく。このときのＰＷＭ位置シフト角は、誘起電圧の検出可能範囲が十分に確保できるような値に設定される。そして、出力電圧が所定値Ｄ２以上になると、ＰＷＭ開始位置のシフト量を０となるようにする。以上のように、ＰＷＭ位置設定部１２は、負荷の大きさに応じてシフト量を変化させることにより、負荷が増大した場合であっても、誘起電圧の検出可能範囲をあるレベルに確保することができ、安定してモータを駆動することができる。
【００３６】
また、ＰＷＭ開始位置のシフト量に対する誘起電圧の検出可能範囲の関係と同様に、通電幅により誘起電圧の検出可能範囲が変化することも明らかな事実である。つまり、通電幅が広いほど、誘起電圧検出可能範囲は狭くなり、その逆の場合は検出可能範囲は広くなる。例えば、通電幅が１２０度の場合は、無通電区間は６０度であるため、誘起電圧検出可能範囲も６０度から還流電流区間分だけ除いた範囲となる。通電幅がこれより広い１４０度の場合には、検出可能範囲は４０度から還流電流区間分だけ除いた狭い範囲となる。従って、通電幅が広い場合、検出可能範囲が狭くなり、駆動安定性がより低下する。そこで、駆動安定性をより十分に確保するためには、負荷の増加にともない通電幅を変更することが好ましい。
【００３７】
図１０は、通電幅設定部１１による通電幅の制御を説明した図である。通電幅設定部１１は、負荷トルクを速度制御部１０が出力する出力電圧値により推定し、その出力電圧値に応じて通電幅を決定する。この図のように、速度制御部１０が出力する出力電圧値がＤA以下では、通電幅をφMAXに設定し、電流波形を滑らかにし効率を向上させる。出力電圧値が所定値ＤAから所定値ＤBの間の範囲にあるときは、出力電圧値の増加にともない、徐々に通電幅を減少させていく。出力電圧値が所定値ＤB以上のときは、通電幅を１２０度に固定する。このように、負荷の大きさに応じて通電幅を制御することにより、負荷が増大した場合でも、誘起電圧の検出可能範囲を十分に確保することができ、安定してモータを駆動することができる。
【００３８】
（実施の形態２）
本発明に係るインバータ装置の別の実施形態について説明する。
図１１に、実施の形態２のインバータ装置のブロック構成図を示す。図１１において、インバータ装置３ａは実施の形態１の装置の構成に加えて、さらに環流期間検出部１３を備える。インバータ装置３ａにおいて、交流電源１からの入力を整流回路２で直流に整流された直流電圧がスイッチング部６において３相交流電圧に変換され、その電圧によりモータ４が駆動されるのは、実施の形態１の場合と同様である。
【００３９】
環流期間検出部１３は、電圧検出部７により検出されたモータ４の電圧を用いて、モータ４の巻線の環流電流が流れる期間（以下「環流期間」という。）の時間長を検出する。通電幅設定部１１は、この環流期間の時間長情報を用いて通電幅を決定し、通電制御部９にその通電幅を指令する。さらに、ＰＷＭ位置設定部１２は、この環流期間の時間長情報を用いて最適なＰＷＭ位置を決定し通電制御部９にＰＷＭ位置を指令する。
【００４０】
図１２は、環流期間検出部１３による環流期間の時間長の検出動作を説明するための図である。図１２は、モータ４の１つの相における、あるタイミングでの端子電圧の波形を示した図である。通電区間の前に設定される無通電区間においては、ＰＷＭ制御の通電オンのタイミングにおいてモータ４の巻線が発生する誘起電圧が検出されるが、その前には、モータ４の巻線を流れる電流のインダクタンスにより発生する環流電流が現れる。この環流電流によりモータ４の端子電圧が高電圧になるため、無通電区間の前部においては高電圧となる環流期間が現れる。従って、モータ端子電圧を監視し、モータ端子電圧が所定のレベル（「環流判定レベル」という。）より高い値から、低くなったときに還流期間が終了したと判断できる。そこで、環流期間検出部１３は、モータ４の端子電圧を検出し、その値が予め定められた環流判定レベル以下になった時点で、環流期間が終了したと判定する。例えば、図１２において、時刻ｔAにおける端子電圧をＶA、時刻ｔBにおける端子電圧をＶB、環流判定レベルをＶKとした場合に、環流期間検出部１３は、ＶA＞ＶKかつＶB＜ＶKとなるような端子電圧ＶA、ＶBを検出したときに時刻ｔAと時刻ｔBの間において環流期間が終了したと判断する。
【００４１】
ＰＷＭ位置設定部１２は以下のように動作する。ＰＷＭ位置設定部１２は、実施の形態１の場合と同様に最適なＰＷＭ位置を決定する。最適なＰＷＭ位置はＰＷＭ開始位置による効率向上及び制御安定性を考慮して決定される。制御安定性は、誘起電圧の検出可能範囲により決定され、その範囲が狭くなる程、駆動安定性が低下する。そこで、環流期間検出部１３により検出された環流期間の長さに応じて、ＰＷＭ開始位置を変更することにより駆動安定性が確保する。
【００４２】
図１３は、本実施形態のＰＷＭ位置設定部１２によるＰＷＭ開始位置の制御を説明した図である。ＰＷＭ位置設定部１２は負荷トルクを環流期間長により推定し、それに応じてＰＷＭ開始位置を決定する。この図のように、環流期間長がＬ１以下では、ＰＷＭ開始位置のシフト角をφ１に設定する。これにより、電流波形を滑らかにし効率を向上させる。モータの負荷が増大して環流期間長が所定範囲にあるとき、すなわち、環流期間長がＬ1からＬ２の間にあるときは、モータの負荷に応じて徐々にＰＷＭ位置シフト角を減少させる。環流期間長が所定値（Ｌ２）以上では、ＰＷＭ位置シフト角を０となるように設定する。これにより、負荷が増大した場合でも、十分な誘起電圧の検出可能範囲を確保することができ、安定してモータを駆動することができる。
【００４３】
実施の形態１で述べたように、通電幅によっても誘起電圧の検出可能範囲が変化する。つまり、通電幅が広いほど、誘起電圧検出可能範囲は狭くなり、駆動安定性が低下する。しかも、負荷トルクが増加し、環流期間が長くなると、さらに安定性が低下する。したがって、駆動安定性を確保するためには、環流期間長が増加するに従い、通電幅を変更するのが好ましい。
【００４４】
図１４は、本実施形態による通電幅設定部１１の通電幅の制御を説明した図である。通電幅設定部１１は環流期間長に応じて通電幅を決定する。同図のように、環流期間長がＬA以下では、通電幅をφMAXに設定し、電流波形を滑らかにし効率を向上させる。さらに、モータの負荷が増大して環流期間長がある範囲（ＬAからＬBの間）にあるときは、還流期間長に応じて徐々に通電幅を減少させていく。そして、環流期間長が所定値（ＬB）以上のときは、通電幅を１２０度となるように固定する。このように、還流期間長に応じて導通角幅を可変することにより、負荷が増大した場合でも、十分な誘起電圧の検出可能範囲を確保することができ、安定してモータを駆動することができる。
【００４５】
なお、上記の本実施形態におけるインバータ装置は、専用のハード回路で実現しても、またマイクロコンピュータを利用したソフトウェアで実現してもよいことは言うまでもない。
【００４６】
【発明の効果】
本発明のインバータ装置によれば、通電を電気角で１２０度より大きく、かつ、１８０度より小さい範囲で実施し、さらにモータ電流の切替え発生時には、切替えが発生しない相のスイッチング素子のパルス幅変調を行わないことにより、滑らかな電流波形により高効率、低い振動、騒音レベルが実現される。
【００４７】
また、パルス幅変調を行わない区間の位置を、速度制御部が出力する出力電圧値に従い変更することにより、どのような負荷運転時にも、安定したモータ駆動を実現できる。
【００４８】
また、通電区間の通電幅を、制御すべき速度に応じた電圧値に従い変更する。これにより、どのような負荷運転時にも、安定して高効率、低振動、低騒音のモータ駆動が実現される。
【００４９】
また、モータ電流の環流期間を検出し、その環流期間の長さに従い通電区間の通電幅を決定することにより、どのような負荷運転時にも、安定して高効率、低振動、低騒音のモータ駆動が実現される。
【００５０】
または、モータ電流の環流期間を検出し、その環流期間長に従い、パルス幅変調を行わない区間の位置を決定することにより、どのような負荷運転時にも、安定したモータ駆動が実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係るインバータ装置の実施の形態１での構成を示すブロック図。
【図２】 従来のインバータ装置における通電方式（ａ）、及び、実施の形態１のインバータ装置における通電方式（ｂ）を説明した図。
【図３】 従来のインバータ装置の制御による電流波形（ａ）、及び、本発明のインバータ装置の制御によるモータ電流の電流波形（ｂ）を表した図。
【図４】 本発明に係るインバータ装置によるモータ駆動時の誘起電圧、スイッチング素子のオン・タイミング等を示したタイムチャート。
【図５】 本発明に係るインバータ装置の実施形態におけるスイッチング素子およびモータを流れる電流の経路を示す図（（ａ）から（ｄ））。
【図６】 本発明に係るインバータ装置の実施形態におけるスイッチング素子およびモータを流れる電流の経路を示す図（（ｅ）から（ｇ））。
【図７】 本発明のインバータ装置による端子電圧（ａ）、モータ電流（ｂ）、インバータ装置の直流部の電流（ｃ）の波形の一例を示す図。
【図８】 異なるＰＷＭ位置シフト量における、各負荷トルクに対する誘起電圧の検出可能範囲を説明した図。
【図９】 実施の形態１におけるインバータ装置のＰＷＭ位置設定部の動作特性図。
【図１０】 実施の形態１におけるインバータ装置の通電幅設定部の動作特性図。
【図１１】 本発明に係るインバータ装置の第２の実施例での構成を示すブロック図。
【図１２】 モータ端子電圧による環流期間の検出原理を説明するための図。
【図１３】 本発明のインバータ装置の一実施例におけるＰＷＭ位置設定部の動作特性図。
【図１４】 実施の形態２におけるインバータ装置の通電幅設定部の動作特性図。
【図１５】 従来のインバータ装置の構成を示すブロック図。
【図１６】 従来のインバータ装置によるモータ駆動時の誘起電圧、スイッチング素子のオン・タイミング等を示したタイムチャート。
【図１７】 従来のインバータ装置の端子電圧（ａ）、モータ電流（ｂ）、インバータ装置の直流部の電流（ｃ）の波形の一例を示す図。
【図１８】 従来のインバータ装置のスイッチング素子およびモータを流れる電流の電流経路を示す図。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 整流回路
３，３ａ インバータ装置
４ モータ
５a〜５f スイッチング素子
６a〜６f 環流ダイオード
７ 電圧検出部
８ 回転子位置速度検出部
９ 通電制御部
１０ 速度制御部
１１ 通電幅設定部
１２ ＰＷＭ位置設定部
１３ 環流期間検出部
Claims (6)
- モータを所望の周波数の交流電流により駆動するインバータ装置において、
複数のスイッチング素子と、該スイッチング素子に並列に接続された複数のダイオードとからなるスイッチング手段と、
モータを所望の周波数で駆動するために、前記スイッチング手段の動作を制御してモータ巻線への通電を制御する通電制御手段と、
モータの端子電圧を検出する電圧検出手段と、
該検出された電圧と基準電圧とを比較してモータの回転子の磁極位置と速度を推定する位置速度推定手段と、
モータの速度を与えられた目標速度に制御するための電圧を通電制御手段に出力する速度制御手段と、
前記通電制御手段の通電区間の位置を制御するＰＷＭ位置設定手段とを備え、
前記通電制御手段は、前記位置速度推定手段により推定された回転子の磁極位置に応じて通電を制御し、その際、通電幅を１２０度以上かつ１８０度未満の範囲に設定し、一つの通電区間の最初の部分においてスイッチング素子をＰＷＭ制御する第１の区間を設け、その第１の区間の後に所定のスイッチング素子を常時オンとする第２の区間を設け、その第２の区間の後にスイッチング素子をＰＷＭ制御する第３の区間を設け、
前記ＰＷＭ位置設定手段は、前記第２の通電区間の開始位置を前記速度制御手段が出力する出力電圧値に従いシフトする
ことを特徴とするインバータ装置。 - ＰＷＭ位置設定手段は、前記速度制御手段が出力する出力電圧値が大きいほど、前記第２の通電区間の開始位置を通電区間における前方にシフトさせることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
- モータを所望の周波数の交流電流により駆動するインバータ装置において、
複数のスイッチング素子と、該スイッチング素子に並列に接続された複数のダイオードとからなるスイッチング手段と、
モータを所望の周波数で駆動するために、前記スイッチング手段の動作を制御してモータ巻線への通電を制御する通電制御手段と、
モータの端子電圧を検出する電圧検出手段と、
該検出された電圧と基準電圧とを比較してモータの回転子の磁極位置と速度を推定する位置速度推定手段と、
モータの速度を与えられた目標速度に制御するための電圧を通電制御手段に出力する速度制御手段と、
前記通電区間の通電幅を制御する通電幅設定手段とを備え、
前記通電制御手段は、前記位置速度推定手段により推定された回転子の磁極位置に応じて通電を制御し、その際、通電幅を１２０度以上かつ１８０度未満の範囲に設定し、一つの通電区間の最初の部分においてスイッチング素子をＰＷＭ制御する第１の区間を設け、その第１の区間の後に所定のスイッチング素子を常時オンとする第２の区間を設け、その第２の区間の後にスイッチング素子をＰＷＭ制御する第３の区間を設け、
前記通電幅設定手段は、前記通電区間の通電幅を、前記速度制御手段が出力する出力電圧値に従い変更する
ことを特徴とするインバータ装置。 - 前記通電幅設定手段は、前記速度制御手段が出力する出力電圧値が大きいほど通電区間の通電幅を狭くすることを特徴とする請求項３記載のインバータ装置。
- モータを所望の周波数の交流電流により駆動するインバータ装置において、
複数のスイッチング素子と、該スイッチング素子に並列に接続された複数のダイオードとからなるスイッチング手段と、
モータを所望の周波数で駆動するために、前記スイッチング手段の動作を制御してモータ巻線への通電を制御する通電制御手段と、
モータの端子電圧を検出する電圧検出手段と、
該検出された電圧と基準電圧とを比較してモータの回転子の磁極位置と速度を推定する位置速度推定手段と、
モータの速度を与えられた目標速度に制御するための電圧を通電制御手段に出力する速度制御手段と、
前記通電区間の通電幅を制御する通電幅設定手段と、
モータに流れる電流が前記ダイオードを還流する期間である環流期間を検出する環流期間検出手段とを備え、
前記通電制御手段は、前記位置速度推定手段により推定された回転子の磁極位置に応じて通電を制御し、その際、通電幅を１２０度以上かつ１８０度未満の範囲に設定し、一つの通電区間の最初の部分においてスイッチング素子をＰＷＭ制御する第１の区間を設け、その第１の区間の後に所定のスイッチング素子を常時オンとする第２の区間を設け、その第２の区間の後にスイッチング素子をＰＷＭ制御する第３の区間を設け、
前記通電幅設定手段は、該環流期間検出手段が出力する環流期間の長さにしたがい、通電区間の通電幅を決定する
ことを特徴とするインバータ装置。 - モータを所望の周波数の交流電流により駆動するインバータ装置において、
複数のスイッチング素子と、該スイッチング素子に並列に接続された複数のダイオードとからなるスイッチング手段と、
モータを所望の周波数で駆動するために、前記スイッチング手段の動作を制御してモータ巻線への通電を制御する通電制御手段と、
モータの端子電圧を検出する電圧検出手段と、
該検出された電圧と基準電圧とを比較してモータの回転子の磁極位置と速度を推定する位置速度推定手段と、
モータの速度を与えられた目標速度に制御するための電圧を通電制御手段に出力する速度制御手段と、
前記通電制御手段の通電区間の位置を制御するＰＷＭ位置設定手段と、
モータに流れる電流が前記ダイオードを還流する期間である環流期間を検出する環流期間検出手段とを備え、
前記通電制御手段は、前記位置速度推定手段により推定された回転子の磁極位置に応じて通電を制御し、その際、通電幅を１２０度以上かつ１８０度未満の範囲に設定し、一つの通電区間の最初の部分においてスイッチング素子をＰＷＭ制御する第１の区間を設け、その第１の区間の後に所定のスイッチング素子を常時オンとする第２の区間を設け、その第２の区間の後にスイッチング素子をＰＷＭ制御する第３の区間を設け、
前記ＰＷＭ位置設定手段は、前記環流期間検出手段が出力する環流期間の長さにしたがい、前記通電区間における第２の区間の開始位置を決定する
ことを特徴とするインバータ装置。
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