JP3680837B2 - モータ制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣブラシレスモータの制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレスＤＣモータを回転数制御するモータ制御装置の代表例として、従来より１２０°通電制御の方式がある。図７は従来の１２０゜通電方式のモータ制御装置の制御ブロック図である。同図において、直流電源１０１により直流交流変換手段１０２に直流電圧が印加され、ブラシレスモータ１０３へ交流電圧が印加される。そして、モータ１０３への信号線から誘起電圧検出手段１０６によりモータの誘起電圧を検出し、この値をもとに、電圧制御手段１０５で、ＰＷＭ制御手段１０４への電圧が印加され、ＰＷＭ制御手段１０４により、直流交流変換手段１０２が制御される。
【０００３】
例えば、この方式において、誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式があり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行うものがある。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させ、同ゼロクロス信号は、４極モータの場合、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０°、すなわち電気角６０°毎に発生する、というものがある（例えば特許文献１参照）。
【０００４】
また、図８は１２０゜通電方式の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。通常運転時には誘起電圧８０に対して相電流８１の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流８２の位置まで進角させるものである。
【０００５】
【特許文献１】
特許第２６４２３５７号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記従来の１２０゜通電方式では、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行うため、モータ負荷急変・電源電圧急変の状態がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがあった。このような状態になると、脱調により、インバータシステムが停止してしまっていた。
【０００７】
また、１２０゜通電方式では、１相当たりの誘起電圧が電気角６０゜連続して確認できるが、モータ運転時の音・振動を軽減するため、通電角を１５０゜程度に設定して運転すると、１相当たり誘起電圧の連続検出が電気角３０゜分しかできず、通常運転時においても脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。
【０００８】
また、１８０゜通電に近い運転は不可能であるという課題を有していた。しかし、相電流８２の位置より進角させることは困難であるため、最高回転数も低くなり、限定された速度範囲しか運転できないという課題があった。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決するものであり、その目的とするところは、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない誘起電圧フィードバック制御の新方式により、位置センサ付き正弦波１８０゜通電と同等レベルの高速性能を実現し、かつ制御の安定性を確保したモータ制御装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、ＤＣブラシレスモータの誘起電圧によりロータの磁極位置情報を検出するロータ位置検出手段と、モータの出力電圧を制御する中・低速領域と電流位相を制御する高速領域すなわち弱め界磁制御領域で、それぞれに最適な誘起電圧検出手段を有し、前記領域を確定して誘起電圧検出方法を切り換える手段を有するモータ制御装置において、前記誘起電圧検出方法の切り換えを実行すると判断した場合には、さらに所定の条件を満たすまでは切り換え前の状態を保持し、前記所定の条件を満たした時に切り換えを実行し、誘起電圧検出方法の切り換え時期が、機械角１周期毎にｎ個存在し、ｎは、ｎ＞０を満たす自然数であり、モータ制御装置の出力電圧は正弦波ＰＷＭであり、出力電圧を制御する領域から電流位相を制御する領域に切り替わる直前の正弦波変調率は２以上であるものである。
【００１１】
この制御方法を用いることによって、出力電圧を制御する領域と電流位相を制御する領域の誘起電圧検出方法を切り換えることが可能となり、高速性能および制御の安定性を確保したモータ制御装置を提供することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００１３】
（実施の形態１）
図１は、本発明における３相ＤＣブラシレスモータの回転数に対する制御領域を表した図である。同図において、出力電圧を制御する領域１は中・低速回転領域にあり、電流位相を制御する領域２は弱め界磁制御が必要となる高速回転領域にある。同図のように、領域１では、回転数と連動して出力電圧６を変化させ、電流位相７は変化させない。一方、領域２では、回転数と連動して電流位相７は変化させ、出力電圧６は変化させない。同図の点８は、領域１と領域２の切り換え点である。領域１において、インバータのデューティが所定の値と判断されれば、切り換え点８となり、領域２に移行する。また、領域２において、電流位相をある設定した値と判断すると、切り換え点８となり、出力電圧制御領域１に移行する。
【００１４】
一方、電流位相の制御範囲には、前出の図８のように誘起電圧の検出のための制約がある。よって、領域２において電流位相の制御範囲を広くとって、弱め界磁制御により最高回転数を伸ばすため、誘起電圧の検出方法を領域１のものから変更する。検出方法の変更としては、誘起電圧の検出頻度の変更があり、例えば、領域１では電気角１周期に６回（６０度ごと）検出し、領域２では電気角１周期に１回の検出とするといった方法がある。
【００１５】
このように、領域１と領域２の切り換え点８では、回転数制御のためのパラメータ（出力電圧ｏｒ電流位相）と誘起電圧の検出方法が切り換わる。
【００１６】
実施の形態１は、これらパラメータと誘起電圧の検出方法の切り換え時期の例であり、誘起電圧の検出方法の変更時期を回転数制御のためのパラメータ（出力電圧ｏｒ電流位相）の変更時期からずらすものである。図２（１）は本実施の形態１における２つの領域の変更時期をあらわすフローチャート図である。
【００１７】
まず、現在の出力電圧のデューティと電流位相より、領域１と領域２の切り換え点８であるかどうかを判定する。切り換え点８であれば、回転数制御のためのパラメータ（出力電圧ｏｒ電流位相）を切り換える（ステップ１１）。次に、モータの誘起電圧の検出をしている最中かどうかを判定する（ステップ１２）。続いて誘起電圧の検出中であるかどうかの判断を行い（ステップ１３）、誘起電圧検出中であれば、誘起電圧の検出方法の切り換えは行わない。誘起電圧の検出中でなくなれば、誘起電圧の検出方法の切り換えを行う（ステップ１４）。
【００１８】
尚、実施の形態１においては、図２（２）〜（４）のようなフローチャートとすることもできる。図２（２）では、誘起電圧の検出方法の切り換えは、誘起電圧を検出した直後の時期としている（ステップ２３）。また、図２（３）では、誘起電圧の検出方法の切り換えは、誘起電圧を検出した後、通電相を切り換えた直後の時期としている（ステップ３３）。また、図２（４）では、誘起電圧の検出方法の切り換えは、誘起電圧が検出可能な電気角６０°毎（４極モータでは機械角１周期中に１２回）ではなく、Ｕ相の誘起電圧の立ち下りの検出時期の後（４極モータでは機械角１周期中に２回）の時期とするものである（ステップ４３）。また、図２（５）では、切り換えを判断する点８では回転数制御のためのパラメータ（出力電圧ｏｒ電流位相）の切り換えを行わず、図２（１）〜（４）の誘起電圧の検出方法の切り換えと同じ時期で回転数制御のためのパラメータも切り換えるものである。
【００１９】
また、誘起電圧検出方法に合わせたパラメータには、通電幅、電流位相、キャリア回転数等がある。これらのパラメータを図２（１）〜（５）誘起電圧検出方法の切り換え時期と同時に変更する。
【００２０】
実施の形態１のような切り換えを行わない場合、誘起電圧の検出の切り換えが安定せず、切り換え時期によっては速度急変や脱調が発生する危険性がある。図２（１）〜（５）のようなフローでの切り換えを行うことによって、高速性能を伸ばすための制御切り換えを安定に行うことができる。
【００２１】
なお、上記では、誘起電圧の検出頻度は、領域１では電気角１周期に６回検出し、領域２では電気角１周期に１回の検出としたが、この回数は、他の自然数を用いても同様の効果を得ることができる。また、図２（４）でＵ相の立下りの検出時期の後としたが、Ｕ、Ｖ、Ｗのどの相でもよく、立ち上がり、立ち下がりのどちらでもよく、また、それらを複数抽出してもよい。また、３相ＤＣブラシレスモータだけでなく、単相、多相ＤＣブラシレスモータについても同様の効果が得られる。
【００２２】
（実施の形態２）
実施の形態２は、本発明のインバータ出力電圧波形が正弦波である場合の例である。図３は、図２同様に回転数に対する制御領域を領域１と領域２の２つに分け、領域１、２の切り換え点８と、出力電圧の変調率の値の関係を示したものであり、切り換え点８では、変調率は２以上の値とするものである。
【００２３】
この実施の形態によれば、正弦波は図４のようになり、
２×ｓｉｎ３０°＝１．０より、正弦波の３０°部分のＤｕｔｙを１００％以上とすることができる。このようにすると、通電幅が１２０°の場合、実質常にＤｕｔｙは１００％となり、ＰＷＭチョッピングが無いため、位置検出が常に可能となる。よって、位置検出が安定した状態での切り換えが可能で、切り換え時の脱調や速度急変を防止することができる。
【００２４】
（実施の形態３）
実施の形態３は、本発明のインバータ出力電圧波形が正弦波である場合の例である。図５は、出力電圧を制御する領域１と電流位相を制御する領域２の変調率と変調率の最大値の遷移を示した図である。同図のように、領域１と領域２で、変調率の最大値が異なり、
領域１の変調率最大値≦領域２の変調率最大値としている。
【００２５】
正弦波の位相が進む電流位相を制御する領域２では、出力をＤｕｔｙ１００％にするためには、Ｄｕｔｙ１００％以上になる角度範囲を増やさなければならない。
【００２６】
例えば、正弦波でχ°の位置をＤｕｔｙ１００％にするには、変調率は、
変調率＝１００（％）／ｓｉｎχとなる。
【００２７】
このように、この実施の形態２によれば、電流位相の制御にかかわらず、実質常にＤｕｔｙを１００％とすることが可能で、ＰＷＭチョッピングが無いため、位置検出が常に可能となる。よって、領域２での位置検出が安定し、脱調や速度急変を防止することができる。
【００２８】
（実施の形態４）
実施の形態４は、前出の実施の形態１のように出力電圧を制御する領域１と電流位相を制御する領域２で誘起電圧の検出頻度を変更する場合に実施するものであり、例えば、領域１では電気角１周期に６回（６０度ごと）検出し、領域２では電気角１周期に１回の検出とするといった場合の回転数の算出方法に関するものである。
【００２９】
図６（１）は、出力電圧を制御する領域１と電流位相を制御する領域２の回転数算出方法を示した図である。領域１では、誘起電圧の検出頻度は電気角１周期に６回であるため、電気角６０°毎のデータの６回分を合計して、電気角３６０°分のデータに変換し、バッファに格納する。領域２では、誘起電圧の検出頻度は電気角１周期に１回であるため、電気角３６０°毎の周期データをバッファに格納する。領域１の周期データを格納するバッファと領域２の周期データを格納するバッファは、同じＲＡＭを使用し、最新のデータになるよう上書きをする。そして、どちらの領域でも、所定周期分の電気角を平均して、実回転数を算出している。
【００３０】
図６（２）も同様に、領域１と領域２の回転数算出方法を示した例である。領域１では、誘起電圧の検出頻度は電気角１周期に６回であるため、電気角６０°毎の周期データをバッファに格納する。領域２では、誘起電圧の検出頻度は電気角１周期に１回であるため、電気角３６０°毎の周期データを６分割して電気角６０°毎にバッファに格納する。領域１の周期データを格納するバッファと領域２の周期データを格納するバッファは、同じＲＡＭを使用し、最新のデータになるよう上書きをする。そして、どちらの領域でも、電気角の所定周期分を平均して、実回転数を算出している。
【００３１】
図６（３）も同様に、領域１と領域２の回転数算出方法を示した例である。領域１では、誘起電圧の検出頻度は電気角１周期に６回であるため、電気角６０°毎のタイマ値を周期データをバッファに格納する。領域２では、誘起電圧の検出頻度は電気角１周期に１回であるため、電気角３６０°毎の周期データを６分割して電気角６０°毎にバッファに格納する。出力電圧制御領域１の周期データを格納するバッファと電流位相制御領域２の周期データを格納するバッファは、同じＲＡＭを使用し、最新のデータになるよう上書きをする。そして、どちらの領域でも、電気角所定周期分を平均して、実回転数を算出している。
【００３２】
これらの実施の形態によれば、領域１と領域２の回転数の算出がスムーズであるため、安定した制御の切り換えを得ることができ、速度の急変、脱調を防止することができる。なお、上記の誘起電圧検出頻度は、電気角１周期に２回あるいは３回、または電気角２周期に１回というような値でもよい。また、バッファに入れる周期も、２領域間で統一すればよく、他の角度を用いても同様の効果を得ることができる。
【００３３】
【発明の効果】
上記から明らかなように、本発明は、ＤＣブラシレスモータの誘起電圧によりロータの磁極位置情報を検出するロータ位置検出手段と、モータの出力電圧を制御する中・低速領域と電流位相を制御する高速領域すなわち弱め界磁制御領域で、それぞれに最適な誘起電圧検出手段を有し、前記領域を確定して誘起電圧検出方法を切り換える手段を有するモータ制御装置において、前記誘起電圧検出方法の切り換えを実行すると判断した場合には、さらに所定の条件を満たすまでは切り換え前の状態を保持し、前記所定の条件を満たした時に切り換えを実行し、誘起電圧検出方法の切り換え時期が、機械角１周期毎にｎ個存在し、ｎは、ｎ＞０を満たす自然数であり、モータ制御装置の出力電圧は正弦波ＰＷＭであり、出力電圧を制御する領域から電流位相を制御する領域に切り替わる直前の正弦波変調率は２以上であるものである。この構成によれば、出力電圧を制御する領域１と電流位相を制御する領域２の切り換えにおいて、安定した状態での位置検出方法の切り換えが可能で、速度急変や脱調が発生する危険性を回避するという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１におけるパラメータの領域図
【図２】 本発明の実施の形態１におけるフローチャート
【図３】 本発明の実施の形態２における変調率の領域図
【図４】 本発明の実施の形態２における正弦波波形図
【図５】 本発明の実施の形態３における変調率の最大値の領域図
【図６】 本発明の実施の形態４における回転数の算出方法図
【図７】 従来の１２０゜通電方式のモータ制御装置の制御ブロック図
【図８】 従来の１２０゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図
【符号の説明】
１ 出力電圧を制御する領域
２ 電流位相を制御する領域
６ 出力電圧
７ 電流位相
８ 出力電圧制御領域１と電流位相制御領域２の切り換え点
ｎ 機械角１周期の前記切り換えを実行する時期の数
ｉ 出力電圧制御領域１の電気角１周期の回転数データ数
ｊ 電流位相制御領域２の電気角１周期の回転数データ数
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣブラシレスモータの制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレスＤＣモータを回転数制御するモータ制御装置の代表例として、従来より１２０°通電制御の方式がある。図７は従来の１２０゜通電方式のモータ制御装置の制御ブロック図である。同図において、直流電源１０１により直流交流変換手段１０２に直流電圧が印加され、ブラシレスモータ１０３へ交流電圧が印加される。そして、モータ１０３への信号線から誘起電圧検出手段１０６によりモータの誘起電圧を検出し、この値をもとに、電圧制御手段１０５で、ＰＷＭ制御手段１０４への電圧が印加され、ＰＷＭ制御手段１０４により、直流交流変換手段１０２が制御される。
【０００３】
例えば、この方式において、誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式があり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行うものがある。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させ、同ゼロクロス信号は、４極モータの場合、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０°、すなわち電気角６０°毎に発生する、というものがある（例えば特許文献１参照）。
【０００４】
また、図８は１２０゜通電方式の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。通常運転時には誘起電圧８０に対して相電流８１の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流８２の位置まで進角させるものである。
【０００５】
【特許文献１】
特許第２６４２３５７号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記従来の１２０゜通電方式では、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行うため、モータ負荷急変・電源電圧急変の状態がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがあった。このような状態になると、脱調により、インバータシステムが停止してしまっていた。
【０００７】
また、１２０゜通電方式では、１相当たりの誘起電圧が電気角６０゜連続して確認できるが、モータ運転時の音・振動を軽減するため、通電角を１５０゜程度に設定して運転すると、１相当たり誘起電圧の連続検出が電気角３０゜分しかできず、通常運転時においても脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。
【０００８】
また、１８０゜通電に近い運転は不可能であるという課題を有していた。しかし、相電流８２の位置より進角させることは困難であるため、最高回転数も低くなり、限定された速度範囲しか運転できないという課題があった。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決するものであり、その目的とするところは、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない誘起電圧フィードバック制御の新方式により、位置センサ付き正弦波１８０゜通電と同等レベルの高速性能を実現し、かつ制御の安定性を確保したモータ制御装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、ＤＣブラシレスモータの誘起電圧によりロータの磁極位置情報を検出するロータ位置検出手段と、モータの出力電圧を制御する中・低速領域と電流位相を制御する高速領域すなわち弱め界磁制御領域で、それぞれに最適な誘起電圧検出手段を有し、前記領域を確定して誘起電圧検出方法を切り換える手段を有するモータ制御装置において、前記誘起電圧検出方法の切り換えを実行すると判断した場合には、さらに所定の条件を満たすまでは切り換え前の状態を保持し、前記所定の条件を満たした時に切り換えを実行し、誘起電圧検出方法の切り換え時期が、機械角１周期毎にｎ個存在し、ｎは、ｎ＞０を満たす自然数であり、モータ制御装置の出力電圧は正弦波ＰＷＭであり、出力電圧を制御する領域から電流位相を制御する領域に切り替わる直前の正弦波変調率は２以上であるものである。
【００１１】
この制御方法を用いることによって、出力電圧を制御する領域と電流位相を制御する領域の誘起電圧検出方法を切り換えることが可能となり、高速性能および制御の安定性を確保したモータ制御装置を提供することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００１３】
（実施の形態１）
図１は、本発明における３相ＤＣブラシレスモータの回転数に対する制御領域を表した図である。同図において、出力電圧を制御する領域１は中・低速回転領域にあり、電流位相を制御する領域２は弱め界磁制御が必要となる高速回転領域にある。同図のように、領域１では、回転数と連動して出力電圧６を変化させ、電流位相７は変化させない。一方、領域２では、回転数と連動して電流位相７は変化させ、出力電圧６は変化させない。同図の点８は、領域１と領域２の切り換え点である。領域１において、インバータのデューティが所定の値と判断されれば、切り換え点８となり、領域２に移行する。また、領域２において、電流位相をある設定した値と判断すると、切り換え点８となり、出力電圧制御領域１に移行する。
【００１４】
一方、電流位相の制御範囲には、前出の図８のように誘起電圧の検出のための制約がある。よって、領域２において電流位相の制御範囲を広くとって、弱め界磁制御により最高回転数を伸ばすため、誘起電圧の検出方法を領域１のものから変更する。検出方法の変更としては、誘起電圧の検出頻度の変更があり、例えば、領域１では電気角１周期に６回（６０度ごと）検出し、領域２では電気角１周期に１回の検出とするといった方法がある。
【００１５】
このように、領域１と領域２の切り換え点８では、回転数制御のためのパラメータ（出力電圧ｏｒ電流位相）と誘起電圧の検出方法が切り換わる。
【００１６】
実施の形態１は、これらパラメータと誘起電圧の検出方法の切り換え時期の例であり、誘起電圧の検出方法の変更時期を回転数制御のためのパラメータ（出力電圧ｏｒ電流位相）の変更時期からずらすものである。図２（１）は本実施の形態１における２つの領域の変更時期をあらわすフローチャート図である。
【００１７】
まず、現在の出力電圧のデューティと電流位相より、領域１と領域２の切り換え点８であるかどうかを判定する。切り換え点８であれば、回転数制御のためのパラメータ（出力電圧ｏｒ電流位相）を切り換える（ステップ１１）。次に、モータの誘起電圧の検出をしている最中かどうかを判定する（ステップ１２）。続いて誘起電圧の検出中であるかどうかの判断を行い（ステップ１３）、誘起電圧検出中であれば、誘起電圧の検出方法の切り換えは行わない。誘起電圧の検出中でなくなれば、誘起電圧の検出方法の切り換えを行う（ステップ１４）。
【００１８】
尚、実施の形態１においては、図２（２）〜（４）のようなフローチャートとすることもできる。図２（２）では、誘起電圧の検出方法の切り換えは、誘起電圧を検出した直後の時期としている（ステップ２３）。また、図２（３）では、誘起電圧の検出方法の切り換えは、誘起電圧を検出した後、通電相を切り換えた直後の時期としている（ステップ３３）。また、図２（４）では、誘起電圧の検出方法の切り換えは、誘起電圧が検出可能な電気角６０°毎（４極モータでは機械角１周期中に１２回）ではなく、Ｕ相の誘起電圧の立ち下りの検出時期の後（４極モータでは機械角１周期中に２回）の時期とするものである（ステップ４３）。また、図２（５）では、切り換えを判断する点８では回転数制御のためのパラメータ（出力電圧ｏｒ電流位相）の切り換えを行わず、図２（１）〜（４）の誘起電圧の検出方法の切り換えと同じ時期で回転数制御のためのパラメータも切り換えるものである。
【００１９】
また、誘起電圧検出方法に合わせたパラメータには、通電幅、電流位相、キャリア回転数等がある。これらのパラメータを図２（１）〜（５）誘起電圧検出方法の切り換え時期と同時に変更する。
【００２０】
実施の形態１のような切り換えを行わない場合、誘起電圧の検出の切り換えが安定せず、切り換え時期によっては速度急変や脱調が発生する危険性がある。図２（１）〜（５）のようなフローでの切り換えを行うことによって、高速性能を伸ばすための制御切り換えを安定に行うことができる。
【００２１】
なお、上記では、誘起電圧の検出頻度は、領域１では電気角１周期に６回検出し、領域２では電気角１周期に１回の検出としたが、この回数は、他の自然数を用いても同様の効果を得ることができる。また、図２（４）でＵ相の立下りの検出時期の後としたが、Ｕ、Ｖ、Ｗのどの相でもよく、立ち上がり、立ち下がりのどちらでもよく、また、それらを複数抽出してもよい。また、３相ＤＣブラシレスモータだけでなく、単相、多相ＤＣブラシレスモータについても同様の効果が得られる。
【００２２】
（実施の形態２）
実施の形態２は、本発明のインバータ出力電圧波形が正弦波である場合の例である。図３は、図２同様に回転数に対する制御領域を領域１と領域２の２つに分け、領域１、２の切り換え点８と、出力電圧の変調率の値の関係を示したものであり、切り換え点８では、変調率は２以上の値とするものである。
【００２３】
この実施の形態によれば、正弦波は図４のようになり、
２×ｓｉｎ３０°＝１．０より、正弦波の３０°部分のＤｕｔｙを１００％以上とすることができる。このようにすると、通電幅が１２０°の場合、実質常にＤｕｔｙは１００％となり、ＰＷＭチョッピングが無いため、位置検出が常に可能となる。よって、位置検出が安定した状態での切り換えが可能で、切り換え時の脱調や速度急変を防止することができる。
【００２４】
（実施の形態３）
実施の形態３は、本発明のインバータ出力電圧波形が正弦波である場合の例である。図５は、出力電圧を制御する領域１と電流位相を制御する領域２の変調率と変調率の最大値の遷移を示した図である。同図のように、領域１と領域２で、変調率の最大値が異なり、
領域１の変調率最大値≦領域２の変調率最大値としている。
【００２５】
正弦波の位相が進む電流位相を制御する領域２では、出力をＤｕｔｙ１００％にするためには、Ｄｕｔｙ１００％以上になる角度範囲を増やさなければならない。
【００２６】
例えば、正弦波でχ°の位置をＤｕｔｙ１００％にするには、変調率は、
変調率＝１００（％）／ｓｉｎχとなる。
【００２７】
このように、この実施の形態２によれば、電流位相の制御にかかわらず、実質常にＤｕｔｙを１００％とすることが可能で、ＰＷＭチョッピングが無いため、位置検出が常に可能となる。よって、領域２での位置検出が安定し、脱調や速度急変を防止することができる。
【００２８】
（実施の形態４）
実施の形態４は、前出の実施の形態１のように出力電圧を制御する領域１と電流位相を制御する領域２で誘起電圧の検出頻度を変更する場合に実施するものであり、例えば、領域１では電気角１周期に６回（６０度ごと）検出し、領域２では電気角１周期に１回の検出とするといった場合の回転数の算出方法に関するものである。
【００２９】
図６（１）は、出力電圧を制御する領域１と電流位相を制御する領域２の回転数算出方法を示した図である。領域１では、誘起電圧の検出頻度は電気角１周期に６回であるため、電気角６０°毎のデータの６回分を合計して、電気角３６０°分のデータに変換し、バッファに格納する。領域２では、誘起電圧の検出頻度は電気角１周期に１回であるため、電気角３６０°毎の周期データをバッファに格納する。領域１の周期データを格納するバッファと領域２の周期データを格納するバッファは、同じＲＡＭを使用し、最新のデータになるよう上書きをする。そして、どちらの領域でも、所定周期分の電気角を平均して、実回転数を算出している。
【００３０】
図６（２）も同様に、領域１と領域２の回転数算出方法を示した例である。領域１では、誘起電圧の検出頻度は電気角１周期に６回であるため、電気角６０°毎の周期データをバッファに格納する。領域２では、誘起電圧の検出頻度は電気角１周期に１回であるため、電気角３６０°毎の周期データを６分割して電気角６０°毎にバッファに格納する。領域１の周期データを格納するバッファと領域２の周期データを格納するバッファは、同じＲＡＭを使用し、最新のデータになるよう上書きをする。そして、どちらの領域でも、電気角の所定周期分を平均して、実回転数を算出している。
【００３１】
図６（３）も同様に、領域１と領域２の回転数算出方法を示した例である。領域１では、誘起電圧の検出頻度は電気角１周期に６回であるため、電気角６０°毎のタイマ値を周期データをバッファに格納する。領域２では、誘起電圧の検出頻度は電気角１周期に１回であるため、電気角３６０°毎の周期データを６分割して電気角６０°毎にバッファに格納する。出力電圧制御領域１の周期データを格納するバッファと電流位相制御領域２の周期データを格納するバッファは、同じＲＡＭを使用し、最新のデータになるよう上書きをする。そして、どちらの領域でも、電気角所定周期分を平均して、実回転数を算出している。
【００３２】
これらの実施の形態によれば、領域１と領域２の回転数の算出がスムーズであるため、安定した制御の切り換えを得ることができ、速度の急変、脱調を防止することができる。なお、上記の誘起電圧検出頻度は、電気角１周期に２回あるいは３回、または電気角２周期に１回というような値でもよい。また、バッファに入れる周期も、２領域間で統一すればよく、他の角度を用いても同様の効果を得ることができる。
【００３３】
【発明の効果】
上記から明らかなように、本発明は、ＤＣブラシレスモータの誘起電圧によりロータの磁極位置情報を検出するロータ位置検出手段と、モータの出力電圧を制御する中・低速領域と電流位相を制御する高速領域すなわち弱め界磁制御領域で、それぞれに最適な誘起電圧検出手段を有し、前記領域を確定して誘起電圧検出方法を切り換える手段を有するモータ制御装置において、前記誘起電圧検出方法の切り換えを実行すると判断した場合には、さらに所定の条件を満たすまでは切り換え前の状態を保持し、前記所定の条件を満たした時に切り換えを実行し、誘起電圧検出方法の切り換え時期が、機械角１周期毎にｎ個存在し、ｎは、ｎ＞０を満たす自然数であり、モータ制御装置の出力電圧は正弦波ＰＷＭであり、出力電圧を制御する領域から電流位相を制御する領域に切り替わる直前の正弦波変調率は２以上であるものである。この構成によれば、出力電圧を制御する領域１と電流位相を制御する領域２の切り換えにおいて、安定した状態での位置検出方法の切り換えが可能で、速度急変や脱調が発生する危険性を回避するという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１におけるパラメータの領域図
【図２】 本発明の実施の形態１におけるフローチャート
【図３】 本発明の実施の形態２における変調率の領域図
【図４】 本発明の実施の形態２における正弦波波形図
【図５】 本発明の実施の形態３における変調率の最大値の領域図
【図６】 本発明の実施の形態４における回転数の算出方法図
【図７】 従来の１２０゜通電方式のモータ制御装置の制御ブロック図
【図８】 従来の１２０゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図
【符号の説明】
１ 出力電圧を制御する領域
２ 電流位相を制御する領域
６ 出力電圧
７ 電流位相
８ 出力電圧制御領域１と電流位相制御領域２の切り換え点
ｎ 機械角１周期の前記切り換えを実行する時期の数
ｉ 出力電圧制御領域１の電気角１周期の回転数データ数
ｊ 電流位相制御領域２の電気角１周期の回転数データ数
Claims (1)
- ＤＣブラシレスモータの誘起電圧によりロータの磁極位置情報を検出するロータ位置検出手段と、モータの出力電圧を制御する中・低速領域と電流位相を制御する高速領域すなわち弱め界磁制御領域で、それぞれに最適な誘起電圧検出手段を有し、前記領域を確定して誘起電圧検出方法を切り換える手段を有するモータ制御装置において、前記誘起電圧検出方法の切り換えを実行すると判断した場合には、さらに所定の条件を満たすまでは切り換え前の状態を保持し、前記所定の条件を満たした時に切り換えを実行し、誘起電圧検出方法の切り換え時期が、機械角１周期毎にｎ個存在し、ｎは、ｎ＞０を満たす自然数であり、モータ制御装置の出力電圧は正弦波ＰＷＭであり、出力電圧を制御する領域から電流位相を制御する領域に切り替わる直前の正弦波変調率は２以上であることを特徴とするモータ制御装置。
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